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Vorrichtung zum Mischen von Hochfrequenzsignalen
Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Mischen von Hochfrequenzsignalen mittels eines
Transistors, wobei zwischen zwei Elektroden des Transistors ein Hochfrequenzkreis und ein Zwischenfrequenzsaugkreis geschaltet sind, und diesen Elektroden die Hochfrequenzsignale und die Ortsoszillatorschwingungen zugeführt werden. Insbesondere wird hiebei an Mischschaltungen in Empfängern gedacht, die zum Empfang von Signalen in zwei verhältnismässig weit, d. h. um mehr als eine Oktave, voneinander entfernten Frequenzbereichen, z. B. an Mischschaltungen in Fernsehempfängern, die sowohl für Band I (41-68 MHz) als auch für Band III (174-216 MHz) eingerichtet sind.
Bei Mischschaltungen ist es bekannt, parallel zum Eingangskreis des Mischtransistors und somit parallel zum Kreis, der auf die zu empfangenden Hochfrequenzsignale abgestimmt ist und dem die Ortsoszillatorsignale zugeführt werden, einen sogenannten Saugkreis zu schalten, der so bemessen ist, dass sich für die Zwischenfrequenzsignale Reihenresonanz ergibt. Bei der Vorrichtung nach der Erfindung hat dieser Saugkreis, eine Reihenschaltung einer Spule und eines Kondensators, einen zweifachen Zweck. Zunächst ist er erforderlich, um die Mischsteilheit des Transistors zu steigern. Der Koppelkondensator, der in den Eingangskreis zwischen einem aus einer Spule und einem Kondensator aufgebauten Parallelkreis und dem
Mischtransistor eingeschaltet ist, hat für die Frequenz, auf die der Zwischenfrequenzkreis abgestimmt ist, eine verhältnismässig grosse Impedanz.
Ohne Saugkreis wurde tur die Zwlschentrequenzkomponente des den Eingangskreis durchfliessenden Stromes, der sich durch Überlagerung des Ortsoszillatorstromes und des Hochfrequenzsignalstromes ergibt, in diesem Eingangskreis ein verhältnismässig grosser Widerstand vorliegen, wodurch die Zwischenfrequenzsignalspannung zwischen den Eingangselektroden des Mischtransistors und'infolgedessen die Mischsteilheit verhältnismässig klein sein würde.
Zweitens ist der Saugkreis erforderlich, um die Zwischenfrequenzdurchlasskurve unabhängig von der Rückwirkung zu machen, denn die Signale im Zwischenfrequenzausgangskreis des Mischtransistors erzeugen durch Rückwirkung über eine parasitäre Transistorkapazität beim Fehlen eines Saugkreises eine Zwischenfrequenzspannung zwischen den Eingangselektroden des Mischtransistors, die ihrerseits ein zusätzliches Signal im Ausgangskreis erzeugt, was die Form der Zwischenfrequenzdurchlasskurve beeinflusst.
Die Anbringung eines Saugkreises ist jedoch mit einigen Nachteilen verbunden. Ein Saugkreis hat nämlich eine enge Bandbreite, wodurch die vorstehend erwähnte Rückwirkung nur in einem verhältnismässig engen Frequenzbereich keinen Einfluss auf die Form der Zwischenfrequenzdurchlasskurve ausübt.
Ausserdem bildet der Saugkreis zusammen mit der Eingangskapazität des Mischtransistors einen Parallelkreis, der Signalen mit Frequenzen, die zu den niedrigsten Kanälen im Band I gehören, dennoch eine erhebliche Aufschaukelung erteilen kann, wodurch sich die Hochfrequenzdurchlasskurve in unerwünschter Weise ändert.
Die Erfindung bezweckt, diese Nachteile zu beheben und sie ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Dämpfung des Saugkreises ein Widerstand verhältnismässig niedrigen Wertes der Spule des Saugkreises parallelgeschaltet ist. Dieser Widerstand führt eine Dämpfung des Saugkreises herbei, die die Güte dieses Kreises herabsetzt, wodurch erstens die Rückwirkung der ZwlsclientrequenzMgnale in einem verhältnismässig breiten Frequenzbereich nicht schädlich auf die Form der Zwischenfrequenzdurchlasskurve einwirkt, und zweitens die Hochfrequenzdurchlasskurve in den niedrigsten Kanälen von Band I ihre erwünschte Form beibehält.
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Diese Ergebnisse werden nicht erreicht, wenn der Widerstand parallel zum Kondensator des Saugkreises geschaltet wird, weil die Impedanz des so gedämpften Saugkreises zwar für die mittlere Frequenz, auf die der Zwischenfrequenzausgangskreis abgestimmt ist, den gleichen Wert hatwie wenn dieser Widerstand über der Spule angebracht wäre, aber diese Impedanz nimmt für höhere Frequenzen erheblich zu, so dass der Saugkreis für die niedrigsten Kanäle in Band I kaum eine Dämpfung bedeutet.
Im Frequenzbereich von Band III wird der Saugkreis durch den Widerstand über der Spule im Saugkreis viel weniger gedämpft als im Frequenzbereich von Band I. Die Eingangsimpedanz des Mischtransistors ist in diesem Bereich jedoch so niedrig, dass die Hochfrequenzdurchlasskurve dennoch nicht beeinflusst wird.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung, in der Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Erfindung und Fig. 2 ein eingehender ausgeführtes Ausführungsbeispiel zeigt, näher erläutert.
In Fig. 1 werden dem aus einer Spule 3 und einem Kondensator 4 aufgebauten Hochfrequenzparallelkreis 2, dessen nicht mit Erde verbundenes Ende über einen Koppelkondensator 5 mit der Basis des Misch- transistors. 1 verbunden ist, Hochfrequenzsignale aus der Quelle 13 zugeführt. Die Umschaltung von einem Kanal auf den andern und von einem Band auf das andere erfolgt durch Austausch der Spule 3. Die von einem Ortsoszillator 10 herrührenden Signale werden über einen sehr kleinen Kondensator 9 mit den Eingangselektroden des Mischtransistors l gekoppelt. Zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors l ist ein aus einer Reihenschaltung einer Spule 6 und eines Kondensators 7 bestehender Saugkreis angebracht.
Gemäss der Erfindung wird die Spule 6 durch einen verhältnismässig kleinen Widerstand 8 überbrückt. Der Widerstand dämpft den Saugkreis 6, 7 in so hohem Masse, dass die Rückwirkung des Zwischenfrequenzkreises 11 über die Kollektor-Basis-Kapazität des Mischtransistors l zum Hochfrequenzkreis 2 ein vernach- lässigbares Zwischenfrequenzsignal zwischen Emitter und Basis des Transistors I in einem verhältnismässig breiten Frequenzbereich erzeugt, wodurch die Durchlasskurve des Zwischenfrequenzkreises 11 vom Saugkreis 6,7 nicht verformt wird.
Ausserdem sorgt der Widerstand 8 dafür, dass der aus dem Saugkreis 6, 7 und derEingangsstreukapazität 12 des Transistors 1 bestehende Parallelkreis, der im Frequenzbereich des Bandes I (41-68 MHz) noch eine verhältnismässig grosse Impedanz hat und die Durchlasskurve des Hochfrequenzkreises 2, wenn dieser auf einen Kanal im Band I abgestimmt ist, ungünstigt beeinflusst, erheblich gedämpft wird, wodurch die Durchlasskurve des Hochfrequenzkreises ihre erwünschte Form beibehält.
Für die Kanäle im Band III ist diese Dämpfung zwar viel geringer, aber hier sind die erwähnten Nachteile weniger störend, weil nicht nur der Parallelkreis 6,7, 12 eine vernachlässigbare Impedanz hat, sondern auch weil jetzt die Eingangsimpedanz des Transistors 1 viel kleiner ist als für Frequenzen im Band I.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 zeigt ein eingehend ausgeführtes Schaltbild eines Transistorverstärkers, der eine Schaltung enthält, deren Prinzipschaltbild in Fig. 1 dargestellt ist. Auf die übliche Weise wird das zu verstärkende Signal über eine Antenne und einen Hochfrequenzeingangskreis 14 von einem Transistor 20 verstärkt und dann dem Hochfrequenzparallelkreis 2 und über den Koppelkondensator 5 dem Mischtransistor 1 zugeführt. Die im Transistor 16 erzeugten Ortsoszillatorsignale werden über den sehr kleinen Kondensator 9 gleichfalls dem Mischtransistor l zugeführt.
Gemäss einem Merkmal der Erfindung ist in Reihe mit dem Kondensator 9 eine Spule 19 mit geringer Selbstinduktion geschaltet, die dafür sorgt, dass die Kopplung zwischen dem Ortsoszillator und dem Mischtransistor 1 bei höheren Frequenzen zunimmt. Hiedurch wird erreicht, dass, wenn man die Eingangsimpedanz des Transistors 1 in Erwägung zieht, die dem Mischtransistor 1 zugeführte Oszillatorenergie im Frequenzbereich des Bandes III von der gleichen Grössenordnung ist wie im Frequenzbereich des Bandes
Die Umschaltung der Oszillatorfrequenz von einem Band auf das andere und von einem Kanal auf den andern erfolgt durch Austausch der Spule 17.
Für die Schaltelemente werden z. B. die folgenden Werte gewählt :
Kondensator 4 = 0, 5 - 2pF,
Kondensator 5 = 4, 7 pF,
Kondensator 7 = 47 pF,
Kondensator 9 = I pF,
Kondensator 18 = 0, 5 - 2pF,
Kondensator 21 = 18 pF,
Selbstinduktion 6 = 0,44 u H,
Selbstinduktion 19 = 0, 25 p H,
Widerstand 8 = 470 Ohm.
Die verwendeten Transistoren gehören einem Typ an, bei dem in geerdeten Emitterschaltung der Eingangswiderstand bei 60 MHz etwa 300 Ohm und bei 200 MHz etwa 30 Ohm beträgt, während die Eingangskapazität bei diesen Frequenzen etwa 30 bzw. etwa i0 pF ist.