DE1096972B - Gleichspannungsumformer mit einem ueber einen Transformator rueckgekoppelten Transistoroszillator - Google Patents

Gleichspannungsumformer mit einem ueber einen Transformator rueckgekoppelten Transistoroszillator

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DE1096972B DEN15019A DEN0015019A DE1096972B DE 1096972 B DE1096972 B DE 1096972B DE N15019 A DEN15019 A DE N15019A DE N0015019 A DEN0015019 A DE N0015019A DE 1096972 B DE1096972 B DE 1096972B
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Jan Willem Tap
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Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Description

DEUTSCHES
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist die Verbesserung eines Gleichspannungsumformers mit einem über einen Transformator rückgekoppelten Transistoroszillator und einem Gleichrichter zur Erzeugung einer erhöhten Gleichspannung an einem Ausgangsklemmenpaar durch Gleichrichten der Oszillatorschwingungen, wobei der Emitter-Basis-Kreis des Transistors oder jedes der Transistoren des Oszillators im Ausgangs-Gleichstromkreis des Umformers in der Durchlaßrichtung eingeschaltet ist.
Bei diesen Umformern nimmt bekanntlich die gleichgerichtete Spannung bei Abschalten der Belastung meistens stark zu. Die Betriebsausgangs-Gleichspannung wird daher durch die Bedingung stark herabgesetzt, daß die Kollektorspannung und die Ausgangsspannung bei abgeschalteter Belastung die für die verwendeten Transistoren und Gleichrichter sowie für allfällige Glättungskondensatoren zulässigen Werte niemals überschreiten dürfen.
In einer bekannten Ausführungsform eines derartigen Umformers wird diesem Ubelstand z. B. mittels einer Gleichstromrückkopplung abgeholfen. Der Strom durch die Belastungsimpedanz oder ein Teil dieses geglätteten Stromes wird über die Rückkopplungswicklung durch die Basis-Emitter-Elektrodenstrecke des Transistors zurückgeführt, so daß der Mittelwert des Basisstromes mit dem Belastungsstrom abnimmt.
Zur Beseitigung desselben Übelstandes und zur gleichzeitigen Herabsetzung der magnetischen Verluste im Transformator wurde auch bereits vorgeschlagen, den größtenteils ungeglätteten Strom, der über den Gleichrichter an die Belastung (und an den damit parallel geschalteten Glättungskondensator) geführt wird, oder ein diesem größtenteils ungeglätteten Strom proportionalen Strom an die Basis des Transistors zurückzuführen, derart, daß er den Emitter-Basis-Übergang leitend macht. Durch diese Maßnahme wird einerseits, wie in der ersterwähnten Ausführungsform des Umformers, eine Gleichstrom-Rückkopplung zustande gebracht, nämlich durch die Gleichstromkomponente des größtenteils ungeglätteten Belastungsstroms, während andererseits der Gleichrichter und der Transistor nun gleichzeitig leitend bzw. nichtleitend sind, so daß der Transformator nicht mehr als Energiespeicher arbeiten muß und die darin auftretenden magnetischen Verluste stark herabgesetzt werden.
Die vorliegende Erfindung gibt eine Schaltungsmaßnahme an, wodurch die Umformer des obenerwähnten Typs weiter verbessert werden, nämlich dadurch, daß sie gegen etwaige Überlastungen und sogar gegen Kurzschluß der Ausgangsklemmen unempfindlich gemacht werden.
Gleichspannungsumformer
mit einem über einen Transformator
rückgekoppelten Transistoroszillator
Anmelder:
N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,
Eindhoven (Niederlande)
Vertreter: Dr. rer. nat. P. Roßbach, Patentanwalt,
Hamburg 1, Mönckebergstr. 7
Jan Willem Tap, Eindhoven (Niederlande),
ist als Erfinder genannt worden
Der Gleichspannungsumformer nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter-Basis-Kreis samt zugehöriger Rückkopplungswicklung des Transistors oder die entsprechenden Emitter-Basis-Kreise der Transistoren durch einen ebenfalls in der Durchlaßrichtung geschalteten Gleichrichter überbrückt ist bzw. sind, so daß eine Überschreitung des Ausgangsgleichstroms gegenüber dem mittleren Basisstrom des Transistors oder der Transistoren möglieh ist.
Es ist zwar bekannt, zur normalen Gleichrichtung einer für Stabilisierungszwecke abgeleiteten impulsförmigen oder zumindest wechselnden Spannung im Emitter-Basis-Kreis in Reihe mit der Rückkopplungswicklung einen Gleichrichter und einen Widerstand vorzusehen. Hierbei handelt es sich jedoch nicht um den Einsatz einer Diode zur Kurzschlußsicherheit bei Gleichspannungsumformern, die mittels Gleichrichtung der Oszillatorschwingungen arbeiten und bei denen der Emitter-Basis-Kreis des Transistors oder jedes der Transistoren des Oszillators in den Ausgleichstromkreis des Umformers in der Durchlaßrichtung eingeschaltet ist.
Der Emitter-Basis-Kreis des Transistors oder jedes der Transistoren enthält :eine Rückkopplungswicklung und/oder einen Widerstand.
Wird der Spannungsabfall über diese Wicklung und/ oder diesen Widerstand größer als die Schwellenspannung des Überbrückungsgleichrichters, so fließt der überschüssige Belastungsstrom über diesen Gleichrichter, der Basisstrom nimmt nicht mehr oder nur noch verhältnismäßig wenig zu, und die Ausgangsgleichspännung nimmt dann sehr rasch ab. Demzufolge vereinigt der Umformer nach der Erfindung den Vor-
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teil einer ausgezeichneten" Spannungsregulierung· und einer sich daraus ergebenden erstaunlich kleinen. Leerlaufstromaufnahme mit dem Vorteil der Unempfindlichkeit gegen Überlastung, sogar durch Kurzschluß der Ausgangsklemmen.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert, worin
Fig. 1 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform mit einem Gegentakt-TrariSistoroszillator ist,
Fig. 2 die Belastungscharakteristiken der Ausführungsform nach Fig. 1 wiedergibt,
Fig. 3 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform mit einem Eintakt-Transistoroszillator ist und
Fig. 4 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform mit einem Sperrschwinger-Transistoroszillator darstellt.
Die Ausführungsform nach Fig. 1 enthält zwei in Gegentakt arbeitende Transistoren 1 und 2, die über einen Transformator 3 derart rückgekoppelt sind, daß ihre Hauptstromkreise abwechslungsweise leitend und nichtleitend sind. Der Transformator 3 hat eine Primärwicklung 4, deren Enden an beide Kollektorelektroden der Transistoren 1 und 2 angeschlossen sind. Diese Wicklung ist mit einer Mittelanzapfung versehen, welche unmittelbar mit dem Minuspol einer Speisegleichspannungsquelle 4 verbunden ist. Die positive Klemme der Speisequelle 5 ist über eine Entstörungsdrossel 6 mit den Emitterelektroden der Transistoren 1 und 2 verbunden. Ein Elektrolytkondensator 7 ist zwischen diesen Emitterelektroden und der Mittelanzapfung der Wicklung 4 angeschlossen. Eine Rückkopplungswicklung 8 des Transformators 3 ist zwischen den bezüglichen Basiselektroden der Transistoren 1 und 2 geschaltet. Auch diese Rückkopplungswicklung hat eine Mittelanzapfung, welche über einen einstellbaren Widerstand 9 und eine in bezug auf den Basisstrom in der Sperrichtung geschaltete Diode 10 mit den Emitterelektroden der Transistoren 1 und 2 verbunden ist. Eine Sekundärwicklung 11 des Transformators 3 ist über einen Gleichrichter bestehend aus zwei Dioden 12 und 13 in Spannungsverdoppelungsschaltung mit zwei in Reihe geschalteten Elektrolytkondensatoren 14 und 15 verbunden. Die negative Elektrode des Kondensators 15 und die Anode der Diode 13 sind mit dem gemeinsamen Punkt des Widerstandes 9 und der Diode 10 verbunden, während die positive Elektrode des Kondensators 15 und die Kathode der Diode 12 über einen Glättungswiderstand 16 mit der positiven Ausgangsklemme des Umformers verbunden sind. Die negative Ausgangsklemme des Umformers ist unmittelbar mit der negativen Klemme der Speisequelle 5 verbunden, so daß die Spannung dieser Quelle zu Erhöhung der Ausgangsspannung des Umformers beiträgt. Schließlich ist noch ein Glättungskondensator 17 zwischen den Ausgangsklemmen des Umformers angeschlossen.
In bekannten Gegentaktumformerschaltungen ist der Ausgangskreis oder Belastungskreis meistens durch einen Transformator wie der Transformator 3 vom Eingangskreis und von der Speisequelle gleichstrommäßig vollständig getrennt. Es ist auch bekannt, den größtenteils ungeglätteten Strom, der über den Gleichrichter im leitenden Zustand des Transistors oder jedes der Transistoren an die Belastung geführt wird, an die Basis des Transistors oder an die Basis jedes der Transistoren zurückzuführen, so daß dieser Strom die Emitter-Basis-Schicht leitend macht. Im beschriebenen Ausführungsbeispiel enthält der Ausgangsgleichstromkreis in ähnlicher Weise die Basis-Emitter-Kreise beider Transistoren 1 und 2 sowie die Drossel 6 und die Speisequelle 5. Der mittlere Basis-Emitter-Strom beider Transistoren ist somit höchstens gleich dem Belastungsstrom. Dieser Belastungsstrom kann nämlich über die Diode 10 fließen, welche die Basis-Emitter-Kreise der Transistoren 1 und 2 überbrückt, weil die Diode 10 für die Basisströme dieser Transistoren in der Sperrichtung, aber für den Belastungsstrom in der Durchlaßrichtung geschaltet ist. Die Basisströme der Transistoren 1 und 2 hängen in
ίο erster Linie ab von der Rückkopplung über die Wicklungen 4 und 8 des Transformators 3. Sie werden ferner begrenzt durch den einstellbaren Widerstand 9, welcher im Kreise jeder der Basiselektroden in Reihe geschaltet ist. Dieser Basisstrom muß jedoch über die Dioden 13 und 12, den Glättungswiderstand 16 und die an den Ausgangsklemmen des Umformers angeschlossene Belastung fließen, so daß sein Mittelwert keinesfalls größer sein kann als der Belastungsstrom. Hingegen kann der Belastungsstrom über den Glättungswiderstand 16 und die Dioden 12 und 13 ebenfalls über die Überbrückungsdiode 10 fließen, so daß er größer sein kann als der mittlere Basisstrom der Transistoren 1 und 2. Daraus ergeben sich sehr günstige Belastungseigenschaften.
Erstens entsteht über der Diode 10 ein gewisser, wenn auch kleiner Spannungsabfall, so daß der mittlere Basisstrom und damit auch der mittlere Kollektorstrom der Transistoren 1 und 2 bei zunehmender Belastung bestrebt ist, etwas zuzunehmen, wodurch die mit zunehmender Belastung stattfindende Abnahme der Spannung über den Wicklungen 4 und 8 mindestens teilweise kompensiert wird, so daß der Umformer einen verhältnismäßig kleinen Eigenwiderstand aufweist. Bei Überlastung, z. B. durch Kurz-Schluß der Ausgangsklemmen, fließt ein großer Teil des Belastungsstroms über die Diode 10, so daß die mittleren Basisströme der Transistoren nur noch verhältnismäßig wenig zunehmen und die in den Transistoren aufgebrachte Verlustleistung verhältnismäßig wenig zunimmt. So ist die totale Verlustleistung z. B. bei der normalen Belastung mit einem Widerstand von 11 kQ gleich 0,34 Watt und beim maximalen Ausgangsstrom von 9,85 mA bei einem Belastungswiderstand von 8,9 kO gleich 0,44 Watt. Bei Überbelastung steigt die totale Verlustleistung zwar noch bis auf 0,6 Watt bei einem Belastungswiderstand von 4,8 kß, nimmt aber dann wieder ab, um bei Kurzschluß einen Wert von 0,48 Watt zu erreichen (Fig. 2).
Zweitens kann nach dem Abschalten der Belastung kein Strom mehr zu den Basiselektroden der Transistoren 1 und 2 fließen, so daß der Oszillator mit den Transistoren 1 und 2 zu schwingen aufhört. Dies ist eine sehr günstige Eigenschaft. Mit allen bekannten Umformern steigt bekanntlich die Ausgangsspannung verhältnismäßig stark bei gänzlichem Ausschalten der Belastung. Diese erhöhte Ausgangsspannung kann für verschiedene Schaltungselemente gefährlich sein. Sie ist es in erster Linie für die Gleichrichterdioden 12 und 13, dann aber auch für die Transistoren 1 und 2 sowie für die Kondensatoren 14, 15 und 17. Mit steigender Ausgangsspannung steigt bekanntlich auch die Wechselspannung über den Wicklungen 4, 8 undll an, so daß die Durchschlagspannung an den Kollektorelektroden der Transistoren 1 und 2 sowie die Durchschlagspannung der Dioden 13 und 12 unter Umständen überschriten werden kann. Bei ausgeschalteter Belastung und unter Annahme eines sehr kleinen Leckstromes des Elektrolytkondensators 17 sowie der Kondensatoren 14 und 15 fließt noch ein kleiner Leckstrom in der Sperrichtung durch die Dioden 12 und
y /ζ
13. Durch diesen Leckstrom werden sowohl die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren 1 und 2 als die Diode 10 in der Sperrichtung polarisiert, so daß der erwähnte Leckstrom das Sperren des Oszillators mit den Transistoren 1 und 2 durch Unterbrechung des vorwärts gerichteten Basisstromes noch unterstützt. Durch diesen Leckstrom werden die Kondensatoren
14, 15 und 17 allmählich entladen, und im Augenblick, in welchem der Leckstrom über die Dioden 12 und 13 nicht mehr genügt, um die Diode 10 gesperrt zu halten, fängt der Oszillator wieder an zu oszillieren und wird wieder nach Aufladen der Kondensatoren 14, 15 und 17 gesperrt, wenn die über jeder Hälfte der Wicklung 8 erzeugte Spannung kleiner wird als die durch den Leckstrom der Gleichrichterdioden 12 und 13 über der Überbrückungsdiode 10 erzeugte Rückwärtsspannung.
Drittens werden die Basiselektroden der Transistoren 1 und 2 im Einschaltmoment über die Gleichrichterdioden 13 und 12, den Glättungswiderstand 16 und die Belastung durch die Speisequelle 5 in der Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß der Oszillator mit den Transistoren 1 und 2 ohne jegliche Mühe und ohne Zögern zu schwingen anfängt. Dazu ist es erwünscht, daß die Schwellenspannung der Überbrückungsdiode 10 etwas größer ist als die Schwellenspannung der Basis-Emitter-Dioden der Transistoren 1 und 2. Dies ist z. B. dadurch leicht zu erreichen, daß man für die Überbrückungsdiode 10 eine Spitzendiode wählt.
Bei ausgeschalteter Belastung ist, wie schon erwähnt, der Basisstrom jedes der Transistoren praktisch gleich Null. Der maximale Kollektorstrom jedes der Transistoren ist dann auch sehr klein, so daß nur sehr wenig Energie im Transformator 3 aufgespeichert wird. Während der nichtleitenden halben Periode jedes der Transistoren braucht deshalb beinahe keine Energie über den Transistor nach der Speisequelle 5 zurückgeführt zu werden. In den bekannten Gegentaktumformern fließt dieser Rückstrom durch die eine Hälfte der Wicklung 4 nach der dann positiv vorgespannten Kollektorelektrode des entsprechenden Transistors 1 oder 2 und über die Kollektor-Basis-Strecke dieses Transistors zurück nach dessen Emitterelektrode. In der Schaltung nach Fig. 1 ist jedoch der Weg nach der Emitterelektrode des Transistors 1 oder 2 in Abwesenheit der Belastung gesperrt durch die Diode 10. Durch diesen Umstand wird eine starke Zunahme der Ausgangsspannung und der Wechselspannung über den verschiedenen Wicklungen des Transformators 3 bei abnehmender Belastung verhindert. Die Belastungscharakteristik verläuft im allgemeinen flacher und weist vor allem keine starke Zunahme der Ausgangsspannung bei sehr kleiner Belastung auf. Theoretisch sollte die Frequenz der erzeugten Schwingungen ungefähr umgekehrt proportional mit dem Spitzenwert des Kollektorstroms jedes der Transistoren zunehmen. Im unbelasteten Zustand ist diese Frequenz jedoch begrenzt durch die a'-Grenzfrequenz der Transistoren, welche für den erwähnten Typ OC 72 in der Umgebung von 8 kHz liegt.
In einem ausgeführten Gleichspannungsumformer nach Fig. 1 waren die Transistoren 1 und 2 vom Typ OC 72. Die Gleichrichterdioden 12 und 13 und die Überbrückungsdiode 10 waren vom Typ OA81. Der Kondensator 7 war ein Elektrolyt von ΙΟΟμΡ für eine Betriebsspannung von 12,5 Volt; die Kondensatoren und 15 waren Elektrolytkondensatoren von 10 \iF für 70 Volt Betriebsspannung, und der Kondensator 17 war ein Elektrolytkondensator von 8 μΈ für 150 Volt. Der einstellbare Widerstand 9 hatte einen maximalen Wert von 2000 Ohm und der Widerstand 16 einen Wert von 220 Ohm. Der Transformator 3 war in einem Ferroxcube-Topfkern gewickelt. Die Wicklung 4 hatte 156 Windungen, die Wicklung 8 hatte 94 Windungen, und die Wicklung 11 hatte 750 Windungen. Die Frequenz der Oszillatorschwingungen war von ungefähr 2000 Hz bei voller Belastung ίο und nahm stark zu bei abnehmender Belastung, wobei der höchste Wert dieser Frequenz bei ungefähr 10 kHz lag. Dank der Anwesenheit der Entstörungsdrossel 6 und des Kondensators 7 war die Entstörung sehr gut. Allerdings mußte der ganze Oszillator ausschließlich der Eingangs- und Ausgangsklemmen und der Speisequelle 5 in einer gepreßten Aluminiumbuchse mit Deckel eingebaut werden.
Fig. 2 stellt Belastungscharakteristiken dieser Ausführung dar. Auf der Ordinate ist die Ausgangsspannung V0 in Volt und die Belastung Wv in Watt aufgetragen.
Auf der Abszisse ist der Ausgangsgleichstrom J0 im Gleichrichterkreis in mA aufgetragen.
Bei normaler Belastung lieferte dieser Spannungsumformer einen Strom I0 von 9 mA bei einer Ausgangsspannung V0 von 90 Volt. Dabei betrug der aufgenommene Gleichstrom 205 mA bei einer Speisegleichspannung von 6 Volt, so daß die totale Verlustleistung Wv bloß 0,42 Watt betrug. Bei Ausschalten der Belastung sank der aufgenommene Gleichstrom auf 0,8 mA, wobei der Oszillator zu schwingen aufhörte. Die Transistoren waren je mit einer Kühlrippe versehen. Der maximal zulässige Kollektorstrom von 250 mA wurde im ungünstigsten Belastungsfall kaum erreicht, wobei die in jedem Transistor verbrauchte Leistung 0,1 Watt war, so daß eine Umgebungstemperatur von 45° C noch zulässig war. Aus der Belastungskurve ist ferner ersichtlich, daß der Eigenwiderstand des Umformers bei einem Belastungsstrom kleiner oder gleich 9 mA ungefähr 2500 Ohm betrug.
Das zweite Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 enthält einen Transistor 1, welcher über einen Transformator 3 mit Wicklungen 4, 8 und 11 rückgekoppelt ist. Dieser Umformer ist von einem Typ, bei dem der größtenteils ungeglättete Strom, der über einen Gleichrichter 12 sowohl an eine mit den Ausgangsklemmen des Umformers verbundene Belastung zugeführt wird als auch an die Basis des Transistors zurückgeführt wird und dabei die Emitter-Basis-Schicht dieses Transistors 1 leitend macht. In dieser Schaltung ist die Rückkopplungswechselspannung mittels einer Anzapfung der Wicklung 8, 11 des Transformators 3 bestimmt. Diese Anzapfung ist über einen Kondensator 18 mit der positiven Klemme der Speisequelle 5 verbunden, so daß nur der Teil der an der Wicklung 8, 11 erzeugten Wechselspannung, der über die Teilwicklung 8 entsteht, im Basiskreis des Transistors 1 wirksam ist. Mit der Teilwicklung 11 ist der Kondensator 14 parallel geschaltet. Der Kondensator 18 soll in bezug auf die Sperrspannungsimpulse (erzeugt über der Teilwicklung 8) eine kleine Impedanz aufweisen, und der Kondensator 14 soll die Spitzenspannung über der Diode 12 während der Sperrzeit des Transistors 1 herabsetzen.
Wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist auch in diesem Ausführungsbeispiel der Basis-Emitter-Stromkreis des Transistors 1 durch eine Diode 10 überbrückt. Diese Diode ist zu dem Kondensator 18 parallel geschaltet. Sie liegt in der Durchlaßrichtung in
bezug auf den Belastungsstrom und in der Sperrichtung in bezug auf den Basisstrom des Transistors 1. Dieser Basisstrom kann somit nicht größer als der Belastungsstrom werden, während der Belastungsstrom seinerseits über die Diode 10 fließen kann und größer als der Basisstrom des Transistors 1 werden kann. Falls erwünscht, kann auch in dieser Schaltung ein Reihenwiderstand 9 im Basisstromkreis aufgenommen werden. Die sich aus der Maßnahme nach der Erfindung ergebenden Vorteile in bezug auf den bekannten Umformer sind dieselben, die schon an Hand des Ausführungsbeispiels der Fig. 1 erörtert wurden.
Das dritte Ausführungsbeispiel, dargestellt in der Fig. 4, enthält wieder einen Transistor 1, welcher über einen Transformator 3 mit Wicklungen 4 und 8 rückgekoppelt ist. Der gezeigte Transistoroszillator ist jedoch von einem bekannten Typ eines Sperroszillators. Die erzeugten Spannungsimpulse haben dabei die Gestalt sehr kurzer Rückschlagimpulse, während welcher die im Transformator 3 aufgespeicherte Energie über einen Gleichrichter 12 einem Glättungskondensator 17 zugeführt wird. Wie an sich bekannt, ist der Belastungskreis des Umformers gleichstrommäßig über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 1 geschlossen, so daß der mittlere Basisstrom dieses Transistors in Abwesenheit einer Diode 10 oder eines an ihrer Stelle vorhandenen Widerstandes gleich dem Belastungsstrom sein müßte. Es ist auch schon vorgeschlagen worden, daß der an die Stelle der Diode 10 geschaltete Widerstand unter gewissen Umständen weggelassen werden kann, nämlich bei einem bestimmten, von der Stromverstärkung des Transistors 1 abhängigen Verhältnis zwischen der Spannung V0 über der Belastung und der Spannung der Speisequelle 5. Wie in den Ausführungsbeispielen der Fig. 1 und 3 ist der Basis-Emitter-Kreis des Transistors 1 überbrückt durch die Diode 10., die zu einem Kondensator 18 parallel geschaltet ist. Dadurch wird auch in diesem Fall erreicht, daß der Basisstrom des Transistors 1 höchstens gleich dem Belastungsstrom sein kann und daß dieser Belastungsstrom größer als der mittlere Basisstrom des Transistors 1 werden kann. Der Kondensator 18 soll in bezug auf die steilen und kurzen Sperrimpulse, erzeugt über der Wicklung 8., eine kleine Impedanz aufweisen, so daß am Ende jeder Magnetisierungsperiode des Transformators 3 durch den zunehmenden Kollektorstrom eine vollständige und plötzliche Sperrung des Transistors erzielt wird. Auch in diesem Ausführungsbeispiel kann ein Reihenwiderstand 9 im Basis-Emitter-Kreis des Transistors 1 nützlich sein. Mittels dieses Widerstandes kann man den Spitzenwert des vorwärts gerichteten Basisstromes des Transistors 1 und damit auch den Spitzenwert seines Kollektorstromes einstellen.
Wie an Hand der drei beschriebenen Ausführungsbeispiele erörtert wurde, kann die Maßnahme nach der Erfindung auf mannigfaltige Transistor-Gleichstromumformerschaltungen angewendet werden, auch auf solche, deren Belastung langsam an- und schnell abgeschaltet wird, oder umgekehrt. Dabei gewährt sie in jedem Fall einen Schutz der Schaltungselemente gegen etwaige Spannungsüberbelastungen im Leerlaufbetrieb und setzt die im Leerlaufbetrieb aufgenommene Speiseleistung in erstaunlich hohem Maße herab.

Claims (5)

PATENTANSPRÜCHE:
1. Gleichspannungsumformer mit einem über einen Transformator rückgekoppelten Transistoroszillator und einem Gleichrichter zur Erzeugung einer erhöhten Gleichspannung an einem Ausgangsklemmenpaar durch Gleichrichten der Oszillatorschwingungen, wobei der Emitter-Basis-Kreis des Transistors oder jedes der Transistoren des Oszillators in den Ausgangsgleichstromkreis des Umformers in der Durchlaßrichtung eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter-Basis-Kreis bzw. die entsprechenden Emitter-Basis-Kreise durch einen ebenfalls in der Durchlaßrichtung geschalteten Gleichrichter überbrückt ist bzw. sind.
2. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erwähnte Basis-Emitter-Kreis einen Reihenwiderstand enthält, wodurch die Amplitude des Basis-Vorwärtsstroms begrenzt wird.
3. Umformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dessen Ausgangs-Gleichstromkreis die Gleichspannungs-Speisequelle enthält, so daß die Basis des Transistors oder jedes der Transistoren über der Belastung mit der Schwellenspannung des Überbrückungsgleichrichters in der Durchlaßrichtung vorgespannt ist.
4. Umformer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Überbrückungsgleichrichter eine Diode mit einer Schwellenspannung größer als die Emitter-Basis-Schwellenspannung des Transistors oder jedes der Transistoren, insbesondere eine Spitzendiode ist.
5. Umformer nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß an die Ausgangsklemmen ein solcher Glättungskondensator angeschlossen ist, der bei unbelastetem Umformer infolge der an diesem Kondensator erzeugten Ausgangsspannung einen Leckstrom durch den Gleichrichter und den Überbrückungsgleichrichter verursacht und auf diese Weise mit dem Spannungsabfall über dem Überbrückungsgleichrichter die Basis des Transistors oder jedes der Transistoren in der Sperrichtung vorspannt.
In Betracht gezogene Druckschriften;
Deutsche Auslegeschriften Nr. 1 014 165, 1 023 082, 090;
österreichische Patentschriften Nr. 191934,194910; britische Patentschriften Nr. 776 308, 778 543;
Funk-Technik, 1956, S. 110;
Proceedings of the Institution of Electrical
Engineers, November 1955, S. 781.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
1 009 698/357 1.61
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NL (2) NL113338C (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2416201A1 (de) * 1974-04-03 1975-10-16 Licentia Gmbh Verfahren zur kurzschlussicherung von geregelten sperrwandlern konstanter arbeitsfrequenz
DE2928227A1 (de) * 1978-07-12 1980-01-24 Victor Company Of Japan Schutzschaltung fuer dc-wandler

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3219906A (en) * 1961-08-25 1965-11-23 Lockheed Aircraft Corp Power conversion device with voltage regulated output
US3195344A (en) * 1963-01-28 1965-07-20 Cambridge Systems Inc Dewpoint measuring system
JPS401208B1 (de) * 1963-02-23 1965-01-23
US3256494A (en) * 1963-03-25 1966-06-14 Robert L Reiner Relaxation power supply with feedback controlled power regulation
US3441842A (en) * 1963-10-08 1969-04-29 Rudolph J Sturm Jr Line fault detection method and apparatus utilizing a test signal having a nonsinusoidal waveform preferably with at least one pip per cycle
US4296461A (en) * 1979-01-29 1981-10-20 Duracell International Inc. Battery package with DC to DC converter
US4280174A (en) * 1979-02-01 1981-07-21 Tdk Electronics Co., Ltd. DC-DC Converter
DE69616495T2 (de) * 1995-07-05 2002-06-13 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Schaltungsanordnung
JP3705966B2 (ja) * 1999-09-07 2005-10-12 東光株式会社 スイッチング電源回路

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB776308A (en) * 1955-01-18 1957-06-05 Mullard Radio Valve Co Ltd Improvements in or relating to circuit arrangements for providing a d.c. output
GB778543A (en) * 1956-01-27 1957-07-10 Mullard Radio Valve Co Ltd Improvements in or relating to direct current converters
DE1014165B (de) * 1955-02-28 1957-08-22 Philips Nv Transistor-Impulsgenerator
AT191934B (de) * 1955-01-13 1957-09-25 Philips Nv Schaltungsanordnung zur Stabilisierung einer Impulsspannung
DE1023090B (de) * 1954-05-20 1958-01-23 Philips Nv Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer geringen in eine hohe Gleichspannung unter Verwendung eines Transistor-Relaxationsoszillators
DE1023082B (de) * 1955-01-13 1958-01-23 Philips Nv Transistor-Impulsgeneratorschaltung mit Spannungsstabilisierung
AT194910B (de) * 1955-10-15 1958-01-25 Philips Nv Spannungsumformer

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2843815A (en) * 1955-01-20 1958-07-15 Garth E Driver Transistor high voltage power supply
NL199074A (de) * 1955-07-20

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1023090B (de) * 1954-05-20 1958-01-23 Philips Nv Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer geringen in eine hohe Gleichspannung unter Verwendung eines Transistor-Relaxationsoszillators
AT191934B (de) * 1955-01-13 1957-09-25 Philips Nv Schaltungsanordnung zur Stabilisierung einer Impulsspannung
DE1023082B (de) * 1955-01-13 1958-01-23 Philips Nv Transistor-Impulsgeneratorschaltung mit Spannungsstabilisierung
GB776308A (en) * 1955-01-18 1957-06-05 Mullard Radio Valve Co Ltd Improvements in or relating to circuit arrangements for providing a d.c. output
DE1014165B (de) * 1955-02-28 1957-08-22 Philips Nv Transistor-Impulsgenerator
AT194910B (de) * 1955-10-15 1958-01-25 Philips Nv Spannungsumformer
GB778543A (en) * 1956-01-27 1957-07-10 Mullard Radio Valve Co Ltd Improvements in or relating to direct current converters

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2416201A1 (de) * 1974-04-03 1975-10-16 Licentia Gmbh Verfahren zur kurzschlussicherung von geregelten sperrwandlern konstanter arbeitsfrequenz
DE2928227A1 (de) * 1978-07-12 1980-01-24 Victor Company Of Japan Schutzschaltung fuer dc-wandler

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Publication number Publication date
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