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Anordnung zur rauscharmen Verstärkung kurzer und sehr kurzer elektromagnetischer Wellen unter Verwendung eines
Reaktanzmodulators
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur rauscharmen Verstärkung kurzer und sehr kurzer elektromagnetischer Wellen unter Verwendung eines Reaktanzmodulators, dem sowohl die Energie eines
Eingangssignals als auch die Energie eines Pumposzillators zugeführt wird.
Verstärker der vorbezeichneten Art, die beispielsweise durch die Zeitschrift Proceedings of the IRE,
Juni 1958, S. 3. 301-1303 vorbekannt sind, bestehen aus einem Modulator mit einer nichtlinearen Reaktanz, beispielsweise einer nichtlinearen Kapazität, der die zu verstärkenden Wellen und eine Überlagerungs- schwingung höherer Frequenz zugeführt werden. Infolge der nichtlinearen Eigenschaften der Reaktanz- die z. B. aus einer im Sperrgebiet betriebenen, als Kapazität wirkenden Kristalldiode besteht-entstehen hiebei oberhalb und unterhalb der Überlagerungsfrequenz gelegene Seitenbänder.
In der Schaltung wird ein derartiger Reaktanzmodulator bisher in der Weise verwendet, dass dem Eingang des Reaktanzmodulators die zu verstärkenden Schwingungen zugefuhrt werden, dass der Modulator ausserdem die Energie eines
Pumposzillators erhält und dass an dem Ausgang ein sogenannter Idlerkreis angeschaltet wird. Im Eingang des Reaktanzmodulators entsteht dann ein negativer Widerstand, der auch so aufgefasst werden kann, dass aus dem Reaktanzmodulatoreingang eine verstärkte Welle entnehmbar ist. In der Praxis wird diese verstärkte Welle von der zugeführten Signalwelle in der Weise getrennt, dass an dem Eingang des Reaktanzmodulators eine Richtungsgabel angeschaltet wird.
Eine andere Schaltungsanordnung mit einem Reaktanzmodulator arbeitet in der Weise, dass dem Eingang des Reaktanzmodulators die zu verstärkende Signalspannung zugeführt wird und der Modulator in üblicher Weise die Energie eines Pumposzillators erhält. Dem Ausgang des Pumposzillators wird dann das untere Seitenband, entsprechend der Differenzfrequenz aus der Pumpfrequenz und der Eingangssignalfrequenz, verstärkt entnommen. Weitere Kreise sind bei dieser Schaltungsart nicht vorgesehen. Nachteilig bei diesen beiden grundsätzlichen Schaltungsarten ist, dass die Frequenz des Pumposzillators über der Frequenz der Eingangssignalschwingung liegen muss. Um diesem Nachteil zu begegnen, hat man an sich in der Weise geholfen, dass man mit Anordnungen gearbeitet hat, deren Ladungskennlinie möglichst kubischen Verlauf hat.
Wenn einem Reaktanzmodulator mit einer derartigen Ladungskennlinie von einem Oszillator unterhalb der Eingangssignalfrequenz gelegene Schwingungen zugeführt werden, so ist erreichbar, dass die Harmonischen dieser Oszillatorschwingung über der Eingangssignalfrequenz liegen und als Pumpfrequenz dienen können. Die Pumpfrequenz kann auch als Summe zweier Oszillatorfrequenzen gebildet werden. Dies wurde bisher in der Weise realisiert, dass dem Reaktanzmodulator zwei Oszillatorschwingungen zugeführt werden, aus denen sich dann im Reaktanzmodulator die Summenfrequenz bildet.
Die Verwendung der Schaltungsanordnung geschah dabei in der Weise, dass dem Eingang des Reaktanzmodulators die Eingangssignalschwingung zugeführt und an dem Ausgang des Modulators ein auf die Differenz aus der Summenfrequenz der beiden Oszillatoren und der Eingangssignalfrequenz abgestimmter Idlerkreis angeschaltet wurde. Die gesamte Anordnung arbeitet demnach so wie der vorerwähnte Verstärker auf der BasisnegativenEingangswiderstandes. Nachteilig an dieser bekannten Anordnung ist, dass die kubische Ladungskennlinie des Reaktanzmodulators unerlässlich ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Weg zu weisen, auf dem es möglich Ist, vor allem diesen Schwierigkeiten in einfacher Weise zu begegnen.
Diese Aufgabe wird gemäss der Erfindung ausgehend von einer Anordnung zur rauscharmen Verstar- kung kurzer und sehr kurzer elektromagnetischer Wellen unter Verwendung eines Reaktanzmodulators, dem sowohl die Energie eines Eingangssignals als auch die Energie eines Pumposzillators zugeführt wird, in der Weise gelöst, dass die Frequenz des Pumposzillators niedriger als die des Eingangssignals gewählt ist, und dass an den Reaktanzmodulator ausser dem Kreis für das Eingangssignal und dem Kreis für die
Pumpfrequenz getrennte Stromkreise für das untere Seitenband und die Spiegelwelle die dem Wirksam- machen eines ohmschen Verbrauchers bei diesen Frequenzen dienen, angeschaltet sind.
Für die Anwendung der Anordnung nach der Erfindung bestehen zwei Möglichkeiten, nämlich einer- seits, dass der Reaktanzmodulator mit einem Ausgang versehen ist, der das untere Seitenband als Nutz- schwingung zugänglich macht und eine hievon getrennte Beeinflussung der Spiegelwelle durch einen ohmschen Verbraucher ermöglicht ; anderseits dass der Ausgang des Reaktanzmodulators mit einem Ab- schluss für das untere Seitenband versehen ist, und dass der Eingang des Reaktanzmodulators für die Signal- schwingungen als Ausgang für die verstärkten Signalschwingungen vorgesehen ist. Bei der letzten Anord- nung wird eine Trennung der dem Reaktanzmodulator zugeführten Signalschwingungen und der in diesem verstärkten Signalschwingungen zweckmässig mittels einer Richtungsgabel vorgenommen.
Ausserdem empfiehlt es sich, dass der Ausgang des Reaktanzmodulators hinsichtlich des Wirkleitwertes des Verbrau- chers für das untere Seitenband und für die Spiegelwelle unabhängig einstellbar ist. Vorteilhaft ist es ausserdem, die Wirkkomponente der an den Ausgang des Reaktanzmodulators angeschalteten Ausgangs- impedanz derart zu wählen, dass bei einer vorgegebenen Bandbreite die Verstärkung ihren maximalen
Wert hat. Für die Abtrennung vorzugsweise der Spiegelwelle haben sich eine Weichenanordnung oder eine
Brückenanordnung als zweckmässig erwiesen.
Vorteilhaft kann zur Abtrennung, vorzugsweise der Spiegel- welle auch die Abschlussimpedanz mit der für eine weitere der Wellen vorzusehenden gemeinsam sein und an den Ausgang des Reaktanzmodulators unter Zwischenschaltung eines für eine dieser Wellen frequenz- selektiven Transformationsgliedes angeschaltet sein. Für die Ladungskennlinie des Reaktanzmodulators ist bei allen diesen Anordnungen vorauszusetzen, dass der Arbeitsbereich wenigstens näherungsweise quadra- tischen Verlauf hat.
Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, die in zum Teil wesentlichen Einzelheiten in der Zeichnung wiedergegeben sind.
In Fig. 1 ist das der Diskussion des Erfindungsgegenstandes zugrunde gelegte Ersatzschaltbild eines parametrischen Verstärkers mit einer nichtlinearen Kapazität als nichtlineare Reaktanz dargestellt. Hier- in bedeuten Co und Cv die durch die nichtlineare Kapazität gebildeten elektrischen Grössen. Dabei ist. eine Unterscheidung in der Weise vorgenommen, dass Co die mittlere Kapazität und Cv die durch die
Wechselspannungen hervorgerufene Änderung der mittleren Kapazität ist. In dem die Kapazitätskennlinie beschreibenden Polynom entspricht somit Co dem konstanten Anfangsglied, während Cv durch das quadra- tische Glied dieses Polynoms bestimmt ist. Der Deutlichkeit halber ist in dem Ersatzschaltbild die nicht- lineare Reaktanz durch einen gestrichelt eingezeichneten Rahmen hervorgehoben.
An diese nichtlineare
Reaktanz sind vier Zweige parallel angeschaltet. Die einzelnen Zweige sind mit 0, 1, 2 und 3 bezeichnet. Der Zweig 0 dient der Zuführung der Energie des Pumposzillators mit der Frequenz fo, der aus dem Ge- neratorleitwert Go und der Stromquelle Jo besteht. Der Zweig 1 dient der Zuführung der Energie der Si- gnalquelle mit der Frequenz f1. Die Signalquelle besteht aus dem Generatorleitwert Gl und der Signal- stromquelle Ji. Lo, Co und Ll, Cl sind die Eingangskreise für die Oszillatorfrequenz und für die dem Eingang zugeführte Signalfrequenz in den jeweiligen Zweigen.
Der Zweig 2 stellt die dem unteren Seitenband (fz = f1 - fo) sich anbietende Ausgangsimpedanz des Reaktanzmodulators dar, während der Zweig 3 die der Spiegelwelle (fg = fo'fz) sich darbietende Ausgangsimpedanz ist. Jeder dieser Zweige umfasst einen der Herausfilterung von Blindkomponenten dienenden Kreis L, C und einen Wirkleitwert G, die im Ersatzschaltbild mit dem jeweiligen Index des Zweiges versehen sind. Den weiteren Betrachtungen wird zugrunde gelegt, dass in der Gesamtanordnung Mittel vorgesehen sind, die sicherstellen, dass in jedem der Zweige nur solche Energie vorhanden ist, die die für diesen Zweig vorgesehene Frequenz hat. Mit andern Worten bedeutet dies, dass keiner der Zweige die jeweiligen drei andern Zweige stört.
Das Verhalten einer derartigen Anordnung lässt sich wie folgt beschreiben. Der Wirkleitwert Ga im Zweig 3 hat zur Folge, dass an den Eingangsklemmen I des parametrischen Verstärkers eine Eingangsimpedanz erscheint, zu der G3 einen negativen Wirkleitwert als Anteil beisteuert. Durch Wahl von G2 und Gs lässt sich an den Anschlussklemmen I des parametrischen Verstärkers ein beliebiger positiver oder negativer Wirkleitwert als Eingangsleitwert erzwingen. Die Verstärkung der im Ersatzschaltbild beschrie-
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benen Anordnung lässt sich wie folgt beeinflussen, wenn das Ersatzschaltbild nach Fig. 3 zugrundegelegt wird, in der mit G1', G2', G3' die Eingangsimpedanzen des parametrischen Verstärkers von de jeweili- gen Anschlüssen aus betrachtet, bezeichnet sind.
Dieses Ersatzschaltbild Ist insofern vereinfacht, als der
Zweig 0 für die Zuführung der Energie des Oszillators ausser Betracht geblieben ist, und dass nur die Wirkleitwerte der jeweiligen Eingangsimpedanzen in Betracht gezogen sind. Es lassen sich folgende Beziehun- gen zwischen den einzelnen Wirkleitwerten feststellen :
EMI3.1
Cv ist dabei die vorerwähnte Konstante der quadratischen Ladungskennlinie. Bezeichnet man mit VUt die Leistungsverstärkung vom Signaleingang 1 nach dem Ausgang 2, so gilt
EMI3.2
Wie aus der Gleichung für Gui', 1 ersichtlich, lässt sich der Eingangsleitwert durch Wahl von mis und somit durch Wahl von G ; bzw. Gs einem vorgegebenen Wert entsprechend positiv oder negativ einstellen.
Das Verhalten der Gesamtanordnung bei Zuführung des Eingangssignals zu den Anschlussklemmen l und Entnahme der Nutzschwingung im Zweig 2. das durch die Gleichung für Vn beschrieben ist, ist im Schaubild der Fig. 3 wiedergegeben. Setzt man Gs entsprechend dem bekannten Fall gleich Unendlich (Kurzschluss), so wird die Verstärkung des parametrischen Verstärkers gleich dem Verhältnis von f2 zu f1, u. zw. bei Anpassung. Bei Fehlanpassung wird die Verstärkung geringer. Sobald jedoch für Gs ein reeller endlicher Wert vorgesehen wird, wird die Verstärkung grösser als dem reinen Frequenzverhältnis von zu f1 entspricht.
Allgemein lässt sich aus den Gleichungen die Regel ableiten, dass die Verstärkung umso grö- sser ist, je mehr G : am Energieverbrauch beteiligt wird. Für ein gegebenes reelles G3 wird die Verstärkung weiterhin umso grösser, je niedriger G : gewählt wird. Man hat es demnach durch entsprechende Wahl von G2 und Gs auch in der Hand, einen vorgegebenen Verstärkungswert zu realisieren, u. zw. im stabilen Zustand.
Die Stabilitätsbedingung für einen derartigen Verstärker lautet, me. 2- m23 muss grösser als-l sein. Im Schaubild nach Fig. 3 ist auf der Abszisse die Grösse mund auf der Ordinate die Grösse
EMI3.3
dem Schaubild entspricht dem bekannten Fall, dass Gs = Unendlich sein soll und somit die Verstärkung nur von dem Verhältnis f2 zu fi abhängt.
Für den Fall der Verstärkung auf der Basis eines negativen Widerstands, bei dem der Eingang für die zu verstärkende Signalspannung zugleich den Ausgang für die verstärkte Signalspannung bildet, ergibt sich für die Leistungsverstärkung Vudes zu verstärkenden Signals die Gleichung
EMI3.4
Die Stabilitätsbedingung ist in diesem Fall die gleiche wie im vorerwähnten. Das durch diese Gleichung beschriebene Verhalten des parametrischen Verstärkers in dieser Schaltungsweise ist 1m Schaubild der Fig. 4 wiedergegeben. Auf der Abszisse ist die Grösse m12 und auf der Ordinate die Grösse Vu aufgetragen. Als Parameter dient in diesem Falle die Grösse m2s.
Eine Verstärkung wird in diesem Fall erzielt, wenn die Grösse mas grösser als mi : und kleiner als m12 + l gewählt ist.
Nachstehend soll noch gezeigt werden, wie z. B. in der Praxis die Trennung der Frequenzen durchgeführt werden kann. Dabei ist zu beachten, dass fl, f. und f ; nicht nur einzelne Frequenzen sein sollen, sondern wegen der endlichen Bandbreite des Signals mit der Frequenz f1 auch die Signale mit den Frequenzen f und fs endliche Bandbreite haben.
Beim Abwärtsumsetzer wird in der Regel die Frequenz des unteren Seitenbandes relativ niedrig liegen, während die Spiegelwelle frequenzmässig in der Grössenordnung des Oszillators bzw. der Eingangssi-
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gnalwelle liegt. In diesem Falle ist eine besondere Schwierigkeit gegeben hinsichtlich der Abtrennung der Spiegelwelle vom Eingangssignal bzw. dem Oszillator.
Für den nachfolgenden Fall ist angenommen, dass der Oszillator sehr frequenzselektivin den Reak- tanzmodulator eingekoppelt ist und schon aus diesem Grunde ausser Betracht bleiben kann und dass die
Hauptschwierigkeit in der Abtrennung der Spiegelwelle von der Eingangssignalwelle liegt. Bei dem in
Fig. 5 hiezu gezeigten Ausführungsbeispiel dient zur Trennung der Eingangssignalwelle und der Spiegel- welle ein frequenzselektives Transformationsglied. Die Anordnung ist in der Weise ausgestaltet, dass in einem Hohlleiter l beispielsweise rechteckförmigen Querschnittes zwischen gegenüberliegende Wan- dungsteile eine als-nichtlineare Kapazität dienende Kristalldiode 2 im elektrischen Abstand von einem
Viertel der Hohlleiterwellenlänge von der Kurzschlussstelle aus gerechnet eingeschaltet ist.
Die Kristall- diode ist mit zwei Zuführungen in Form von Koaxialleitungen (3,4) versehen, die nach Art einer Serien- einspeisung einerseits die Zuführung der Oszillatorfrequenz fo und die Entnahme des unteren Seitenbandes mit der Mittenfrequenz f2 ermöglichen. In Verlängerung des offenen Endes der Hohlleitung 1 ist ein
Transformationsglied 5 eingeschaltet, an das sich ein Bandfilter 6 anschliesst, das für die Eingangssignal- frequenz f1 durchlässig ist, jedoch die Spiegelwelle mit der Frequenz fa sperrt.
Das frequenzselektive Transformationsglied 5 ist nun hinsichtlich seiner elektrischen Länge, seiner Querschnittsabmessung und seines Wellenwiderstandes derart bemessen, dass es die bei der Spiegelwelle auftretende Eingangsimpedanz des Bandfilters 6 in einen vorgegebenen Wirkleitwert in der Querschnittsebene der Kristalldiode 2 transformiert, während für die Eingangssignalwelle Anpassung gegeben ist.
Der Fall, dass der parametrische Verstärker ähnlich einem negativen Widerstand zur Verstärkung ausgenutzt wird, ist in Fig. 6 an einem Beispiel erläutert. Für die Frequenzwahl ist dabei angenommen, dass die Eingangssignalfrequenz fi und die Frequenz fo des Pumposzillators derart zueinander gewählt sind, dass die Spiegelwelle fg relativ eng benachbart zu dem unteren Seitenband f2 ist. Die Eingangssignalfrequenz f 1 wird einem Zirkulator 7 eingespeist, an dessen ersten Ausgang eine Hohlleitung 8 angeschaltet ist, deren Grenzwellenlänge nur die Übertragung der Eingangssignalwelle f1 erlaubt. Diese Hohlleitung 8 ist mit einer Koppelsonde versehen, die in eine Koaxialleitung 9 überführt.
Die elektrische Länge l dieser Koaxialleitung 9 ist derart gross gewählt, dass der Leerlauf an der Stelle der Kopplungssonde für die Frequenzen f2 und fg als Kurzschluss an der Anschaltungsstelle eines Stichleitungsfilters 10 erscheint. Dieses Stichleitungsfilter bewirkt, dass sich über die Koaxialleitung 9 hinaus in die Hohlleitung 8 keine Energie des Pumposzillators mit der Frequenz f, ausbreiten kann. In Fortsetzung der Koaxialleitung 9 ist ein weiterer Koaxialleitungsabschnitt 11 vorgesehen, der die nichtlineare Reaktanz 12, beispielsweise eine Kristalldiode in Reihenschaltung mit dem Innenleiter der Koaxialleitung 11 enthält.
An dem Resonanzkreis 10 abgewandten Ende der Koaxialleitung 11 ist ein weiterer Koaxialleitungsresonator 13 angeschaltet, der in seiner elektrischen Länge derart bemessen ist, dass an seiner Anschaltungsstelle ein Kurzschluss zwischen dem Innenleiter und dem Aussenleiter der Koaxialleitung 11 für die Eingangssignalfrequenz f1 gebildet wird. Von der Anschaltungsstelle dieses Kreises 13 aus ist eine Verzweigung vorgesehen, die einerseits über eine Koaxialleitung 14 und eine Koppelsonde 15 in eine der Zuführung der Oszillatorschwingung mit der Frequenz fo dienende Hohlleitung übergeht. Diese Koaxialleitung 14 hat eine elektrische Länge von einer halben Wellenlänge für eine zwischen den Frequenzen f2 und und gelegene Frequenz.
Von der Verzweigungsstelle geht weiterhin eine Koaxialleitung 17 zu der Trennung von f2 und fa. Zusätzlich ist eine Sperre für die Oszillatorfrequenz fo vorgesehen, die aus einer Resonanzverdrosselung 16 für die Oszillatorfrequenz fo besteht. Die Koaxialleitung 17 läuft zum Abzweigungspunkt für die Frequenz fg. Am Abzweigpunkt ist eine Koaxialleitung 18 parallel angeschaltet, über die die Energie des unteren Seitenbandes mit der Mittenfrequenz f : entnommen werden kann.
In diese Koaxialleitung 18 ist ein Stichleitungsfilter 19 eingeschaltet, das sich in einer elektrischen Entfernung von einem Viertel der
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StichleituI1gs-filter 19 erzeugt an seiner Anschaltungsstelle in der Koaxialleitung 18 einen Kurzschluss für die Frequenz fg und damit einen Leerlauf an die Anschaltungsstelle der Koaxialleitung 18 an die Koaxialleitung 17. Es ist somit erreicht, durch Absorber oder weitere Filter die einzelnen Energieanteile gesondert in der vorerwähnten Weise behandeln zu können.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 kann die Koaxialleitung 17 auch mit einem gemeinsamen Abschluss für die Frequenzen f2 und fg versehen werden. In diesem Fall empfiehlt es sich, die Leitung 17 so in der elektrischen Länge und im Wellenwiderstand zu bemessen und auszubilden, dass die gesamte Anordnung in dieser Richtung breitbandig ist. Das ist gleichbedeutend dem Fall, dass G und Gs in den vorhergehenden Gleichungen gleich gross sind.
In diesem Fall ist dann zwischen den Ausgang des Zirkulators 7, an dendie Hohlleitung 8 angeschaltet ist, und die nichtlineare Reaktanz 12 ein Transformationsvierpol
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einzuschalten, der die vom Zirkulator angebotene Eingangsimpedanz Gi für die Eingangssignalfrequenz fl derart transformiert, dass sich die geforderte Verstärkung ergibt. Die Beziehungen für die Wahl dieser Reaktanz lassen sich aus den vorstehenden Gleichungen ersehen. In der Praxis ist es zweckmässig, dieses Transformationsglied unmittelbar in der Hohlleitung 8vorzusehen, weil es in den Koaxialleitungen 9 bzw. 11 die Transformationsbedingungen für die übrigen Wellen stören könnte. Ähnliche Verhältnisse lassen sich auch mit Brückenanordnungen herstellen.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Anordnung zur rauscharmen Verstärkung kurzer und sehr kurzer elektromagnetischer Wellen unter Verwendung eines Reaktanzmodulators, dem sowohl die Energie eines Eingangssignals als auch die Energie eines Pumposzillators zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz (fo) des Pumposzil-
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machen eines ohmschen Verbrauchers (G2, G3) bei diesen Frequenzen dienen, angeschaltet sind (Fig. 1).