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Transistorspannungsumformer
Die Erfindung betrifft einen Spannungsumformer mit zwei in Gegentakt geschalteten, abwechslungsweise leitenden Transistoren und einer mit einer Mittelanzapfung versehenen, zwischen den Kollektorelektroden dieser Transistoren eingeschalteten Wicklung, wobei die Basis-und Kollektorelektroden beider Transistoren miteinander kreuzweise gekoppelt sind.
Derartige Spannungsumformer sind bekannt. Sie zeichnen sich im allgemeinen durch einen sehr guten Nutzeffekt aus, welcher sich daraus ergibt, dass jeder Transistor abwechslungsweise stark leitend und gesperrt ist, so dass praktisch die ganze Spannung der Speisequelle abwechslungsweise über der einen und der andern Hälfte der Kollektorwicklung steht, und dass keine Gleichstrom-Magnetisierung des verwendeten ferromagnetischen Kernes der Wicklung stattfindet, so dass die magnetischen Verluste gering ausfallen.
Zur Erzeugung grösserer transformierter Leistungen verwendet man Leistungstransistoren. Diemaximal zulässige Kollektorspannung ist jedoch auch für solche Transistoren noch verhältnismässig klein, und anderseits ist deren Grenzfrequenz (Frequenz bei welcher ihr Kollektor-Basis-Stromverstärkungsfaktor, hauptsächlich infolge der Kollektorkapazität, um 3 Decibel kleiner ist) niedrig.
Um Überspannungen am Kollektor der Transistoren gegenüber ihrer Basis oder ihrem Emitter zu ver-
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über der Wicklung auftretenden Spannungsspitzen verhältnismässig klein bleiben. Diese Forderung ist umso wichtiger, je näher die Betriebsspannung an die maximal zulässige Kollekrorspannung heranrückt.Bei stark schwankender Belastungsimpedanz kann sie unter Umständen sehr schwierig zu erfüllen sein.
Eine hohe Arbeitsfrequenz ist günstig in bezug auf die Abmessungen und das Gewicht der Wlcldung, auf die magnetischen Verluste im Kem derselben, welcher bei hohen Arbeitsfrequenzen weit unterhalb des Sättigungsgebietes arbeiten kann, und auf die Koppel- und allfälligen Glättungskondensatoren, wel-
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können. Ausserdem istarbeitet. Bei Leistungsumformem erfordert diese Bedingung, dass die Frequenz, mit welcher der ferromagnetische Kem infolge etwaiger magneto-striktiver Effekte mechanisch schwingt, praktisch ausserhalb und natürlich oberhalb des Hörbereiches liegt.
Die vorliegende Erfindung hat zum Zweck, einen Transistor-Spannungsumformer anzugeben, welcher den soeben geschilderten Anforderungen weitgehend Genüge leistet und insbesondere zur Speisung einer stark schwankenden Belastungsimpedanz mit induktivem Charakter, wie z. B. eine Leuchtstefföhre und
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Auf diese Weise wird es möglich einen Spammngsumfonner ansehnlicherAnsgangsleistung (z. B. 20W) aufzubauen, welcher in Abwesenheit einer Belastung eine viel höhere Spannung als bei normaler Belastung abgibt, was z. B. zum Zünden einer LeuchtStoffröhre unerlässlich ist, ohne dass dabei die maximal zu- lässige Kollektorspannung überschritten wird, und welcher trotz der niedrigen Grenzfrequenz der verwen- . deten Leistungstransistoren praktisch geräuschlos arbeitet.
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lung und damit die Arbeitsfrequenz des Umformers durch die Belastung beeinflusst wird, unddassdieuber der Kollektorwicklung auftretende Spannung ungefähr sinusförmig ist :
die durch eine induktive Belastung hervorgerufene nacheilende Komponente des Kollektorstromes wird automatisch kompensiert, so dass die Amplitude der erzeugten Ausgangsspannung ohne Erhöhung der Transistorverluste durch Hinauftransfor- mieren willkürlich erhöht werden kann, was bei einer rechteckförmigen Spannung nicht erreicht werden kann. Diese Eigenschaft ist für das Zünden einer durch den Umformer gespeisten Leuchtstoffröhre besonders wertvoll.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert, worin Fig. 1 das Schaltbild eines bekannten Transistor-Spannungsumformers von dem in der Einleitung beschriebenen Typ, Fig. 2 Strom-und Spannungs-Zeitdiagramme eines bekannten Umformers von diesem Typ, Fig. 3 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform des Umformers nach der Erfindung, Fig. 4 die entsprechenden Diagramme dieses Umformers, Fig. 5 eine Variante des Kollektorkreises der Transistoren des Umformers nach Fig. 3.
Fig. 6 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform des Umformers nach der Erfindung, Fig. 7 das Schaltbild einer dritten Ausführungsform, Fig. 8 das'Schaltbild einer vierten Ausfuhnmgsssorm, Fig.. 9 eine fünfte Ausfilh-
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Er-läuterung der Wirkungsweise der Spannungsformer nach verschiedenen Figuren zeigt.
Die Fig. 1 zeigt das Schaltbild eines bekannten Spannungsumformersmitzwei in Gegentakt geschalteten, abwechslungsweise leitenden Transistoren 1 und 2 und einer mit einer Mittelanzapfung versehenen, zwischen den Kollektorelektroden dieser Transistoren eingeschalteten Wicklung 3. Zur Eigenerregung der Kippschwingungen der Transistoren 1 und 2 ist eine Rückkopplungswicklung 4 vorgesehen. Diese Wicklung hat ebenfalls eine Mittelanzapfung undihre Enden sind über Reihenwiderstände 5 und 6 von z. B. je 5 Ohm mit den Basiselektroden der Transistoren 1 und 2 verbunden.
Die Mittelanzapfung der Kollektorwicklung 3 ist mit der Minusklemme einer Speisespannungsquelle 7 verbunden, die Emitterelektroden beider Transistoren sind mit der Plusklemme dieser Quelle verbunden und die Mittelanzapfung der Wicklung 4 heugt an der Anzapfung eines Spannungsteilers, bestehend aus Widerständen 8 und 9 von 10 bzw. 560 Ohm, der an den Klemmen der Quelle 7 angeschlossen ist. Diese Quelle ist durch einen Kondensator 10 von 100 ILF überbrückt.
Die Kollektorwicklung 3, die Rückkopplungswicklung 4 und die Sekundärwicklungen 11 und 12 sind auf einem gemeinsamen Kern aus ferromagnetischem Material, z. B. aus Ferrit, angebracht. Der Umformer ist für die Speisung einer Leuchtstoffröhre 13 vorgesehen. Ein kleiner Teil der Wicklung 11 speist eine der Gluhelektroden 14 und 14'dieser Röhre, während die andere Gluhelektrode durch einen kleinen Teil der Sekundärwicklung 12 gespeist wird. Über der gesamten Sekundärwicklung 12 wirddie Betriebsspannung zur Aufrechterhaltung und Zündung der Entladung in der Leuchtstoffröhre erzeugt, während die gesamte Wicklung 11 eine noch höhere Spannung zwischen der Gluhelektrode 14 und einem metallisierten Streifen 15 der LeuchtStoffröhre anlegt.
Diese Spannung hat den Zweck, das Zünden der Leuchtstoffröhre auf bekannte Weise zu erleichtern. Die Betriebs- und Zündspannung der Wicklung 12 wird über eine Regelinduktivität 16, z. B. eine auf einen ferromagnetischen Kern gewickelte Drosselspule, zwischen den Glühelektroden 14 und 14'angelegt.
Die Leuchtstoffröhre 13 in Reihe mit der Drosselspule 16 bildet eine Belastungsimpedanz mit induktivem Charakter.. Demzufolge eilt der Strom durch die Wicklung 12 und deshalb auch der Strom durch die Wicklung 3 in bezug auf die Spannung [tberdieser Wicklung nach. Dies ist deutlich aus den Strom-und
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jedes Transistors bis zu seinem Sättigungswert beherrscht.Die hochfrequenten Schwingungen auf der Eigenfrequenz der belasteten.
Kollektorwicklung. mit ihren parasitären Kapazitäten wurden durch die Belasomg sehr stark gedämpft, so dass nur jeweils eine kurze Spitze beim Umschalten mittels der Transistoren 1 und
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bestehen bleibt, wird durch einen der Basiselektrode über den Kondensator 21 bzw. 22 zugeführten Rück- strom impuls vor der Umkehrung der am betreffenden Kollektor wirksamen Spannung unterbrochen.
Durch den Umstand, dass die Zeitkonstante jedes der Kopplungsglieder 21, 23 bzw. 22, 24 des Spannungsumformers nach Fig. 3 grösser ist als die Arbeitsperiode des Umformers ist der Kondensator 21 bzw. 22 am Ende der Sperrperiode. des Transistor l bzw. 2 noch in der Sperrichtung geladen. Diese Lade- spannung bildet in bezug auf die Rückkopplung aus dem Kollektor des andem Transistors eine Schwellen- spannung. Infolge der Anwesenheit dieser Schwellenspannung kann der Kollektorstrom jedes der Transi- storennur nach dem Beginn des seiner Basis zugeführten vorw ärtsgerichteten Impulses zu fliessen beginnen.
Diese Verzögerung des Beginns des Kollektorstromes ist günstig, was die Verluste in den Transistoren be- trifft.
In einer praktischen Ausführung mit zwei Transistoren vom Typ OC16 und mit dem gleichen Trans- formator, der auch in der Schaltung nach Fig. 1 verwendet wurde, dessen Wicklung 4 jedoch entfernt worden war ; hatte der Kondensator 19 einen Wert von 0, 7 MF, die Kondensatoren 21 und 22 waren je von
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war somit gleich 180 Mikrosekunden. Die Arbeitsfrequenz war 7,6 kHz, so dass die Arbeitsperlode des
Umformers mit 132 Mikrosekunden kleiner war als die erwähnte Zeitkonstante. Die Impedanz der Kon- densatoren 21 und 22bei der Arbeitsfrequenzvon 7, 6 kHz war mit 17,5 Ohm ungefähr siebzehnmal kleiner als der Widerstand jedes der Widerstände 23 und 24.
Die Fig. 4 veranschaulicht. auf ähnliche Weise wie die Fig. 2 für die bekannte Schaltung, die Arbeitsweise der Schaltung nach der Erfindung. Wie ersichtlich wird der Kollektorstrom IC1 durch eine verhältnismässig starke vorwärtsgerichtete, halbsinusformige Basisstromspitze Lbi eingeleitet. Lange bevor der Kollektorstrom I NuIl wird ist die Basis-Emitter-Strecke schon wieder gesperrt, und es fliesst sogar eine kleine Rückstromspitze über diese Strecke. Diese Rückstromspitze wird durch die In der Basiszone noch verhandenen freien Ladungsträger hervorgerufen, welche durch die Sperrspannung nach dem Emitter zurückgetrieben werden. Die Abnahme des Kollektorstromes wird dadurch beschleunigt.
Durch die Anwesenheit des Kondensators 19 wird der Einfluss der induktiven Belastung des Umformers kompensiert, so dass der Kollektorstrom der Spannung über der Wicklung 3 nicht mehr nacheilt. Ferner ist diese Spannung infolge der Schwungradwirkung des die Arbeitsfrequenz des Umformers mm bestimmenden Schwingungskreises 3-19 praktisch sinusförmig. Der Belastungsstrom durch die Wicklung 12 ist ebenfalls praktisch sinusförmig, und infolge der Abwesenheit jeder scharfen Spitze arbeitet der Kern der Wicklung 3 viel weiter unterhalb der Sättigung, so dass die magnetischen Verluste kleiner ausfallen.
Bei der Speisung einer Leuchtstoffröhre wie in Fig. 1 dargestellt, ist das Ersatzschaltblld des Transformators 3-12 eine Induktanz in Reihe mit dem transformierten Belastungswiderstand, wobei der Wert der Induktanz gleich der Summe der Streu-Induktivität des Transformators und der transformierten Induktivität der Regelinduktanz 16 ist. In der Schaltung nach Fig. 3 ist somit die wirksame Induktivität der Wicklung 3 teilweise gebildet durch die transformierte Induktivität der Regelinduktanz 16. Ist die Streu-Induktivität des Transformators 3-12 gross genug zur befriedigenden Regelung des Entladuagsstromes durch dieLeucht- stoffröhre 13, dann kann die Regelinduktanz 16 weggelassen werden. Dies ist z.
B. dadurch zu erreichen, dass man den Transformator mit den Wicklungen 3,11 und 12 auf einen Kern mit Luftspalt wickelt.
Die Schaltung nach Fig. 3 hat zusammenfassend, folgende Vorteile :
1. Die Spitzenwerte der Kollektor- und Basisströme sind -viel kleiner als bei den bekannten Schaltungen, insbesondere als bei der Schaltung nach Fig. 1.
2. Verluste in den Transistoren sind kleiner und der Wirkungsgrad des Spannungsumformers ist höher.
3. Da weder der Basisstrom noch der Kollektorstrom scharfe kurze Spitzen aufweisen erzeugt der Umformer keine hochfrequenten Störspannungen.
4. Der Umformer arbeitet vollkommen geräuschlos.
Bei der Speisung einer Leuchtstoffröme1Ulter denselben Umständen als mit dem Umformer nach Fig. 1 wurde ein Wirkungsgrad von 750/0 erreicht, wobei eine Leistung von 16 W an die Leuchtstoffröhre abgegeben wurde. Die LichtauSbeute der 20 W Leuchtstoffröhre betrug dabei 80lao der Lichtausbente bei Speisung mit 50 Hz Wechselspannung und mit der Nominalleistung von 20 W. Die Stromaufnahme des Spanumgs-
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Spannung1, 75 W pro Transistor. Der Spitzenwert des Kollektorstromes war nur 2, IA und der Spitzenwert des Basisstromes war nur 0,35 A bei Belastung und 0, 8 A ohne Belastung. Diese Werte liegen unterhalb der ver- öffentlichten zulässigen Werte.
Nach einer auf der Hand liegenden Variante sind die Basiskreise jedes der Transistoren wie in der be-
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kannten Schaltung nach Fig. 1 ausgebildet, wobei die Widerstände 5 und 6 und die Kondensatoren 17 und 18 entsprechend den, der Erfindung zugrunde liegenden Gesichtspunkten dimensioniert sind. Die über die Widerstände 5 und 6 und die, eventuell weggelassene, Wicklung 4 den Basiselektroden zugeführte Vorwärtsspannung kann mittels des Spannungsteilers 8,9 beliebig geändert werden. Ist diese Vorwärtsspannung zu klein oder sogar gleich Null, so ergeben sich unter Umständen Einschwingschwierigkeiten.
Nach einer ändern, in Fig. 5 gezeigten Variante bildet die Kollektorwicklung3 einen Autotransformator, wodurch die zwischen den Kollektorelektroden wirksame Wechselspannung hinauftransformtert wird.
Der Kondensator 19 ist jedoch über der gesamten Wicklung 3 geschaltet, so dass seine Kapazität beträchtlich verringert werden kann. Die Wicklung 3 könnte selbstverständlich auch symmetrisch ausgebildet sein.
Die zweite Ausführungsform, dargestellt in Fig. 6, unterscheidet sich von der ersten nach Fig. 3 dadurch, dass der Kondensator 19, von z. B. 0. 039 JlF. statt zwischen den Kollektorelektroden der Transistoren 1 und 2 über der Sekundärwicklung 12 eingeschaltet ist, und dass die RC-Glieder 21,23 und 22, 24 durch ein einziges RC-Glied 8, 25 ersetzt sind, welches zwischen einer Mittelanzapfung einer Rückkopp- lungswicklung 4 und den Emitterelektroden und der positiven Klemme der Spannungsquelle eingeschaltet ist. Die Enden der Rückkopplungswicklung 4 sind mit den Basiselektroden der Transistoren 1 und 2 verbunden und ihre Mittelanzapfung ist über einen Startwiderstand 9 mit dem Minuspol der Speisequelle verbunden. Der Widerstand 9 hat einen hohen Wert von z.
B. 4700 Ohm und über ihn wird den Basiselektroden ein kleiner Vorstrom geliefert, welcher das Starten des Umformers erleichtert. Der Widerstand 8 hat
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B.Widerstände des Basis-Emitter-Kreises jedes der Transistoren 1 und 2, gemessen in der Vorwärtsrichtung. Die Summe dieser übrigen Widerstände ist angenähert gleich dem Widerstand einer Hälfte derWicklung4 plus dem Basis-Emitterwiderstand des entsprechenden Transistors 1 oder 2, gemessen in der Vorwärtsrichtung.
Im Augenblick der Umschaltung wird über die Basis-Emitterstrecke des in der Vorwärtsrichtung gesteuerten Transistors und den kleinen Widerstand einer Hälfte der Rückkopplungswicklung 4 eine sinusförmige Rückkopplungsspannung an das RC-Glied 8-25 gelegt. Im Beharrungszustand würde der dadurch
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und w = 2 1rmal die ArbeitSfrequenz f ist. Da der Basisstrom jedoch mit einem Anfangswert Nullbeginnen muss entsteht ein mit der Zeitkonstante r. Cz. 5 exponentiell abnehmender Kompensationsstrom.
Darin ist r die Summe des Basis-Emitterwidemandes in der Vorwärtsrichtung und des Widerstandes einer Hälfte der Wicklung 4. Das Ergebnis ist ein Basisstromimpuls, der etwas mehr als eine Viertelperiode andauert und sich dann in umgekehrter Richtung durch Absaugen der freien Ladungsträger aus der Basiszone fortsetzt.
Bei einem kleinen Wert des Verlustwiderstandes r verläuft die Spannung am RC-Glied annähernd wie die Rückkopplungsspannung, bis zum Scheitelwert derselben. Sobald die Rückkopplungspannung wieder abnimmt, bleibt jedoch die Kondensatorspannung grösser als die Rückkopplungsspannung : sie nimmt mit der Zeitkonstante % C25 exponentiell ab. Von nun an wird durch die Differenz zwischen Rückkopplungsspannung und Kondensatorspannung ein rückwärtsgerichteter Basisstrom hervorgerufen, wodurch die in der Basiszone vorhandenen freien Ladungsträger weggesaugt werden. Dadurch wird auch der Kollektorstrom unterbrochen, so dass die Umschaltung auf den andern Transistor bei stromlosem, erstem Transistor geschieht : die Kommutationsverluste werden stark herabgesetzt.
Um diese wichtigen Vorteile hinsichtlich der Kommutation und des gesamten Nutzeffektes des Umformers sicher zu stellen, muss der Verlustwiderstand r des Basiskreises jedes Transistors möglichst klein sein, u. zw. mindestens um eine Grössenodnung und vorzugsweise mindestens dreissigmal kleiner als der Widerstand Rg des RC-Gliedes. Dabei ist die Impedanz des Kondensators 25 des RC-Gliedes bei der Arbeitsfrequenz kleiner als der Wert dieses Widerstandes Rs, vorzugsweise sogar mindestens zweimal kleiner als dieser Wert. Durch diese Dimensionierung werden der günstige impulsförmige Verlauf des Basisstroms und das erwünschte Voreilen der Basisstromimpulse gewährleistet.
Um den Verlustwiderstand r möglichst gering zu gestalten, hat es sich als günstig erwiesen, wie gesagt eine getrennte Rückkopplungswicklung 4 zu verwenden statt die Basiselektroden über getrennte RCGlieder mit den Kollektorelektroden kreuzweise zu koppeln. Die Rückkopplungswicklung 4 kann mit weniger Windungen als die Kollektorwicklung ausgeführt werden, so dass ihr Widerstand entsprechend kleiner sein kann. Ausserdem kann man dann mit einem einzigen RC-Glied auskommen, wodurch ein Kondensa-
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tor und ein Widerstand eingespart werden.
Der Kondensator 25 wird zweimal pro Periode geladen, während die Kondensatoren von getrennten RC-Gliedern nur einmal pro Periode geladen werden. Im Prinzip sollte die Zeitkonstante des RC-Gliedes 8-25 dementsprechend zweimal kleiner gewählt werden können als die Zeitkonstante von getrennten RC-
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halbe Periode der Arbeitsfrequenz, so dass die günstigsten Werte für beide Schaltungen nicht stark voneinander abweichen.
Bei Belastung durch eine Leuchtstoffröhre oder durch eine ähnliche Gasentladungsvorrichtung nimmt die Arbeitsfrequenz, infolge der Zunahme der Röhrenspanmmg bei Abnalme des Röhrenstromes, mit der Speisespannung verhältnismässig stark ab, so dass die eingestellten günstigen Betriebsbedingungen bald nicht mehr erfüllt sind und der Wirkungsgrad des Umformers abnimmt. Dieser Nachteil kann dadurch
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Gliedes in bezug auf die Arbeitsfrequenz praktisch unverändert.
Ein für eine Speisespannung von26 V vorgesehener Umformer, belastet durch eine Leuchtstoffröhre von 210 V- 20W. arbeitete in befriedigender Weise mit Speisespannungen von 15-30 V. Bei Zunahme der Speisespannungvon20 auf 30 V nahm der Wirkungsgrad von 83 auf 79, 51, 9 ab, während die Arbeitsfrequenz von 7200 auf 8200 Hz stieg. Bei kleinerae Nullastspannung sank der Wirkungsgrad von 83 auf 750/0, während die Arbeitsfrequenz von 5400 aufl0300Hz stieg. Der Umformer arbeitete noch mit einer Speisespannung von 16V in befriedigender Weise.
Durch Verwendung eines gemeinsamen RC-Gliedes 8-25, wie in Fig. 6 gezeigt, werden ein Kondensator und ein Widerstand gespart. Dadurch wird jedoch der Umformer kritischer in bezug auf die charakteristischen Grössen der verwendeten Transistoren und, da man den Arbeitspunkt jedes der Transistoren und die Rückkopplung jedes Transistors über den Transformator und über den Kondensator nicht einzeln einstellen kann, ist die Auswechselbarkeit der Transistorenschlechter als mit der Schaltung nach Fig. 3.
Der Spannungsumformer nach Fig. 7bietet methr Möglichkeiten bezüglich der un abhängigen Einstellung des Arbeitspunktesjedes der Transistoren, der Rückkopplung mittels Rückkopplungswicklungen 4 und 4' und der zusätzlichen Rückkopplung für die plötzliche Sperrung der Transistoren mittels der Kondensatoren 21
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und über eine der Rückkopplungswicklungen 4'und 4'mit der Emitterelektrode gekoppelt und gleich- strommässig mit der positiven Klemme der Speisequelle verbunden. Ferner ist die Basiselektrode jedes der Transistoren über den Kondensator 21 bzw. 22 mit der Kollektorelektrode des andem Transistors gekoppelt, und schliesslich über eine ! 1 Startwiderstand 9 bzw. 9'mit der negativen Klemme der Speisequelle ver- bunde ! 1.
Durch zweckmässige Wahl der über den Wicklungen 4 und 4'induzierten Rückkopplungsspannung kann man die Verluste in den Widerständen 23 und 24 und bzw. oder 9 und 9'beträchtlich herabsetzen.
Doch ist der Augenblick des Sperrens jedes Transistors noch stark von der Belastung und vox allem vom augenblicklichen Wert des Basis-Kollektor-Stromverstärkungsfaktors α' dieses Transistors abhängig, so dass die Auswechselbarkeit der Transistoren ohne Einstellung der Widerstände und eventuell der Konden- satoren 21 und 22 noch verhältnismässig schlecht ist. Ferner wird im Augenblick des Sperrens eines Transistors über den Kondensator 21 oder 22 seines Basiskreises eine Spannung gleich ungefähr zweimal der Speisegleicbspanmmg zwischen seinen Basis- und Emitterelektroden angelegt. Demzufolge ist man gezwungen, eine verhältnismässig niedrigere Speisespannung zu verwenden.
Fig. 8 zeigt das Schaltbild einer vierten Ausführungsform des Spannungsumform ers nach der Erfindung, Diese Ausführungsform unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 7 dadurch, dass jeder der Kondensatoren 21 und 22 durch einen Reihenschwingungskreis mit einer Eigenfrequenz grösser als die Arbeitsfie- quenz des Umformers überbrückt ist.
Dadurch wird die Wirksamkeit des Rückkopplungskreises über den Kondensator stark erhöht, was den scharfen und möglichst spitzen Sperrimpuls betrifft, so dass die Auswechselbarkeit der Transistoren viel besser ist und der durch den Reihenschwingungskreis überbrückte Kondensator statt zwischen der Basis eines der Transistoren und dem Kollektor des andem Transistors mit besserem Erfolg zwischen der erwähnten Basis und einer Anzapfung der Wicklung 3 eingeschaltet werden
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kann. Dadurch wird natürlich die höchste Basis-Emitterspannung entsprechend herabgesetzt, so dass die
Spannung der Speisequelle höher gewählt werden darf. Wie gezeigt ist der Kondensator 21 bzw. 22 durch einen Reihenschwingungskreis 26 bzw. 27 überbrückt und liegt einerseits an einer Anzapfung 28 bzw. 29 der Wicklung 3.
Fig. 9 zeigt eine fünfte Ausführungsform des Spannungsumformers nach der Erfindung, Diese Ausfth- rungsform unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 8 dadurch, dass die Reihenschwingungskreise 26 bzw.
27 statt parallel mit den Kondensatoren 21 bzw. 22 zwischen der Basis jedes der Transistoren 1 und 2 und der Kollektorelektrode desselben Transistors geschaltet sind. Ferner entfallen die Rückkopplungswicklungen
4 und4 und die Basiswiderstände 23 bzw. 24 sind unmittelbar mit der positiven Klemme der Speisequelle verbunden. Die Kondensatoren 21 bzw. 22 sind je zwischen der Basiselektrode eines der Transistoren 1 bzw. 2 und der Kollektorelektrode des andem dieser Transistoren geschaltet.
Die Wirkungsweise der verschiedenen beschriebenen Spannungsumfonner nach der Erfindung können am besten an Hand der Stromzeitdiagramme der Fig. 11 untereinander verglichen werden. Links vom obersten Stromzeitdiagramm der Fig. 11 ist der Basiskreis el1lés der Transistoren des Spannungsumfbrmers nach Fig. 3 oder nach Fig. 6 dargestellt. Rechts davon zeigt das Stromzeitdiagramm den Verlauf des Basis- stromes dieses Transistors während der Leitungshalbperiode. Man sieht, dass der Basisstrom nach einem anfänglichen steilen und spitzen Impuls verhältnismässig langsam abnimmt undnichtganzverschwindet..
Ein Basisstrom bleibt bis am Ende der Leitungs-Halbperiode durch den Widerstand 23 oder 24 (Fig. 3) bzw.
8 (Fig. 6) fliessen und verursacht darin nicht unerhebliche Verluste.
Links vom zweiten Stromzeitdiagramm der Fig. 11 ist das Prinzipschaltbild des Basiskreises des
Spannungsumformers nach Fig. 7 wiedergegeben. Dadurch, dass der Basiswiderstand jedes der Transi- storen l und 2 nun über die Wicklung 4 bzw. 4'mit dessen Emitter verbunden ist, sinkt der Basisstrom bis auf Null herunter, jedoch anfänglich steil und dann verhältnismässig langsam. Der Gleichstrom durch den
Basiswiderstand 23 oder 24 (inklusiv den Gleichstrom durch den Widerstand 9 oder 9'derFig. 7) verursacht etwas geringere Verluste.
Links vom dritten Stromzeitdiagramm der Fig. 11 ist ein Basiskreis dargestellt, welcher denjenigen der Transistoren 1 und 2 des Ausführungsbeispieles nach Fig. 8 entspricht. Wie aus dem dritten Stromzeit- diagramm ersichtlich, wird der Basisstrom durch die Anwesenheit des Reihenschwingungskreises verzögert verstärkt, wonach er dann sehr schnell abnimmt. Die Summe der Kapazität des Kondensators des Reihen- schwingingskreises 26 oder 27 und derjenigen des Rückkopplungskondensators 21 oder 22 ist kleiner als die
Kapazität des Rückkopplungskondensators 21 oder 22 im Spannungsumformer nach Fig. 7, doch ist die
Periode r, während der der Transistor 1 oder 2 leitend ist, etwas länger.
Schliesslich zeigt das unterste Schaltbild der Fig. 11 einen Basiskreis der denjenigen der Transistoren der Ausführungsform nach Fig. 9 entspricht. Das unterste Stromzeitdiagramm der Fig. 11 zeigt, dass der
Basisstrom jedes der Transistoren nun die Form eines Impulses mit steiler Vorderflanke und steiler Rück- flanke annimmt, und dass der Basisstrom sehr rasch gegen einen Umschaltwert a und gegen den Wert Null strebt. Auch ist die Leitungshalbperiode verhältnismässig kurz : durch Einschaltung des Reihenschwingungs- kreises zwischen Basis und Kollektor desselben Transistors wird der Basisstromverlauf in bezug auf den- jenigen nach dem zweiten Stromzeitdiagramm der Fig. 11 verzögert gesperrt, statt verzögert verstärkt wie im Falle des dritten Stromzeitdiagrammes.
Durch Vergleich des dritten und vierten Stromzeitdiagrammes der Fig. 11 mit den zwei ersten Strom- zeitdiagramir en dieser Figur sieht man deutlich den günstigen Einfluss des Reihenschwingungskreises im
Basiskreis jedes der Schalttransistoren : in beiden Fällen wird sowohl der Umschaltwert a als auch der Wert
Null bei rascher Abnahme des Basisstromes sehr plötzlich erreicht, was für das Umschalten der Transi- storengünstig ist, und die durch die verzögerte und bzw. oder langsame Abnahme des Kollektorstromes verursachten Verluste beträchtlich herabsetzt.
Die Fig. 10 zeigt noch eine Variante des Ausführungsbeispiels nach Fig. 9. In dieser Variante sind die zwei Reillenschwingungskreise 26 und 27 der Fig. 9 durch einen einzigen, zwischen den Basiselektroden beider Transistoren eingeschalteten Reihenschwingungskreis 30 ersetzt. Sowie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 ist die Induktivität des Reihenschwingungskreises 30 oder jedes der Reihenschwingungskreise 26 und
27 etwa zweimal so gross wie diejenige jedes der Reihenschwingungskreise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 8. Die Wirkungsweise und die Eigenschaften der Variante nach Fig. 10 sind ungefähr dieselben wie diejenigen des Ausführungsbeispiels nach Fig. 9. Jedoch ist wegen des gern einsamen Reihenschwingungskreises 30 die Einstellung etwas kritischer und die Auswechselbarkeit der Transistoren 1 und 2 etwas schlechter.
Verfügt man jedoch über Transistorenpaare oder über Transistoren mit verhältnismässig engen Toleranzen, so kann man dadurch zwei Elemente sparen.
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Sowohl das Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 als auch die Variante nach Fig. 10 kann mit verhältnis- mässig hohen Werten der Spannung der Speisequelle betrieben werden, ohne dass ein Durchschlag zwischen
Basis und Emitter und bzw. oder zwischen Basis und Kollektor eines der Transistoren 1 und 2 zu be- fürchten ist. Die Kombination des Rückkopplungskondensators 21 oder 22 und des entsprechenden Reihen- schwingungskreises 26 oder 27. oder die Kombination beider Rückkopplungskondensatoren 21 und 22 und des Reihenschwingungskreises 30 bildet tatsächlich einen Spannungsteiler und die Verwendung zusätzlicher
Anzapfungen der Wicklung 3, wie die Anzapfungen 28 und 29 der Fig. 8, erübrigt sich in den meisten
Fällen.
Dadurch dass, insbesondere in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 8 und 9 und in der Variante nach
Fig. 10, jeder Transistor mit Sicherheit durch die scharfen Basisimpulse nach der Umkehr des Belastungs- stromes eingeschaltet und vor der Umkehr dieses Stromes wieder gesperrt wird, ist die Auswechselbarkeit der Transistoren ansehnlich verbessert und es wird möglich den Umformer mit sehr gutem Nutzeffekt bei höherer Frequenz arbeiten zu lassen. Eine Erhöhung der Arbeitsfrequenz ermöglicht ihrerseits eine Verkleinerung des Transformators und der Werte der Kopplungsimpedanzen 21,22, 26 und 27, sowie der im Belastungskreis aufgenommenen Impedanzen wie 19 und 16 der Fig. 6 und 7, und somit eine Herabsetzung der Abmessungen und des Preises des Umformers.
Die beschriebenen Spannungsumformer wurden für die Speisung von Leuchtstoffröhren entwickelt. Sie können jedoch selbstverständlich auch für andere Zwecke Verwendung finden, z. B. für die Speisung eines elektrolumineszierenden Elementes oder Panels, wobei die Elektroden des Panels unmittelbar bzw. über eine Regelinduktivität wie die Induktivität 16 der Fig. 6 und 7 mit den Enden einer Sekundärwicklung wie die Wicklung 12 der Fig. 6 und 7 verbunden werden. Mit der dazwischen angebrachten lumineszierenden Schicht bilden diese Elektroden eine Kapazität.
Bei Weglassen des Kondensators 19 in einer der Fig. 3, 5,
6 und 7 kann diese Kapazität mit der Regelinduktivität 16 einen Schwingungskreis bilden, welcher die Arbeitsfrequenz des Umformers in der Hauptsache bestimmt und mittels dieser Regelinduktivität auf die gewünschte Arbeitsfrequenz abgestimmt werden kann.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Spannungsumformer mit zwei in Gegentakt geschalteten, abwechslungsweise leitenden Transistorenund einer mit einer Mittelanzapfung versehenen, zwischen den Kollektorelektroden dieser Transi- storeneingeschalteten Wicklung. wobei die Basis-und Kollektorelektroden beider Transistoren miteinander kreuzweise gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, dass eine Kapazität mit der in den Kollektorkreisen der Transistoren wirksamen Induktivität einen Schwingungskreis bildet, dessen Eigenfrequenz die Arbeitsfrequenz des Umformers in der Hauptsache bestimmt und mindestens von derselben Grössenordnung ist wie die a'-Grenzfrequenz der Transistoren, und dass im Basis-Emitterkreis jedes der Transistoren ein RC-Glied eingeschaltet ist,
wobei die Impedanz der Kapazität dieses Gliedes bei der Arbeitsfrequenz kleiner ist als der Wert des Widerstandes, so dass der Basisstrom jedes der Transistoren seinem Kollektorstrom voreilt und dieser Kollektorstrom infolge einer Anhäufung freier Ladungsträger in der Basiszone des Transistors nach dem Sperren der Basis-Emitterstrecke desselben bestehen bleibt und durch einen seiner Basiselektrode über die Kapazität des RC-Gliedes zugeführten Rückstromimpuls vor der Umkehrung seiner Kollektorspannung unterbrochen wird.