<Desc/Clms Page number 1>
Schaltungsanordnung, insbesondere für Kondensatormikrophone
Die im folgenden beschriebene Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bestimmung des Phasenwinkels zwischen zwei Wechselstromgrössen ; sie soll vorzugsweise in Kondensatormikrophonschaltun- gen verwendet werden. Kondensatormikrophone werden bis heute fast ausnahmslos in der sogenannten
Niederfrequenzschaltung betrieben. Daneben ist die Hochfrequenzschaltung nach Riegger seit langem bekannt ; solange diese Schaltung mit Röhren aufgebaut wurde, hat sie jedoch im Hinblick auf den erforderlichen Aufwand keine wesentliche Bedeutung erlangt.
Mit der fortschreitenden Entwicklung der Halbleitertechnik wird jedoch die Sachlage wesentlich ver- ändert. Der entscheidende Vorteil von Transistoren bzw. andern entsprechenden Halbleiterelementen ist der Umstand, dass sie mit einer einzigen, verhältnismässig geringen Spannung betrieben werden können. Da ihr Eingangswiderstand klein ist im Verhältnis zu dem sehr grossen Quellwiderstand eines Kon- densatormikrophones, ist ihre Anwendung in der Niederfrequenzschaltung unmöglich. Diese Anpassungschwierigkeiten entfallen in der Hochfrequenzschaltung.
Nun ergeben sich hiebei infolge der Rauscheigenschaften der Transistoren bzw. anderer entsprechender Halbleiterelemente besondere Schwierigkeiten, wenn ein befriedigender Quotient der Nutzspannung zur Störspannung der Schaltungsanordnung erzielt werden soll.
Ausser der klassischen Hochfrequenzschaltung nach Riegger sind Hochfiequenzschaltungen bekannt, die einen oder mehrere Diskriminatoren, aufgebaut auf dem sogenannten Rieggerkreis, verwenden. Auch ist bekannt, zwei Diskriminatorkreise so anzuordnen, dass das Oszillatorrauschen kompensiert ist. Das Rauschen, verursacht durch die in Hochfrequenzschaltungen grundsätzlich erforderlichen Gleichrichter, ist in diesen bekannten Schaltungsanordnungen jedoch voll wirksam, da es im Prinzip dieser Schaltung begründet ist, dass die an den Gleichrichtern liegenden Hochfrequenzspannungen verhältnismässig gross sind.
Um zusätzlich auch das Rauschen der Gleichrichter zu verringern, wurden bei einer ändern bekann- ten Hochfrequenzschaltung (Deutsche Auslegeschrift 1125973) die an den Gleichrichtern liegenden Span nungen jeweils durch eine Differenzbildung verringert. Diese Differenzbildung erfolgt dadurch, dass von den aus den Schwingkreisen gewonnenen Hochfrequenzspannungen eine im Betrag kleinere, nicht oder nur schwach modulierte Hochfrequenzspannung subtrahiert wird. Durch die relative Verstimmung von zwei Schwingkreisen gegenüber der Oszillatorfrequenz wird bei dieser bekannten Schaltung die Änderung der Steuergrösse über die Flanke der Resonanzkurve abgebildet.
Ein Nachteil dieser Schaltung ist der Umstand, dass infolge des grundsätzlichen Verlaufs einer Resonanzkurve wegen der sonst auftretenden grossen nichtlinearen Verzerrungen ein grosser Nutzeffekt nur bei gleichzeitiger starker Einengung des Aussteuerungsbereiches der Anordnung erzielt werden kann.
Dieser Nachteil wird gemäss der Erfindung dadurch behoben, dass in einer Schaltungsanordnung, die einen Oszillator und zwei gleiche Schwingkreise enthält, von denen mindestens einer durch den auszuwertenden Vorgang beeinflusst wird, die Schwingkreise derart abgestimmt sind, dass ihre Resonanzfrequenz und die Oszillator frequenz übereinstimmen. Es ist ferner eine Gleichrichteranordnung vorgesehen, die einerseits zwei Gleichrichterzweige mit einem gemeinsamen Anschlusspunkt umfasst und die anderseits einen oder mehrere ohmsche Widerstände und zwei Anschlüsse enthält ; dieser ohmsche Widerstand
<Desc/Clms Page number 2>
bzw. diese ohmschen Widerstände und die Anschlüsse dienen dazu, die Differenz der Gleichströme bzw. Gleichspannungen der beiden Gleichrichterzweige zu gewinnen.
Zwischen den Anschlusspunkten jedes der beiden Gleichrichterzweige ist jeweils ein Schaltungszweig angeschlossen, dem eine aus dem Oszillator gewonnene Spannung eingeprägt ist, und der mindestens einen der beiden Schwingkreise bzw. die Elemente zur Ankopplung eines dieser Schwingkreise enthält. Die beiden nicht gemeinsamen Anschlusspunkte der beiden Gleichrichterzweige sind miteinander über einen Widerstand bzw. eine Widerstandskombination verbunden, worin das Verhältnis von Wirk- zu Blindanteilen verschieden ist vom jeweiligen Verhältnis der Wirk- und Blindanteile der beiden jeweils zwischen den Anschlusspunkten der beiden Gleichrichterzweige liegenden Schaltungszweige.
Werden nun in einer solchen Schaltungsanordnung die einzelnen Schaltelemente so angeordnet und bemessen, dass die Differenz der in der Gleichrichteranordnung gebildeten Gleichströme bzw. Gleichspannungen entsprechend der durch das Auftreten des auszuwertenden Vorganges entstehenden relativen Verstimmung der beiden Schwingkreise von Null abweicht, so kann diese Differenz als Kriterium für die Auswertung der Phasendifferenz herangezogen werden.
Selbstverständlich kann die Schaltungsanordnung so aufgebaut sein, dass einer der beiden Schwingkreise oder beide die frequenzbestimmenden Elemente des Oszillators darstellen, oder aber derart, dass die beiden Schwingkreise ihrerseits auf die Frequenz eines eigenerregten Oszillators abgestimmt sind.
Im folgenden soll die Erfindung an Hand der beigefügten Zeichnungen an mehreren Beispielen erläutert werden.
InFig. listmit A ein Oszillator bezeichnet, an den die beiden Schwingkreise B und C angeschlossen sind. Die beiden Schwingkreise Bund C sind auf die Frequenz des Oszillators A abgestimmt. Im Schwingkreis C ist als Kapazität das Kondensatormikrophon D vorgesehen, so dass der Kreis seine Abstimmung im Rhythmus der Membranschwingungen des Mikrophones ändert.
Über das Kopplungselement Q wird die dem Schwingkreis B entnommene Spannung Ul dem Schaltungszweig 3-6-1 und über das Kopplungselement R die dem Schwingkreis C entnommene Spannung U2 dem Schaltungszweig 3-7-2 eingeprägt. Der Schaltungszweig 3-6-1 umfasst also über sein Kopplungselement Q den Schwingkreis B und im gewählten Beispiel zusätzlich einen
EMI2.1
Zwischen den Punkten 1, 2, 3 liegt eine Gleichrichteranordnung, die aus dem Gleichrichterzweig 1-8-3 mit dem Gleichrichter H und dem Gleichrichterzweig 2-8-3 mit dem Gleichrichter K aufgebaut ist. In den bei den Gleichrichterzweigen liegen die ohmschen Widerstände L bzw. M, die durch die Kondensatoren N bzw. P zur Ableitung der Hochfrequenz überbackt sind. An den Punkten 4 und 5 wird die Differenz der in den beiden Gleichrichterzweigen entstehenden Gleichspannungen abgegriffen. Die Punkte 1 und 2 sind durch den kapazitiven Blindwiderstand F miteinander verbunden.
Wird nun in dem in Fig. 1 dargestellten Beispiel angenommen, dass die Widerstände E und G unter sich gleich sind, wird ferner angenommen, dass die Spannungen us und U2 in Betrag und Phase gleich sind, so gillt für die Anordnung das in Fig. 2 dargestellte Vektordiagramm der Spannungen. In diesem Vektordiagramm entspricht der Vektor 6-1 der Spannung an dem reellen Widerstand E und der Vektor 2-7 der Spannung an dem reellen Widerstand G. Die Spannung an der Kapazität F entspricht dem Vektor 1-2. An dem Gleichrichterzweig 1-8-3 bzw. H"L wirkt die Spannung 1-3, an dem Gleichrichterzweig 2-8-3 bzw. K-M die Spannung 3-2. Sind nun die beiden Gleichrichterzweige bei entsprechender Polung der Gleichrichter unter sich gleich, so ist die Gleichspannung zwischen den Punkten 4 und 5 gleich null.
Hieraus ergibt sich dass die Rauschkomponenten des Oszillators kompensiert sind.
Eine durch das Schallfeld bewirkte Membranauslenkung verstimmt den Kreis C gegenüber dem Kreis B, wodurch zwischen den Spannungen ul und u ein Phasenunterschied auftritt. Die hiebei
EMI2.2
sind bei den hier in Betracht kommenden kleinen Phasenwinkeln vernachlässigbar. Mit der auftretenden Phasenverschiebung läuft im Vektordiagramm der Verbindungspunkt zwischen uund u von 3 nach 3'.
EMI2.3
eine der Differenz dieser beiden entsprechende Spannung auftritt und das Kriterium für die Auswertung liefert,
<Desc/Clms Page number 3>
Aus dem vorstehend beschriebenen Vektordiagramm geht nun ohne weiteres hervor, dass die an den Gleichrichtern H und K auftretenden Spannungen, beispielsweise die Spannung 3'-2, angenähert Null werden kann.
Dies bedeutet aber, dass die mögliche Differenz der Spannungen voll ausgenutzt werden kann, wodurch sich besonders günstige Verhältnisse von Nutzspannung zu Störspannung (Geräuschspannung) ergeben.
In Fig. 3 sind die Resonanzkurve I und die Phasenkurve II eines Schwingkreises als Funktion der Verstimmung v aufgetragen. Aus der Abstimmung der Kreise B und C auf die. Frequenz des Oszilla- tors A ergibt sich, dass der Arbeitspunkt im Nullpunkt der Phasenkurve II liegt, der gleichzeitig deren Symmetriepunkt ist. Damit ergibt sich über den gesamten Aussteuerungsbereich eine symmetrische Aussteuerbarkeit bei weitgehend linearem Funktionszusammenhang, so dass ein Minimum an nichtlinearen Verzerrungen auftritt. Hinzu kommt noch als wesentlicher Vorteil, dass infolge des steileren Verlaufs der Phasenkurve gegenüber der ihr zugeordneten Resonanzkurve ein wesentlich grösserer Nutzeffekt und damit auch eine weitere Verbesserung des Verhältnisses der Nutzspannung zur Störspannung erzielt wird.
Besonders günstige Verhältnisse sind dann gegeben, wenn die Schaltungselemente so gewählt und bemessen sind, dass im zugehörigen Vektordiagramm der Vektor der Spannung an F zu dem Vektor der Summenspannung uI senkrecht steht, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. In Fig. 4 ist ein Beispiel für eine solche Schaltungsanordnung gezeigt. Hierin ist unterstellt, dass die Schwingkreise B'und C' in entgegengesetztem Sinne über einen Differentialkondensator, beispielsweise ein in Gegentakt arbeitendes Kondensatormikrophon D', durch den auszuwertenden Vorgang gesteuert werden.
Um nun das gewünschte Vektordiagramm gemäss Fig. 5 zu erhalten, können die Widerstände E''und G" aus der Kombination eines reellen Widerstandes mit einem induktiven Blindwiderstand bestehen, wobei der Betrag des Blindanteils halb so gross ist wie der Betrag des kapazitiven Blindwiderstandes F. Dadurch wird erreicht, dass die Spannungsvektoren 6-1'und 2'-7 die im Vektordiagramm der Fig. 5 darge r stellte Lage erhalten. Nach dem oben Gesagten ist zu erkennen, dass in diesem Falle die Spannung an den Gleichrichtern exakt Null werden kann und damit der Aussteuerungsbereich optimal wird.
Abweichend von der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ist in dem Beispiel der Fig. 4 eine Gleichrichteranordnung vorgesehen, bei der das Kriterium aus der Differenz der Gleichrichterströme gewonnen wird und an den Punkten 4'und 5'entnommen werden kann.
An Stelle der in Fig. 4 gezeigten Schaltung können zur Erzielung eines Vektordiagramms gemäss Fig. 5 auch andere Anordnungen verwendet werden, beispielsweise die in Fig. 6 dargestellte. Die gewünschte Phasenlage des Spannungsvektors lein Fig. 5 wird in diesem Falle dadurch erreicht, dass
EMI3.1
der Gleichrichteranordnung zusammen.
Für den Fall, dass die Spannungen UI und u2 ungleich sind, müssen die Widerstände E, G in Fig. 1 etwa entsprechend dem Verhältnis der Spannungen UI und U2 bemessen werden, um ein Vektordiagramm gemäss Fig. 7 zu erzielen.
EMI3.2
Die über die Kopplungselemente Q bzw. R in den Schaltungszweigen liegenden Schwingkreise B", C" sind in diesem Beispiel die einzigen in den Schaltungszweigen liegenden Elemente. Das entsprechende Vektordiagramm ist in Fig. 9 dargestellt.
Das in Fig. 10 dargestellte Beispiel entspricht dem Beispiel der Fig. l ; lediglich die Schwingkrei- se B und C, denen über die Kopplungsglieder Q und R die eingeprägten Spannungen u, u entnommen werden, sind in denSchaltungszweigen 3-6-1 bzw. 3-7-2 mit den ohmschen Widerständen E und G in ihrer relativen Lage vertauscht. Das diesem Beispiel entsprechende Vektordiagramm ist in Fig. 11 dargestellt.
Selbstverständlich können die zum Aufbau der an den Gleichrichterzweigen liegenden Schaltungszweige verwendeten Elemente auch jeweils zum Teil oder in ihrer Gesamtheit zugleich Bestandteil der zwischen den nicht gemeinsamen Anschlusspunkten der Gleichrichterzweige liegenden Widerstandskombination sein. Ein Ausführungsbeispiel für eine solche Anordnung ist in Fig. 12 gezeigt.
Hierin können die im gewählten Beispiel als ohmsche Widerstände angenommenen Schaltelemente S und V jeweils als die den Schaltungszweigen 3-6-1'bzw. 3-7-2'und der zwischen den Anschlusspunkten 1', 2'
<Desc/Clms Page number 4>
liegende Widerstandskombination ist dabei durch die Widerstandskombination U, T in der Weise ergänzt, dass nach Art einer Brückenschaltung zwei parallele, jeweils aus zwei verschiedenen in Reihe liegenden Widerständen S, T bzw. V, U aufgebaute Zweige entstehen. Hierin sind die Schaltelemente S und V einander gleich ; desgleichen sind die Schaltelemente U und T einander gleich.
Es sind also an jedem Diagonalpunkt der Brückenschaltung zwei verschiedene Widerstände zusammengeschaltet, während anderseits jeder der zwischen l'und 22 liegenden Parallelzweige in gleicher Weise aufgebaut wird. Das dieser Schaltungsanordnung entsprechende Vektordiagramm ist in Fig. 13 wiedergegeben.
Die in Fig. 14 dargestellte Schaltung unterscheidet sich von der Schaltung gemäss Fig. 12 lediglich dadurch, dass jeweils in den Schaltungszweigen 3-6-1'bzw. 3-7-2'die Schwingkreise und die Wi- derstände S, V in ihrer relativen Lage gegeneinander vertauscht sind, wobei gleichzeitig unterstellt ist, dass die veränderliche Kapazität nur in einem der beiden Schwingkreise (C) wirksam ist. Für dieses Beispiel ergibt sich das in Fig. 15 dargestellte Vektordiagramm.
Selbstverständlich stellen die vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnungen lediglich Beispiele für die Anwendung des Erfindungsgedankens dar und schliessen andere Ausführungsmöglichkeiten nicht aus. Desgleichen beschränkt sich die Anwendung der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung nicht auf Kondensatormikrophone, vielmehr können Anordnungen dieser Art überall da verwendet werden, wo die Messung eines Phasenwinkels von Bedeutung ist.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung, insbesondere für Kondensatormikrophone, die einen Oszillator und zwei gleich abgestimmte Schwingkreise enthält, von denen mindestens. einer durch den auszuwertenden Vorgang beeinflusst wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzfrequenz der Schwingkreise und die Oszillator frequenz übereinstimmen, dass ferner eine Gleichrichteranordnung vorgesehen ist, die
EMI4.1
Anschlusspunkt (3) umfasst und die anderseits mindestens einen ohmschen Widerstand und zwei Anschlüsse enthält, dass weiterhin zwischen den Anschlusspunkten (l, 2 und 2,3 bzw. ze und 2', 3) jedes der beiden Gleichrichterzweige jeweils ein Schaltungszweig (3-6-1 und 3-7-1 bzw.
3-6'1'und 3-7'1'bzw. 3-6-1 und 3-7-2') angeschlossen ist, dem eine aus dem Oszillator gewonnene Spannung eingeprägt ist, und der mindestens einen der beiden Schwingkreise bzw. die Elemente (Q, R) zur Ankopplung eines dieser Schwingkreise enthält und dass schliesslich die beiden nicht gemeinsamen Anschlusspunkte (1, 2 bzw.
1', 2') der beiden Gleichrichterzweige miteinander über einen Widerstand bzw. eine Widerstandskombination (F bzw. libzw. S, T, U, V bzw. U, T) verbunden sind, worin das Verhältnis von Wirk-zu Blind-
EMI4.2