WO2022201681A1 - 半導体装置及び超音波センサ - Google Patents

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braking
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    • G01S7/524—Transmitters

Definitions

  • the present disclosure relates to semiconductor devices and ultrasonic sensors.
  • Ultrasonic sensors equipped with piezoelectric elements are used for various purposes.
  • An ultrasonic sensor transmits a transmission wave signal by driving a piezoelectric element and receives a reflected wave signal to detect the distance or proximity of an object (see, for example, Patent Document 1).
  • the piezoelectric element Even after the supply of the drive signal for transmitting the transmission wave signal to the piezoelectric element is stopped, the piezoelectric element continues to vibrate for a while based on the mechanical energy it has accumulated. Vibration of the piezoelectric element after the supply of the drive signal is stopped is called reverberation. If the reverberation continues for a long time (reverberation time), it becomes difficult to detect objects at close range. Therefore, the development of technology that can effectively reduce the reverberation time is expected.
  • An object of the present disclosure is to provide a semiconductor device and an ultrasonic sensor that contribute to reducing reverberation time.
  • a semiconductor device can supply a drive signal in an ultrasonic band to a piezoelectric element, and can supply a damping signal having a phase different from the phase of the drive signal to the piezoelectric element after the supply of the drive signal is stopped. and a control circuit configured to be able to control the drive circuit, the drive circuit connecting a first line and a second line to which a potential higher than that of the first line is applied.
  • the full bridge circuit includes a series circuit of a first switch provided on the second line side and a second switch provided on the first line side, and a third switch provided on the second line side. and a fourth switch provided on the first line side, a connection node between the first switch and the second switch and a connection node between the third switch and the fourth switch and a first end and a second end of the piezoelectric element, respectively, and the control circuit supplies the braking signal to the piezoelectric element after stopping the supply of the drive signal to the piezoelectric element.
  • the drive circuit is configured to be able to perform a braking operation before the braking operation, wherein the first switch and the third switch are turned off and the second switch and the fourth switch are turned on in the braking operation, or , the first switch and the third switch are turned on and the second switch and the fourth switch are turned off.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an ultrasonic sensor according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between an output wave signal and a reflected wave signal in an ultrasonic sensor, according to an embodiment of the present disclosure;
  • FIG. 3 is a diagram showing the internal configuration of a semiconductor device that constitutes an ultrasonic sensor, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating several possible states of a drive circuit in accordance with an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between an amplified voltage signal based on a received signal and an envelope signal, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a diagram showing an internal configuration example of a damping circuit according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an ultrasonic sensor according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between an output wave signal and a reflected wave signal in an ultras
  • FIG. 7 is a diagram illustrating how the semiconductor device repeatedly performs the detection unit operation according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a period during which detection unit operations are performed, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram showing the state of each switch and the waveform of the drive signal during the transmission period, according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the state of each switch and the waveform of the braking signal during the first braking period, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the phase relationship between a drive signal and a brake signal, according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12 is a timing chart of a detection unit operation according to Example 1 belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a timing chart of a detection unit operation according to a comparative example.
  • FIG. 14 is a diagram showing a drive circuit and its peripheral circuits according to a second example belonging to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 15 is a timing chart of the detection unit operation according to the second example belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 16 is a modified timing chart of the detection unit operation according to the second example belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 17 is a timing chart of the detection unit operation according to the third example belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 18 is a diagram showing a drive circuit and its peripheral circuits according to a fourth example belonging to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 19 is a timing chart of the detection unit operation according to the fourth example belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 20 is a modified timing chart of the detection unit operation according to the fourth example belonging to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 21 is a schematic top view of a vehicle equipped with multiple ultrasonic sensors according to an embodiment of the present disclosure;
  • Lines refer to wires through which electrical signals are propagated or applied.
  • the ground refers to a reference conductive portion having a potential of 0 V (zero volt) as a reference, or refers to a potential of 0 V itself.
  • the reference conductive portion is made of a conductor such as metal.
  • a potential of 0 V is sometimes referred to as a ground potential.
  • voltages shown without specific reference represent potentials with respect to ground.
  • the ON state refers to the state in which there is conduction between the drain and source of the transistor
  • the OFF state refers to the state in which there is conduction between the drain and source of the transistor. It refers to the state in which the current between the two is non-conducting (blocking state).
  • MOSFETs are understood to be enhancement mode MOSFETs unless otherwise stated.
  • MOSFET is an abbreviation for "metal-oxide-semiconductor field-effect transistor".
  • An arbitrary switch can be composed of one or more FETs (Field Effect Transistors), and when a certain switch is in an ON state, the two ends of the switch are conductive, and when a certain switch is in an OFF state, the switch is closed. Both ends become non-conducting.
  • FETs Field Effect Transistors
  • the on state and off state of any transistor or switch may be simply expressed as on and off. Connections between a plurality of parts forming a circuit, such as arbitrary circuit elements, wirings (lines), nodes, etc., may be understood to refer to electrical connections unless otherwise specified.
  • FIG. 1 shows the overall configuration of an ultrasonic sensor 1 according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 1 also shows an upper block 2 connected to the ultrasonic sensor 1 and an object to be detected OBJ physically separated from the ultrasonic sensor 1 .
  • the ultrasonic sensor 1 includes a semiconductor device 10 which is a semiconductor integrated circuit for ultrasonic sensors, a piezoelectric element 20, and capacitors 31 and 32. As shown in FIG. FIG. 1 shows only part of the internal configuration of the semiconductor device 10. As shown in FIG.
  • the ultrasonic sensor 1 transmits an output wave signal W1 in the ultrasonic band toward the external space of the ultrasonic sensor 1 (in a direction away from the ultrasonic sensor 1).
  • a reflected wave signal W2 is generated by reflecting the output wave signal W1 from the detection object OBJ.
  • the reflected wave signal W2 is received by the ultrasonic sensor 1 .
  • the ultrasonic sensor 1 performs detection of the distance to the object to be detected OBJ, detection of proximity of the object to be detected OBJ, and the like based on the received signal of the reflected wave signal W2.
  • the ultrasonic band refers to a frequency band that is higher than the band of sound waves audible to human ears and inaudible to human ears, and generally refers to a band of 20 kHz or higher.
  • output wave signal W1 has a frequency in the range of 30 kHz to 80 kHz. Both the output wave signal W1 and the reflected wave signal W2 belong to the ultrasonic signal.
  • the piezoelectric element 20 has a first end and a second end.
  • the piezoelectric element 20 produces mechanical displacement (vibration) in response to a voltage signal applied between the first and second ends, and the mechanical displacement generates an output wave signal W1. Therefore, the piezoelectric element 20 functions as a transmitter for the output wave signal W1.
  • the piezoelectric element 20 has a characteristic of generating an electromotive force between the first end and the second end in response to mechanical displacement (vibration) applied to itself, and also functions as a receiver for the reflected wave signal W2.
  • the semiconductor device 10 uses the piezoelectric element 20 to transmit the output wave signal W1 and receive the reflected wave signal W2.
  • a combination of the transmission operation of the output wave signal W1 and the reception operation of the reflected wave signal W2 may be referred to as a transmission/reception operation.
  • a semiconductor device 10 includes a transmission circuit 11 , a reception circuit 12 and a control circuit 13 .
  • the semiconductor device 10 is an electronic component formed by enclosing a semiconductor integrated circuit in a housing (package) made of resin, and each circuit constituting the semiconductor device 10 is integrated with a semiconductor.
  • a housing of the electronic component as the semiconductor device 10 is provided with a plurality of external terminals exposed from the housing to the outside of the semiconductor device 10 .
  • Output terminals DRV1 and DRV2 and input terminals IN1 and IN2 are shown in FIG. 1 as part of the plurality of external terminals provided in the semiconductor device 10 .
  • the output terminal DRV1 is connected to the first end of the piezoelectric element 20 and the output terminal DRV2 is connected to the second end of the piezoelectric element 20 .
  • the input terminal IN1 is connected to the first end of the piezoelectric element 20 via the capacitor 31
  • the input terminal IN2 is connected to the second end of the piezoelectric element 20 via the capacitor 32.
  • the capacitors 31 and 32 may be built in the semiconductor device 10 .
  • the transmission circuit 11 transmits the output wave signal W1 using the piezoelectric element 20 externally connected between the output terminals DRV1 and DRV2.
  • the receiving circuit 12 receives an input wave signal in an ultrasonic band using a piezoelectric element 20 externally connected between input terminals IN1 and IN2.
  • the main input wave signal to be received is the reflected wave signal W2 based on the output wave signal W1.
  • the common piezoelectric element 20 is externally connected between the output terminals DRV1 and DRV2 and between the input terminals IN1 and IN2, and the common piezoelectric element 20 serves as a transmitter/receiver. It is shared by the receiving circuit 12 .
  • another piezoelectric element different from the piezoelectric element 20 may be externally connected between the input terminals IN1 and IN2 (in this case, the other piezoelectric element may also be an ultrasonic sensor). 1 component).
  • the common piezoelectric element 20 is shared by the transmission circuit 11 and the reception circuit 12, the output terminal DRV1 and the input terminal IN1 are realized by one first input/output terminal, and the output terminal DRV2 and the input terminal IN2 are realized.
  • the receiving circuit 12 receives an input wave signal in the ultrasonic band using the piezoelectric element 20 or other piezoelectric elements, and performs predetermined signal processing for reception on the received signal.
  • the control circuit 13 controls the transmission circuit 11 and the reception circuit 12.
  • the control circuit 13 controls the transmission circuit 11 to transmit the output wave signal W1 from the piezoelectric element 20 using the transmission circuit 11 . Further, the control circuit 13 detects the distance of the object to be detected OBJ and detects the approach of the object to be detected OBJ based on the signal received by the receiving circuit 12 (the input wave signal received by the receiving circuit 12).
  • FIG. 2 is a diagram showing transmission and reception operations by the ultrasonic sensor 1.
  • the control circuit 13 can perform distance detection processing and approach detection processing. In the distance detection process, the control circuit 13 determines the length of time from transmitting the output wave signal W1 at time t1 to receiving the reflected wave signal W2 at time t2 (that is, the length between times t1 and t2). ), the distance between the ultrasonic sensor 1 and the detection object OBJ is calculated.
  • Time t1 represents the transmission start time of the output wave signal W1 using the transmission circuit 11 and the piezoelectric element 20
  • time t2 represents the reception start time of the reflected wave signal W2 using the reception circuit 12 and the piezoelectric element 20.
  • the control circuit 13 performs approach detection of the object to be detected OBJ based on whether or not the reflected wave signal W2 is received. More specifically, for example, in the approach detection process, when the control circuit 13 receives the reflected wave signal W2 within a predetermined time after transmitting the output wave signal W1 at time t1, the ultrasonic sensor 1 (for example, the vehicle on which the ultrasonic sensor 1 is mounted) is determined that the detection object OBJ is approaching. It is determined that the detection object OBJ is not approaching the vehicle on which 1 is mounted.
  • the ultrasonic sensor 1 for example, the vehicle on which the ultrasonic sensor 1 is mounted
  • the control circuit 13 is connected to the upper block 2 shown in FIG. 1 in a form capable of two-way communication.
  • the upper block 2 can give various instructions to the semiconductor device 10 by transmitting predetermined commands to the semiconductor device 10, and the semiconductor device 10 performs various operations and processes according to the commands from the upper block 2. . Results of distance detection processing and approach detection processing are transmitted from the semiconductor device 10 to the upper block 2 .
  • the upper block 2 consists of a microcomputer or the like. When the ultrasonic sensor 1 and the upper block 2 are mounted on a vehicle such as an automobile, the upper block 2 may be an ECU (Electronic Control Unit).
  • the upper block 2 may determine whether or not the detection object OBJ is approaching (with respect to the vehicle). In this case, for example, a signal such as the signal 602 in FIG. should be sent to
  • the semiconductor device 10 includes a drive circuit 111 , a gate driver 112 , a receiver circuit 120 and a control circuit 130 .
  • the driving circuit 111 and the gate driver 112 constitute the transmission circuit 11 in FIG.
  • the receiving circuit 120 corresponds to the receiving circuit 12 in FIG. 1 and has the functions of the receiving circuit 12 described above.
  • the control circuit 130 corresponds to the control circuit 13 in FIG. 1 and has the functions of the control circuit 13 described above.
  • the semiconductor device 10 further includes a damping circuit 140 , a switch circuit 150 and an internal power supply circuit 160 .
  • the drive circuit 111 includes transistors M1H, M1L, M2H and M2L as four switching elements (switches).
  • Transistors M1H and M2H are P-channel MOSFETs, and transistors M1L and M2L are N-channel MOSFETs.
  • the transistors M1H and M1L are connected in series to form a first half bridge circuit (first series circuit), and the transistors M2H and M2L are connected in series to form a second half bridge circuit (second series circuit).
  • a full bridge circuit (H bridge circuit) is configured by the first and second half bridge circuits.
  • Each source of transistors M1H and M2H is connected to line LN2.
  • a driving power supply voltage VDRV having a predetermined positive DC voltage value is applied to line LN2.
  • the drains of transistors M1H and M1L are commonly connected to line LN10 and connected to output terminal DRV1 through line LN10.
  • the drains of transistors M2H and M2L are commonly connected to line LN20 and connected to output terminal DRV2 through line LN20.
  • Each source of transistors M1L and M2L is connected to line LN1.
  • Ground potential is applied to line LN1.
  • the output terminal DRV1 and the input terminal IN1 are connected to the first end of the piezoelectric element 20 outside the semiconductor device 10, and the output terminal DRV2 and the input terminal IN2 are connected to the second end of the piezoelectric element 20 outside the semiconductor device 10.
  • the input terminals IN1 and IN2 are connected to the first and second ends of the piezoelectric element 20 via capacitors 31 and 32).
  • a modification in which the transistors M1H and M2H are configured with N-channel MOSFETs is also possible (in this case, a circuit for generating a voltage higher than the drive power supply voltage VDRV is added).
  • the gate driver 112 is driven using the drive power supply voltage VDRV applied to the line LN2 as the positive power supply voltage and the ground voltage (0 V) applied to the line LN1 as the negative power supply voltage.
  • the gate driver 112 individually controls the on/off states of the transistors M1H, M1L, M2H and M2L by controlling the gate potentials of the transistors M1H, M1L, M2H and M2L according to the control signal CNT1 supplied from the control circuit 130. Control.
  • the state of drive circuit 111 can be set to any of states 611-615 in FIG. It should be noted that the drive circuit 111 may assume a state different from any of the states 611-615.
  • a state 611 is the first application state. In the first application state, transistors M1H and M2L are on and transistors M2H and M1L are off.
  • State 612 is the second application state. In the second application state, transistors M1L and M2H are on and transistors M1H and M2L are off.
  • State 613 is the all off state. In the all-off state, transistors M1H, M1L, M2H and M2L are all off.
  • State 614 is the first braking state. In the first braking state, transistors M1L and M2L are on and transistors M1H and M2H are off.
  • State 615 is the second brake state. In the second braking state, transistors M1L and M2L are off and transistors M1H and M2H are on.
  • the receiving circuit 120 is connected to the input terminals IN1 and IN2 and receives a voltage signal applied between the input terminals IN1 and IN2. Therefore, when the reflected wave signal W2 is received by the piezoelectric element 20, a voltage signal generated between the first end and the second end of the piezoelectric element 20 based on the reflected wave signal W2 is supplied to the receiving circuit 120 through the input terminals IN1 and IN2. is entered.
  • the receiving circuit 120 generates a detection signal based on the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2 by performing predetermined signal processing for reception on the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2.
  • Signal processing for reception includes DC removal processing for removing a DC component from the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2, amplification processing for amplifying the voltage signal after DC removal processing, and voltage signal after amplification processing (hereinafter referred to as amplification processing).
  • amplification processing for amplifying the voltage signal after DC removal processing
  • voltage signal after amplification processing (referred to as a voltage signal) includes envelope detection processing for detecting the envelope of the signal.
  • a detected signal generated in the received signal 120 includes an envelope signal.
  • capacitors 31 and 32 are provided between the input terminals IN1 and IN2 and the piezoelectric element 20 as shown in FIG. 3, the DC removal process can be omitted in the reception signal processing stage. In FIG.
  • a solid-line waveform 631 is the waveform of the amplified voltage signal
  • a dashed-line waveform 632 is the waveform of the envelope signal.
  • the envelope signal is a voltage signal whose voltage value is the magnitude of the amplitude of the amplified voltage signal. Therefore, the envelope signal has a voltage value (hereinafter referred to as voltage value VEV ) that is proportional to the amplitude of the received signal of receiver circuit 120 (ie, the voltage signal across input terminals IN1 and IN2).
  • the control circuit 130 performs the above-described distance detection processing and approach detection processing based on the detection signal generated by the reception circuit 120, and also controls the operation of each part in the semiconductor device 10 in an integrated manner. In this control, the control circuit 130 generates and outputs control signals CNT1, CNT2 and CNT ADJ .
  • the control circuit 130 also includes a storage circuit 131 .
  • the memory circuit 131 is provided with a nonvolatile memory and a volatile memory.
  • the nonvolatile memory in the storage circuit 131 includes a memory in which data can be written only once (One Time Programmable ROM) or a memory in which data can be rewritten.
  • Volatile memory in storage circuit 131 includes registers.
  • Damping circuit 140 comprises resistive component 141 , inductive component 142 and bias supply circuit 143 .
  • the resistance component 141 and the induction component 142 are elements used to reduce reverberation of the piezoelectric element 20 and function as loads of the piezoelectric element 20 . Therefore, the resistive component 141 and the inductive component 142 are hereinafter referred to as a resistive load 141 and an inductive load 142, respectively.
  • the resistive load 141 and the inductive load 142 are connected in parallel with each other, and the parallel circuit of the resistive load 141 and the inductive load 142 is connected between the lines LN12 and LN22.
  • a bias supply circuit 143 supplies a predetermined DC bias voltage (for example, 2V) to the line LN22.
  • the resistive load 141 is formed so that the resistance value of the resistive load 141 is variable, and the inductive load 142 is formed so that the inductance value of the inductive load 142 is variable.
  • the resistance value of the resistive load 141 and the inductance value of the inductive load 142 are variably set according to the control signal CNT ADJ from the control circuit 130 .
  • the switch circuit 150 includes switches 151 and 152 .
  • Each switch in the switch circuit 150 can be composed of one or more MOSFETs.
  • Each switch in switch circuit 150 may be a bus switch capable of propagating analog signals.
  • a first end of switch 151 is connected to line LN10 and a second end of switch 151 is connected to line LN12.
  • a first end of switch 152 is connected to line LN20 and a second end of switch 152 is connected to line LN22.
  • the switches 151 and 152 are controlled to be on or off based on the control signal CNT2 supplied from the control circuit .
  • the control signal CNT2 is a binary signal having a value of "0" or "1". When the control signal CNT2 has a value of "1", the switches 151 and 152 are both turned on, and when the control signal CNT2 has a value of "0", both the switches 151 and 152 are turned off.
  • the internal power supply circuit 160 generates a plurality of power supply voltages including the drive power supply voltage VDRV and the internal power supply voltage VDD based on the power supply voltage VCC supplied to the semiconductor device 10 from an external power supply (not shown). Each circuit in the semiconductor device 10 is driven based on any power supply voltage generated by the internal power supply circuit 160 .
  • control circuit 130 and damping circuit 140 may be driven based on internal power supply voltage VDD.
  • both the driving power supply voltage VDRV and the internal power supply voltage VDD have positive DC voltage values, but the internal power supply voltage VDD is lower than the driving power supply voltage VDRV.
  • the drive power supply voltage VDRV is 36V or 72V
  • the internal power supply voltage VDD is 3V or 5V.
  • FIG. 6 shows a specific configuration example of the damping circuit 140.
  • the inductive load 142 is formed with a pseudo inductor so that the inductance value of the inductive load 142 can be arbitrarily changed within the semiconductor device 10 .
  • the inductive load 142 is formed by a GIC (Generalized Impedance Converter) circuit.
  • the inductive load 142 in FIG. 6 includes operational amplifiers 142a and 142b, fixed resistors 142c and 142e, variable resistors 142d and 142g, and a capacitor 142f. Fixed resistors 142c and 142e each have a fixed resistance value.
  • the resistance values of the variable resistors 142d and 142g can be changed independently according to the control signal CNT ADJ from the control circuit 130, like the resistance value of the resistance load 141.
  • the change in the resistance values of the variable resistors 142d and 142g changes the inductance value of the inductive load 142 connected between the lines LN12 and LN22.
  • a first end of the fixed resistor 142c is commonly connected to the line LN12 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 142a.
  • the second end of the resistor 142c is commonly connected to the first end of the variable resistor 142d and the output terminal of the operational amplifier 142b.
  • the second end of the variable resistor 142d is commonly connected to the inverting input terminals of the operational amplifiers 142a and 142b and the first end of the fixed resistor 142e.
  • the second end of the fixed resistor 142e is commonly connected to the output terminal of the operational amplifier 142a and the first end of the capacitor 142f.
  • the second end of capacitor 142f is commonly connected to the first end of variable resistor 142g and the non-inverting input terminal of operational amplifier 142b.
  • a second end of variable resistor 142g is connected to line LN22.
  • the power supply voltages of the operational amplifiers 142a and 142b are determined so that the GIC circuit functions as an inductive load for the piezoelectric element 20 while the switches 151 and 152 are on.
  • each of the switches 151 and 152 can be configured with an N-channel MOSFET.
  • the MOSFET as switch 151 has its drain connected to line LN10 while its source is connected to line LN12
  • the MOSFET as switch 152 has its drain connected to line LN20 while its source is connected to line LN22. Connected.
  • the switches 151 and 152 are turned on or off.
  • the configuration of the switches 151 and 152 is not limited to that shown in FIG. 6, and may be arbitrary.
  • one or more detection unit operations can be performed under the control of the control circuit 130 in response to commands from the upper block 2.
  • FIG. A distance detection process and an approach detection process are performed in each detection unit operation.
  • FIG. 7 shows how a plurality of detection unit operations are successively and repeatedly executed.
  • a period during which each detection unit operation is performed is called a detection unit period.
  • each detection unit period is roughly divided into a transmission period, a braking period, a first braking period, a second braking period and a receiving period.
  • a transmission period, a braking period, a first braking period, a second braking period, and a receiving period come in this order.
  • the first damping period can also be called a damping pulse period
  • the second damping period can also be called a damping period.
  • the transmission period is the period during which the output wave signal W1 is transmitted.
  • FIG. 9 shows the state of each switch in the drive circuit 111 during the transmission period and the waveform 650 of the drive signal supplied from the drive circuit 111 to the piezoelectric element 20 during the transmission period.
  • the drive signal corresponds to a voltage signal applied between the output terminals DRV1 and DRV2 during the transmission period, and is assumed here to be a voltage signal having the potential of the output terminal DRV1 as viewed from the potential of the output terminal DRV2. Therefore, during the transmission period, the drive signal becomes a rectangular wave signal having a frequency f, and the voltage difference between the minimum and maximum values of the drive signal is twice the drive power supply voltage VDRV.
  • the piezoelectric element 20 After the drive signal is supplied to the piezoelectric element 20 and then the supply of the drive signal is stopped, the piezoelectric element 20 continues to vibrate for a while based on the mechanical energy accumulated during the transmission period. Vibration of the piezoelectric element 20 after the supply of the drive signal is stopped is called reverberation. The duration of reverberation is called reverberation time. If the reverberation time is long, it becomes difficult to detect objects at close range. After the supply of the drive signal to the piezoelectric element 20 is stopped, the reverberation time can be reduced by supplying the piezoelectric element 20 with a signal having a phase opposite to that of the drive signal.
  • a signal having a phase different from that of the driving signal is supplied from the driving circuit 111 to the piezoelectric element 20 as a braking signal, thereby reducing the reverberation time.
  • the first braking period corresponds to the period during which the braking signal is supplied to the piezoelectric element 20 .
  • FIG. 10 shows the state of each switch in the drive circuit 111 during the first braking period and the waveform 660 of the braking signal supplied from the drive circuit 111 to the piezoelectric element 20 during the first braking period.
  • the state of the drive circuit 111 is alternately and periodically switched between the first applied state and the second applied state during the first braking period.
  • the braking signal corresponds to the voltage signal applied between the output terminals DRV1 and DRV2 during the first braking period, and is assumed here to be the voltage signal having the potential of the output terminal DRV1 relative to the potential of the output terminal DRV2.
  • the braking signal becomes a rectangular wave signal with frequency f, and the voltage difference between the minimum and maximum values of the braking signal is twice the driving power supply voltage VDRV.
  • the frequency f of the braking signal is the same as the frequency f of the driving signal.
  • Waveforms 650 and 660 of the driving signal and the braking signal are shown in FIG. Although the driving signal and the braking signal are not supplied to the piezoelectric element 20 at the same time, the waveforms 650 and 660 of the driving signal and the braking signal are shown side by side in FIG. 11 for convenience in order to show their phase relationship. ing.
  • the phase of the braking signal relative to the phase of the driving signal is referenced by the symbol " ⁇ ".
  • ⁇ the amount of phase delay of the braking signal with respect to the driving signal
  • the phase ⁇ should have a value (angle) of 180° or close to it.
  • Each detection unit operation is performed in a state in which the phase ⁇ , the resistance value of the resistive load 141 and the inductance value of the inductive load 142 are appropriately set based on the stored data in the storage circuit 131 and the like.
  • the braking signal is sometimes called a damping pulse signal.
  • the damping pulse signal is effective for reducing reverberation in a region where the reverberation amplitude (amplitude of the piezoelectric element 20 due to reverberation) is high. can be a factor.
  • the mechanical energy is absorbed by the piezoelectric element 20 to reduce the reverberation.
  • the inventors developed the following reverberation reduction operation.
  • the driving circuit 111 supplies the braking signal to the piezoelectric element 20 , and after stopping the supplying of the braking signal, the damping circuit 140 is connected to the piezoelectric element 20 .
  • Such a reverberation reduction operation makes it possible to quickly reduce reverberation (that is, to keep the reverberation time low).
  • the damping circuit 140 is connected to the piezoelectric element 20 during all or part of the second damping period (damping period; see FIG. 8).
  • the reception circuit 120 performs the reception operation. That is, the receiving circuit 120 generates a detection signal based on the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2 during the receiving period by performing predetermined signal processing for receiving on the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2 during the receiving period. do.
  • the control circuit 130 performs the above-described distance detection processing and approach detection processing based on the detection signal generated by the reception circuit 120 .
  • a braking period is set between the transmission period and the first braking period.
  • the length of this braking period determines the phase ⁇ of the braking signal. For example, if the length of the brake period is "1/(2f)" (that is, if it is half the reciprocal of the frequency f), or if it is "m/f+1/(2f)", then the phase ⁇ is 180° (m is any natural number).
  • the control circuit 130 sets the state of the drive circuit 111 to the first braking state or the second braking state during all or part of the braking period (see FIG. 4).
  • An operation of setting the state of the drive circuit 111 to the first brake state or the second brake state is called a brake operation.
  • FIG. 12 shows a timing chart of the detection unit operation according to the first embodiment.
  • the times t A1 , t A2 , t A3 , t A4 and t A5 shall be visited in that order.
  • Periods P A1 , P A2 , P A3 , P A4 , and P A5 in FIG. 12 are examples of the transmission period, braking period, first braking period, second braking period, and receiving period, respectively. The operation in each period will be specifically described below.
  • a period from time t A1 to time t A2 is a transmission period P A1 during which the driving signal is supplied from the driving circuit 111 to the piezoelectric element 20 .
  • the drive signal is supplied to the piezoelectric element 20 by the number of waves of the transmission wave.
  • the wave number of the transmitted wave in the transmission period P A1 matches the number of cycles of the drive signal in the transmission period P A1 (that is, the quotient obtained by dividing the length of the transmission period P A1 by the length of the cycle of the drive signal).
  • the number of transmitted waves in the transmission period P A1 has a predetermined value (for example, an integer of 2 or more) and is set based on data in a predetermined register of the storage circuit 131 .
  • the wave number of the transmitted wave is "4", but the wave number of the transmitted wave may be arbitrary (the same applies to other embodiments described later).
  • the transmission period P A1 ends.
  • the drive circuit 111 Before the time t A1 , the drive circuit 111 is maintained in the initial state for a certain period of time . is started (the same applies to other embodiments described later). In the example of FIG. 12, the all-off state is assumed as the initial state. Good (similarly for other embodiments described later).
  • a period from time t A2 to time t A3 is a braking period P A2 .
  • the drive circuit 111 is maintained in the first braking state (ie transistors M1H and M2H are kept off and transistors M1L and M2L are kept on).
  • time t A11 exists between time t A2 and time t A3
  • drive circuit 111 is maintained in the first braking state from time t A2 to time t A11
  • time t The drive circuit 111 is maintained in the fully off state from A11 to time tA3 .
  • the drive circuit 111 is maintained in the first braking state from time t A2 to time t A3 .
  • the drive circuit 111 is turned off until a predetermined minute time elapses from time t A2 , and the drive circuit 111 is turned off during a period from the time when the predetermined minute time has passed from time t A2 to time t A11 or t A3 .
  • a modification in which the first braking state is maintained is also possible.
  • a period from time t A3 to time t A4 is a first braking period P A3 during which a braking signal is supplied from the driving circuit 111 to the piezoelectric element 20 .
  • the braking signal is supplied to the piezoelectric element 20 by the number of waves of the braking wave.
  • the number of braking waves in the first braking period P A3 is obtained by dividing the number of periods of the braking signal in the first braking period P A3 (that is, the length of the first braking period P A3 by the length of the period of the braking signal). quotient).
  • the wave number of the braking wave in the first braking period P A3 has a predetermined value (for example, an integer of 2 or more) and is set based on data in a predetermined register of the storage circuit 131 .
  • the wave number of the braking wave is "2", but the wave number of the braking wave may be arbitrary (the same applies to other embodiments described later).
  • the first braking period P A3 ends when the length (2/f) of two cycles of the braking signal has elapsed from time t A3 (that is, at time t A4 ).
  • the supply of the braking signal to the piezoelectric element 20 is started by switching the state of the drive circuit 111 from the fully off state to the first application state at time t A3 . Therefore, the length of the braking period P A2 determines the phase ⁇ of the braking signal in the first braking period P A3 .
  • the period from time t A4 to time t A5 is the second braking period P A4 .
  • a method of continuously connecting the damping circuit 140 to the piezoelectric element 20 during the entire second damping period P A4 can also be adopted, but in the first embodiment, the damping circuit 140 is connected only during a part of the second damping period P A4 . are connected to the piezoelectric element 20 .
  • the control circuit 130 switches the state of the drive circuit 111 from the second application state to the all-off state at time t A4 , and then at time t A12 after a predetermined first predetermined time from time t A4 . , the state of the drive circuit 111 is switched from the fully off state to the first brake state.
  • the control circuit 130 switches the value of the control signal CNT2 from "0" to "1" at time tA13 , which is a second predetermined time after time tA12 .
  • the control circuit 130 connects the damping circuit 140 to the piezoelectric element 20 by switching the switches 151 and 152 from off to on at time t A13 .
  • the state in which the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20 are disconnected changes to the state in which the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20 are connected at time t A13 .
  • the control circuit 130 switches the state of the drive circuit 111 from the first braking state to the fully off state at time t A14 after a predetermined third predetermined time from time t A13 .
  • control circuit 130 switches the state of the drive circuit 111 from the fully off state to the first braking state at time t A15 after time t A14 , and switches the state of the drive circuit 111 from the fully off state to the first braking state at time t A16 after a predetermined fourth predetermined time from time t A15 .
  • the value of the control signal CNT2 is switched from "1" to "0". That is, the control circuit 130 disconnects the damping circuit 140 from the piezoelectric element 20 by switching the switches 151 and 152 from ON to OFF at time t A16 .
  • the state in which the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20 are connected changes to the state in which the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20 are disconnected.
  • the control circuit 130 switches the state of the drive circuit 111 from the first brake state to the fully off state at time t A5 after a predetermined fifth predetermined time from time t A16 .
  • a predetermined potential for example, ground potential
  • the other is opened during the reception period P A5 starting at time t A5 . It is possible (the same may be applied to other embodiments described later). That is, for example, during the reception period P A5 , one of the transistors M2L and M1L may be turned on and the other may be turned off while the transistors M1H and M2H are turned off.
  • the voltage value VEV of the envelope signal obtained by the receiving circuit 120 decreases from time tA4 .
  • the control circuit 130 has a comparator (not shown) that compares the voltage value V EV with a predetermined threshold V TH and may set the time t A15 based on the comparison result of the comparator. That is, for example, the control circuit 130 sets the time t A15 to the time when the voltage value V EV transitions from a state higher than the predetermined threshold value V TH to a state lower than the predetermined threshold value V TH after the end of the first braking period PA3 .
  • the receiving circuit 120 generates a detection signal based on the voltage signal between the input terminals IN1 and IN2 during the reception period set after time t A5 , and the control circuit 130 performs the above-described distance detection based on the detection signal during the reception period. processing and proximity detection processing can be performed.
  • the control circuit 110 may switch the state of the drive circuit 111 to the first brake state immediately after the first drive signal P A3 ends. That is, the control circuit 110 may switch the state of the drive circuit 111 from the second application state to the first braking state at time t A4 (in this case, time t A4 and time t A12 indicate the same time). be interpreted as a thing).
  • FIG. 13 shows a timing chart according to a comparative example different from the first embodiment.
  • the drive circuit 111 is maintained in the fully off state between times tA2 and tA3 and between times tA4 and tA5 .
  • a braking period P A2 is provided after the transmission period P A1 and before the first braking period P A3 , and during the braking period P A2 the transistors M1L and M2L are turned on to perform a braking operation. Therefore, unlike the reference example of FIG. 13, the reverberation energy of the piezoelectric element 20 (that is, the accumulated mechanical energy of the piezoelectric element 20) is released to the pattern having the ground potential in the braking period P A2 , or the transistors M1L and M2L and the piezoelectric element 20 are discharged. The energy is consumed in a current loop passing through the element 20, thereby reducing the reverberation time of the piezoelectric element 20.
  • the damping signal is supplied from the drive circuit 111 to the piezoelectric element 20 after the supply of the drive signal to the piezoelectric element 20 is stopped, and the damping circuit 140 is connected to the piezoelectric element 20 after the supply of the braking signal is stopped ( This point also applies to the comparative example of FIG. 13). This is also expected to reduce reverberation quickly (that is, it is possible to keep the reverberation time low).
  • control circuit 130 executes damper connection control to connect the damping circuit 140 to the piezoelectric element 20 with a unique flow after stopping the supply of the braking signal to the piezoelectric element 20 . That is, in the damper connection control, the control circuit 130 according to the first embodiment starts the braking operation (t A12 ) before connecting the damping circuit 140 to the piezoelectric element 20, and connects the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20. After that, the braking operation is stopped and the drive circuit 111 is turned off (t A14 via t A13 ).
  • the pulse-like output accompanying the turning on of the switches 151 and 152 is Noise may be added to the piezoelectric element 20 to prolong the reverberation.
  • the damper connection control when the switches 151 and 152 are turned on, the potential at both ends of the piezoelectric element 20 is fixed to the ground potential, so the pulse-like noise accompanying the turn-on of the switches 151 and 152 is absorbed by the pattern having the ground potential. be done. As a result, superposition of noise on the piezoelectric element 20 is avoided, and an increase in reverberation time due to noise is avoided.
  • control circuit 130 executes damper disconnection control that disconnects the damping circuit 140 from the piezoelectric element 20 in a unique flow. That is, in the damper disconnection control, the control circuit 130 according to the first embodiment starts the braking operation (t A15 ) before disconnecting the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20, and disconnects the damping circuit 140 and the piezoelectric element 20. After disconnecting, brake operation is stopped (t A5 via t A16 ).
  • the pulse-like output accompanying the turn off of the switches 151 and 152 is Noise may be added to the piezoelectric element 20 to re-increase the reduced reverberation energy.
  • the potential at both ends of the piezoelectric element 20 is fixed to the ground potential when the switches 151 and 152 are turned off, so the pulse-like noise accompanying the turn-off of the switches 151 and 152 is absorbed by the pattern having the ground potential. be done. As a result, superposition of noise on the piezoelectric element 20 is avoided, and an increase in reverberation time due to noise is avoided.
  • a separation switch SW_L shown in FIG. 14 is added to the semiconductor device 10 in comparison with the first embodiment. That is, in the first embodiment, the sources of the transistors M1L and M2L are directly connected to the line LN1, whereas in the second embodiment, the node ND_L to which the sources of the transistors M1L and M2L are commonly connected and the line A separation switch SW_L is inserted between LN1 and . One end of the separation switch SW_L is connected to the node ND_L, and the other end of the separation switch SW_L is connected to the line LN1 to which the ground potential is applied.
  • the separation switch SW_L may be an arbitrary switching element, but here, the separation switch SW_L is configured with an N-channel MOSFET, and the N-channel MOSFET as the separation switch SW_L is also denoted by the symbol "SW_L ” is used to refer to the transistor SW_L. Turning on the separation switch SW_L and turning on the transistor SW_L are synonymous with each other, and turning off the separation switch SW_L and turning off the transistor SW_L are synonymous with each other.
  • the drain of transistor SW_L is connected to node ND_L, and the source of transistor SW_L is connected to line LN1 to which the ground potential is applied.
  • the gate driver 112 controls the gate potentials of the transistors M1H, M1L, M2H and M2L and SW_L according to the control signal CNT1 supplied from the control circuit 130, thereby turning the transistors M1H, M1L, M2H and M2L and SW_L on/off. Control the states individually.
  • FIG. 15 shows a timing chart of the detection unit operation according to the second embodiment.
  • the timing chart of FIG. 15 is obtained by adding state transitions of the separation switch SW_L to the timing chart of FIG. Except for the separation switch SW_L, the content and flow of the detection unit operation are as shown in the first embodiment, so in the second embodiment, unless necessary, only the operation of the separation switch SW_L will be described.
  • the separation switch SW_L is kept on until time t A2 and kept off during the braking period P A2 between times t A2 and t A3 .
  • the isolation switch SW_L is kept on during a first braking period P A3 between times t A3 and t A4 and a reception period P A5 after time t A5 .
  • the separation switch SW_L is turned on between times tA4 and tA12
  • the separation switch SW_L is turned off between times tA12 and tA5 .
  • the separation switch SW_L may be kept on during the entire second damping period P A4 between times t A4 and t A5 .
  • the separation switch SW_L is turned off when the braking operation is performed in the braking period P A2 (when both the transistors M1L and M2L are on).
  • a current loop is formed via the transistors M1L and M2L separated from the ground pattern and the piezoelectric element 20, and the current loop contains the reverberation energy of the piezoelectric element 20 (that is, the reverberation energy of the piezoelectric element 20).
  • the reverberation energy of the piezoelectric element 20 can be effectively consumed by the flow of current based on the accumulated mechanical energy.
  • the current based on the reverberant energy of the piezoelectric element 20 may flow into the ground pattern during the brake period P A2 depending on the relationship between the transistors M1L and M2L and the ground pattern.
  • Such current wraparound can somewhat degrade the effective reduction of reverberation, and can also have undesirable effects on other circuits connected to the ground trace. According to the second embodiment, these concerns are resolved.
  • the separation switch SW_L is turned off during the entire period during which the braking operation is performed during the braking period P A2 (the period during which both the transistors M1L and M2L are turned on). .
  • the separation switch SW_L may be kept off only during a part of the period during which the braking operation is performed. For example, as shown in FIG. 16, in the detection unit operation, the separation switch SW_L is kept on from time t A2 to time t A2 ' after a predetermined minute time, and from time t A2 ' to time t A3 thereafter. During this period, the separation switch SW_L may be kept off. After time t A3 , it is as described above.
  • the structures of the transistors M1L and M2L are changed so that the impedance between the first end and the second end of the piezoelectric element 20 (impedance at frequency f) and the total value of the on-resistances of the transistors M1L and M2L are the same. You may make it decide. As a result, the consumption of the reverberation energy of the piezoelectric element 20 due to the braking operation can be maximized, and the reverberation can be quickly reduced.
  • FIG. 17 shows a timing chart of the detection unit operation according to the third embodiment.
  • the drive circuit 111 is set and held in the second braking state (see FIG. 4) during braking.
  • the third embodiment is the same as the first embodiment, except that the state of the drive circuit 111 is changed from the first braking state to the second braking state in the braking operation based on the first embodiment.
  • the drive circuit 111 is maintained in the second braking state (that is, the transistors M1H and M2H are kept on and the transistors M1L and M2L are kept off) during all or part of the braking period P A2 . ). Therefore, in the first embodiment, the period during which the drive circuit 111 is set to the first braking state (the period between times tA2 and tA11 in the example of FIG. 12) in the braking period P A2 in the third embodiment. is replaced during the period in which the drive circuit 111 is set to the second brake state (the period between times t A2 and t A11 in the example of FIG. 17) (this replacement is referred to as first replacement).
  • the period during which the drive circuit 111 is set to the first braking state is the period during which the drive circuit 111 is set to the second brake state in the third embodiment (in the example of FIG. 17, the period between times tA12 and tA14 and the period between times tA15 and tA5 ).
  • this substitution is called the second substitution. That is, the damper connection control and damper disconnection control described in the first embodiment are also performed in the third embodiment. is set and held at
  • a fourth embodiment will be described.
  • the fourth embodiment is obtained by adding an applied technology to the third embodiment, and the description of the third embodiment is also applied to the fourth embodiment for matters not specifically described in the fourth embodiment.
  • the fourth embodiment is obtained by modifying the third embodiment in the same manner as the modification from the first embodiment to the second embodiment.
  • a separation switch SW_H shown in FIG. 18 is added to the semiconductor device 10 in comparison with the first and third embodiments. That is, in the first and third embodiments, the sources of the transistors M1H and M2H are directly connected to the line LN2. and the line LN2, a separation switch SW_H is inserted. One end of separation switch SW_H is connected to node ND_H, and the other end of separation switch SW_H is connected to line LN2 to which driving power supply voltage VDRV is applied.
  • the separation switch SW_H may be any switching element, but here, the separation switch SW_H is composed of a P-channel MOSFET, and the P-channel MOSFET as the separation switch SW_H is also denoted by the symbol "SW_H". ” is used to refer to the transistor SW_H. Turning on the separation switch SW_H and turning on the transistor SW_H are synonymous with each other, and turning off the separation switch SW_H and turning off the transistor SW_H are synonymous with each other.
  • the drain of transistor SW_H is connected to node ND_H, and the source of transistor SW_H is connected to line LN2 to which drive power supply voltage VDRV is applied.
  • the gate driver 112 controls the gate potentials of the transistors M1H, M1L, M2H and M2L, and SW_H according to the control signal CNT1 supplied from the control circuit 130, thereby turning the transistors M1H, M1L, M2H, M2L, and SW_H on/off. Control the states individually.
  • FIG. 19 shows a timing chart of the detection unit operation according to the fourth embodiment.
  • the state control (on/off control) of the separation switch SW_H in the fourth embodiment is the same as the state control (on/off control) of the separation switch SW_L in the second embodiment.
  • the description of SW_L state control also applies to the fourth embodiment. In this application, it is sufficient to replace the separation switch SW_L in the second embodiment with the separation switch SW_H in the fourth embodiment. Similar to the modification from FIG. 15 to FIG. 16 described in the second embodiment, modification from FIG. 19 to FIG. 20 is also possible.
  • the separation switch SW_H is turned off. is turned off.
  • the separation switch SW_H is kept on during the transmission period P A1 , the first braking period P A3 and the reception period P A5 .
  • the separation switch SW_H is turned off between times t A12 and t A5 , but the separation switch SW_H may be kept on throughout the second braking period P A4 .
  • the transistor M1H and The structure of M2H may be determined. As a result, the consumption of the reverberation energy of the piezoelectric element 20 due to the braking operation can be maximized, and the reverberation can be quickly reduced.
  • the ultrasonic sensor 1 can be mounted on any device.
  • one or more ultrasonic sensors 1 may be installed in a vehicle CR such as an automobile.
  • four ultrasonic sensors 1 are installed in the rear part of the vehicle body of the vehicle CR. example) can perform distance detection processing and approach detection processing.
  • the upper block 2 may be an ECU (Electronic Control Unit) mounted on the vehicle CR.
  • ECU Electronic Control Unit
  • N-channel FETs are changed to P-channel FETs, or P-channel FETs are changed to N-channel FETs.
  • the configuration of circuits containing FETs can be varied, as can any type of FET.
  • any of the transistors described above may be any type of transistor as long as there is no inconvenience.
  • any transistor described above as a MOSFET can be replaced with a junction FET, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or a bipolar transistor as long as it does not cause any inconvenience.
  • Any transistor has a first electrode, a second electrode and a control electrode.
  • a FET one of the first and second electrodes is the drain and the other is the source, and the control electrode is the gate.
  • an IGBT one of the first and second electrodes is the collector and the other is the emitter, and the control electrode is the gate.
  • a bipolar transistor not belonging to an IGBT one of the first and second electrodes is the collector and the other is the emitter and the control electrode is the base.
  • a semiconductor device (10; see FIG. 3) is capable of supplying a drive signal in an ultrasonic band to a piezoelectric element (20), and after stopping supply of the drive signal, the phase of the drive signal and A drive circuit (111) configured to be able to supply braking signals having different phases to the piezoelectric element; and a control circuit (130) configured to be able to control the drive circuit.
  • a full bridge circuit is provided between line 1 (LN1) and a second line (LN2) to which a potential higher than that of the first line is applied, based on the potential difference between the first line and the second line.
  • the driving signal and the braking signal can be supplied to the piezoelectric element using the full bridge circuit, and the full bridge circuit includes a first switch (M1H) provided on the second line side and the first switch (M1H) provided on the side of the second line.
  • the control circuit causes the drive circuit to perform a braking operation after stopping supply of the drive signal to the piezoelectric element and before supplying the braking signal to the piezoelectric element. (see FIG. 12 or 17), and in the braking operation, the first switch and the third switch are turned off and the second switch and the fourth switch are turned on, or the first switch and the third switch are turned on and the second switch and the fourth switch are turned off (first configuration).
  • the reverberant energy of the piezoelectric element based on the drive signal (that is, the accumulated mechanical energy of the piezoelectric element) is released to the pattern of the first or second line, or via the second and fourth switches and the piezoelectric element. or the current loop passing through the first and third switches and the piezoelectric element, thereby reducing the reverberation time of the piezoelectric element.
  • a separation switch SW_L inserted between a connection node between the second switch and the fourth switch and the first line is further provided.
  • the control circuit keeps the separation switch ON during the period of supplying the driving signal to the piezoelectric element and the period of supplying the braking signal to the piezoelectric element, and the braking operation causes the first switch and the third switch to close.
  • a configuration may be employed in which the separation switch is kept off during at least part of the period in which the second switch and the fourth switch are off and the second switch and the fourth switch are on.
  • a current loop is formed through the piezoelectric element and the second and fourth switches isolated from the first line, and the reverberation energy of the piezoelectric element (ie, the piezoelectric element) is formed in the current loop.
  • the reverberation energy of the piezoelectric element can be effectively consumed by the flow of current based on the accumulated mechanical energy of the element.
  • a separation switch (SW_H) inserted between a connection node between the first switch and the third switch and the second line is further provided.
  • the control circuit keeps the separation switch ON during the period of supplying the driving signal to the piezoelectric element and the period of supplying the braking signal to the piezoelectric element, and the braking operation causes the first switch and the third switch to close.
  • a configuration (third configuration) may be employed in which the separation switch is kept off during at least a part of the period in which the second switch and the fourth switch are on and the second switch and the fourth switch are off.
  • a current loop is formed via the piezoelectric element and the first and third switches isolated from the second line, and the reverberation energy of the piezoelectric element (i.e., piezoelectric).
  • the reverberation energy of the piezoelectric element can be effectively consumed by the flow of current based on the accumulated mechanical energy of the element.
  • the semiconductor device comprises a damping circuit (140) having a resistive load (141) and an inductive load (142), wherein the control circuit a configuration configured so that the damping circuit can be connected to the piezoelectric element after the braking signal is supplied from the driving circuit to the piezoelectric element through the braking operation after stopping the supply of the driving signal to the piezoelectric element; (Fourth configuration).
  • the reverberation of the piezoelectric element can be reduced.
  • the damping signal is effective in reducing reverberation in areas where the reverberation amplitude (amplitude of the piezoelectric element due to reverberation) is high, but when the reverberation amplitude decreases, the damping signal itself becomes a factor of new reverberation. Sometimes.
  • the reverberation can be reduced through absorption of mechanical energy by the piezoelectric element.
  • a resistive load or an inductive load exhibits a relatively high reverberation reduction effect when the reverberation amplitude is small, but the reverberation reduction effect is relatively low when the reverberation amplitude is large due to circuit voltage restrictions, etc. has now been obtained by the inventor.
  • reverberation can be quickly reduced (that is, reverberation time can be kept low).
  • the control circuit connects the damper after stopping the supply of the braking signal to the piezoelectric element (after tA4 ).
  • the damper connection control the braking operation is started before the damping circuit is connected to the piezoelectric element, and the braking operation is started after the damping circuit and the piezoelectric element are connected.
  • a configuration (fifth configuration) in which the first to fourth switches are all turned off by stopping may be employed.
  • damper connection control According to the damper connection control, superimposition of noise on the piezoelectric element that may occur when the damping circuit and the piezoelectric element are switched from the disconnected state to the connected state is avoided. As a result, an increase in reverberation time due to noise is avoided.
  • the control circuit controls the damper after stopping the supply of the braking signal to the piezoelectric element (after tA4 ).
  • damper disconnection control can be executed, and in the damper disconnection control, before disconnection between the damping circuit and the piezoelectric element.
  • a configuration (sixth configuration) may be employed in which the braking operation is started, and after disconnection between the damping circuit and the piezoelectric element is stopped, the braking operation is stopped.
  • damper disconnection control According to the damper disconnection control, superimposition of noise on the piezoelectric element that may occur when the damping circuit and the piezoelectric element are switched from the connected state to the disconnected state is avoided. As a result, an increase in reverberation time due to noise is avoided.
  • the damping circuit may have a configuration (seventh configuration) in which the resistive load and the inductive load are connected in parallel.
  • An ultrasonic sensor includes a semiconductor device according to any one of the first to seventh configurations, and a piezoelectric element connected to the semiconductor device (eighth configuration). .

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Abstract

半導体装置では、駆動回路より圧電素子に超音波帯域の駆動信号を供給した後、ブレーキ動作を経て、駆動信号の位相と異なる位相を有する制動信号を圧電素子に供給する。駆動回路は第１ライン及び第２ライン間に設けられたフルブリッジ回路を備える。ブレーキ動作では、フルブリッジ回路における第１ライン側の２つのスイッチをオンとする、又は、フルブリッジ回路における第２ライン側の２つのスイッチをオンとする。

Description

半導体装置及び超音波センサ
　本開示は、半導体装置及び超音波センサに関する。
　圧電素子を備えた超音波センサが様々な用途で利用されている。超音波センサでは、圧電素子を駆動することで送信波信号を送信し、反射波信号を受信することで物体の距離検出又は接近検出を行う（例えば特許文献１参照）。
特開２０１８－９６７５２号公報
　送信波信号を送信するための駆動信号の圧電素子への供給を停止した後も、圧電素子は自身が蓄積した機械エネルギに基づき、暫くの間、振動を継続する。駆動信号の供給停止後の圧電素子の振動は残響と称される。残響が継続する時間（残響時間）が長いと至近距離の物体の検出等が困難になる。このため、残響時間を有効に低減しうる技術の開発が期待される。
　本開示は、残響時間の低減に寄与する半導体装置及び超音波センサを提供することを目的とする。
　本開示に係る半導体装置は、圧電素子に超音波帯域の駆動信号を供給可能であって、前記駆動信号の供給停止後に前記駆動信号の位相と異なる位相を有する制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成された駆動回路と、前記駆動回路を制御可能に構成された制御回路と、を備え、前記駆動回路は、第１ラインと前記第１ラインよりも高い電位が加わるべき第２ラインとの間に設けられたフルブリッジ回路を備え、前記第１ライン及び前記第２ライン間の電位差に基づき前記フルブリッジ回路を用いて前記駆動信号及び前記制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成され、前記フルブリッジ回路は、前記第２ライン側に設けられた第１スイッチと前記第１ライン側に設けられた第２スイッチとの直列回路、及び、前記第２ライン側に設けられた第３スイッチと前記第１ライン側に設けられた第４スイッチとの直列回路を有して、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチ間の接続ノード、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチ間の接続ノードを、夫々、前記圧電素子の第１端、第２端に接続可能に構成され、前記制御回路は、前記圧電素子への前記駆動信号の供給を停止してから前記制動信号を前記圧電素子に供給する前にブレーキ動作を前記駆動回路に行わせることが可能に構成され、前記ブレーキ動作では、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオフ且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオンとされる、又は、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオン且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオフとされる。
　本開示によれば、残響時間の低減に寄与する半導体装置及び超音波センサを提供することが可能となる。
図１は、本開示の実施形態に係る超音波センサの全体構成図である。 図２は、本開示の実施形態に係り、超音波センサにおける出力波信号及び反射波信号の関係を示す図である。 図３は、本開示の実施形態に係り、超音波センサを構成する半導体装置の内部構成を示す図である。 図４は、本開示の実施形態に係り、駆動回路がとり得る複数の状態を示す図である。 図５は、本開示の実施形態に係り、受信信号に基づく増幅電圧信号と包絡線信号との関係を示す図である。 図６は、本開示の実施形態に係り、ダンピング回路の内部構成例を示す図である。 図７は、本開示の実施形態に係り、半導体装置により検出単位動作が繰り返し実行される様子を示す図である。 図８は、本開示の実施形態に係り、検出単位動作が行われる期間の構成を示す図である。 図９は、本開示の実施形態に係り、送信期間における各スイッチの状態と駆動信号の波形を示す図である。 図１０は、本開示の実施形態に係り、第１制動期間における各スイッチの状態と制動信号の波形を示す図である。 図１１は、本開示の実施形態に係り、駆動信号と制動信号の位相関係を示す図である。 図１２は、本開示の実施形態に属する第１実施例に係り、検出単位動作のタイミングチャートである。 図１３は、比較例に係る検出単位動作のタイミングチャートである。 図１４は、本開示の実施形態に属する第２実施例に係り、駆動回路及びその周辺回路を示す図である。 図１５は、本開示の実施形態に属する第２実施例に係り、検出単位動作のタイミングチャートである。 図１６は、本開示の実施形態に属する第２実施例に係り、検出単位動作の変形タイミングチャートである。 図１７は、本開示の実施形態に属する第３実施例に係り、検出単位動作のタイミングチャートである。 図１８は、本開示の実施形態に属する第４実施例に係り、駆動回路及びその周辺回路を示す図である。 図１９は、本開示の実施形態に属する第４実施例に係り、検出単位動作のタイミングチャートである。 図２０は、本開示の実施形態に属する第４実施例に係り、検出単位動作の変形タイミングチャートである。 図２１は、本開示の実施形態に係り、複数の超音波センサが搭載された車両の概略上面視図である。
　以下、本開示の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、素子又は部位等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、素子又は部位等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“１４０”によって参照されるダンピング回路は（図３参照）、ダンピング回路１４０と表記されることもあるし、回路１４０と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。
　まず、本開示の実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。ラインとは電気信号が伝播又は印加される配線を指す。グランドとは、基準となる０Ｖ（ゼロボルト）の電位を有する基準導電部を指す又は０Ｖの電位そのものを指す。基準導電部は金属等の導体にて形成される。０Ｖの電位をグランド電位と称することもある。本開示の実施形態において、特に基準を設けずに示される電圧はグランドから見た電位を表す。
　ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通している状態を指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通となっている状態（遮断状態）を指す。ＦＥＴに分類されないトランジスタについても同様である。ＭＯＳＦＥＴは、特に記述無き限り、エンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであると解される。ＭＯＳＦＥＴは“metal-oxide-semiconductor  field-effect  transistor”の略称である。
　任意のスイッチを１以上のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）にて構成することができ、或るスイッチがオン状態のときには当該スイッチの両端間が導通する一方で或るスイッチがオフ状態のときには当該スイッチの両端間が非導通となる。以下、任意のトランジスタ又はスイッチについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。任意の回路素子、配線（ライン）、ノードなど、回路を形成する複数の部位間についての接続とは、特に記述なき限り、電気的な接続を指すと解して良い。
　図１に本開示の実施形態に係る超音波センサ１の全体構成を示す。図１には、超音波センサ１に接続される上位ブロック２と、超音波センサ１から物理的に分離した位置に存在する検出対象物ＯＢＪも示されている。超音波センサ１は、超音波センサ用の半導体集積回路から成る半導体装置１０と、圧電素子２０と、コンデンサ３１及び３２と、を備えて構成される。図１には半導体装置１０の内部構成の一部のみが図示されている。
　超音波センサ１は、超音波センサ１の外部空間に向けて（超音波センサ１から離れる向きに）超音波帯域の出力波信号Ｗ１を送信する。出力波信号Ｗ１が検出対象物ＯＢＪにて反射することで反射波信号Ｗ２が生成される。反射波信号Ｗ２は超音波センサ１にて受信される。超音波センサ１は反射波信号Ｗ２の受信信号に基づいて検出対象物ＯＢＪの距離の検出及び検出対象物ＯＢＪの接近検出等を行う。超音波帯域は、人間の耳に聞こえる音波の帯域よりも高い周波数帯域であって且つ人間の耳に聞こえない周波数帯域を指し、一般には２０ｋＨｚ以上の帯域を指す。例えば、出力波信号Ｗ１は３０ｋＨｚ～８０ｋＨｚの範囲内の周波数を持つ。出力波信号Ｗ１及び反射波信号Ｗ２は共に超音波信号に属する。
　圧電素子２０は第１端及び第２端を有する。圧電素子２０は第１端及び第２端間に印加される電圧信号に応じて自身に機械的変位（振動）を生じさせ、自身の機械的変位により出力波信号Ｗ１を発生させる。故に、圧電素子２０は出力波信号Ｗ１の送波器として機能する。また、圧電素子２０は、自身に加わる機械的変位（振動）に応じて第１端及び第２端間に起電力を生じさせる特性を持ち、反射波信号Ｗ２の受波器としても機能する。
　半導体装置１０は、圧電素子２０を用いて出力波信号Ｗ１の送信動作と反射波信号Ｗ２の受信動作を行う。以下、出力波信号Ｗ１の送信動作と反射波信号Ｗ２の受信動作を合わせたものを、送受信動作と称することがある。半導体装置１０は、送信回路１１、受信回路１２及び制御回路１３を備える。半導体装置１０は、半導体集積回路を樹脂にて構成された筐体（パッケージ）内に封入することで形成された電子部品であり、半導体装置１０を構成する各回路が半導体にて集積化されている。半導体装置１０としての電子部品の筐体には、半導体装置１０の外部に対し筐体から露出した外部端子が複数設けられている。半導体装置１０に設けられる複数の外部端子の一部として、図１には、出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２と入力端子ＩＮ１及びＩＮ２が示される。半導体装置１０の外部において、出力端子ＤＲＶ１は圧電素子２０の第１端に接続され、出力端子ＤＲＶ２は圧電素子２０の第２端に接続される。また、半導体装置１０の外部において、入力端子ＩＮ１はコンデンサ３１を介して圧電素子２０の第１端に接続され、入力端子ＩＮ２はコンデンサ３２を介して圧電素子２０の第２端に接続される。尚、コンデンサ３１及び３２は半導体装置１０に内蔵されていても良い。
　送信回路１１は、出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２間に外部接続された圧電素子２０を用いて出力波信号Ｗ１を送信する。受信回路１２は、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間に外部接続された圧電素子２０を用いて超音波帯域の入力波信号を受信する。受信されるべき主たる入力波信号は出力波信号Ｗ１に基づく反射波信号Ｗ２である。このように、本実施形態では、出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２間と入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間とに共通の圧電素子２０が外部接続されており、共通の圧電素子２０が送受波器として送信回路１１及び受信回路１２にて共用される。
　但し、変形例として、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間に、圧電素子２０とは異なる他の圧電素子（不図示）を外部接続するようにしても良い（この場合、当該他の圧電素子も超音波センサ１の構成要素に含まれる）。或いは、共通の圧電素子２０を送信回路１１及び受信回路１２にて共用する場合において、出力端子ＤＲＶ１及び入力端子ＩＮ１を１つの第１入出力端子にて実現すると共に出力端子ＤＲＶ２及び入力端子ＩＮ２を１つの第２入出力端子にて実現し、第１及び第２入出力端子を送信回路１１と受信回路１２の双方に並列接続しておいても良い（この場合には、第１入出力端子及び第２入出力端子と受信回路１２との間にコンデンサ３１及び３２を挿入して良い）。受信回路１２は、圧電素子２０又は上記他の圧電素子を用いて超音波帯域の入力波信号を受信し、受信した信号に対して所定の受信用信号処理を実行する。
　制御回路１３は送信回路１１及び受信回路１２を制御する。制御回路１３は、送信回路１１を制御することを通じ送信回路１１を用いて圧電素子２０から出力波信号Ｗ１を送信させる。また、制御回路１３は、受信回路１２の受信信号（受信回路１２が受信した入力波信号）に基づき、検出対象物ＯＢＪの距離の検出及び検出対象物ＯＢＪの接近検出等を行う。
　図２は超音波センサ１による送受信動作を示す図である。制御回路１３は距離検出処理及び接近検出処理を行うことができる。距離検出処理において、制御回路１３は、時刻ｔ１にて出力波信号Ｗ１を送信してから時刻ｔ２にて反射波信号Ｗ２を受信するまでの時間の長さ（即ち時刻ｔ１及びｔ２間の長さ）を測定することにより、超音波センサ１と検出対象物ＯＢＪとの距離を算出する。時刻ｔ１は送信回路１１及び圧電素子２０を用いた出力波信号Ｗ１の送信開始時刻を表し、時刻ｔ２は受信回路１２及び圧電素子２０を用いた反射波信号Ｗ２の受信開始時刻を表す。接近検出処理において、制御回路１３は、反射波信号Ｗ２の受信有無に基づき検出対象物ＯＢＪの接近検出を行う。より具体的には例えば、接近検出処理において、制御回路１３は、時刻ｔ１にて出力波信号Ｗ１を送信してから所定時間が経過するまでに反射波信号Ｗ２を受信した場合には超音波センサ１に対して（例えば超音波センサ１が搭載された車両に対して）検出対象物ＯＢＪが接近していると判定し、そうでない場合には、超音波センサ１に対して（例えば超音波センサ１が搭載された車両に対して）検出対象物ＯＢＪが接近していないと判定する。
　制御回路１３は図１に示される上位ブロック２と双方向通信が可能な形態で接続されている。上位ブロック２は、半導体装置１０に所定のコマンドを送信することで半導体装置１０に様々な指示を与えることができ、半導体装置１０は上位ブロック２からのコマンドに従った各種の動作及び処理を行う。距離検出処理及び接近検出処理の結果は半導体装置１０から上位ブロック２に送信される。上位ブロック２はマイクロコンピュータ等から成る。超音波センサ１及び上位ブロック２が自動車等の車両に搭載される場合、上位ブロック２はＥＣＵ（Electronic　Control  Unit）であって良い。尚、時刻ｔ１及びｔ２間の長さの測定、その測定結果に基づく超音波センサ１及び検出対象物ＯＢＪ間の距離の算出、並びに、超音波センサ１に対する（例えば超音波センサ１が搭載された車両に対する）検出対象物ＯＢＪの接近有無の判定は、上位ブロック２にて行われるものであっても良い。この場合には、例えば、図２の信号６０２のような、出力波信号Ｗ１を送信している期間と反射波信号Ｗ２を受信している期間とを示す信号を、制御回路１３から上位ブロック２に送信すれば良い。
　図３に半導体装置１０の内部構成図を示す。半導体装置１０は、駆動回路１１１、ゲートドライバ１１２、受信回路１２０及び制御回路１３０を備える。駆動回路１１１及びゲートドライバ１１２により図１の送信回路１１が構成される。受信回路１２０は図１の受信回路１２に相当し、上述の受信回路１２の機能を備える。制御回路１３０は図１の制御回路１３に相当し、上述の制御回路１３の機能を備える。半導体装置１０は、更に、ダンピング回路１４０と、スイッチ回路１５０と、内部電源回路１６０を備える。
　駆動回路１１１は４つのスイッチング素子（スイッチ）としてトランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌを備える。トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２ＨはＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２ＬはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＭ１Ｈ及びＭ１Ｌは互いに直列接続されて第１ハーフブリッジ回路（第１直列回路）を構成し、トランジスタＭ２Ｈ及びＭ２Ｌは互いに直列接続されて第２ハーフブリッジ回路（第２直列回路）を構成する。第１及び第２ハーフブリッジ回路によりフルブリッジ回路（Ｈブリッジ回路）が構成される。トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈの各ソースはラインＬＮ２に接続される。ラインＬＮ２には所定の正の直流電圧値を有する駆動電源電圧ＶＤＲＶが加わる。トランジスタＭ１Ｈ及びＭ１Ｌの各ドレインはラインＬＮ１０に共通接続され、ラインＬＮ１０を通じて出力端子ＤＲＶ１に接続される。トランジスタＭ２Ｈ及びＭ２Ｌの各ドレインはラインＬＮ２０に共通接続され、ラインＬＮ２０を通じて出力端子ＤＲＶ２に接続される。トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌの各ソースはラインＬＮ１に接続される。ラインＬＮ１にはグランド電位が加わる。上述したように、出力端子ＤＲＶ１及び入力端子ＩＮ１が半導体装置１０の外部において圧電素子２０の第１端に接続され、出力端子ＤＲＶ２及び入力端子ＩＮ２が半導体装置１０の外部において圧電素子２０の第２端に接続される（但し、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２はコンデンサ３１及び３２を介して圧電素子２０の第１端及び第２端に接続される）。尚、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２ＨをＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成する変形も可能である（この場合、駆動電源電圧ＶＤＲＶよりも高い電圧を生成する回路が追加される）。
　ゲートドライバ１１２は、ラインＬＮ２に加わる駆動電源電圧ＶＤＲＶを正側の電源電圧として且つラインＬＮ１に加わるグランドの電圧（０Ｖ）を負側の電源電圧として用いて駆動する。ゲートドライバ１１２は、制御回路１３０から供給される制御信号ＣＮＴ１に従ってトランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌの各ゲート電位を制御することにより、トランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌのオン／オフ状態を個別に制御する。トランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌの各ゲート電位の制御により、駆動回路１１１の状態は図４の状態６１１～６１５の何れかに設定され得る。尚、駆動回路１１１は、状態６１１～６１５の何れとも異なる状態をとりえて良い。
　状態６１１は第１印加状態である。第１印加状態では、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｌがオン状態且つトランジスタＭ２Ｈ及びＭ１Ｌがオフ状態である。状態６１２は第２印加状態である。第２印加状態では、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｈがオン状態且つトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｌがオフ状態である。状態６１３は全オフ状態である。全オフ状態では、トランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌが全てオフ状態である。状態６１４は第１ブレーキ状態である。第１ブレーキ状態では、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌがオン状態且つトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈがオフ状態である。状態６１５は第２ブレーキ状態である。第２ブレーキ状態では、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌがオフ状態且つトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈがオン状態である。
　受信回路１２０は、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２に接続され、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間に加わる電圧信号を受ける。故に、圧電素子２０にて反射波信号Ｗ２が受信されたとき、反射波信号Ｗ２に基づき圧電素子２０の第１端及び第２端間に生じる電圧信号が入力端子ＩＮ１及びＩＮ２を通じて受信回路１２０に入力される。受信回路１２０は、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号に対して所定の受信用信号処理を施すことで、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号に基づく検波信号を生成する。受信用信号処理は、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号より直流成分を除去する直流除去処理、直流除去処理後の電圧信号を増幅する増幅処理、及び、増幅処理後の電圧信号（以下、増幅電圧信号と称する）の包絡線を検出する包絡線検出処理などを含む。受信信号１２０にて生成される検波信号に包絡線信号が含まれる。但し、図３に示す如く、入力端子ＩＮ１及びＩＮ２と圧電素子２０との間にコンデンサ３１及び３２が設けられている場合には、受信用信号処理の段階での直流除去処理を省略できる。図５において、実線波形６３１は増幅電圧信号の波形であり、破線波形６３２は包絡線信号の波形である。包絡線信号は、増幅電圧信号の振幅の大きさを電圧値として持つ電圧信号である。故に、包絡線信号は、受信回路１２０の受信信号（即ち入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号）の振幅に比例する電圧値（以下、電圧値ＶEVと称する）を有する。
　制御回路１３０は、受信回路１２０にて生成された検波信号に基づき上述の距離検出処理及び接近検出処理を行う他、半導体装置１０内の各部位の動作を統括的に制御する。この制御の中で、制御回路１３０は、制御信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２及びＣＮＴADJの生成及び出力を行う。また、制御回路１３０は記憶回路１３１を備える。記憶回路１３１には、不揮発性メモリと揮発性メモリとが設けられる。記憶回路１３１における不揮発性メモリは、１回のみデータを書き込み可能なメモリ（One  Time  Programmable  ROM）又はデータの書き換えが可能なメモリを含む。記憶回路１３１における揮発性メモリはレジスタを含む。
　ダンピング回路１４０は、抵抗成分１４１、誘導成分１４２及びバイアス供給回路１４３を備える。抵抗成分１４１及び誘導成分１４２は、圧電素子２０の残響を低減するために利用される素子であって、圧電素子２０の負荷として機能する。このため、抵抗成分１４１及び誘導成分１４２を、以下、夫々、抵抗負荷１４１及び誘導負荷１４２と称する。抵抗負荷１４１及び誘導負荷１４２は互いに並列接続され、抵抗負荷１４１及び誘導負荷１４２の並列回路はラインＬＮ１２及びＬＮ２２間に接続される。バイアス供給回路１４３はラインＬＮ２２に対して所定の直流のバイアス電圧（例えば２Ｖ）を供給する。抵抗負荷１４１の抵抗値が可変となるよう抵抗負荷１４１が形成されると共に、誘導負荷１４２のインダクタンス値が可変となるよう誘導負荷１４２が形成される。制御回路１３０からの制御信号ＣＮＴADJに従って抵抗負荷１４１の抵抗値及び誘導負荷１４２のインダクタンス値が可変設定される。
　スイッチ回路１５０はスイッチ１５１及び１５２を備える。スイッチ回路１５０における各スイッチを１以上のＭＯＳＦＥＴにて構成することができる。スイッチ回路１５０における各スイッチはアナログ信号を伝搬可能なバススイッチであって良い。スイッチ１５１の第１端はラインＬＮ１０に接続され、スイッチ１５１の第２端はラインＬＮ１２に接続される。スイッチ１５２の第１端はラインＬＮ２０に接続され、スイッチ１５２の第２端はラインＬＮ２２に接続される。スイッチ１５１及び１５２は制御回路１３０から供給される制御信号ＣＮＴ２に基づいてオン状態又はオフ状態に制御される。制御信号ＣＮＴ２は“０”又は“１”の値を持つ二値化信号である。制御信号ＣＮＴ２が“１”の値を持つとき、スイッチ１５１及び１５２は共にオン状態とされ、制御信号ＣＮＴ２が“０”の値を持つとき、スイッチ１５１及び１５２は共にオフ状態とされる。
　内部電源回路１６０は図示されない外部電源装置から半導体装置１０に供給される電源電圧ＶＣＣに基づいて、駆動電源電圧ＶＤＲＶ及び内部電源電圧ＶＤＤを含む複数の電源電圧を生成する。半導体装置１０内の各回路は内部電源回路１６０にて生成された何れかの電源電圧に基づいて駆動する。例えば制御回路１３０及びダンピング回路１４０は内部電源電圧ＶＤＤに基づいて駆動して良い。ここで、駆動電源電圧ＶＤＲＶ及び内部電源電圧ＶＤＤは共に正の直流電圧値を有するが、内部電源電圧ＶＤＤは駆動電源電圧ＶＤＲＶよりも小さい。例えば、駆動電源電圧ＶＤＲＶは３６Ｖ又は７２Ｖであるのに対し、内部電源電圧ＶＤＤは３Ｖ又は５Ｖである。
　図６にダンピング回路１４０の具体的な構成例を示す。半導体装置１０内で誘導負荷１４２のインダクタンス値を任意に変更できるよう疑似的なインダクタにて誘導負荷１４２を形成する。図６ではＧＩＣ（Generalized  Inpedance　Converter）回路により誘導負荷１４２を形成している。具体的には、図６の誘導負荷１４２は、オペアンプ１４２ａ及び１４２ｂと、固定抵抗１４２ｃ及び１４２ｅと、可変抵抗１４２ｄ及び１４２ｇと、コンデンサ１４２ｆと、を備えて構成される。固定抵抗１４２ｃ及び１４２ｅは各々に固定された抵抗値を有する。これに対し、可変抵抗１４２ｄ及び１４２ｇの抵抗値は、抵抗負荷１４１の抵抗値と同様に、制御回路１３０からの制御信号ＣＮＴADJに応じ、独立して変更可能とされる。可変抵抗１４２ｄ及び１４２ｇの抵抗値の変化により、ラインＬＮ１２及びＬＮ２２間に接続される誘導負荷１４２のインダクタンス値が変化する。
　固定抵抗１４２ｃの第１端はラインＬＮ１２とオペアンプ１４２ａの非反転入力端子に共通接続される。抵抗１４２ｃの第２端は可変抵抗１４２ｄの第１端とオペアンプ１４２ｂの出力端子に共通接続される。可変抵抗１４２ｄの第２端はオペアンプ１４２ａ及び１４２ｂの各反転入力端子と固定抵抗１４２ｅの第１端に共通接続される。固定抵抗１４２ｅの第２端はオペアンプ１４２ａの出力端子とコンデンサ１４２ｆの第１端に共通接続される。コンデンサ１４２ｆの第２端は可変抵抗１４２ｇの第１端とオペアンプ１４２ｂの非反転入力端子に共通接続される。可変抵抗１４２ｇの第２端はラインＬＮ２２に接続される。スイッチ１５１及び１５２がオンである期間においてＧＩＣ回路が圧電素子２０にとって誘導性の負荷として機能するよう、オペアンプ１４２ａ及び１４２ｂの電源電圧が定められている。
　また、図６に示す如く、スイッチ１５１及び１５２の夫々をＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて構成することができる。この場合、スイッチ１５１としてのＭＯＳＦＥＴにおいてドレインがラインＬＮ１０に接続される一方でソースがラインＬＮ１２に接続され、且つ、スイッチ１５２としてのＭＯＳＦＥＴにおいてドレインがラインＬＮ２０に接続される一方でソースがラインＬＮ２２に接続される。そして、スイッチ１５１及び１５２としての各ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し共通の制御信号ＣＮＴ２が入力されることで、スイッチ１５１及び１５２がオン状態又はオフ状態となる。尚、スイッチ１５１及び１５２の構成は図６に示されたものに限定されず、任意であって良い。
　図７を参照し、半導体装置１０では、上位ブロック２からのコマンドに応じて、制御回路１３０の制御の下、検出単位動作を１以上行うことができる。各検出単位動作において距離検出処理及び接近検出処理が行われる。図７では、複数の検出単位動作が、順次、繰り返し実行される様子が示されている。
　各検出単位動作が行われる期間を検出単位期間と称する。図８に示す如く、各検出単位期間は、送信期間、ブレーキ期間、第１制動期間、第２制動期間及び受信期間に大別される。各検出単位期間において、送信期間、ブレーキ期間、第１制動期間、第２制動期間及び受信期間が、この順番で訪れる。尚、第１制動期間をダンピングパルス期間と称することもでき、第２制動期間をダンピング期間と称することもできる。
　送信期間は出力波信号Ｗ１を送信する期間である。図９に、送信期間における駆動回路１１１内の各スイッチの状態と送信期間にて駆動回路１１１から圧電素子２０に供給される駆動信号の波形６５０を示す。制御回路１３０の制御の下、送信期間において、駆動回路１１１の状態は第１印加状態及び第２印加状態間で交互に且つ周期的に切り替わる。駆動信号は、送信期間において出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２間に加わる電圧信号に相当し、ここでは、出力端子ＤＲＶ２の電位から見た出力端子ＤＲＶ１の電位を有する電圧信号であるとする。故に、送信期間において、駆動信号は周波数ｆを持つ矩形波信号となり、駆動信号の最小値及び最大値間の電圧差は駆動電源電圧ＶＤＲＶの２倍となる。
　圧電素子２０に対する駆動信号の供給を経て駆動信号の供給を停止した後、圧電素子２０は送信期間中に自身が蓄積した機械エネルギに基づき、暫くの間、振動を継続する。駆動信号の供給停止後の圧電素子２０の振動は残響と称される。残響が継続する時間を残響時間と称する。残響時間が長いと至近距離の物体の検出等が困難になる。圧電素子２０に対する駆動信号の供給停止後、駆動信号の位相と逆位相の信号を圧電素子２０に供給することで残響時間を低減できる。本実施形態では、圧電素子２０に対する駆動信号の供給停止後、駆動信号の位相とは異なる位相を有する信号を制動信号として駆動回路１１１から圧電素子２０に供給し、これによって残響時間の低減を図る。第１制動期間（図８参照）は制動信号が圧電素子２０に供給される期間に相当する。
　図１０に、第１制動期間における駆動回路１１１内の各スイッチの状態と第１制動期間にて駆動回路１１１から圧電素子２０に供給される制動信号の波形６６０を示す。制御回路１３０の制御の下、第１制動期間において、駆動回路１１１の状態は第１印加状態及び第２印加状態間で交互に且つ周期的に切り替わる。制動信号は、第１制動期間において出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２間に加わる電圧信号に相当し、ここでは、出力端子ＤＲＶ２の電位から見た出力端子ＤＲＶ１の電位を有する電圧信号であるとする。故に、第１制動期間において、制動信号は周波数ｆを持つ矩形波信号となり、制動信号の最小値及び最大値間の電圧差は駆動電源電圧ＶＤＲＶの２倍となる。制動信号の周波数ｆは駆動信号の周波数ｆと同じである。
　図１１に駆動信号及び制動信号の波形６５０及び６６０を示す。駆動信号及び制動信号が同時に圧電素子２０に供給されることは無いが、それらの位相関係を示すために、図１１では、便宜上、駆動信号及び制動信号の波形６５０及び６６０を上下方向に並べて示している。駆動信号の位相を基準とする制動信号の位相を記号“φ”にて参照する。ここでは、駆動信号に対して制動信号の位相が遅れていると考え、駆動信号に対する制動信号の位相の遅れの量が位相φであるとする。
　位相φは１８０°又はそれに近い値（角度）を持つと良い。記憶回路１３１内の保存データ等に基づき、位相φ、並びに、抵抗負荷１４１の抵抗値及び誘導負荷１４２のインダクタンス値が適正に設定された状態で各検出単位動作が行われる。
　制動信号はダンピングパルス信号と称されることもある。ダンピングパルス信号は残響の振幅（残響による圧電素子２０の振幅）が高い領域において残響を低減するために有効であるが、残響の振幅が低下してくると、ダンピングパルス信号自体が新たな残響の要因となることがある。他方、駆動信号の供給停止後に抵抗負荷又は誘導負荷を圧電素子２０に接続することでも圧電素子２０の機械エネルギの吸収を通じて残響の低減が図られる。ここで、抵抗負荷又は誘導負荷は残響の振幅が小さいとき相対的に高い残響低減効果を奏する一方で、回路の電圧制約等により残響の振幅が大きいときには残響低減効果が相対的に低くなるという知見が、今回、発明者により得られた。
　この知見に基づき、発明者らは、以下に示す残響低減動作を開発した。残響低減動作では、圧電素子２０への駆動信号の供給停止後に制動信号を駆動回路１１１より圧電素子２０に供給させ、制動信号の供給停止後にダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続する。このような残響低減動作により速やかに残響を低減させることが可能となる（即ち残響時間を低く抑えることができる）。
　第２制動期間（ダンピング期間；図８参照）の全部又は一部においてダンピング回路１４０が圧電素子２０に接続される。その後の受信期間において受信回路１２０により受信動作が行われる。即ち、受信回路１２０は受信期間における入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号に対して所定の受信用信号処理を施すことで、受信期間における入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号に基づく検波信号を生成する。制御回路１３０は、受信回路１２０にて生成された検波信号に基づき上述の距離検出処理及び接近検出処理を行う。
　また、図８に示す如く、送信期間と第１制動期間との間にブレーキ期間が設定される。このブレーキ期間の長さにより制動信号の位相φが定まる。例えば、ブレーキ期間の長さが、“１／（２ｆ）”であれば（即ち上記周波数ｆの逆数の半分であれば）、或いは、　“ｍ／ｆ＋１／（２ｆ）”であれば、位相φは１８０°となる（ｍは任意の自然数）。特異な制御として、制御回路１３０は、ブレーキ期間の全部又は一部において駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態又は第２ブレーキ状態とする（図４参照）。駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態又は第２ブレーキ状態に設定する動作（換言すれば駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態又は第２ブレーキ状態に保つ動作）をブレーキ動作と称する。
　以下、複数の実施例の中で、超音波センサ１に関わる幾つかの具体的な動作例、応用技術、変形技術等を説明する。本実施形態にて上述した事項は、特に記述無き限り且つ矛盾無き限り、以下の各実施例に適用される。各実施例において、上述の事項と矛盾する事項がある場合には、各実施例での記載が優先されて良い。また矛盾無き限り、以下に示す複数の実施例の内、任意の実施例に記載した事項を、他の任意の実施例に適用することもできる（即ち複数の実施例の内の任意の２以上の実施例を組み合わせることも可能である）。
＜＜第１実施例＞＞
　第１実施例を説明する。第１実施例では、ブレーキ動作において駆動回路１１１を第１ブレーキ状態（図４参照）に設定及び保持する。
　図１２に第１実施例に係る検出単位動作のタイミングチャートを示す。時間の経過と共に、時刻ｔA1、ｔA2、ｔA3、ｔA4及びｔA5が、この順番で訪れるものとする。図１２の期間ＰA1、ＰA2、ＰA3、ＰA4、ＰA5は、夫々、上述の送信期間、ブレーキ期間、第１制動期間、第２制動期間、受信期間の例である。以下、各期間での動作を具体的に説明する。
　時刻ｔA1から時刻ｔA2までの期間は、駆動回路１１１から駆動信号が圧電素子２０に供給される送信期間ＰA1である。送信期間ＰA1では、送波の波数分だけ駆動信号が圧電素子２０に供給される。送信期間ＰA1における送波の波数は、送信期間ＰA1における駆動信号の周期数（即ち、送信期間ＰA1の長さを駆動信号の周期の長さで割ることで得られる商）と一致する。送信期間ＰA1における送波の波数は所定値（例えば２以上の整数）を有し、記憶回路１３１の所定レジスタ内のデータに基づき設定される。ここでは送波の波数が“４”であることを想定するが、送波の波数は任意であって良い（後述の他の実施例でも同様）。時刻ｔA1から駆動信号の４周期分の長さ（４／ｆ）が経過した時点で（即ち時刻ｔA2にて）送信期間ＰA1が終了する。
　尚、時刻ｔA1の前には、一定時間、駆動回路１１１が初期状態に維持され、時刻ｔA1にて駆動回路１１１が初期状態から第１印加状態に切り替わることで圧電素子２０への駆動信号の供給が開始される（後述の他の実施例でも同様）。図１２の例では全オフ状態が初期状態として想定されているが、初期状態は全オフ状態、第２印加状態、第１ブレーキ及び第２ブレーキ状態の内の任意の何れかの状態であって良い（後述の他の実施例でも同様）。
　時刻ｔA2から時刻ｔA3までの期間はブレーキ期間ＰA2である。第１実施例では、ブレーキ期間ＰA2の全部又は一部において、駆動回路１１１が第１ブレーキ状態に維持される（即ちトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈがオフ且つトランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌがオンに維持される）。図１２の例では、時刻ｔA2と時刻ｔA3との間に時刻ｔA11が存在しており、時刻ｔA2から時刻ｔA11まで駆動回路１１１が第１ブレーキ状態に維持され、且つ、時刻ｔA11から時刻ｔA3まで駆動回路１１１が全オフ状態に維持される。但し、時刻ｔA2から時刻ｔA3までの全てにおいて駆動回路１１１を第１ブレーキ状態に維持する変形も可能である。或いは、時刻ｔA2から所定の微小時間が経過するまで駆動回路１１１を全オフ状態とし、時刻ｔA2から所定の微小時間が経過した時点より時刻ｔA11又はｔA3までの期間において駆動回路１１１を第１ブレーキ状態にしておく変形も可能である。
　時刻ｔA3から時刻ｔA4までの期間は、駆動回路１１１から制動信号が圧電素子２０に供給される第１制動期間ＰA3である。第１制動期間ＰA3では、制動波の波数分だけ制動信号が圧電素子２０に供給される。第１制動期間ＰA3における制動波の波数は、第１制動期間ＰA3における制動信号の周期数（即ち、第１制動期間ＰA3の長さを制動信号の周期の長さで割ることで得られる商）と一致する。第１制動期間ＰA3における制動波の波数は所定値（例えば２以上の整数）を有し、記憶回路１３１の所定レジスタ内のデータに基づき設定される。ここでは制動波の波数が“２”であることを想定するが、制動波の波数は任意であって良い（後述の他の実施例でも同様）。時刻ｔA3から制動信号の２周期分の長さ（２／ｆ）が経過した時点で（即ち時刻ｔA4にて）第１制動期間ＰA3が終了する。
　図１２の例では、時刻ｔA3にて駆動回路１１１の状態が全オフ状態から第１印加状態に切り替わることで圧電素子２０への制動信号の供給が開始される。故に、ブレーキ期間ＰA2の長さにより第１制動期間ＰA3における制動信号の位相φが定まる。ブレーキ期間ＰA2の長さをＴで表した場合、制動信号の位相φは、ラジアン表記で“φ＝Ｔ÷（１／ｆ）×２π”となる。
　時刻ｔA4から時刻ｔA5までの期間は第２制動期間ＰA4である。第２制動期間ＰA4の全部においてダンピング回路１４０を継続的に圧電素子２０に接続する方法も採用可能であるが、第１実施例では、第２制動期間ＰA4の一部においてのみダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続する。
　具体的には、制御回路１３０は、時刻ｔA4にて駆動回路１１１の状態を第２印加状態から全オフ状態に切り替えた後、時刻ｔA4より所定の第１所定時間だけ後の時刻ｔA12において駆動回路１１１の状態を全オフ状態から第１ブレーキ状態に切り替える。制御回路１３０は、時刻ｔA12より所定の第２所定時間だけ後の時刻ｔA13において制御信号ＣＮＴ２の値を“０”から“１”に切り替える。即ち、制御回路１３０は、時刻ｔA13において、スイッチ１５１及び１５２の夫々をオフ状態からオン状態に切り替えることで、ダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続する。これにより、時刻ｔA13を境に、ダンピング回路１４０及び圧電素子２０間が遮断されている状態からダンピング回路１４０及び圧電素子２０間が接続されている状態へと遷移することになる。尚、検出単位動作において、時刻ｔA13に至るまでは制御信号ＣＮＴ２の値は“０”に維持されているものとする。そして、制御回路１３０は、時刻ｔA13より所定の第３所定時間だけ後の時刻ｔA14において駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態から全オフ状態に切り替える。
　更に、制御回路１３０は、時刻ｔA14より後の時刻ｔA15において駆動回路１１１の状態を全オフ状態から第１ブレーキ状態に切り替え、時刻ｔA15より所定の第４所定時間だけ後の時刻ｔA16において制御信号ＣＮＴ２の値を“１”から“０”に切り替える。即ち、制御回路１３０は、時刻ｔA16において、スイッチ１５１及び１５２の夫々をオン状態からオフ状態に切り替えることで、ダンピング回路１４０を圧電素子２０から切り離す。これにより、時刻ｔA16を境に、ダンピング回路１４０及び圧電素子２０間が接続されている状態からダンピング回路１４０及び圧電素子２０間が遮断されている状態へと遷移することになる。そして、制御回路１３０は、時刻ｔA16より所定の第５所定時間だけ後の時刻ｔA5において駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態から全オフ状態に切り替える。但し、特に図示しないが、時刻ｔA5から始まる受信期間ＰA5において、出力端子ＤＲＶ１及びＤＲＶ２の内、何れか一方だけを所定電位（例えばグランド電位）に固定し、他方を開放状態とする変形も可能である（後述の他の実施例においても同様であって良い）。即ち例えば、受信期間ＰA5において、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈをオフ状態としつつ、トランジスタＭ２Ｌ及びＭ１Ｌの内の一方をオン状態且つ他方をオフ状態にするようにしても良い。
　受信回路１２０にて取得される上述の包絡線信号の電圧値ＶEVは、時刻ｔA4から低下してゆく。制御回路１３０は電圧値ＶEVを所定閾値ＶTHと比較する比較器（不図示）を有し、当該比較器の比較結果に基づき時刻ｔA15を設定して良い。即ち例えば、制御回路１３０は、第１制動期間ＰA3の終了後、電圧値ＶEVが所定閾値ＶTHより高い状態から所定閾値ＶTHより低い状態へと遷移した時刻を時刻ｔA15に設定して良い。
　時刻ｔA5において又は時刻ｔA5の直後においては残響が十分に低減されている。受信回路１２０は、時刻ｔA5以降に設定された受信期間中の入力端子ＩＮ１及びＩＮ２間の電圧信号に基づき検波信号を生成し、制御回路１３０は受信期間中の検波信号に基づき上述の距離検出処理及び接近検出処理を行うことができる。
　尚、制御回路１１０は、第１駆動信号ＰA3の終了後、即時に、駆動回路１１１の状態を第１ブレーキ状態に切り替えるようにしても良い。つまり、制御回路１１０は、時刻ｔA4にて駆動回路１１１の状態を第２印加状態から第１ブレーキ状態に切り替えるようにしても良い（この場合、時刻ｔA4と時刻ｔA12は同じ時刻を指すものと解される）。
　図１３に第１実施例と相違する比較例に係るタイミングチャートを示す。図１３の比較例では、時刻ｔA2及びｔA3間において並びに時刻ｔA4及びｔA5間において駆動回路１１１が全オフ状態に維持されている。
　これに対し、第１実施例では、図１２に示す如く、送信期間ＰA1の後、第１制動期間ＰA3の前にブレーキ期間ＰA2が設けられ、当該ブレーキ期間ＰA2においてトランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌの双方をオンとするブレーキ動作が実行される。このため、図１３の参考例と異なり、ブレーキ期間ＰA2において圧電素子２０の残響エネルギ（即ち圧電素子２０の蓄積機械エネルギ）がグランド電位を有するパターンに放出され、又は、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌと圧電素子２０とを経由する電流ループにて消費され、以って圧電素子２０の残響時間の低減が図られる。
　また、第１実施例では、圧電素子２０への駆動信号の供給停止後に制動信号を駆動回路１１１より圧電素子２０に供給させ、制動信号の供給停止後にダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続する（この点については図１３の比較例も同様である）。これによっても、速やかなる残響低減が期待される（即ち残響時間を低く抑えることができる）。
　更に、第１実施例に係る制御回路１３０は、圧電素子２０への制動信号の供給停止後、特異な流れでダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続するダンパー接続制御を実行する。即ち、第１実施例に係る制御回路１３０は、ダンパー接続制御において、ダンピング回路１４０を圧電素子２０に接続する前にブレーキ動作を開始し（ｔA12）、ダンピング回路１４０及び圧電素子２０間を接続してからブレーキ動作を停止して駆動回路１１１を全オフ状態とする（ｔA13を経由してｔA14）。仮に、時刻ｔA13にてスイッチ１５１及び１５２をターンオンする際に（即ちオフ状態からオン状態に切り替える際に）駆動回路１１１が全オフ状態であれば、スイッチ１５１及び１５２のターンオンに伴うパルス状のノイズが圧電素子２０に加わって残響が長引くおそれがある。ダンパー接続制御の採用により、スイッチ１５１及び１５２のターンオン時において圧電素子２０の両端電位がグランド電位に固定されるため、スイッチ１５１及び１５２のターンオンに伴うパルス状のノイズがグランド電位を有するパターンに吸収される。結果、圧電素子２０へのノイズの重畳が回避され、ひいてはノイズによる残響時間の増大が回避される。
　加えて、第１実施例に係る制御回路１３０は、特異な流れでダンピング回路１４０を圧電素子２０から切り離すダンパー切り離し制御を実行する。即ち、第１実施例に係る制御回路１３０は、ダンパー切り離し制御において、ダンピング回路１４０及び圧電素子２０間を遮断する前にブレーキ動作を開始し（ｔA15）、ダンピング回路１４０及び圧電素子２０間を遮断してからブレーキ動作を停止する（ｔA16を経由してｔA5）。仮に、時刻ｔA16にてスイッチ１５１及び１５２をターンオフする際に（即ちオン状態からオフ状態に切り替える際に）駆動回路１１１が全オフ状態であれば、スイッチ１５１及び１５２のターンオフに伴うパルス状のノイズが圧電素子２０に加わって、減少済みの残響エネルギが再増加するおそれがある。ダンパー切り離し制御の採用により、スイッチ１５１及び１５２のターンオフ時において圧電素子２０の両端電位がグランド電位に固定されるため、スイッチ１５１及び１５２のターンオフに伴うパルス状のノイズがグランド電位を有するパターンに吸収される。結果、圧電素子２０へのノイズの重畳が回避され、ひいてはノイズによる残響時間の増大が回避される。
＜＜第２実施例＞＞
　第２実施例を説明する。第２実施例は第１実施例に応用技術を付加したものであり、第２実施例において特に述べない事項については、第１実施例の記載が第２実施例にも適用される。
　第２実施例においては、第１実施例との比較において、半導体装置１０に対し、図１４に示す分離スイッチＳＷ＿Ｌが追加される。つまり、第１実施例ではトランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌの各ソースがラインＬＮ１に直接接続されているのに対し、第２実施例では、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌのソース同士が共通接続されるノードＮＤ＿Ｌと、ラインＬＮ１と、の間に分離スイッチＳＷ＿Ｌが挿入される。分離スイッチＳＷ＿Ｌの一端はノードＮＤ＿Ｌに接続され、分離スイッチＳＷ＿Ｌの他端はグランド電位が加わるラインＬＮ１に接続される。
　分離スイッチＳＷ＿Ｌは任意のスイッチング素子であって良いが、ここでは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて分離スイッチＳＷ＿Ｌが構成されているものとし、分離スイッチＳＷ＿ＬとしてのＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴも、記号“ＳＷ＿Ｌ”を用いてトランジスタＳＷ＿Ｌと称する。分離スイッチＳＷ＿ＬのオンとトランジスタＳＷ＿Ｌのオンは互いに同義であり、分離スイッチＳＷ＿ＬのオフとトランジスタＳＷ＿Ｌのオフは互いに同義である。トランジスタＳＷ＿ＬのドレインはノードＮＤ＿Ｌに接続され、トランジスタＳＷ＿Ｌのソースはグランド電位が加わるラインＬＮ１に接続される。ゲートドライバ１１２は、制御回路１３０から供給される制御信号ＣＮＴ１に従ってトランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌ並びにＳＷ＿Ｌの各ゲート電位を制御することにより、トランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌ並びにＳＷ＿Ｌのオン／オフ状態を個別に制御する。
　図１５に第２実施例に係る検出単位動作のタイミングチャートを示す。図１５のタイミングチャートは、図１２のタイミングチャートに対して、分離スイッチＳＷ＿Ｌの状態遷移の様子を追加したものである。分離スイッチＳＷ＿Ｌを除き、検出単位動作の内容及び流れは第１実施例で示した通りであるので、第２実施例では以下、必要なき限り、分離スイッチＳＷ＿Ｌの動作についてのみ説明する。
　検出単位動作において、分離スイッチＳＷ＿Ｌは、時刻ｔA2に至るまではオン状態に維持され、時刻ｔA2及びｔA3間のブレーキ期間ＰA2においてオフ状態に維持される。分離スイッチＳＷ＿Ｌは、時刻ｔA3及びｔA4間の第１制動期間ＰA3並びに時刻ｔA5以降の受信期間ＰA5においてオン状態に維持される。また、図１５に示す如く、時刻ｔA4及びｔA12間において分離スイッチＳＷ＿Ｌはオン状態とされ、時刻ｔA12及びｔA5間において分離スイッチＳＷ＿Ｌはオフ状態とされる。但し、時刻ｔA4及びｔA5間の第２制動期間ＰA4の全体に亘って分離スイッチＳＷ＿Ｌをオン状態に維持しておいても良い。
　注目すべきは、ブレーキ期間ＰA2においてブレーキ動作が行われているときに（トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌが共にオン状態であるときに）、分離スイッチＳＷ＿Ｌがオフ状態とされている点である。
　これにより、ブレーキ期間ＰA2において、グランドのパターンから分離されたトランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌと圧電素子２０とを経由する電流ループが形成され、当該電流ループに圧電素子２０の残響エネルギ（即ち圧電素子２０の蓄積機械エネルギ）に基づく電流が流れることで、圧電素子２０の残響エネルギを効果的に消費することが可能となる。第１実施例の方法では、ブレーキ期間ＰA2において、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌとグランドのパターンとの関係等に依存して圧電素子２０の残響エネルギに基づく電流がグランドのパターンに回り込む可能性がある。このような電流の回り込みは、残響の効果的な低減を幾分劣化させる可能性があると共に、グランドのパターンに接続された他の回路に好ましくない影響を与えるおそれもある。第２実施例によれば、これらの懸念が解消される。
　尚、図１５の例では、ブレーキ期間ＰA2中のブレーキ動作が行われている期間（トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌが共にオン状態とされている期間）の全部において分離スイッチＳＷ＿Ｌがオフ状態とされている。しかしながら、ブレーキ期間ＰA2において、ブレーキ動作が行われている期間の一部においてのみ、分離スイッチＳＷ＿Ｌをオフ状態に保つようにしても構わない。例えば、図１６に示す如く、検出単位動作において、時刻ｔA2より所定の微小時間だけ後の時刻ｔA2’までは分離スイッチＳＷ＿Ｌをオン状態に保ち、時刻ｔA2’からその後の時刻ｔA3までの期間において分離スイッチＳＷ＿Ｌをオフ状態に保つようにしても良い。時刻ｔA3以降は上述した通りである。
　また、圧電素子２０の第１端及び第２端間のインピーダンス（周波数ｆにおけるインピーダンス）と、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌのオン抵抗の合計値と、が同じとなるように、トランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌの構造を決定するようにしても良い。これにより、ブレーキ動作による圧電素子２０の残響エネルギの消費の最大化が図られ、残響を速やかに低減させることが可能となる。
＜＜第３実施例＞＞
　第３実施例を説明する。図１７に第３実施例に係る検出単位動作のタイミングチャートを示す。第３実施例では、ブレーキ動作において駆動回路１１１を第２ブレーキ状態（図４参照）に設定及び保持する。第１実施例を基準に、ブレーキ動作での駆動回路１１１の状態が第１ブレーキ状態から第２ブレーキ状態に変形される点を除き、第３実施例は第１実施例と同様である。
　つまり、第３実施例では、ブレーキ期間ＰA2の全部又は一部において、駆動回路１１１が第２ブレーキ状態に維持される（即ちトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈがオン且つトランジスタＭ１Ｌ及びＭ２Ｌがオフに維持される）。このため、ブレーキ期間ＰA2の内、第１実施例では駆動回路１１１が第１ブレーキ状態に設定される期間（図１２の例では時刻ｔA2及びｔA11間の期間）が、第３実施例では駆動回路１１１が第２ブレーキ状態に設定される期間（図１７の例では時刻ｔA2及びｔA11間の期間）に置換される（この置換を第１置換と称する）。
　また、第２制動期間ＰA4の内、第１実施例では駆動回路１１１が第１ブレーキ状態に設定される期間（図１２の例では時刻ｔA12及びｔA14間の期間と時刻ｔA15及びｔA5間の期間）が、第３実施例では駆動回路１１１が第２ブレーキ状態に設定される期間（図１７の例では時刻ｔA12及びｔA14間の期間と時刻ｔA15及びｔA5間の期間）に置換される（この置換を第２置換と称する）。即ち、第１実施例で述べたダンパー接続制御及びダンパー切り離し制御が第３実施例でも実施され、第３実施例ではダンパー接続制御及びダンパー切り離し制御におけるブレーキ動作にて駆動回路１１１が第２ブレーキ状態に設定及び保持される。
　尚、第１実施例を基準に、第１置換及び第２置換の内、任意の何れか一方のみを実施することも可能である。
＜＜第４実施例＞＞
　第４実施例を説明する。第４実施例は第３実施例に応用技術を付加したものであり、第４実施例において特に述べない事項については、第３実施例の記載が第４実施例にも適用される。第４実施例は、第１実施例から第２実施例への変形と同様の変形を第３実施例に施したものである。
　第４実施例においては、第１及び第３実施例との比較において、半導体装置１０に対し、図１８に示す分離スイッチＳＷ＿Ｈが追加される。つまり、第１及び第３実施例ではトランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈの各ソースがラインＬＮ２に直接接続されているのに対し、第４実施例では、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈのソース同士が共通接続されるノードＮＤ＿Ｈと、ラインＬＮ２と、の間に分離スイッチＳＷ＿Ｈが挿入される。分離スイッチＳＷ＿Ｈの一端はノードＮＤ＿Ｈに接続され、分離スイッチＳＷ＿Ｈの他端は駆動電源電圧ＶＤＲＶが印加されるラインＬＮ２に接続される。
　分離スイッチＳＷ＿Ｈは任意のスイッチング素子であって良いが、ここでは、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴにて分離スイッチＳＷ＿Ｈが構成されているものとし、分離スイッチＳＷ＿ＨとしてのＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴも、記号“ＳＷ＿Ｈ”を用いてトランジスタＳＷ＿Ｈと称する。分離スイッチＳＷ＿ＨのオンとトランジスタＳＷ＿Ｈのオンは互いに同義であり、分離スイッチＳＷ＿ＨのオフとトランジスタＳＷ＿Ｈのオフは互いに同義である。トランジスタＳＷ＿ＨのドレインはノードＮＤ＿Ｈに接続され、トランジスタＳＷ＿Ｈのソースは駆動電源電圧ＶＤＲＶが印加されるラインＬＮ２に接続される。ゲートドライバ１１２は、制御回路１３０から供給される制御信号ＣＮＴ１に従ってトランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌ並びにＳＷ＿Ｈの各ゲート電位を制御することにより、トランジスタＭ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ及びＭ２Ｌ並びにＳＷ＿Ｈのオン／オフ状態を個別に制御する。
　図１９に第４実施例に係る検出単位動作のタイミングチャートを示す。第４実施例での分離スイッチＳＷ＿Ｈの状態制御（オン／オフ制御）は、第２実施例での分離スイッチＳＷ＿Ｌの状態制御（オン／オフ制御）と同様であり、第２実施例における分離スイッチＳＷ＿Ｌの状態制御の説明が第４実施例にも適用される。この適用の際、第２実施例での分離スイッチＳＷ＿Ｌを第４実施例では分離スイッチＳＷ＿Ｈに読み替えれば足る。第２実施例にて述べた図１５から図１６への変形と同様に、図１９から図２０への変形も可能である。従って、第４実施例では、ブレーキ期間ＰA2中のブレーキ動作が行われている期間（駆動回路１１１が第２ブレーキ状態に設定及び保持されている期間）の全部又は一部において、分離スイッチＳＷ＿Ｈがオフ状態とされる。送信期間ＰA1、第１制動期間ＰA3及び受信期間ＰA5では分離スイッチＳＷ＿Ｈがオン状態に維持される。図１９の例では、時刻ｔA12及びｔA5間において分離スイッチＳＷ＿Ｈがオフ状態とされるが、第２制動期間ＰA4の全体に亘って分離スイッチＳＷ＿Ｈをオン状態に保持しても良い。
　第４実施例では、圧電素子２０の第１端及び第２端間のインピーダンス（周波数ｆにおけるインピーダンス）と、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈのオン抵抗の合計値と、が同じとなるように、トランジスタＭ１Ｈ及びＭ２Ｈの構造を決定するようにしても良い。これにより、ブレーキ動作による圧電素子２０の残響エネルギの消費の最大化が図られ、残響を速やかに低減させることが可能となる。
＜＜第５実施例＞＞
　第５実施例を説明する。第５実施例では、上述の各技術に対する応用技術、変形技術及び補足事項等を説明する。
　超音波センサ１を任意の装置に搭載させることができる。例えば、図２１に示す如く、自動等の車両ＣＲに１以上の超音波センサ１を設置して良い。図２１の例では、車両ＣＲの車体の後部に４つの超音波センサ１が設置されており、各超音波センサ１を用い、車両ＣＲの後部に位置しうる物体（図１の検出対象物ＯＢＪの例）への距離検出処理及び接近検出処理を行うことができる。この際、上位ブロック２は車両ＣＲに搭載されるＥＣＵ（Electronic　Control  Unit）であって良い。
　各実施形態に示されたＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のチャネルの種類は例示であり、Ｎチャネル型のＦＥＴがＰチャネル型のＦＥＴに変更されるように、或いは、Ｐチャネル型のＦＥＴがＮチャネル型のＦＥＴに変更されるように、ＦＥＴを含む回路の構成は変形され得る。
　不都合が生じない限り、上述の任意のトランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述された任意のトランジスタを、不都合が生じない限り、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar　Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。
　本開示の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本開示の実施形態の例であって、本開示ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
＜＜付記＞＞
　上述の実施形態にて具体的構成例が示された本開示について付記を設ける。
　本開示の一側面に係る半導体装置（１０；図３参照）は、圧電素子（２０）に超音波帯域の駆動信号を供給可能であって、前記駆動信号の供給停止後に前記駆動信号の位相と異なる位相を有する制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成された駆動回路（１１１）と、前記駆動回路を制御可能に構成された制御回路（１３０）と、を備え、前記駆動回路は、第１ライン（ＬＮ１）と前記第１ラインよりも高い電位が加わるべき第２ライン（ＬＮ２）との間に設けられたフルブリッジ回路を備え、前記第１ライン及び前記第２ライン間の電位差に基づき前記フルブリッジ回路を用いて前記駆動信号及び前記制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成され、前記フルブリッジ回路は、前記第２ライン側に設けられた第１スイッチ（Ｍ１Ｈ）と前記第１ライン側に設けられた第２スイッチ（Ｍ１Ｌ）との直列回路、及び、前記第２ライン側に設けられた第３スイッチ（Ｍ２Ｈ）と前記第１ライン側に設けられた第４スイッチ（Ｍ２Ｌ）との直列回路を有して、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチ間の接続ノード、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチ間の接続ノードを、夫々、前記圧電素子の第１端、第２端に接続可能に構成され、前記制御回路は、前記圧電素子への前記駆動信号の供給を停止してから前記制動信号を前記圧電素子に供給する前にブレーキ動作を前記駆動回路に行わせることが可能に構成され（図１２又は図１７参照）、前記ブレーキ動作では、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオフ且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオンとされる、又は、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオン且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオフとされる構成（第１の構成）である。
　上記のブレーキ動作により、駆動信号に基づく圧電素子の残響エネルギ（即ち圧電素子の蓄積機械エネルギ）が第１又は第２ラインのパターンに放出され、又は、第２及び第４スイッチ並びに圧電素子を経由する電流ループ若しくは第１及び第３スイッチ並びに圧電素子を経由する電流ループにて消費され、以って圧電素子の残響時間の低減が図られる。
　第１の構成に係る半導体装置において（図１４～図１６参照）、前記第２スイッチ及び前記第４スイッチ間の接続ノードと前記第１ラインとの間に挿入された分離スイッチ（ＳＷ＿Ｌ）を更に備え、前記制御回路は、前記圧電素子に対する前記駆動信号の供給期間及び前記圧電素子に対する前記制動信号の供給期間において前記分離スイッチをオンに保ち、前記ブレーキ動作により前記第１スイッチ及び第３スイッチがオフ且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオンとされる期間の少なくとも一部において前記分離スイッチをオフに保つ構成（第２の構成）であっても良い。
　ブレーキ動作時に分離スイッチをオフに保つことで、第１ラインから分離された第２及び第４スイッチと圧電素子とを経由する電流ループが形成され、当該電流ループに圧電素子の残響エネルギ（即ち圧電素子の蓄積機械エネルギ）に基づく電流が流れることで、圧電素子の残響エネルギを効果的に消費することが可能となる。
　第１の構成に係る半導体装置において（図１８～図２０参照）、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチ間の接続ノードと前記第２ラインとの間に挿入された分離スイッチ（ＳＷ＿Ｈ）を更に備え、前記制御回路は、前記圧電素子に対する前記駆動信号の供給期間及び前記圧電素子に対する前記制動信号の供給期間において前記分離スイッチをオンに保ち、前記ブレーキ動作により前記第１スイッチ及び第３スイッチがオン且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオフとされる期間の少なくとも一部において前記分離スイッチをオフに保つ構成（第３の構成）であっても良い。
　ブレーキ動作時に分離スイッチをオフに保つことで、第２ラインから分離された第１及び第３スイッチと圧電素子とを経由する電流ループが形成され、当該電流ループに圧電素子の残響エネルギ（即ち圧電素子の蓄積機械エネルギ）に基づく電流が流れることで、圧電素子の残響エネルギを効果的に消費することが可能となる。
　第１～第３の構成の何れか係る半導体装置において（図３及び図１２等参照）、抵抗負荷（１４１）及び誘導負荷（１４２）を有するダンピング回路（１４０）と、備え、前記制御回路は、前記圧電素子への前記駆動信号の供給停止後に前記ブレーキ動作を経て前記駆動回路より前記制動信号を前記圧電素子に供給させた後、前記ダンピング回路を前記圧電素子に接続可能に構成される構成（第４の構成）であっても良い。
　圧電素子への駆動信号の供給停止後に駆動信号の位相とは異なる位相を有する制動信号を圧電素子に供給することで、圧電素子の残響を低減することができる。制動信号は残響の振幅（残響による圧電素子の振幅）が高い領域において残響を低減するために有効であるが、残響の振幅が低下してくると、制動信号自体が新たな残響の要因となることがある。他方、駆動信号の供給停止後に抵抗負荷又は誘導負荷を圧電素子に接続することでも圧電素子の機械エネルギの吸収を通じて残響の低減が図られる。ここで、抵抗負荷又は誘導負荷は残響の振幅が小さいとき相対的に高い残響低減効果を奏する一方で、回路の電圧制約等により残響の振幅が大きいときには残響低減効果が相対的に低くなるという知見が、今回、発明者により得られた。この知見に基づき第４の構成を採用することで、速やかに残響を低減させることが可能となる（即ち残響時間を低く抑えることができる）。
　第４の構成に係る半導体装置において（例えば図１２の時刻ｔA12及びｔA14間参照）、前記制御回路は、前記圧電素子への前記制動信号の供給停止後（ｔA4の後）、ダンパー接続制御を実行可能に構成され、前記ダンパー接続制御において、前記ダンピング回路を前記圧電素子に接続する前に前記ブレーキ動作を開始し、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を接続してから前記ブレーキ動作を停止して前記第１～第４スイッチを全てオフとする構成（第５の構成）であっても良い。
　ダンパー接続制御によれば、ダンピング回路及び圧電素子間が遮断状態から接続状態に切り替わる際に生じうるノイズの圧電素子への重畳が回避される。結果、ノイズによる残響時間の増大が回避される。
　第５の構成に係る半導体装置において（例えば図１２の時刻ｔA15及びｔA5間参照）、前記制御回路は、前記圧電素子への前記制動信号の供給停止後（ｔA4の後）、前記ダンパー接続制御により前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を接続した後に（ｔA13の後に）ダンパー切り離し制御を実行可能に構成され、前記ダンパー切り離し制御において、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を遮断する前に前記ブレーキ動作を開始し、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を遮断してから前記ブレーキ動作を停止する構成（第６の構成）であっても良い。
　ダンパー切り離し制御によれば、ダンピング回路及び圧電素子間が接続状態から遮断状態に切り替わる際に生じうるノイズの圧電素子への重畳が回避される。結果、ノイズによる残響時間の増大が回避される。
　第４～第６の構成の何れか係る半導体装置において、前記ダンピング回路では前記抵抗負荷と前記誘導負荷が並列接続される構成（第７の構成）であっても良い。
　本開示の一側面に係る超音波センサは、第１～第７の構成の何れか係る半導体装置と、前記半導体装置に接続される圧電素子と、を備えた構成（第８の構成）である。
　　１　超音波センサ
　　２　上位ブロック
　１０　半導体装置
　１１　送信回路
　１２　受信回路
　１３　制御回路
　２０　圧電素子
　Ｗ１　出力波信号
　Ｗ２　反射波信号
１１１　駆動回路
１１２　ゲートドライバ
１２０　受信回路
１３０　制御回路
１４０　ダンピング回路
１４１　抵抗負荷
１４２　誘導負荷
１５０　スイッチ回路
１６０　内部電源回路
Ｍ１Ｈ、Ｍ１Ｌ、Ｍ２Ｈ、Ｍ２Ｌ　トランジスタ（第１～第４スイッチ）
ＳＷ＿Ｌ、ＳＷ＿Ｈ　分離スイッチ

Claims (8)

  1. 　圧電素子に超音波帯域の駆動信号を供給可能であって、前記駆動信号の供給停止後に前記駆動信号の位相と異なる位相を有する制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成された駆動回路と、
    　前記駆動回路を制御可能に構成された制御回路と、を備え、
    　前記駆動回路は、第１ラインと前記第１ラインよりも高い電位が加わるべき第２ラインとの間に設けられたフルブリッジ回路を備え、前記第１ライン及び前記第２ライン間の電位差に基づき前記フルブリッジ回路を用いて前記駆動信号及び前記制動信号を前記圧電素子に供給可能に構成され、
    　前記フルブリッジ回路は、前記第２ライン側に設けられた第１スイッチと前記第１ライン側に設けられた第２スイッチとの直列回路、及び、前記第２ライン側に設けられた第３スイッチと前記第１ライン側に設けられた第４スイッチとの直列回路を有して、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチ間の接続ノード、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチ間の接続ノードを、夫々、前記圧電素子の第１端、第２端に接続可能に構成され、
    　前記制御回路は、前記圧電素子への前記駆動信号の供給を停止してから前記制動信号を前記圧電素子に供給する前にブレーキ動作を前記駆動回路に行わせることが可能に構成され、
    　前記ブレーキ動作では、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオフ且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオンとされる、又は、前記第１スイッチ及び第３スイッチがオン且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオフとされる
    、半導体装置。
  2. 　前記第２スイッチ及び前記第４スイッチ間の接続ノードと前記第１ラインとの間に挿入された分離スイッチを更に備え、
    　前記制御回路は、前記圧電素子に対する前記駆動信号の供給期間及び前記圧電素子に対する前記制動信号の供給期間において前記分離スイッチをオンに保ち、前記ブレーキ動作により前記第１スイッチ及び第３スイッチがオフ且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオンとされる期間の少なくとも一部において前記分離スイッチをオフに保つ
    、請求項１に記載の半導体装置。
  3. 　前記第１スイッチ及び前記第３スイッチ間の接続ノードと前記第２ラインとの間に挿入された分離スイッチを更に備え、
    　前記制御回路は、前記圧電素子に対する前記駆動信号の供給期間及び前記圧電素子に対する前記制動信号の供給期間において前記分離スイッチをオンに保ち、前記ブレーキ動作により前記第１スイッチ及び第３スイッチがオン且つ前記第２スイッチ及び第４スイッチがオフとされる期間の少なくとも一部において前記分離スイッチをオフに保つ
    、請求項１に記載の半導体装置。
  4. 　抵抗負荷及び誘導負荷を有するダンピング回路と、備え、
    　前記制御回路は、前記圧電素子への前記駆動信号の供給停止後に前記ブレーキ動作を経て前記駆動回路より前記制動信号を前記圧電素子に供給させた後、前記ダンピング回路を前記圧電素子に接続可能に構成される
    、請求項１～３の何れかに記載の半導体装置。
  5. 　前記制御回路は、前記圧電素子への前記制動信号の供給停止後、ダンパー接続制御を実行可能に構成され、前記ダンパー接続制御において、前記ダンピング回路を前記圧電素子に接続する前に前記ブレーキ動作を開始し、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を接続してから前記ブレーキ動作を停止して前記第１～第４スイッチを全てオフとする
    、請求項４に記載の半導体装置。
  6. 　前記制御回路は、前記圧電素子への前記制動信号の供給停止後、前記ダンパー接続制御により前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を接続した後にダンパー切り離し制御を実行可能に構成され、前記ダンパー切り離し制御において、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を遮断する前に前記ブレーキ動作を開始し、前記ダンピング回路及び前記圧電素子間を遮断してから前記ブレーキ動作を停止する
    、請求項５に記載の半導体装置。
  7. 　前記ダンピング回路において前記抵抗負荷と前記誘導負荷は並列接続される
    、請求項４～６の何れかに記載の半導体装置。
  8. 　請求項１～７の何れかに記載の半導体装置と、
    　前記半導体装置に接続される圧電素子と、を備えた
    、超音波センサ。
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