DE2126469A1

DE2126469A1 - Hochfrequenzleitungsverstärker mit hohem Wirkungsgrad

Info

Publication number: DE2126469A1
Application number: DE19712126469
Authority: DE
Inventors: Henry Kevin Davenport Ia. Ratcliff (V.StA.). M
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1970-06-10
Filing date: 1971-05-27
Publication date: 1972-06-22
Also published as: NL7107952A; US3648188A; SE376133B; GB1290304A; FR2096158A5; CA939759A

Description

THE BENDIX CORPORATION, Executive Offices, Bendix Center, Southfield, Michigan 48075, Michigan, USA

Hochfrequenzleistungsverstärker mit hohem Wirkungsgrad

Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzverstärker mit einem theoretischen Wirkungsgrad von 100$, der sich insbesondere zum Verstärken und zum Erzeugen von Wechselstromleistung im HP Gebiet verwenden lässt.

Es bestand seit langem der Bedarf nach einem HP Verstärker mit hohem Wirkungsgrad, der dazu geeignet ist, Leistungswerte abzugeben, die bei HP Leistungsverstärkern gewünscht werden, Es ist auf dem vorliegenden Gebiet gut bekannt, dass HP Verstärker die unter den Begriff Leistungsverstärker fallen, normalerweise Tankkreise beinhalten, die Unregelmässigkeiten in der Stromwellenform glätten, um eine vergleichsweise reine Sinuswelle als Eingangsgrösse vorzusehen. Zusätzlich werden an einem solchen Verstärker ein höherer Betriebsleistungsgrad gestellt, als beim herkömmlichen NP Verstärkungsbetrieb. Die B und C Klassenverstärker fallen unter diese Gruppe. Hierbei werden jedoch parallele Tankkreise zur Anwendung gebracht, um eine

209826/051 1

Eingangsimpedanz zu erzielen, die für einen richtigen Betrieb erforderlich ist.

Ein HP B Klassenverstärker wird dann eingesetzt, wenn die Leistung eines Signals erhöht werden soll, wobei jedoch eine lineare Beziehung zwischen Eingangsspannungen und Asgangsspannungen aufrecht erhalten werden soll. Ein A Klassen C HP Verstärker weist einen besseren Wirkungsgrad als ein B Klassenverstärker auf, es beeteht jedoch keine lineare Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung. Der maximale theoretische Wirkungsgrad für den linearen B Klassen HP Verstärker .ist der gleiche wie derjenige des B NP Klassnverstärkers, d.h. er beträgt 78,5$. Die/Ublichen Spitzenbetriebwirkungsgrade liegen zwischen 60 und 70 %. Obwohl der theoretische Wirkungsgrad eines C Klassenverstäriers bei 90 % liegt, so sind jedoch die meisten C Klassenverstärker so ausgelegt, dass sie mit Wirkungsgraden in der Grössenordnung von 75 % arbeiten können.

Es ist weiter-gut bekannt, dass Transistoren, die im Schaltbetrieb bzw. als Schalter arbeiten, normalerweise in den Sättigungsbereich getrieben werden, woraus ein besserer Betriebswirkungsgrad resultiert. Die Sättigung kann als derjenige Punkt definiert werden, bei dem ein weiteres Anwachsen des Eingangss ignales keine wesentliche Erhöhung des Ausgangssignales mehr ergibt. Bei einer herkömmlichen Emitterschaltungsanordnung tritt die Sättigung auf, wenn eine Zunahme im Basisstrom keine bemerkenswerte Zunahme im Kollektorstrom zur Folge hat. Bei. den normalen Schaltbetrieben folgt der Kollektorstrom dem Basisstrom und die Transistoren werden allgemein mit Hilfe einer rechteckigen Eingangswelle oder einer ähnlichen Triggergrösse mit möglichst grosser Geschwindigkeit in den Sättigungsbereich getrieben. Demnach x^ird ein maxi-maler Kollektorstrom

209B2R/0511

erreicht, bei einem niedrigstmöglichen Wert an SättJgmgswiderstand. Man hat festgestellt, dass derWirkungsgrad eines verstärkenden Transistors erhöht werden kann, indem man im Ausgangskreis des Transistors Harmonische der grundlegenden zu verstärkenden Frequenz vorsieht. Dies hat zur Folge, dass die Harmonischen der Spannungswellenform unterschiedlich sind zu denjenigen in der Stromwellenform.

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung richtet sich daher auf die Schaffung eines Leistungsverstärkers, der eine wirkungsvollere Verwendung von Leistungstransistoren mit besserem Wirkungsgrad erlaubt.

Ein weiteres Ziel der Erfindung richtet sich auf die Schaffung einer Schaltung, die mit hohem Wirkungsgrad HF Leistung verstärken und erzeugen kann und zwar von einem iJiedrigfrequenztransistor oder Mittelfrequenztransistor.

Die Erfindung sucht auch einen übertrager zu schaffen, um die Reihenschaltungen von der geschalteten Gleichstromversorgung zu isolieren, wobei das Schalten der Gleichstromversorgung mit Hilfe eines einzigen Transistors bewerkstelligt wird. Die Isolierung der Reihenschaltungen oder Reihenkreise von der Gleichstromversorgung macht die Verwendung von Entladeleistungstransistoren überflüssig und dadurch werden Entladeverluste vermieden, die im Kollektor- und Basiskreis dieser Transistoren auftreten.

Die Erfindung hat sich auch zum Ziel gesetzt, eine Erholschaltung zu schaffen, die unerwünschte Reaktanzen in dem Kollektor der Transistoren unschädlich macht, so dass dadurch ein Betrieb im HF Gebiet möglich wird. All diese Merkmale werden gleichzeitig bei hoher Ausgangsleistung mit einem Wert erreicht, der

2 C ⁽J ¹ ? S / 0 B 1 1

gewöhnlich nur bei Senderöhren erzielbar ist. Ein Vernebler (nebulizer) oder Atomisierer (atomizer) ist eine typische Vorrichtung, mit deren Hilfe und in Verbindung mit einer geeigneten Schaltung sich die zuvor genannten Merkmale erzielen lassen.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung ,von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung. In dieser zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Transistor-Leistungsverstärkers nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein detailiertes Schaltbild des Blockschaltbildes nach Figur 1;

Fig. 3 eine grafische Darstellung des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitterspannung des in Figur 1 gezeigten Transistors;

Fig. H ein detailiertes Schaltbild einer anderen Ausführungsform des Blockschaltbildes nach Figur 1;

Fig. 5 eine grafische Darstellung der theoretischen Spannungs- und Stromwellenformen, die sich bei der Ausführungsform gemäss Figur *J finden; und

Fig. 6 die bei einem Versuch gemessenen Spannungs- und Stromwellenformen in Verbindung mit dem Ausführungsbeiajiel nach Figur 4.

Das Blockschaltbild nach Figur ¹J ist allgemein mit 10 bezeichnet und zeigt das grundlegende Prinzip der neuen HF Verstärkung mit sehr geringem oder garkeinem Verl-ust. Der mit Hilfe der neuartigen Schaltungsanordnung erzielte hohe Wirkungsgrad ergibt sich dadurch, dass die Kollektorspannung V , die über

209826/051 1

2Ί26469

dem Transistor 12 erscheint und dass der Kollektorstrom I so auftreten, dass sie die Form von Wechselstromhalbperioden oder Impulsen, wie dies in Figur 3 veranschaulicht ist, aufweisen. Da demnach V und I nicht zum gleichen Zeitpunkt vorhanden sind, ist der Leistungsverlust dieser Anordnung gleich Null. Ein Teil der in dem Stromimpuls I enthaltenen Energie wird in einer Formeischaltung 14 gespeichert und der Rest wird direkt auf die Last FL während der Leitphase des Transistors übertragen. Während der Kollektor V Spannungsphase wird die in der

Cc

Formers ehalt ung gespeicherte Enerj^e über ein Anpassnetzwerk 16 einem Reihenschwingkreis 18 zugeführt, der seinerseits eine sinusförmige Spannung über dem Lastwiderstand R, erzeugt. Diese Schaltungsanordnung kann eine Sinusleistungsgrösse erzeugen mit einem Wirkungsgrad, der sich 100$ nähert. Die Grosse der Leistung wird nur durch die absolute maximale Spannung und den Stromfluss durch den Transistor 12 begrenzt.

Es sei hervorgehoben, dass eine maximale Leistmgsausg-angsgrösse bei einer B Klassenanordnung und ein höchster Wirkungsgrad in einer C Klassenanordnung erreicht werden kann. In der Praxis liefert jedoch ein C Klassenverstärker einen grösseren Leistungsausgang. Dies hat seinen Grund darin, dass die durch den Transistor-Streu- oder Leistungsverlustparameter P_d bewirkten Einschränkungen die Ausgangsgrösse des C Klassenverstärkers auf k0% des theoretischen Maximums begrenzen. Die folgende Tabelle I ermöglicht einen direkten Vergleich zwischen einer B Klassen, C Klassenanordnung und der Anordnung nach der vorliegenden Erfindung, die B Klassenanordnung genannt werden soll. Es sei hervorgehoben, dass die B Klassenanordnung nicht nur die Vor-

Jb

teile der B Klassenanordnung(hoher Ausgang)und C Klassenanordnung (hoher Wirkungsgrad) vereinigt, sondern dies auch in einer sehr g-ünstlgen Weise tut.

209826/051 1

2)26469

Tabelle I

Β_χ Klassenbetrieb verglichen mit herkömmlichen B und C Betrieben

Betriebs art	Leitwinkel	maximale Ausgangsleistung (Watt)	praktisch	theoretischer Wirkungsgrad
Klasse B	180°	theoretisch	Ausgangsgrösse durch Transistor- st^euung auf °»¹⁰ Wp ^be- grenzt	78£
Klasse C	typisch 120°	hoch (siehe Punkt 2)	Ausgangsgrösse voll verwendbar und nicht durch Transist orst reu- ung auf begrenzt ⁰^^{5 V}cc ¹P	90£
Klasse B	180°	mittelmässig» 5^% von Klas se B	Ausgangsgrös se voll verwendbar und nicht durch Transistorstreu ung begrenzt °>™ ^Vcc ¹P (Siehe Punkt 3)
sehr hoch grosser als bei Klasse B 0.3" V_c0I_p

1. Für die Tabelle wurde ein idealer Transistor vorausgesetzt · in der Praxis erreichen die neuesten Leistungstransistoren, wenn sie bei niedrigen oder mittleren Frequenzen arbeiten_s sehr nabe dieses Ideal.

2. V_cc = DC Versorgungsspannung (begrenzt durch die maximalen Spannungsbetriebsdaten des Transistors).

209826/0511

-τι = der im Transistor fliessende Spitzenstrom (begrenzt durch die'Stromwerte der Vorrichtung.

Die Ausdrücke in der Tabelle sind in Leistungsgrössen mit der Einheitt von Watt angegeben.

3. In der Praxis neigen die Kollektorstromimpulse dazu breiter zu sein als die halben Sinuswellen, auf die die Ausführungsbeispiele bzw. Figuren ausgelegt sind; damit würde der Leistungsausgang dazu neigen, das theoretische Maximum der Klasse B„ zu übersteigen.

Die Klasse B sollte ebenso mit dem Schaltbetrieb und Inverterbetrieb verglichen werden - ein Inverter ist hier als Leistungsumkehrvorrichtung definiert, um Gleichstromleistung in Wechselstromleistung zu transformieren. Es wurde eine grosse Vielzahl an Inverterschaltungen entwickelt, um jede Frequenzleistung zu konvertieren und diese Schaltungen haben auch bereits in der Sonartechnik Anwendung gefunden. Einige der wesentliehen Eigenschaften des schaltenden Inverters sind wie folgt:

A.) Rechteckwellenausgangsspannung ähnlich wie beim Multivibrator,

B.) Grundlegende Frequenz ist bestimmt durch eine Rückkopplungsschleife.

C.) der Wirkungsgrad der Schaltung ist hoch (typisch %5%) nimmt jedoch direkt proportional mit der Betriebsfequenz ab.

Einer der wesentlichen Nachteile der Inverterschaltung besteht darin, dass eine Kollektorspannung V und ein Kollektorstrom I während der Übergangsphase des Schaltbetriebes auftreten kann.

209026/0511

Wenn sowohl V als auch I vorhanden sind, so ergibt sich daraus ein Leistungsverlust.

Ein weiterer Nachteil des schaltenden Inverters besteht darin, dass er ähnlich wie Klasse B, C und B Oszillatoren nicht dazu in der Lage ist automatisch Änderungen in der Resonanzfrequenz einer Wandlerlast zu kompensieren. Wenn solche Änderungen auftreten, fällt die an die Last abgegebene Leistung ab und die Leistungsverluste im Transistor nehmen zu.

Figur 4 zeigt nun ein detailiertes Schaltbild einer möglichen Ausführungsform des Blockschaltbildes 10. Der Einfachheit häber ist der Transistor 12 durch einen einfachen Schalter SW dargestellt. Dieser Schalter SW wird geschlossen, um den Reihenschwingkreis l8, der aus der einstellbaren Kapazität 20 und Induktivität 22 besteht, aufzuladen. Es ist eine veränderliche Kapazität 2¹I vogesehen, um für die Primärwicklung 26 des Übertragers 28 eine Erholzeit vorzusehen, einem Vorgang, zu dem ebenso der Reihenschwingkreis 18 beiträgt. Die Erholzeit für die Primärwicklung 26 läuft während der zweiten Hälfte eines Zykluses ab, wenn der Schalter SW offen ist und hat zur Folge, dass die im Magnetfeld der Primärwicklung 26 gespeicherte Energie auf die Last R_L übertragen wird. Diese Betriebsweise soll im einzelnen noch beschrieben werden.

Der Sekundärkeis 30 besteht aus einer Sekundärwicklung 32 in Reihe mit dem Resonanzkreis 18, der die veränderliche Kapazität und Induktivität 22 und die Last R_T enthält. Der Reihenschwingkreis 18 wird durch die Wirkung des Übertragers 28 aufgeladen. Zu jedem Zeitpunkt, wenn der Schäter SV/ schliesst, koppelt der übertrager 28 Energie in den Sekundärkreis 30, so dass dadurch einopositive sinusförmige Stromhalbwelle durch den Lastwiderstand R₁. fliesst.

J_l

2OG 226/0511

Der Primärkreis 34 besteht aus einer Primärwicklung 26 des Übertrages 28, der Erhol-(recovery) Kapazität 24, Schalter SVJ, einer Gleichspannungsversorgung, dargestellt durch die Spannung V , und aus der Versorgungskapazität 36. Bei geschlossenem Schalter SV/ tritt keine Veränderung in der Spannung der veränderlichen Kapazität 24 auf. Dies ist dadurch begründet, dass die obere Platte der veränderlichen Kapazität 24 direkt am positiven Anschluss der Versorgungsspannung V angeschlossen ist, während die untere Hatte über den Schalter SW zum negativen Anschluss gekoppelt ist. Der Strom Epg, der durch die Primärwicäung 26 und ebenso durch den Schalter SV/ und die Spannungsversorgung V fliesst, besteht aus zwei Komponenten. Dieser Strom besteht also aus einer sinusförmigen positiven Stromhalbwelle, die durch das übersetzungsverhältnis des Übertragers auf den im senkundären Kreis fliessenden Stromimpuls bezogen ist, plus einer formenden Komponente 14, welche den Magnetisierungsstrom I des Primärkreises enthält.Wenn der Schalter SW öffnet, so entlädt sich der Reihenschwingkreis 18, wodurch eine sinusförmige negative Stromhalbwelle durch den Lastwiderstand F?_L fliesst, so dass die erforderliche sinusförmige Wechselspannung für die Last PL· somit entwickelt wurde.

Obwohl der Schalter SW in demjenigen Moment offen ist, in dem der Reihenschwingkreis 18 voll aufgeladen ist und der im Sekundärkreis 30 fliessende Strom Null ist, so fliesst doch ein merklicher Magnetisierungsstrom I in der Primärwicklung 26. Dieser Strom I wird unterbrochen und I«,^ fängt an durch die in der Primärwicklung 26 gespeicherte Energie zu fHessen. Aufgrund der Resonanzwirkung zwischen der variablen Kapazität 24 und der Primärwicklung 26, erscheint eine Spannung V_2i| an der Kapazität 24. Da man ebenso die Spannung V als Kurzschluß für Wechselspannung ansehen kann, erscheint genau dieselbe Wellenform am Schalter SW. Wenn der Wert der Kapazität 24 richtig

209026/0511

^128469

- ίο -

ausgewählt ist, dann entlädt sich diese Kapazität gleichzeitig mit dem Reihenresonanzkreis 18 im .Sekundärkreis 30 auf Mull. Als Ergebnis wird die' im Magnetfeld der Primärwicklung 26 gespeicherte Energie und der durch diese hervorgerufene Strom Iph auf den Sekundärkreis 30 übertragen. Auf diese Weise wird das Erholen des Primärkreises 3¹J ohne Verluste vervollständigt. Wenn die Kombination aus variabler Kapazität 24 und Primärwicklung 26 als paralleler Resonanzkreis betrachtet wird, dann hat er

~T r\ /T

einen Q-Punkt (Ruhe-strornarbeitspunkt) von eins. Q = -ψ=— _ _Λ

SW ~ Es wird von einem Zyklus zum nächsten keine Energie gespeichert; demnach bleibt während des folgenden Zyklus kein Zirkulierkreis erhalten.. Der effektive Q Punkt dieser Schaltung liegt jedoch während dieser Erholperiode sehr viel höher. Dies ist der Fall,. da dieser Punkt durch den übertrager 28 auf dem relativ hohen Q Punkt des Reihenschwingkreises 18 bezogen ist, der typisch grosser als / oder gleich 5 beträgt» Dieses Phänomen im Zusammenwirken mit einem richtig ausgewählten Wert der Kapazität 24 stellt eine glatte und effektive Erholung der Primärwicklung 26 sicher, was das wesentliche des B Betriebes ist. Es sei hervorgehobena dass der übertrager 28 _s zusätzlich zu seiner primären Punktion einer Isolierung des Reihenschwingkreises 18 von'der Spannungsquelle V , auch die Möglichkeit schafft, dass die Last richtig an die Spannungsquelle V_nn angepasst wird, in

CC

dem man dazu einfach ein geeignetes übersetzungsverhältnis wählt.

Die in Figur 5 gezeigten Wellenformen veranschaulichen den theoretischen Betrieb der Schaltung gemäss Figur 4. Da die Schalt·- spannung V"_sw und der Schaltstrom I_s„ abwechselnd entwickelt werden - jede dieser Grossen ist Null bevor die andere anfängt zu entstehen - so ergibt sich, dass keine übergangsleistungsverluste auftreten und zwar in Einklang mit dem Betrieb des Schalters SW. Daher liegt auch der theoretische Wirkungsgrad dieser

209826/051 1

- ii -

Schaltung bei 100$. Der Strom I^ in der Regenerierkapazität 24 ist gleich einem Teil des Stromes Ip/- in der Primärwicklung 26.

Im praktischen Betrieb der Schaltung gemäss Figur 4 wurden die Wellenformen gemäss Figur 6 erzielt. Die oberen drei Wellenformen in Figur 6 zeigen den B Verstärkungsbetrieb bei 124 kHz

Bei einem Vergleich dieser Wellenformen mit den entsprechenden theoretischen Versionen gemäss Figur 5 lässt sich erkennen, dass sie die Theorie des R Betriebes untermauern. Betrachtet man die zweiten und dritten Wellenformen V₀₁., I₀,, und Ip₂. in Figur 6, so erkennt man, dass relativ kein Verlust entsprechend dem übergang zwischen der Schaltspannung V„,. und dem Schaltstrom I_OT, auftritt. Es tritt auch nur ein sehr geringes überlappen zwischen dem Schaltstrom I₀T, und dem Kapazitätsstrom Ip^ auf. Dieses fTberkreu^en oder überlappen ist eine Funktion des Transistors oder der Betriebsfrequenz. Daher wird die in der Primärwicklung 26 während der vorangegangenen geschlossenen Phase des Schalters SW gespeicherte Energie auf den Sekundärkreis 30 während der Offenphase übertragen und demnach startet jeder Zyklus des Primärkreises vollständig von neuem, d.h. es wird keine Energie von einem vorausgehenden Zyklus mit in den neuen Zyklus übernommen .

Die unteren zwei Wellenformen in Figur 6 veranschaulichen den Magnetisierungsstrom I , der in der Primärwicklung 26 eines Übertrages 28 flies st, wenn der Schalter SV/ geschlossen und geöffnet wird, und der Sekundärkreis 30 von der Last R,. abgetrennt ist. Die Regenerationskapazität 24 arbeitet w-eiter und verhindert das Erzeugen einer schmalen hohen Spannungsspitze, die immer auftritt, wenn eine stromführende Induktivität plötzlich abgetrennt wird. Das bedeutet, dass die Last R- zu irgendeinem Zeitpunkt abgetrennt oder wieder erneut angeschlossen wer-

2 0 C i? 2 6 / 0 5 1 1

^126469

den kann, ohne dass dabei der Transistor 12 zerstört wird, wie die Praxis gezeigt hat.

Die Diode 38 wird für die hohe gespeicherte Ladung ausgewählt. Dies ist erforderlich, da die lange Verzögerung zum Anschalten hin und der hohe umgekehrt fliessende Regenerationsstrom einer langsamen Diode einen schnellen Stromimpuls erzeugt, der erforderlich ist, um den langsamen Transistor 12 mit hoher Geschwindigkeit zu betreiben. Die Versorgungskapazität 36 trägt dazu bei,eine einheitliche Spannung von der Versorgungsspannung oder Quelle V vorzusehen und zwar entsprechend den Spitzenanforderungen des Schalterbetriebes. Der Wert der Kapazität 2^l\ ist von grosser Bedeutung. Wenn dieser Wert zu hoch liegt, dann kann sich die Schaltung nicht richtig erholen und es treten erhebliche Verluste im Primärkreis auf. Wenn der Kapazitätswert der Kapazität zu niedrig liegt, oder die Kapazität gänzlich weggelassen ist, dann treten nicht nur erhebliche Leistungsverluste auf, sondern es kann auch der Transistor 12 durch Übergangsspitzenwerte zerstört werden. Auch macht die Kapazität 24 unerwünschte Reaktanzen im Kollektor oder Kollektorkreis des Transistors 12 unschädlich, so dass ein Betrieb auf höheren Betriebsfequenzen möglich wird. Die Kapazität 24 hat daher drei Funktionen:

1.) Sie schützt den T-ransistor 12 vor einer Zerstörung durch hohe übergangsspitzen;

2.) sie erhöht den Gesamtwirkungsgrad der-Schaltung; und

3.) sie ermöglicht den B Klassenverstärker bei höheren Frequenzen mit besserem Wirkungsgrad zu arbeiten als herkömmliche Verstärker»

2 0 8 ■: 2 B / 0 5 1 1

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Figur 1 ist in Figur 2 veranschaulicht und es sind dabei gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen, die an früherer Stelle in Verbindung mit Figur 4 beschrieben wurden. Der Hauptunterschied zwischen dem Ausführungsbeispiel nach Figur 2 und Figur 4 besteht in dem Rückkopplungsnetzwerk, welches eine Wicklung 42 beinhaltet, die magnetisch mit der Induktivität 22 gekoppelt ist, in Reihe mit einer Rückkopplungskapazität 44, und Widerstand 46, der an den Eingang des Transistors 12 angeschlossen ist. Die für den Transistor 12 erforderliche Vorspannung wird auch durch den Vorspannwiderstand 48 vorgesehen, während die Vorspannung beim Ausführungsbeispiel nach Figur 1 durch die Batteriespannung V_ß gebildet ist, jedoch nicht für einen richtigen Betrieb der Schaltung erforderlich ist. Die Werte der Komponenten in Figur 2 sind in Tabelle II aufgeführt. Es sei hervorgehoben, dass das Ausführungsbeispiel gemäss Figur 2 eines der ersten grundlegenden Ausführungen war und dass der Viert der Komponenten, der in Tabelle II. angegeben ist, nicht unbedingt eine bestmöglich ausgelegte Schaltung ergibt, sondern nur als Beispiel zu bewerten ist.

Die wesentlichen Komponenten des B Verstärkers bestehen aus:

A.) GleichspannungsVersorgung.

B.) Einer Regenerationskapazität mit geeignetem Wert.

C.) Einem Schalter, entweder mechanisch oder elektrisch.

D.) Einem übertrager,

E.) Ein Reihenschwingkreis mit einem ziemlich hohen Q Punkt.

F.) Eine Einrichtung zum Betreiben des Schalters in den geforderten Nennwerten.

209826/0511

126469

Tabelle II

Vorspannungwiderstand 48. .4,7 Kilo-Ohn

Rückkopplungswiderstand 46 10 Ohm

Rückkopplungskapazität 44 0,15 Mikro-Farad

Transistor 12 .riJ423

Diode 38 IN647

Kapazität 24 460 Piko-Farad

übertrager 28. .11,6 Mikro-Henry

Kapazität 20 „ 1260 Piko-Farad

Induktivität 22. 6 Mikro-Henry

Sämtliche in der Beschreibung erkennbaren und in der Zeichnung dargestellten Einzelheiten sind für die Erfindung von Bedeutung.

209826/0511

Claims

212B4B9

Patentansprüche

(Im/ Wechselspannungsleistungsverstärker für das HP Frequenzgebiet, dadurch gekennzeichnet, dass er folgende Einrichtungen und Merkmale enthält: eine Schaltervorrichtung (12,SW), die zwischen einer Spannungsquelle (V ) und Masse (Erde) geschaltet ist und durch das zu verstärkende Eingangssignal gesteuert ist; durch eine formende Einrichtung (1*0 zwischen Schaltervorrichtung (12,SV/) und Spannungsquelle (V ); auf einer gegebenen Frequenz arbeitende Resonanzmittel (18), die ein Ausgangssignal mit dieser Frequenz von der Schaltervorrichtung (12,SW) unbehindert zu einer Last (R₁-) hindurchlassen; und eine Anpass-ungseinrichtung (16) zum Isolieren der Resonanzmittel (18) von der Spannungsquelle (V ).

C C
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die anpassende Einrichtung (18) aus einen Übertrager (28)mit einer Primärwicklung (26) zwischen der Schaltervorrichtung (12) und der Spannungsquelle (V ) und mit einer Sekundärwicklung, die in Reihe mit den Resonanzmittel (18) und der Last (Ry) geschaltet ist, besteht, und dass die formende Einrichtung aus einer ersten zwischen die Spannungsquelle (V ) und Hasse (Erde) geschalteten Kapazität (236) und einer zweiten, parallel zur Primärwicklung (26) geschalteten Kapazität (2'i) besteht.
3. Verstarker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dasr· die Schaltervorrichtung aus einem Transistor (12) mit einer /,wixhen Eingangsanschluss und 'lasse (Erde) geschalteten Shuntdiode

(38) besteht»
4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzmittel (l8) aus einer in Reihe mit einer Induktivität (22) reschalteten dritten Kapazität (20) bestehen, und dass die

2 0 C ' ? G / f i h 1 1

zweite Kapazität (24) und die dritte Kapazität (20) veränderbar sind»
5. Verstärker nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, dass eine Rückkopplungsschleife (42,44,46) zum Rückführen eines Teiles des Ausgangssignales zum Eingang des Transistors (12) vorgesehen ist
6. Verstärker nach den Ansprüchen 4 und 5» dadurch gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsschleife folgendes enthält: eine transformator!sch mit der Induktivität (22) des Resonanzkreises (18) gekoppelte Induktivität (42), eine vierte, in Reihe mit'der transformatorisch gekoppelten Induktivität (42) geschaltete Kapazität (44) _s um ein Bandpassnetzwerk vorzusehen, und dass eine Strombegrenzereinrichtung (46) zwischen der vierten Kapazität (44) und dem Eingang des Transistors (12) zwischengeschaltet ist.

203826/051 1

Leerseite