<Desc/Clms Page number 1>
Transistor-Spannungsumformer
Die vorliegende Erfindung betrifft einen selbsterregten Transistor-Spannungsumformer mit einem unter- kritisch gedämpften, dieArbeitsfrequenz bestimmendenBelastungskreis. Solche Umformer wurden bereits in. der österr. Patentschrift Nr. 212438 vorgeschlagen. Sie sind insbesondere für die Speisung einer stark schwan- kenden Belastung, z. B. einer Leuchtstoffröhre, mit Wechselstrom verhältnismässig hoher Frequenz sehr gut i geeignet.
Dank der Tatsache, dass die Arbeitsfrequenz in der Hauptsache durch den Belastungskreis be- stimmt ist, und nicht wie bei den meisten bekannten Transistor-Umformern durch die Zeit zwischen dem
Beginn einer Leitungsperiode und dem Eintreten einer Sättigungserscheinung im Transformator und bzw. oder im Transistor, können die Verluste im Transformator und im Transistor klein gehalten werden.
Zur Erreicnung eines guten Wirkungsgrads müssen nicht nur die Transformatorverluste, sondern auch noch die Verluste im Transistor oder in den Transistoren, und auch die notwendige Erregerleistung klein gehalten werden. Anderseits ist es auch öfters erwünscht, den Umformer mit einer ziemlich hohen Ar- beitsfrequenz zu betreiben. Dadurch werden mechanische Schwingungen eines allfälligen ferromagneti- schen Transformatorkerns unhörbar, und für gewisse Belastungen ist eine verhältnismässig hohe Speisefre- quenz auch günstig. Letzteres trifft insbesondere zu für Leuchtstoffröhren.
Um die Verluste im Transistor oder in den Transistoren klein zu halten, muss man die Rückkopplung derart ausbilden, dass im Augenblick des Nulldurchgangs des Kollektorstrom des Transistors dieser gesperrt und ein damit in Gegentakt geschalteter zweiter Transistor leitend gemacht wird. Diese Forderung ist selbstverständlich mit einem Umformer, dessen Arbeitsfrequenz durch eine Sättigungserscheinung be- stimmt oder beeinflusst wird, niemals zu erfüllen. Zur plötzlichen Sperrung eines Transistors benötigt man anderseits scharfe Rückspannungsimpulse, deren Dauer desto kleiner und deren Amplitude desto grösser sein muss je höher die Arbeitsfrequenz ist.
Ist insbesondere diese Frequenz von der Grössenordnung der al
Grenzfrequenz der verwendeten Transistoren, so müssen die der Basiselektrode zugeführten Rückstromim- pulse imstande sein, die durch Aufspeicherung freier Ladungsträger in der Basiszone verursachte Verzöge- rung und Abflachung der Enden der Kollektorstromimpulse zu beschränken und bzw. oder zu reduzieren.
Zu diesem Zweck wurde in der obenstehend genanntenPatentschrift vorgeschlagen, ein RC-Glied imBasis- emitterkreis jedes der Transistoren eines Gegentaktumformers einzuschalten, wobei die Kapazität dieses
Glieds bei der Arbeitsfrequenz des Umformers eine Impedanz kleiner als der Wert seines Widerstands auf- weist. Durch diese Massnahme wurde ein Voreilen des Basisstromimpulses jedes der Transistoren in bezug auf dessen Kollektorstrom erreicht.
Der Kollektorstrom jedes Transistors blieb infolge einer Anhäufung freier Ladungsträger in dessen Basiszone nach dem Sperren der Basisemitterstrecke desselben Transistors bestehen und wurde durch einen seiner Basiselektrode über die Kapazität des RC-Glieds zugeführten Rück- stromimpuls vor der Umkehmng der Kollektorspannung des Transistors unterbrochen.
Die vorliegende Erfindung setzt sich zum Ziel, eine andere, besonders vorteilhafte Lösung des Pro- blems des plötzlichen Umschaltens des Transistors oder der Transistoren eines Spannungsumformers des eingangs definierten Typs im Augenblick des Nulldurchgangs des Kollektorstrom anzugeben.
Der Span- nungsumformer nach der Erfindung ist gekennzeichnet durch ein mit demEIl1Ítter-Kollektorkreis des Tran- sistors gekoppeltes, nichtlineares Netzwerk mit verhältnismässig kleinem Aussteuerungsbereich, wodurch im Zeitpunkt, in welchem der Strom im Emitter-Kollektorkreis des Transistors infolge Ausschwingens des
<Desc/Clms Page number 2>
EMI2.1
Der auf diese Weise erzeugte Sperrimpuls wirkt der Rückkopplung cubes einen etwaigen Ausgangs-und bzw. oder Rückkopplungstransfbrmator entgegen, so dass der Kreis über das nichtlineare Netzwerk als Gegenkopplungskreis angesehen werden konnte. Bei dieser Auffassung bewirkt die Rückkopplung die Stromzunahme, die Gegenkopplung das plötzliche Sperren in einem gewählten Zeitpunkt.
Enthält insbesondere das nichtlineare Netzwerk ein Material mit einer Hystereseschleife mit techteckdgem Charakter, so kann der Zeitpunkt der Erzeugung des Sperrimpulses in bezug auf den Nulldurchgang des Stromes im EmitterKollektorkreis des Transistors, z. B. durch Polarisieren dieses Materials leicht und bequem eingestellt werden.
Vorzugsweise besteht das erwähnte nichtlineare Netzwerk aus einem Rückführungstransformator mit einer zwischen der Emitter- oder Kollektorelektrode des Transistors und dem Belastungskreis geschalteten Primärwicklung, einem während eines beträchtlichen Teiles jeder leitenden Arbeitspedode des Transistors durch den Strom durch diese Wicklung gesättigten magnetischen Kern, und einer mit dem Basiskreis des Transistors gekoppelten Sekundärwicklung.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung naher erläutert, worin Fig. 1 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform des Spannungsumformers nach der Erfindung, Fig. 2 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform, Fig. 3 strom- und Spannungs-Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirlamgsweise der Umformer nach der Erfindung, die Fig. 4,5, 6 und 7 einige Beispiele günstiger Belascmgskreise für solche Umformer und Fig. 8 Strom- und Spannungs-Zeitdiagramme zur Erläuterung des Einflusses des Belastungskreises auf die Wirkungsweise eines Umformers nach der Erfindung zeigen.
Fig. 1 stellt eine erste Ausführungsform des Spannungsumformers nach der Erfindung schematisch dar.
Dieser Umformer besitzt zwei in Gegentakt geschaltete Transistoren 1 und 2 und einen Transformator 3 mit einer Primärwicklung 4, welche mit einer Mittelanzapfung versehen ist. Diese Mittelanzapfung ist mit der negativen Klemme einer Speisespannungsquelle 8 verbunden während die beiden Enden der Wick-
EMI2.2
Transistoren 1 und 2 liegen unmittelbar an der positiven Klemme der Speisequelle 8, und ein Spannungteiler mit Widerständen 9 und 10 ist über diese Quelle geschaltet. Der Transformator 3 besitzt noch eine
EMI2.3
nerative Rückkopplung zwischen den Kollektor und BasiskreÍ3en der Transistoren 1 und 2 bewerkstelligt wird. Abgesehen von der Wicklung 6 bzw. 7 enthält der Basiskreis jedes der Transistoren 1 und 2 noch eine damit in Reihe geschaltete Sekundärwicklung 11 bzw. 12 eines kleinen Hilfstransformators 13 bzw. 14.
Der Basiskreis jedes Transistors schliesst sich über die in Reihe geschalteten Wicklungen 11 und 6 bzw. 12 und 7 über den Spannungsteiler mit den Widerständen 9 und 10. Eine Belastung 15 liegt an der Reihenschaltung der Primärwicklungen 16 und 17 der Hilfstransformatoren 13 bzw. 14 und der Ausgangswicklung5 des Transformators 3. Diese Belastung bildet, eventuell zusammen mit an den Klemmen der Wick-
EMI2.4
toren 13 und 14 einen Schwingungskreis, der unter-kritisch gedämpft ist und somit die Arbeitsfrequenz des Umformers bestimmt.
Die Fig. 2 zeigt eine zweite Ausführungsform des Spannungs-rU11formers nach der Erfindung. Diese
EMI2.5
der Hilfstransformatoren 13 bzw. 14 in den Kollektorkreisen der Transistoren 1 bzw. 2 eingeschaltet sind, und nicht wie im Ausfühlungsbeispiel der Fig. 1 im Speisekreis der Belastung 15, zwischen dieser und der Ausgangswicklung 5 des Transformators 3. Zudem liegen die Sekundärwicklungen 11 bzw. 12 derselben Hilfstransformatoren zwischen dem Spannungsteiler 9,10 und der RückkopplungswicKhmg 6 bzw. 7 und nicht, wie im ersten Ausführungsbeispiel, zwischen diesen Wicklungen 6 bzw. 7 und der Basiselektrode des Transistors 1 bzw. 2.
Die Fig. 3 zeigt strom- und Spannungs-Zeitdiagramme zur Erläutenmg der Wirlwngsweise des Span-
EMI2.6
oberste Zeile zeigt das Anlegen der Spannung der Quelle 8 zwischen der Mittelanzapfung derWicklung4 und den Emitterelektroden der Transistoren 1 und 2. Im Augenblick des Anlegens dieser Spannung E ist immer einer der Transistoren 1 und 2 aus irgendeinem Grunde und infolge der kleinsten Unsymmetrie der Schaltungsanordnung oder eines eintreffenden Störimpulses stärker leitend als der anderen. Infolge der Rückkopplung mittels der Wicklungen 4 und 6 und 7 des Transformators 3 steigt der Strom im EmitterKollektorkreis dieses Transistors (z. B. des Transistors 1) sehr rasch an, während der Strom im EmitterKollektorkreis des andern Transistors 2 ebenso rasch abnimmt.
Der linear zunehmende Strom durch eine Hälfte der Wicklung 4 induziert eine Spannung Im Kreise der Ausgangswicklung 5 und der Belastung 15
<Desc/Clms Page number 3>
und der damit in Reihe geschalteten Primärwicklungen 16 und 17 der Hilfstransformatoren 13 bzw. 14. Diese Spannung stösst den aus der Belastung 15 und aus eventuellen im Belastungskreis anwesenden Induktivitäten bestehenden Schwingungskreis an, so dass der Strom iz durch den Belastungskreis die auf der zweiten Zeile der Fig. 3 dargestellte Form annimmt ; die Form einer ziemlich stark jedoch unterkritisch gedämpften Schwingung.
Die Hilfstransformatoren 13 und 14 besitzen je einen Kern aus einem ferromagnetischen Stoff mit z. B. annähernd rechteckiger Hystereseschleife und sind derart dimensioniert, was die Länge des magneti-
EMI3.1
rasch durch den Belastungsstrom iz oder durch den transformierten Belastungsstrom im Kollektorkreis des
Transistors l oder 2 gesättigt wird. Die Primärwicklung 16 bzw. 17 und die Sekundärwicklung 11 bzw. 12 jedes der Hilfstransformatoren 13 bzw. 14 sind derart geschaltet, dass der Belastungsstrom iz oder der Kol- lektorstrom icl bzw. ic2 und der Basisstrom ibi bzw. i denKern dieses Transformators in entgegenge- setzten Richtungen magnetisieren.
Die Amperewindungen durch die Primärwicklung 16 bzw. 17 überwiegen jedoch stark gegenüber den Amperewindungen durch die Sekundärwicklung 11 bzw. 12. Die dritte Zeile der Fig. 3 zeigt den Verlauf der magnetischen Sättigung des magnetischen Kreises irgendeines dieser Transformatoren. Solange der Kern eines der Hilfstransformatoren 13 und 14, z. B. derjenige des Transformators 13, gesättigt ist und die magnetische Induktion B in diesem Kern sich nicht ändert wird durch den Belastungsstrom iz keine Spannung in der Sekundärwicklung 11 dieses Transformators induziert und es ist einzig die Rückkopplung mittels der Wicklungen 6 und 7 des Transformators 3 wirksam. Diese Rückkopplung bewirkt, dass der Strom im Kollektorkreis eines der Transistoren, z.
B. des Transistors l, stets weiter zunimmt und im Kollektorkreis des andern Transistors abnimmt bzw. Null bleibt. Der Transformator 3 ist derart dimensioniert und der Basisstrom jedes der Transistoren 1 und 2 ist derart eingestellt, dass der Strom i-f0deri, den Sättigungswert wenigstens während der ersten halben Periode des Belastungsstroms iz nicht erreichen kann. Im Augenblick, in welchem der Oszillationsstrom durch die Belastung 15 und infolgedessen auch durch die Wicklungen 16 und 17 wieder gegen den Wert Null strebt, kommt der Kern jedes der Transformatoren 13 und 14 aus der Sättigung und ein scharfer Impuls es (letzte Zeile der Fig. 3) wird in der Wicklung 11 bzw. 12 dieses Transformators induziert. Der Impuls, welcher in der Sekundärwicklung 11 des Hilfstransformators 13 induziert wird, bewirkt z.
B. ein plötzliches Sperren des Transistors 1, während der Impuls, der gleichzeitig in der Wicklung 12 induziert wird, einen vorwärtsgerichteten Strom im Basis-Emitterkreis des Transistors 2 erzeugt und somit durch diesen Kreis stark gedämpft wird. Die Abnahme des Basisstroms i.- ; oder i n durch die Sekundärwicklung 11 bzw. 12 des Transformators 13 bzw. 14 setzt wohl die Schnellheit der Abnahme der magnetischen Induktion B im Kern dieses Transformators etwas herab, so dass der Spannungsimpuls über der Sekundärwicklung 11 oder 12 etwas abgeflacht wird. Bei zweckmässiger Dimensionierung der Hilfstransformatoren kann dieser Einfluss jedoch vernachlässigt werden.
Der Rückwärts-Spannungsimpuls wird so gross gewählt, dass ungefähr im Augenblick des Nulldurchgangs des Belastungsstroms iz der Basisstrom ii oder i n vollständig unterdrückt wird. Infolgedessen kann der Magnetisierungsstrom des Transformators 3 jedenfalls nicht mehr zunehmen, wie klein er auch sei, und es erfolgt eine Umschaltung der Transistoren 1 und 2. Über der gesamten Wicklung 4 wird somit eine rechteckförmige Spannung erzeugt, wie sie auf der ersten Zeile der Fig. 8 dargestellt ist.
Unabhängig von der Gestaltung der regenerativen Rückkopplungskreise, im vorliegenden Fall von den Rückkopplungswicklungen 6 und 7 mit dem Spannungsteiler 9,10, wird somit erreicht, dass die Umschaltung der Transistoren im günstigsten Zeitpunkt stattfindet, nämlich im Zeitpunkt, in welchem der totale Belastungsstrom iz praktisch gleich Null ist. Abgesehen davon, dass diese Umschaltung jeweils geschieht, bevor magnetische Sättigung des Kernes des Haupttransformators 3 eintritt, so dass die magnetischen Verluste stark herabgesetzt werden, werden durch die genaue Synchronisierung der Umschaltung mit den Nulldurchgängen des Belastungsstromes die Transistorverluste sehr stark herabgesetzt. Durch Herabsetzung der Transistorverluste wird es wieder möglich, bei gegebenen Transistoren eine grössere Leistung an die Belastung 15 abzugeben.
Im Hinblick auf die verhältnismässig kleine maximale Verlustleistung der bis jetzt verfügbaren Transistoren öffnet deshalb die Schaltung nach der Erfindung eine ganze Reihe neuer Anwendungen, z. B. die Speisung von Motoren oder von Leuchtstoffröhren aus einer Batterie niedriger Spannung und mit Wechselstrom der gewünschten Frequenz, z. B. mit Wechselstrom einer Frequenz grösser als ungefähr 1000 Hz, womit eine bessere Lichtausbeute erreicht wird.
Die Fig. 4-7 zeigen einige Beispiele von unter kritisch gedämpften die Arbeitsfrequenz des selbsterregten Transistorspannungsumformers bestimmenden Belastungskreises. Der Belastungskreis nach Fig. 4 besteht aus einer ohmschen Belastung 18, mit welcher ein Kondensator 19 und eine Induktivität 20 in Reihe geschaltet sind. Bei Vernachlässigung der Eigeninduktivitäten des Transformators 3 und der Hilfs-
<Desc/Clms Page number 4>
transformatoren 13 und 14, gesehen von den Klemmen der Wicklungen 5 bzw. 16 und 17 aus, z. B. des Umformers von Fig. l, wird die Arbeitsfrequenz des mit diesem Netzwerk belasteten Umformers gleich der Eigenfrequenz des Belastungskreises 18-19-20 der Fig. 4.
Ist der ohmsche Teil der Belastung (Widerstand 18) ein gewöhnlicher Belastungswiderstand, so ist mit diesem einfachen Belastungskreis eine optimale Anpassung erreichbar. Ist jedoch der Belastungswiderstand 18 die Entladtmgsstrecke einer Leucht- stoffröhre oder ein anderer Widerstand mit bei wachsender Spannung Innerhalb eines gewissen Spannungsbereiches abnehmendem Widerstand, so muss, da der Scheitelwert der Spannung über dem Belastungskreis stets praktisch gleich der durch den Transformator 3 abgegebenen Spannung E Ist, eine Regelimpedaaz im Belastungskreis eingeschaltet werden. Diese Regelimpedanz muss die Stabilität der gesamten Einrichtung bei einem zulässigen oder gewünschten Wert des Stromes durch den Widerstand 18 gewährleisten.
Bei der Arbeitsfrequenz des Spannungsumformers ist die Impedanz der Reihenschaltung der Kapazität 19 und der Induktivität 20 für die Grundharmonische gleich Null, abgesehen von den geringen Verlusten in diesen Elementen. Die Schaltung nach Fig. 4 ist somit ungeeignet für die Speisung einer Leuchtstoffröhre oder einer ähnlichen Vorrichtung mit negativem Teil der Widerstandscharakteristik.
Die Belastung nach Fig. 5 enthält wieder dieselben Elemente wie die Belastung nach Fig. 4. Ausserdem enthält sie noch eineParalIelinduktivität 21. Die Arbeitsfrequenz des Spannungsumformers wird mm durch die Kapazität 19 und die Induktivitäten 20 und 21 bestimmt, und der Belastungsstrom 1z spaltet sich in einen annähernd sinusförmigen Strom i durch die Reihenschaltung der Induktivität 20, der Kapazität 19 und des Widerstandes 18, und einen sich linear ändernden Strom l'durch die Induktivität 21, wie dies in den zwei ersten Zeilen der Fig. 8 gezeigt ist.
Der linear zu-bzw. abnehmende Strom i'wird erzeugt durch die an den Klemmen der Ausgangswicklung 5 transformierte Rechteckspannung E der ersten Zeile der Fig. 8, und, dass die Reihenschaltung der Induktivität 20 und der Kapazität 19 nun eine höhere Eigenfrequenz besitzt als der gesamte Belastungskreis 15 der Fig. 5, eilt der Strom i durch die Reihenschaltung 18-19-20 der Rechteckspannung B der ersten Zeile der Fig. 8 etwas vor. Der sich aus der Summe der Ströme i und Pergebende Belastungssttom iz verläuft jedoch wie auf der dritten Zeile der Fig. 8 gezeigt und erreicht stets den Wert Null im Augenblick des Umschaltens der Transistoren 1 und 2, d. h. im Augenblick, in welchem die Spannung E von einem positiven auf einen ebenso grossen negativen Wert springt.
Für den Strom i durch den Widerstand 18 bietet jedoch die Reihenschaltung der Induktivität 20 und der Kapazität 19 eine gewisse, nicht vernachlässigbare Impedanz, so dass diese zwei Elemente zusammen eine Regelimpedanz zur Regelung des Stromes durch den Widerstand 18 bilden.
Wie aus der dritten Zeile der Fig. 8 ersichtlich. ist der totale Belastungsstrom iz nicht mehr sinusförmig, sondern etwas verzerrt. Er nähert sich jeweils dem Wert Null mit etwas herabgesetzter Steilheit, um dann mit etwas erhöhter Steilheit mit umgekehrter Polarität wieder zuzunehmen. Dadurch sind die Flanken der B-Kurve der dritten Zeile der Fig. 3 nicht mehr geradlinig, so dass die Spsrrimpulse es etwas verzerrt sind, wie auf der letzten Zeile der Fig. 8 gezeigt ist. Dies ist jedoch für die Wirkungsweise des Spannungsumformers nicht von ausschlaggebender Bedeutung, solange diese Sperrimpulse es im Augenblick des Nulldurchgangs des Belastungsstromes iz der Basiselektrode des abzuschaltenden Transistors zugeführt werden.
Falls, wie in Fig. 2, die Hilfstransformatoren im Primärstromkreis des Haupttransformators eingeschaltet sind, kann die Induktivität 21 der Fig. 5 durch diesen Transformator 3 gebildet sein. Durch Anbringen eines Luftspalts im Kern dieses Transformators wird dessenMagnetisierungsstrom auf den gewünschten Wert gebracht. An den Klemmen der Ausgangswicklung 5 erscheint dann eine beträchtliche Induktivität, die eine getrennte Induktivität 21 ersetzt.
EMI4.1
die Steilheit der Änderung des Stroms iz gerade vor dem Nulldurchgang viel kleiner werden. Anderseits würde die Arbeitsfrequenz des Umformers mit der.
Belastung sehr stark zunehmen, was meistens unerwünscht ist, während mit der Schaltung nach Fig. 5 die Arbeitsfrequenz höchstens bis auf die Eigenfrequenz des Reihengchwingungslaeises 19, 20 zunehmen kann.
Durch Einführen einer zweiten Kapazität 22 in Reihe mit der Induktivität 21 der Belastung nach Fig. 5, wie in Fig. 6 gezeigt, erhält man einen Freiheitsgrad mehr. Dadurch ist es möglich, eine grössere Regelimpedanz in Reihe mit dem Widerstand 18 zu verwirklichen, und zugleich eine bessere Steilheit des Verlaufs des Belastungsstromes iz in der Nähe seiner Nulldurchgänge zu bekommen. Dabei kann die Indukti- vität 21 nicht mehr durch den Transformator 3 gebildet werden. Die Kapazität 19 kann gegebenenfalls weggelassen werden, wobei man natürlich wieder einen Freiheitsgrad verliert.
Fig. 7 zeigt schliesslich einen Belastungskreis, in welchem der Belastungswiderstand 18 durch die Ent.. ladungsstrecke einer Leuchtstoffröhre 18'gebildet ist, und der übrigens dem Schaltbild der Fig. 5 entspricht. Zur Heizung der Kathoden der Leuchtstoffröhre 18'werden diese im Belastungskreis, in Reihe
<Desc/Clms Page number 5>
miteinander und mit einer Kapazität 22', mit der Entladungsstrecke der Leuchtstoffröhre parallelgeschal- tet. Durch Anwendung der Kapazität 22'erhält man wieder einen Freiheitsgrad mehr, welcher jedoch zur Einstellung des Heizstromes der Kathoden der Leuchtstoffröhre 18'verwendet wird.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Selbsterregter Transistor-Spannungsumformer mit einem unter-kritisch gedämpften, die Arbeitsfrequenz bestimmenden Belastungskreis, gekennzeichnet durch ein mit dem Emitter-Kollektorkreis des Transistors gekoppeltes, nichtlineares Netzwerk mit verhältnismässig kleinem Aussteuerungsbereich, wodurch im Zeitpunkt, In welchem der Strom im Emitter-Kollektorkreis des Transistors infolge Ausschwingens des Belastungskreises wieder Null wird, ein scharfer sperrender Impuls der Basis des Transistors zurückgeführt wird.