DE1513003B2 - Durch einen Oszillator gesteuerter Wechselrichter mit mindestens einem gesteuerten Gleichrichter zum Speisen einer Belastung, deren Impedanz verzögert auf den Betriebswert absinkt - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen durch einen Oszillator gesteuerten Wechselrichter mit mindestens einem gesteuerten Gleichrichter und einem mit einer Belastung gekoppelten und dadurch unterkritisch gedämpften Ausgangskreis, der über den Gleichrichter von einer Gleichspannungsquelle erregt ist, wobei die Frequenz der erzeugten Wechselspannung gleich der Schwingungsfrequenz des Oszillators oder einem bestimmten Vielfachen oder Bruchteil dieser Frequenz ist, und mit welcher Wechselspannung eine Belastung, deren Impedanz beim Einschalten verzögert auf den Betriebswert absinkt, z. B. Leuchtstofflampen oder andere gas- oder dampfgefüllte Entladungsröhren, gespeist wird, wobei das die Frequenz bestimmende Netzwerk des Oszillators ein Verzögerungselement enthält und derart eingerichtet ist, daß die Arbeitsfrequenz des Oszillators beim Einschalten der Vorrichtung zunächst verhältnismäßig niedrig ist und allmählich bis auf die Betriebsfrequenz zunimmt.

Durch die österreichische Patentschrift 226 830 ao sind bereits solche Wechselrichter bekannt, bei denen die Belastung im wesentlichen aus einer oder mehreren Leuchtstofflampen besteht. Belastungen, deren Impedanz beim Einschalten verzögert auf den Betriebswert absinkt, kommen jedoch häufig vor. Außer Leuchtstofflampen und anderen gas- oder dampfgefüllten Entladungsröhren können z. B. die üblichen Elektronenröhren mit warmer Kathode und alle Belastungen erwähnt werden, deren ohmsche Komponente einen stark negativen Temperaturkoeffizienten aufweist. Bei diesem bekannten Wechselrichter enthält das frequenzbestimmende Netzwerk ein nichtlineares Glied, so daß die Schaltfrequenz des Wechselrichters bei Zunehmen der Lastspannung abnimmt und die Energiezufuhr zur Last praktisch unabhängig von der Lastspannung ist.

Es sind ferner Transistor-Rechteck-Oszillatoren bekannt, bei denen die Frequenz nicht immer denselben Wert hat und einer höheren Belastung eine höhere Schwingfrequenz bei gleichbleibender Amplitude der Rechteckspannung entspricht (deutsche Auslegeschrift 1139 542).

Beim Einschalten einer Vorrichtung der. eingangs erwähnten Art ist diese häufig praktisch unbelastet oder wenigstens stark unterbelastet, bis die Impedanz der Belastung auf den Betriebswert herabgefallen ist, z. B. bis eine von der Vorrichtung gespeiste Gasentladungsröhre gezündet hat. Dies hat zur Folge, daß sich die Ausgangsspannung und somit auch die Spannung über dem gesteuerten Gleichrichter bzw. den gesteuerten Gleichrichtern der Endstufe der Vorrichtung sehr schnell aufschaukelt und einen Wert erreicht, der-viel höher liegt als der im Betrieb auftretende und der zum Herbeiführen einer Entladung an der Belastung, z.B. zum Zünden einer Entladungsröhre, erforderliche Wert. Infolgedessen wird bzw. werden der gesteuerte Gleichrichter bzw. die gesteuerten Gleichrichter dieser Endstufe, insbesondere bei Halbleitergleichrichtern, oft während der kurzen Zeit beschädigt oder zerstört, die zwischen dem Einschalten der Vorrichtung und dem Augenblick verstreicht, in dem die Impedanz der Belastung auf ihren Betriebswert abgesunken ist. Um die Spannungsüberhöhung zu vermeiden, ist es bereits bekannt, der Belastungsimpedanz nach dem Einschalten für eine gewisse Zeit eine Hilfsimpedanz parallel zu schalten, was eine Spannungsabsenkung bewirkt (deutsche Auslegeschrift 1063 383).

Aufgabe der Erfindung ist es, einen solchen vor übergehenden, gefährlichen Betriebszustand ohm zusätzliche Hilfsmittel durch einfache Bemessung de: Verzögerungselementes im frequenzbestimmende; Netzwerk zu beseitigen.

Der Wechselrichter nach der Erfindung ist dadurc' gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des Verzöge rungselementes so groß gewählt ist, daß beim Ein schalten des Wechselrichters eine Aufschaukelun der Amplitude der Wechselspannung an der Belastun bis auf einen dem Betriebswert entsprechenden Enc wert wenigstens ebenso stark verzögert wird wie de Absinken der Impedanz der Belastung.

Bei einer Ausführungsform des Wechselrichte; nach der Erfindung ist ein temperaturabhängiger W derstand im frequenzbestimmenden Netzwerk de Oszillators so geschaltet, daß die Arbeitsfrequenz de Oszillators mit der Temperatur dieses Widerstände zunimmt.

Als temperaturabhängiger Widerstand kann dab ein Heißleiter oder ein Kaltleiter, d. h. ein Wide, stand mit stark negativem bzw. positivem Temp< raturkoeffizienten, verwendet werden. Vorzugswei: wird ein Kaltleiter benutzt, z. B. in Form des Glüi drahtes einer Glühlampe.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand d Zeichnung näher erläutert.

F i g. 1 ist das Schaltbild eines selbstschwingendt Wechselrichters mit gesteuerten Halbleitergleichric tern gemäß der Erfindung;

F i g. 2 ist das Prinzipschaltbild eines Wechselric' ters mit einer von einem selbstschwingenden Oszill tor gesteuerten Endstufe;

F i g. 3, 4 und 5 sind Schaltbilder dreier Ausfü rungsformen des Steueroszillators dieses Wechst richters.

Der in F i g. 1 dargestellte Wechselrichter ist ve dem Typ, der in dem österreichischen Patent 226 81 beschrieben worden ist. Er enthält zwei gesteuer Halbleitergleichrichter 1 und 2, deren Anoden unm telb'ar mit der Plusklemme einer Gleichspannung speisequelle 9 von z. B. 100 Volt verbunden sind. E Emitter dieser Gleichrichter sind je mit einem En der z. B. 2 · 23 Windungen umfassenden Primärwic lung 3 eines Transformators 4 verbunden, und c Mittelanzapfung dieser Wicklung ist über eine Indu tivität 21 von z. B. 50 μΗ und einen Ein-Aus-Schali il mit der Minusklemme der Quelle 9 verbünde Ein Kondensator 18 von z. B. 2 μΡ liegt über der Wie lung 3; diese Parallelschaltung bildet zusammen η der Induktivität 21 einen Schwingungskreis mit Rt henresonanzcharakter. Der kapazitive Teil 3, 18 d ses Kreises ist mittels einer Sekundärwicklung 12 c Transformators 4 von z. B. 46 Windungen mit ein; Belastungskreis gekoppelt. Dieser Belastungskreis I steht aus der Parallelschaltung einiger Leuchtstc lampen 14, 14', ζ. B. von 40 Watt, die in Reihe r je einer Vorschaltimpedanz 17 von 17 mH bzw. : von 40 000 pF geschaltet sind.

Die gesteuerten Halbleitergleichrichter 1 und werden von Impulsen, die von dem Strom dur einen parallel zum kapazitiven Teil 3,18 des Reib Schwingungskreises 3,18, 21 geschalteten und uni kritisch gedämpften zweiten Schwingungskreis erze werden, abwechselnd periodisch leitend gemac Dieser zweite Schwingungskreis besteht im wese liehen aus einem Kondensator 22 von z. B. 0,1 und einer mit diesem in Reihe geschalteten Indukt

tat 23 von ζ. B. 1,2 mH. Er enthält weiter eine Wick- Schwingungskreises 22, 23, 25. Würde die Vorrichlung 25 von z. B. 15 Windungen, die auf einem sättig- rung sofort mit dieser Schaltfrequenz zu arbeiten baren Kern 24 aus einem ferromagnetischen Material, anfangen, so könnte die Spannung über der Wickz. B. einem Ringkern aus einem Ferrit, vorgesehen lung 3 sich auf einen verhältnismäßig hohen Wert ist. Die Wicklung 25 ist mit dem Kondensator 22 und 5 aufschaukeln, bevor die Leuchtstofflampen 14, 14' der Induktivität 23 in Reihe geschaltet. Sie bildet die usw. zündeten. Ein temperaturabhängiger Widerstand Primärwicklung mit niedriger Impedanz eines nicht- ist so in den die Schaltfrequenz bestimmenden Netzlinearen Steuertransformators, der weiter aus dem \^J/erk 22, 23, 25 des selbstschwingenden Wechselrich-Kern 24 und zwei auf diesem angeordneten Sekun- ters geschaltet, daß die Arbeitsfrequenz des Wechseldärwicklungen 26 und 27 von je z. B.· 20 Windungen io richters mit der Temperatur dieses Widerstandes zubesteht, deren jede mit den jeweils zwischen der nimmt. Dieser temperaturabhängige Widerstand ist Emitter- und der Steuerelektrode der gesteuerten eine Glühlampe 20 z. B. von 50 Watt bei einer'Span-Gleichrichter 1 und 2 liegenden Kreisen verbunden nung von 55 Volt, die in Reihe mit einem Kondensa-. ist. Diese Kreise enthalten je einen Widerstand 30 tor 19 von z. B. 0,6 μΡ über der Reihenschaltung der bzw. 31 von z.B. 200 0hm, die über eine in bezug 15 Induktivität 23 und der Wicklung 25 liegt,
auf den Strom zur Steuerelektrode in der Durchlaß- ■ Beim Einschalten ist der Widerstand 20 vernachrichtung geschaltete Diode 28 bzw. 29 an die Sekun- lässigbar klein, so daß-die Schaltfrequenz der Eigendärwicklungen 26 bzw. 27 angeschlossen sind. Diese frequenz eines zweiten Schwingungskreises mit einer Dioden schützen die gesteuerten Gleichrichter 1 und 2 Induktivität von etwas mehr als 1,2 mH und einer vor Impulsen in der Sperrichtung. 20 Kapazität von 0,7 μΡ entspricht (etwa 5500 Hz). Bei

Die Gleichspannungsspeisequelle 9 ist mit. einem dieser Frequenz ist die Dauer jedes Stromimpulses

Elektrolytkondensator 10 von z. B. 100 μΡ und der durch den einen oder den anderen der Gleichrichter 1

Anoden-Emitter-Kreis des Gleichrichters 1' mit der und 2 nur ein kleiner Teil (5,5 = 27,5%) jeder hal-

Parallelschaltung eines Kondensators 32 von z. B. ben Arbeitsperiode, so daß die entsprechende Span-

1 μΡ und eines Entladewiderstandes 33 von z. B. 25 nung über der Wicklung 3 und/oder über der Sekun-

100 kQ überbrückt. därwicklung' 12 des Transformators 4 anfangs nied-

Beim Schließen des Schalters 11 ergibt sich ein riger als der Betriebswert ist. Die Temperatur des Stromstoß durch den Kondensator 32 und den Widerstandes 20 nimmt jedoch infolge seiner Ver-Schwingungskreis 18, 3, 21 und auch durch den lustleistung langsam zu, bis der Widerstand bei einer Reihenresonanzkreis 22, 23, 25. Es werden dadurch 30 Verlustleistung von etwa 12 Watt einen Wert von im zuletzt genannten Kreis gedämpfte Schwingungen z. B. etwa 40 Ω erreicht. Bei zunehmendem Wert des erregt, und es wird beim ersten Nulldurchgang des Widerstandes 20 wird die Wirkung des Kondensators entsprechenden Stromes durch die Wicklung 25 da- 19 des zweiten Schwingungskreises 19, 20, 22, 23, 25 durch ein scharfer Impuls in den Sekundärwicklun- kleiner. Infolgedessen eilt der Strom durch den Zweig gen 26 und 27 erzeugt, daß der Kern 24 aus einem 35 23, 25 gegenüber der Spannung über dem Kondensa-Zustand magnetischer Polarisation in den entgegen- tor 18 stärker vor, so daß die Schaltfrequenz des gesetzten Zustand umklappt. Dieser Impuls wird von Wechselrichters größer wird, bis diese Frequenz am einer der Dioden 28 oder 29 gesperrt, von der ande- Ende den Betriebswert von etwa 6800 Hz erreicht, ren aber durchgelassen und zündet denjenigen der Bei dieser Schaltfrequenz ist das Verhältnis zwischen Gleichrichter 1 oder 2, dessen Steuerelektrode mit 40 der vom ersten Schwingungskreis 18, 3, 21 bestimmderin Durchlaßrichtung geschalteten Diode verbun- ten Leitungsperiode und der vom zweiten Schwinden ist. Die Zeit, während deren dieser Gleichrichter, gungskreis 19, 20, 22, 23, 25 bestimmten Arbeitsz. B. der Gleichrichter 1, leitend bleibt, ist nahezu periode auf etwa 34% angestiegen, so daß auch die gleich einer Halbperiode der Eigenfrequenz des ersten Spannungen über den Wicklungen 3 und 12 größer Schwingungskreises 18, 3, 21 von z. B. etwa 20 kHz. 45 geworden sind. Die thermische Trägheit des Wider-Nach dieser Halbperiode geht der durch diesen Kreis Standes 20 ist so gewählt, daß beim Einschalten des fließende Strom durch Null, und der Strom durch den Wechselrichters das Aufschaukeln der höheren Gleichrichter 1 wird auch Null, so daß dieser gesteu- Wechselspannung bis über den Betriebswert wenigerte Halbleitergleichrichter erlischt. Der während der stens ebenso stark verzögert wird wie der Abfall der leitenden Periode des Gleichrichters 1 über dem 50 Belastungsimpedanz durch das Zünden der Leucht-Kondensator 18 entstehende Spannungsabfall erzeugt Stofflampen 14 und 14'. .
einen den Reihenschwingungskreis 22, 23, 25 durch- Das zweite als Blockschaltbild dargestellte Ausfühfließenden Strom, der gegenüber diesem Spannungs- rungsbeispiel der Fig. 2 enthält einen von einer abfall voreilt, weil die Eigenfrequenz von z. B. gesonderten Steuervorrichtung gesteuerten Wechsel-6800 Hz dieses Kreises niedriger als die des Kreises (55 richter 40, an den eine aus der Reihenschaltung einer 18, 3, 21 ist. .. ■ " Leuchtstofflampe 14 und einer Vorschaltinduktivität

Nahezu unmittelbar nach jedem Nulldurchgang des 17 bestehende Belastung angeschlossen ist. Die Stromes durch den Kondensator 22, die Induktivität Steuervorrichtung enthält einen Steueroszillator 41 23 und die Wicklung 25 klappt der Kern 24 plötzlich und einen von diesem· gesteuerten Zwischenverstärwieder aus seinem bisherigen magnetischen Polarisa- 60 ker 42, der die Steuerfrequenz entweder dividiert oder tionszustand in den entgegengesetzten Polarisations- multipliziert. Über einen Ein-Aus-Schalter 11 sind oder Sättigungszustand um und erzeugt dabei einen der Steueroszillator 41, der Zwischenverstärker 42 Stromstoß durch die mit der Steuerelektrode des und die Wechselrichterendstufe 40 an eine von einem anderen Gleichrichters, z.B. des Gleichrichters2, Elektrolytkondensator 10 überbrückte Gleichspangekoppelte Wicklung 27, wodurch dieser Gleichrich- 65 nungsspeisequelle 9 von z. B. 30 Volt angeschlossen, ter gezündet wird. Die Endstufe 40 ist z. B. identisch mit der Vorrich-

Im Eetrieb ist die Schaltfrequenz des Wechselrich- tung der Fig. 1, mit dem Unterschied, daß die EIe-

ters nahezu gleich der Eigenfrequenz des zweiten mente 19, 20, 22 und 23 des zweiten Schwingungs-

kreises sowie die aus den Elementen 32 und 33 be- stufe 40 der Vorrichtung mit einer Schaltfrequenz stehende Startvorrichtung fehlen und die Primärwick- von 5750 Hz gesteuert wird. Die Heißleiter 70 und 71 lung 25 des Steuertransformators 24-27 an die Aus- werden vom Entladestrom der Kondensatoren 66 und gangsklemmen des Zwischenverstärkers 42 ange- 67 langsam erwärmt, und ihr Widerstandswert sinkt schlossen ist. 5 z. B. auf etwa 1400 Ω ab, so daß die Frequenz der

Eine Ausführungsform des Steueroszillators 41 ist vom Oszillator der F i g. 4 erzeugten Sägezahnin F i g. 3 dargestellt. Der Oszillator enthält einen schwingungen bis auf etwa 57 600 Hz zunimmt, was Transistor 43, z. B. des pnp-Typs, dessen Emitter einer Betriebsfrequenz der Endstufe 40 bis 7300 Hz über einen Belastungswiderstand 46 von z. B. 4,7 kQ entspricht.

mit der Plusklemme der Speisespannungsquelle ver- io Der Oszillator 41 der Fig. 2 kann auch so eingebunden ist. Die Basis dieses Transistors ist mit einer richtet sein, daß er die Endstufe 40 unmittelbar Anzapfung eines ohmschen Spannungsteilers verbun- steuern kann. Es könnte z. B. die Schwingungsfreden, der aus Widerständen 44 und 45 von z.B. 33 quenz des Oszillators der Fig. 4 dadurch durch 8 bzw. 10 kQ besteht und zwischen die Klemmen der geteilt werden, daß achtmal größere Kondensatoren Speisespannungsquelle geschaltet ist, und der Kollek- 15 66 und 67 gewählt würden, und sein Ausgang könnte tor ist über eine Induktivität 47 von z. B. 100 mH unmittelbar oder über eine Emitterfolgestufe an die mit der Minusklemme der Speisespannungsquelle ver- Wicklung 25 des Steuertransformators 24-27 gelegt bunden. Die Induktivität 47 wird mit zwei miteinan- werden.

der in Reihe geschalteten Kondensatoren 48 und 51 Fig. 5 stellt eine dritte Ausführungsform des

von z.B. 0,25 bzw. 2 μΡ überbrückt, deren gemein- 20 Steueroszillators 41 der Fig. 2 und. einen entsamer Punkt unmittelbar mit dem Emitter des Tran- sprechenden Zwischenverstärker 42 dar. Der im linsistors 43 verbunden ist. Diese Kondensatoren bilden ken Teil der F i g. 5 dargestellte Steueroszillator ist zusammen mit der Induktivität 47 einen Schwingungs- ein Sägezahnoszillator mit einem Kondensator 73 von kreis mit einer Anzapfung, mit dem der Transistor 43 z.B. 0,47 ^iF, der über Widerstände 74, 75 und 76 eine Dreipunktoszillatorschaltung bildet. 25 von z. B. 120 Ω, 3,3 kß bzw. 1 kQ von der Speise-

Die Reihenschaltung eines dritten Kondensators 49 Spannungsquelle 9, 10 der Fig. 2 aufgeladen wird von z. B. 2 μΡ und eines temperaturabhängigen Wi- und periodisch über den Emitter-Kollektor-Kreis derstandes 50 in Form einer Glühlampe von z. B. eines Transistors 80 entladen wird, wenn seine Lade-18VoIt und 1,8 Watt liegt parallel zur Induktivität 47. spannung größer als die Spannung über dem oberen Schließlich ist der Emitter des Transistors 43 über 30 Teil 86 eines Spannungsteilers 86, 87, 88 wird, der einen Kondensator 52 von z. B. 2 μΡ mit dem Ein- parallel zur Speisespannungsquelle 9, 10 geschaltet gang des Zwischenverstärkers 42 gekoppelt. und an den die Basis des Transistors 80 angeschlos-

Beim Einschalten des Wechselrichters schwingt der sen ist.

Oszillator der F i g. 3 bei vernachlässigbarem Wert Der Kollektorkreis des Transistors 80 enthält die

des kalten Widerstandes 50 in der Eigenfrequenz von 35 Primärwicklung81 mit z.B. 200 Windungen eines z. B. etwa 810 Hz des Schwingungskreises 47, 48, 49, Impulstransformators 82, welche Wicklung mit einem 51. Der Widerstand 50 wird von dem .den Kreis 49, Dämpfungswiderstand 83 von z. B. 300 Ω überbrückt 51 des Schwingungskreises durchfließenden Strom ist. Der Basiskreis des Transistors 80 enthält außer langsam erwärmt, wobei die Schwingungsfrequenz bis dem Spannungsteiler mit den Widerständen 86 und auf einen Betriebswert von z. B. etwa 1 kHz zunimmt. 40 87 von z. B. 10 bzw. 4,7 kQ und dem Entkopplungs-Der Zwischenverstärker 42 vervielfacht diese Steuer- kondensator 88 von z. B. 0,1 μΡ eine z. B. 16 Winfrequenz mit einem konstanten Faktor 8, so daß die düngen enthaltende Rückkopplungswicklung 84 des Endstufe anfangs mit einer Schaltfrequenz von Transformators 82. Der Transformator 82 ist mit 6500 Hz und am Ende, nach dem Zünden der Lampe einer dritten Wicklung 85 von z. B. ebenfalls 16 Win-14, mit einer Frequenz von 8000 Hz gesteuert wird. 45 düngen versehen, über der die Ausgangsspannung

F i g. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform des des Steueroszillators erzeugt wird. Steueroszillators 41. Diese Ausführungsform ist eine Sobald der Transistor 80 durch Zunahme seines

astabile Kippschaltung mit zwei Transistoren 61 und positiven Emitterpotentials leitend gemacht wird, 62, z. B. des pnp-Typs. Die Emitter dieser Transisto- wird von seinem die Wicklung 81 durchfließenden ren liegen an der Plusklemme der Speisespannungs- 50 Kollektorstrom eine Vorwärtsspannung über der quelle, ihre Kollektoren über Belastungswiderstände Rückkopplungswicklung 84 induziert. Diese Span-68 bzw. 69 von z. B. je 300 Ω und ihre Basiselektro- nung macht den Transistor 80 stärker leitend und den je über einen Widerstand 63 bzw. 64 von 7 kΩ in hält ihn im stark leitenden Zustand, bis sich der Kon-Reihe mit einem temperaturabhängigen Widerstand densator73 über den Emitter-Kollektor-Kreis des bzw. 71 an der Minusklemme der Speisespan- 55 Transistors praktisch völlig entladen hat. nungsquelle. Die Widerstände 70 und 71 sind söge- Über einen Kopplungskondensator 89 wird die

nannte Heißleiter mit einem stark negativen Tempe- Ausgangsspannung des Steueroszillators 41 zwischen raturkoeffizienten. Die Basis- und Kollektorelektro- Emitter und Basis eines Transistors 90 angelegt. Dieden' der Transistoren 61 und 62 sind über Konden- ser Transistor ist das Verstärkerelement des Zwisatoren 66 und 67 von je z. B. 1500 pF kreuzweise 60 schenverstärkers 42. Sein Emitter, liegt über einen miteinander gekoppelt, und der Kollektor des Tran- Entkopplungskondensator 91 von z. B. 100 ;.iF an der sistors62 ist über einen Kondensator72 von z.B. Minusklemme der Speisespannungsquelle9, 10 und 0,4 μΡ mit dem Eingang des Zwischenverstärkers 42 über einen Stabilisierungswiderstand 92 von z. B. gekoppelt. . 1 kΩ an der Plusklemme dieser Quelle. Die Basis des

•Beim Einschalten schwingt der Oszillator der 65 Transistors 90 ist mit der Anzapfung eines aus den Fig. 4 mit einer Frequenz von z. B. etwa 46 000 Hz. Widerständen 93 und 94 von 100 bzw. 3,9 kQ be-Der Zwischenverstärker 42 ist dazu eingerichtet, stehenden, parallel zur Speisequelle 9, 10 liegenden diese Frequenz durch 8 zu teilen, so daß die End- Spannungsteilers verbunden, und sein Kollektor liegt

über die ζ. Β. aus 200 Windungen bestehende Primärwicklung 95 eines Transformators 96, der mit einer Sekundär- oder Ausgangs wicklung 97 mit z. B. 70 Windungen versehen ist, an der Minusklemme dieser Speisespannungsquelle.

Das die Frequenz bestimmende Netzwerk 73 bis 76 des Steueroszillators der Fig. 5 ist so eingerichtet, daß die Arbeitsfrequenz des Oszillators beim Einschalten des Wechselrichters zunächst verhältnismäßig niedrig ist und mit einer derartigen Verzögerung bis auf die Betriebsfrequenz zunimmt, daß das Aufschaukeln der von der Endstufe 40 der Vorrichtung nach F i g. 2 erzeugten höheren Wechselspannung bis auf einen dem Betriebswert entsprechenden Endwert beim Einschalten des Wechselrichters wenig- 15" stens ebenso stark verzögert wird wie die Abnahme der Belastungsimpedanz 14, 17 dieser Vorrichtung. Dies wird mittels eines dritten Transistors 77 erreicht, dessen Kollektor-Emitter-Kreis so vom Widerstand 75 überbrückt wird, daß der Emitter immer positiv in bezug auf den Kollektor ist. Die Basis des Transistors ist an eine Klemme eines Kondensators 78 von z. B. 800 μΡ angeschlossen, dessen andere Klemmen mit der Plusklemme der Quelle 9, 10 verbunden ist und der beim Einschalten der Vorrichtung über einen Widerstand 79 von z. B. 100 kQ von der Spannung dieser Quelle aufgeladen wird.
Beim Einschalten der Vorrichtung ist der Kondensator 78 nicht aufgeladen, und der Transistor 77 wird zunächst vom Spannungsabfall am Widerstand

74 gesperrt gehalten, weil die Zeitkonstante des RC-Netzwerkes 78, 79 viel größer als die des RC-Netzwerkes 73 bis 76 ist. Infolgedessen wird die Wiederholungsperiode der vom Steueroszillator 41 erzeugten Impulse von der Kapazität des Kondensators 73 -und vom Gesamtwiderstand von z. B. 3,9 kQ der Widerstände 74, 75 und 76 bestimnit. Der Kondensator 78 wird jedoch langsam aufgeladen, so daß nach Ablauf eines bestimmten Zeitintervalls der Transistor 77 während des Endes jeder Aufladeperiode des Kondensators 73 leitend wird und somit diese Aufladeperiode verkürzt. Infolge der stetig zunehmenden Vorwärtsspannung über dem Kondensator 78 wird der Transistor 77 während jeder der aufeinanderfolgenden Aufladeperioden des Kondensators 73 rascher und stärker leitend, bis er, z. B. nach etwa 2 Sekunden, den Widerstand 75 ununterbrochen praktisch kurzschließt.

Das Verhältnis zwischen der Anfangsfrequenz und der Betriebsfrequenz der Steuerimpulse kann leicht 5°' dadurch eingestellt werden, daß das Verhältnis zwischen dem Gesamtwiderstand der Widerstände 74,

75 und 76 und dem der Widerstände 74 und 76 geändert wird. Bei einer bestimmten Einstellung des veränderlichen Widerstandes 76 ergab sich z. B. eine Anfangsfrequenz von 2200 Hz und eine Betriebsfrequenz von 6800 Hz.

Andererseits ist die Verzögerung, mit der die Arbeitsfrequenz des Oszillators 41 bis auf die Betriebsfrequenz zunimmt, durch die Zeitkonstante des RC- Netzwerkes 78, 79 bestimmt, so daß sie beliebig ge

wählt und der Verzögerung angepaßt werden kann, mit der die Impedanz der Belastung 14, 17 beim Einschalten des Wechselrichters bis auf ihren Betriebswert absinkt.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Durch einen Oszillator gesteuerter Wechselrichter mit mindestens einem gesteuerten Gleichrichter und einem mit einer Belastung gekoppelten und dadurch unterkritisch gedämpften Ausgangskreis, der über den Gleichrichter von einer Gleichspannungsquelle erregt ist, wobei die Frequenz der erzeugten Wechselspannung gleich der Schwingungsfrequenz des Oszillators oder einem bestimmten Vielfachen oder Bruchteil dieser Frequenz ist, und mit welcher Wechselspannung eine Belastung, deren Impedanz beim Einschalten verzögert auf den Betriebswert absinkt, z. B. Leuchtstofflampen oder andere gas- oder dampfgefüllte Entladungsröhren, gespeist wird, wobei das die Frequenz bestimmende Netzwerk des Oszillators ein Verzögerungselement enthält und derart eingerichtet ist, daß die Arbeitsfrequenz des Oszillators beim Einschalten der Vorrichtung zunächst verhältnismäßig niedrig ist und allmählich bis auf die Betriebsfrequenz zunimmt, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des Verzögerungselementes (20) so groß gewählt ist, daß beim Einschalten des Wechselrichters eine Aufschaukelung der Amplitude der Wechselspannung an der Belastung (14,17) bis auf einen dem Betriebswert entsprechenden Endwert wenigstens ebenso stark verzögert wird wie das Absinken der Impedanz der Belastung (14, 17).

2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungselement des frequenzbestimmenden Netzwerkes des Oszillators zwei an dieselbe Speisespannungsquelle angeschlossene RC-Netzwerke (73 bis 76; 78, 79) und einen Transistor (77) enthält, wobei ein Widerstand (75) des ersten ÄC-Netzwerkes (73 bis 76) von diesem Transistor (77) überbrückt ist und die Basis dieses Transistors (77) an die Verbindung der Elemente des zweiten Netzwerkes (78, 79) angeschlossen ist und die Zeitkonstante des ersten .RC-Netzwerkes (73 bis 76) größer ist als die Verzögerung, mit der die Impedanz der Belastung (14,17) beim Einschalten der Wechselrichter bis auf den Betriebswert absinkt, und die Zeitkonstante des zweiten .RC-Netzwerkes (78, 79) größer ist als die des ersten .RC-Netzwerkes (73 bis 67), und daß der erwähnte Transistor (77) von der Aufladespannung des Kondensators (78) des zweiten .RC-Netzwerkes gesteuert wird.

3. Wechselrichter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die RC-Netzwerke (73 bis 76; 78, 79) an die Gleichspannungsquelle (9) angeschlossen sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen