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Schaltung zum Demodulieren von frequenz- oder phasenmodulierten elektromagnetischen Wellen
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zum Demodulieren von frequenz- oder phasenmodulierten elektromagnetischen Wellen. Derartige Schaltungen finden in raumladungsgekoppel- ten FM-Detektoren Verwendung, und es kann mit derartigen Schaltungen ausser der Demodulation des
Eingangssignales auch eine Beseitigung der von Amplitudenschwankungen herrührenden Störungen erzielt werden.
Die Erfindung setzt sich zum Ziel, ein optimales Verhältnis zwischen der Amplitude und der Verzer- rung des demodulierten Ausgangssignales zu gewährleisten und überdies eine möglichst hohe Unterdrückung der Amplitudenmodulation zu erzielen. Die Erfindung geht hiebei aus von einer Schaltung, welche eine mit zwei Steuergittern versehene Elektronenröhre aufweist, wobei im Stromkreis des zweiten Steuergitters ein LC-Glied und ein RC-Glied vorhanden sind.
Die Erfindung besteht im wesentlichen darin, dass die an das erste bzw. zweite Steuergitter angeschlossenen beiden Schwingungskreise nur über die inneren Röhren- kapazitäten und die virtuelle Kathode miteinander gekoppelt sind und dass die Zeitkonstante des mit dem
LC-Glied im Stromkreis des zweiten Steuergitters in Reihe geschalteten RC-Gliedes 200-600 Mikrosekun- den beträgt.
Es sind nun bereits aus der österr. Patentschrift Nr. 177447 und der brit. Patentschrift Nr. 692, 247 Demodulatorschaltungen bekannt, bei welchen die an das erste und dritte Gitter der Demodulatorröhre angeschlossenen Schwingkreise miteinander induktiv gekoppelt sind. Es tritt daher ohne ein Aussensignal an diesen Schwingkreisen keine Schwingung auf. Demgegenüber sind bei der erfindungsgemässen Schaltung die beiden Schwingkreise voneinander streng getrennt und nur über die inneren Röhrenkapazitäten und die virtuelle Kathode miteinander gekoppelt.
Es tritt daher an dem Schwingkreis, welcher an das zweite Steuergitter der Demodulatorröhre angeschlossen ist, lediglich dann eine Schwingung infolge der inneren Röhrenkapazitäten und der durch die Wirkung der virtuellen Kathode hervorgerufenen positiven Rückkopplung auf, wenn am ersten Gitter bereits eine Schwingung vorliegt.
Auch bezüglich der Art der AM-Unterdrückung unterscheidet sich die Schaltung der vorliegenden Erfindung gegenüber den bekannten Schaltungen. Bei letzteren wird die AM- Unterdrückung durch eine an das erste Gitter gelegte negative Spannung erreicht ; welche grösser ist als die negative Sperrvorspannung bzw. es wird der Anodenstrom in positiver Richtung bis zur Sättigung ausgesteuert. Bei der vorliegenden Erfindung hingegen wird die Amplitudenmodulation durch das dritte Gitter ähnlich einem Audion gleichgerichtet, während beim ersten Gitter die Gleichrichtung infolge der Krümmung der Anodenstromkennlinie erfolgt, wodurch der Kathodenstrom erhöht wird. Durch diese Erhöhung des Kathodenstromes wird aber die durch die audionähnliche Wirkung des dritten Gitters hervorgerufene Anodenstromverminderung kompensiert.
Es entsteht daher am Arbeitswiderstand im Anodenkreis kein von der AM herrührendes NF-Signal.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemässen Schaltung liegt darin, dass die infolge der bei FM üblichen Preemphasis nötige Kompensation derselben (Deemphasis) wesentlich einfacher als bei den bekannten Schaltungen durchgeführt werden kann. Bei den bekannten Schaltungen müssen nämlich zur Erzielung der Deemphasis gesonderte Schaltelemente vorgesehen werden, während gemäss der erfindungsgemässen
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Schaltung eine Deemphasis durch entsprechende Dimensionierung des RC-Gliedes als erwünschter Neben- effekt automatisch erfolgt. Für das Tonfrequenzgebiet soll hiebei gemäss der Erfindung die Zeitkonstante
300-600 Mikrosekunden, also um 500 Mikrosekunden herum, betragen.
Dieser Bereich für die Zeitkon- stante des RC-Gliedes ist der optimale Bereich, da grössere Zeitkonstanten als 600 Mikrosekunden bewir- ken, dass die Schaltung impulsartigen AM-Störungen nicht mehr hinreichend folgen kann. Kleinere
Werte für die Zeitkonstante als 300 Mikrosekunden haben zur Folge, dass keine entsprechende AM-Unter- drückung mehr eintritt.
In der Zeichnung ist eine beispielsweise Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltung sche- matisch dargestellt.
Die Demodulatorröhre 1 besitzt eine Kathode 2, ein erstes Steuergitter 3, ein Schirmgitter 4, ein zweites Steuergitter 5 und eine Anode 6. Die Eingangsfrequenzen bzw. die frequenz- oder phasenmodulierte
Hochfrequenzschwingung werden durch den Eingangstransformator 7 dem Stromkreis des ersten Steuer- gitters 3 zugeführt. Die Kathode 2 ist in an sich bekannter Weise durch das RC-Glied 11 an Erde geschal- tet, wodurch dem geerdeten Steuergitter eine negative Vorspannung erteilt wird. Dem Schirmgitter 4 wird in üblicher Weise eine positive Spannung zugeführt. In den Stromkreis des zweiten Steuergitters 5 ist ein einen Parallelschwingkreis bildendes LC-Glied 8 in Reihe mit einem RC-Glied 9 geschaltet.
Der
Parallelschwingkreis 8 und der an das erste Steuergitter der Röhre 1 angeschlossene Schwingkreis sind mit- einander lediglich über die inneren Röhrenkapazitäten und die virtuelle Kathode gekoppelt.
Falls bei einer derartigen Anordnung der in dem Stromkreis des zweiten Steuergitters 5 befindliche
Parallelschwingkreis 8 genau auf die Frequenz des Eingangshocnfrequenzsignales abgestimmt wird und daher in bezug auf diese Frequenz einen hohen Widerstand darstellt, entwickelt sich zwischen dem
Schirmgitter 4 und dem darauffolgenden zweiten Steuergitter 5 eine Raumladung, welche im Takt der dem der Kathode'2 benachbarten ersten Steuergitter 3 zugeführten Hochfrequenz schwingt. Dadurch entsteht an den Polen des an das zweite Steuergitter 5 geschalteten LC-Gliedes 8, welches als Arbeitswider- stand fungiert, eine mit dem Eingangssignal identische Schwingung. Da diese Spannung durch die Raum- ladung dem Wesen nach auf kapazitivem Wege induziert wird, tritt eine. 900-Verzögerung, bezogen auf die am ersten Steuergitter 3 vorhandene Spannung, auf.
Infolge der genauen Abstimmung spielt der Parallelschwingkreis 8 die Rolle eines rein ohmschen
Widerstandes, was zur Folge hat, dass Spannung und Strom des zweiten Steuergitters 5 miteinander gleichphasig sind. Dieser Strom übt daher im Vergleich zu dem Strom des Eingangssignales keinen Einfluss auf die Stärke des im Anodenkreis fliessenden Stromes aus. Falls sich aber die Frequenz des dem ersten Steuergitter 3 zugeführten Signales ändert, wird der Phasenwinkel zwischen den Spannungen des ersten Steuergitters 3 und des Steuergitters 5 grösser oder kleiner als 900, wodurch auf dem zweiten Steuergitter 5 proportional dem Phasenwinkelunterschied eine Spannungskomponente induziert wird, die die Spannung des ersten Steuergitters 3 in ihrer Steuerwirkung fördert oder aber ihr entgegenwirkt.
Infolgedessen wird die Stärke des im Stromkreis der Anode 6 fliessenden Gleichstromes vergrössert oder verkleinert, was sodann an dem im Anodenkreis befindlichen Arbeitswiderstand 14 als eine dem Modulationsmass entsprechende Spannungsschwankung in Erscheinung tritt.
Die Anode 6 ist durch den Kondensator 10 hochfrequenzmässig geerdet, so dass der am Anodenarbeitswiderstand 14 auftretende Wechselstrom mit der verstärkten Modulationsspannung, d. h. mit dem demodulierten Signal, identisch ist,
Gemäss der vorliegenden Erfindung wird nun die Zeitkonstante des RC-Gliedes 9 so gewählt, dass an ihm die in das Frequenzgebiet der nützlichen Modulation fallende Amplitudenmodulation erscheint. Die Zeitkonstante des RC-Gliedes 9 hat daher der höchsten (nützlichen) Modulationsfrequenz angepasst zu werden. Wird die höchste Modulationsfrequenz in bezug auf das Tonfrequenzgebiet mit 20 kHz angenommen, so soll die Zeitkonstante des RC-Gliedes 9 bei Berücksichtigung der üblichen Preemphasis um 500 Mikrosekunden liegen.
Im in der Zeichnung dargestellten Schaltungsbeispiel sind zur Erreichung einer Zeitkonstante von 500 Mikrosekunden ein Wert von 500 kss für den Widerstand 12 und ein Wert von 1nF für den Kondensator 13 als optimale Werte angegeben.
Bei der erfindungsgemässen Schaltung arbeitet das zweite Steuergitter 5 als ein in der Radiotechnik bekannter amplitudenmodulierter Gittergleichrichter. Demzufolge entspricht bei der Gittergleichrichtung einem grösseren Eingangssignal ein niedrigerer Anodenstrbm, da auf dem zweiten Steuergitter 5 eine höhere negative Spannung entsteht. Demgegenüber tritt auf dem ersten Steuergitter 3 eine Anodenknickgleichrichtung auf, derzufolge der Kathodenstrom der Elektronenröhre 1 sich im Falle eines grösseren Signales erhöht.
Unter Berücksichtigung dessen können die Betriebsverhältnisse der Elektronenröhre 1 derart eingestellt werden, dass die infolge der auf dem ersten Steuergitter vcr sich gehenden Anodenknick-
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gleichrichtung entstehende Kathodenstromänderung durch die infolge der sich am zweiten Steuergitter abwickelnden Gittergleichrichtung entstehende Anodenstromänderung vollauf kompensiert wird. Es gelangt dann die Amplitudenmodulation lediglich bis zum zweiten Steuergitter 5, ohne am Anodenarbeitswiderstand 14 eine Spannungsänderung herbeizuführen.
Mit Hilfe der erfindungsgemässen Schaltung kann mit den Werten 500 Kiloohm für den Widerstand 12 und 1 nF für den Kondensator 13 in dem RC-Glied 9 eine Amplitudenunterdrückung bis zu 1 : 100 erzielt werden, was auf die bisherigen Anordnungen bezogen, insbesonderebei der Unterdrückung von impulsartigen Amplitudenmodulationsstörungen, einen erheblichen Fortschritt bedeutet.
Die Messergebnisse eines erfindungsgemässen FM-Demodulators mit einer Röhre EH 81 sind : Am Anodenarbeitswiderstand 14 wurde bei einem frequenzmodulierten Eingangssignal von 20 mV und einem Frequenzhub von t 75 kHz sowie einer Modulationsfrequenz von 1 kHz eine demodulierte Tonirequenz- spannung von 36 V erzeugt. Ein amplitudenmoduliertes Eingangssignal ergab bei einer Modulationsfrequenz von 1 kHz und einem Modulationsgrad bis zu 50% bei einer Trägerfrequenz von 65 kHz lediglich 40 mV, bei einer Trägerfrequenz von 6,575 MHz hingegen lediglich 640 mV Tonfrequenzspannung am Anodenwiderstand 14, was beweist, dass bei einer recht hohen Verstärkung eine gute Unterdrückung der Amplitudenmodulation zu erzielen ist.