WO2020008868A1 - 超音波センサ - Google Patents

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恭英 高▲瀬▼
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株式会社村田製作所
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    • H10N30/20—Piezoelectric or electrostrictive devices with electrical input and mechanical output, e.g. functioning as actuators or vibrators

Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic sensor including a reverberation vibration suppression circuit for suppressing reverberation vibration of a vibrating body that emits ultrasonic waves.
  • This ultrasonic sensor includes a semiconductor switch, and switches the electrical path between a transmitting electrode and a receiving electrode provided on a piezoelectric body that emits ultrasonic waves between a conductive state and a non-conductive state by the semiconductor switch. After the alternating voltage is applied to the transmitting electrode, the path is made conductive by the semiconductor switch, whereby the reverberation signal output from the receiving area of the piezoelectric body is fed back to the transmitting electrode according to the reverberation vibration of the piezoelectric body. .
  • the ultrasonic sensor is set to a receivable state by switching the path from the conductive state to the non-conductive state.
  • the piezoelectric body is regenerated by high-frequency noise generated by switching of the semiconductor switch or the like. It is excited and re-oscillates. For this reason, even when the semiconductor switch is switched from the conductive state to the non-conductive state and the ultrasonic sensor can be received, the received signal received immediately after the reverberation of the vibrating body is suppressed is a noise caused by the re-vibration. And cannot receive a received signal correctly.
  • a vibrator that emits ultrasonic waves having a drive electrode to which an excitation signal for generating vibration in the vibrating body is applied and a detection electrode for extracting a detection signal corresponding to the vibration of the vibrating body;
  • a transmission circuit that outputs an excitation signal for vibrating the vibrating body to the drive electrode,
  • a receiving circuit for inputting a detection signal detected by the detection electrode, After the output of the excitation signal from the transmission circuit to the drive electrode is stopped, the reverberation vibration suppression circuit control signal corresponding to the reverberation vibration of the vibrator output from the reception circuit is amplified to generate a suppression control signal that suppresses the reverberation vibration.
  • a reverberation suppression circuit having a variable band operational amplifier having a variable frequency band for signal amplification applied to the drive electrode; and a variable band operational amplifier after the output of the suppression control signal from the reverberation suppression circuit to the drive electrode is stopped. And a control circuit for varying the frequency band of the signal amplification of the above.
  • the suppression control signal is amplified by the band variable operational amplifier and is given to the drive electrode from the reverberation suppression circuit, so that the vibration is suppressed.
  • the reverberation vibration of the body is suppressed.
  • the signal amplification frequency band of the band variable operational amplifier is changed by the control circuit, and the band variable in the frequency band of the high frequency noise generated inside the band variable operational amplifier is changed.
  • the vibrating body is prevented from being re-excited and re-vibrated by the high frequency noise. Therefore, reception becomes possible immediately after the reverberation vibration of the vibrating body is suppressed.
  • an ultrasonic sensor capable of correctly receiving a reception signal received immediately after reverberation vibration of a vibrating body is suppressed.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the ultrasonic sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • 2 is a circuit diagram illustrating an internal configuration of a variable band operational amplifier included in the ultrasonic sensor illustrated in FIG. It is a figure showing the operation sequence of an ultrasonic sensor.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a signal waveform at each position of the ultrasonic sensor illustrated in FIG. 1.
  • 2 is a graph showing gain characteristics before and after a signal amplification frequency band of a low-pass filter formed inside the ultrasonic sensor shown in FIG. 1 is changed.
  • 2 is a graph for explaining that high-frequency noise is reduced by a low-pass filter configured inside the ultrasonic sensor illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of an ultrasonic sensor according to a first comparative example, which is compared with the ultrasonic sensor shown in FIG. 1.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of an ultrasonic sensor according to a second comparative example, which is compared with the ultrasonic sensor shown in FIG. 1. It is a circuit diagram of an ultrasonic sensor according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a drive circuit according to a modified example of the semiconductor switch in the ultrasonic sensor shown in FIG. 9.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an ultrasonic sensor 1A according to the first embodiment of the present invention.
  • the ultrasonic sensor 1A is mounted on a vehicle, for example, and is used to measure the distance from itself to an object according to the time from emitting an ultrasonic wave to receiving a reflected wave.
  • the ultrasonic sensor 1A includes a piezoelectric element 2, which is a vibrator that emits ultrasonic waves, a transmission circuit 3, a reception circuit 4, a reverberation vibration suppression circuit 5, and a control circuit 6.
  • the piezoelectric element 2 has a piezoelectric body 2a that is a vibrating body, a drive electrode 2b, a detection electrode 2c, and a common electrode 2d.
  • the common electrode 2d is connected to a reference voltage such as a ground voltage.
  • An excitation signal that causes the piezoelectric body 2a to vibrate is applied between the drive electrode 2b and the common electrode 2d. Further, a charge corresponding to the vibration of the piezoelectric body 2a appears between the detection electrode 2c and the common electrode 2d, and the charge is extracted as a detection signal.
  • the transmission circuit 3 outputs an excitation signal A for oscillating the piezoelectric body 2a to the drive electrode 2b.
  • the receiving circuit 4 inputs a detection signal detected by the detection electrode 2c when the piezoelectric body 2a vibrates by receiving a reflected wave or the like.
  • the reverberation signal is input from the detection electrode 2 c to the reception circuit 4, and the reception circuit 4 outputs a reverberation vibration suppression circuit control signal for controlling the reverberation vibration suppression circuit 5 to the reverberation vibration suppression circuit 5 in accordance with the input reverberation signal. I do.
  • the reverberation vibration suppression circuit 5 is configured using a variable band operational amplifier 50.
  • the reverberation suppression circuit 5 amplifies the reverberation suppression circuit control signal output from the reception circuit 4 after the output of the excitation signal A from the transmission circuit 3 to the drive electrode 2b is stopped, and suppresses the reverberation vibration.
  • a control signal is generated and given to the drive electrode 2b.
  • the suppression control signal is generated, for example, as a voltage signal whose phase is inverted with respect to the reverberation signal so that the vibration of the piezoelectric body 2a due to the reverberation vibration is canceled.
  • the variable band operational amplifier 50 has an internal configuration shown in FIG. 2 in which the frequency band of signal amplification is variable.
  • FIG. 2A shows an example of a schematic configuration
  • FIG. 2B shows an example of a detailed configuration. That is, the band variable operational amplifier 50 includes a voltage-current converter 51 in the input stage, a variable resistor 52 in the intermediate stage, and a current-voltage converter 53 in the output stage.
  • the voltage-current converter 51 includes a pair of MOSFETs (MOS field effect transistors) to which respective input voltages of the non-inverting input terminal (+) 50a and the inverting input terminal (-) 50b of the band variable operational amplifier 50 are respectively applied to the gates.
  • MOSFETs MOS field effect transistors
  • the current-voltage converter 53 includes a MOSFET 53a having a constant voltage Vb applied to the gate to form a constant current source, and a MOSFET 53b connected in series to the MOSFET 53a and having a capacitor 53c connected between the gate and the drain.
  • the variable resistance section 52 provided between the voltage-current conversion section 51 and the current-voltage conversion section 53 is composed of a MOSFET 52a having a gate connected to the control circuit 6, and the control circuit 6 varies the resistance value.
  • the control circuit 6 controls the resistance value of the variable resistance section 52 after the output of the suppression control signal from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b is stopped, thereby controlling the frequency of the signal amplification of the band variable operational amplifier 50. Change the band.
  • the main pole is formed inside the band variable operational amplifier 50 by the resistance of the variable resistance section 52 and the capacitance formed in the circuit around the variable resistance section 52.
  • the control circuit 6 controls the resistance value of the variable resistor section 52 to vary the frequency band of signal amplification by the band variable operational amplifier 50.
  • the ultrasonic sensor 1A is generated after the vibration of the piezoelectric body 2a due to reverberation is canceled by the suppression control signal. This high-frequency noise is reduced by changing the frequency of the main pole.
  • the current value of the current flowing through the MOSFETs 51e and 53a constituting the constant current source is reduced.
  • this current value is reduced, the voltage at each node of the band variable operational amplifier 50 changes, the bias voltage for each MOSFET changes, and the output DC voltage of the band variable operational amplifier 50 changes minutely.
  • the voltage at each node does not change. The output of the variable band operational amplifier 50 is not affected.
  • FIG. 3 shows an operation sequence of the ultrasonic sensor 1A, and time elapses from left to right in the figure.
  • the ultrasonic sensor 1A repeats the transmission operation in the period T1, the dereverberation operation in the period T2, and the reception operation in the period T3.
  • FIG. 3A is a timing chart of a suppression control signal B output from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating a state in which the vibration of the piezoelectric body 2a due to reverberation is suppressed.
  • the operation sequence of the ultrasonic sensor 1A when re-excitation does not occur in the piezoelectric body 2a
  • FIG. 4C shows the ultrasonic wave when re-excitation occurs in the piezoelectric body 2a after suppressing vibration of the piezoelectric body 2a due to reverberation vibration. It is an operation sequence of the sensor 1A.
  • the excitation signal A (see FIG. 4A) is output from the transmission circuit 3 to the drive electrode 2b, and the piezoelectric body 2a is vibrated to generate ultrasonic waves.
  • the suppression control signal B (see FIG. 4B) becomes active.
  • the generated suppression control signal B is applied to the drive electrode 2b, and the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed.
  • the suppression control signal B has a pulse shape, and a high-frequency noise C (see FIG. 4C) is generated at the rising edge timing and the falling edge timing of the signal. This high-frequency noise C becomes high-frequency noise D attenuated by the band variable operational amplifier 50 (see FIG. 4D).
  • FIG. 5A shows the frequency of the main pole of the variable band operational amplifier 50, that is, the band before the cutoff frequency of the low-pass filter having the lowest cutoff frequency formed inside the variable band operational amplifier 50 is reduced.
  • FIG. 4B is a graph showing the open-loop gain characteristic and the closed-loop gain characteristic of the variable operational amplifier 50.
  • FIG. 4B shows the open-loop gain characteristic and the closed-loop gain characteristic of the variable-band operational amplifier 50 when the cutoff frequency is reduced. It is a graph.
  • the horizontal axis of each graph is the signal frequency f, and the vertical axis is the gain G of the band variable operational amplifier 50.
  • a characteristic line 71a indicated by a dotted line is an open loop gain characteristic of the band variable operational amplifier 50 before the cutoff frequency is reduced, and a characteristic line 72a indicated by a solid line is a closed loop gain characteristic.
  • a characteristic line 71b indicated by a dotted line is an open loop gain characteristic of the band variable operational amplifier 50 when the cutoff frequency is lowered, and a characteristic line 72b indicated by a solid line is a closed loop gain characteristic.
  • the open-loop gain characteristics and the closed-loop gain characteristics of the band variable operational amplifier 50 are such that the gain G in the frequency band fw where high-frequency noise occurs is indicated by the arrow 74.
  • the signal amplification factor of the band variable operational amplifier 50 decreases. Accordingly, as shown in the graph of FIG. 6, the high-frequency noise C is amplified in the closed-loop gain characteristic indicated by the dotted characteristic line 72a of the band variable operational amplifier 50 before the cutoff frequency is reduced.
  • the piezoelectric body 2a is not re-excited. Does not occur. Therefore, the vibration generated in the piezoelectric body 2a due to the reception of the reflected wave of the ultrasonic wave in the reception period T3 immediately after the end of the dereverberation period T2 can be detected as the detection wave E by the detection electrode 2c.
  • the ultrasonic sensor 11A includes a reverberation vibration suppression circuit 81 including an amplification circuit, a filter, and the like.
  • the amplified control signal is switched by a transmission gate 84 composed of an n-channel MOSFET 82 and a p-channel MOSFET 83 to be converted into a suppression control signal, and applied to the drive electrode 2b during the reverberation suppression period T2.
  • a drive pulse F that swings to a negative voltage is applied to the gate of the n-channel MOSFET 82
  • a drive pulse G that swings to a positive voltage that is the inverted drive pulse F is applied to the gate of the p-channel MOSFET 83.
  • the driving voltage of the piezoelectric element 2 is as high as several tens of volts, and a high voltage is required for the suppression control signal for suppressing the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a. growing. Further, parasitic capacitances 85 and 86 are generated between the gate and the drain of each of the MOSFETs 82 and 83. The capacitance values of the parasitic capacitances 85 and 86 increase as the element size of the transmission gate 84 increases. Therefore, a high-frequency noise H having a large amplitude is generated at the rising edge timing and the falling edge timing of the suppression control signal applied to the drive electrode 2b. Therefore, when switching from the reverberation suppression period T2 to the reception period T3, the piezoelectric body 2a is re-excited by the high frequency noise H generated at the falling edge of the suppression control signal.
  • the transmission gate 84 having a small element size is used, and the amplitudes of the driving pulses F and G applied to the gates of the MOSFETs 82 and 83 are reduced. Further, the parasitic capacitances 85 and 86 generated between the gate and the drain of each of the MOSFETs 82 and 83 also become smaller according to the element size of the transmission gate 84. Therefore, the high-frequency noise H generated at the rising edge timing and the falling edge timing of the suppression control signal applied to the drive electrode 2b has a small amplitude.
  • parasitic diodes 87 and 88 are generated between the source and the drain of each of the MOSFETs 82 and 83, and the control signal is amplified at a large magnification in the reverberation vibration suppressing circuit 81. Exceeds directional voltage. Therefore, when switching from the reverberation suppression period T2 to the reception period T3, a signal for exciting the piezoelectric body 2a is output to the drive electrode 2b through the parasitic diodes 87 and 88, and the piezoelectric body 2a is re-excited.
  • the ultrasonic sensor 1A according to the present embodiment, as described above, the high-frequency noise C generated when switching from the reverberation suppression period T2 to the reception period T3 is attenuated by reducing the band of the band variable operational amplifier 50. Therefore, the parasitic diodes 87 and 88 do not become conductive, and the piezoelectric body 2a is not re-excited.
  • the suppression control signal B is amplified by the band variable operational amplifier 50.
  • the reverberation vibration suppression circuit 5 By being provided from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b, the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed in the reverberation suppression period T2. Further, in the reception period T3 after the output of the suppression control signal B to the drive electrode 2b is stopped, the signal amplification frequency band of the band variable operational amplifier 50 is changed by the control circuit 6, and inside the band variable operational amplifier 50.
  • the signal amplification rate of the band variable operational amplifier 5 in the frequency band of the generated high-frequency noise C is reduced, the signal level of the high-frequency noise D applied to the drive electrode 2b after the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed. Reduced.
  • the frequency of the main pole formed inside the variable band operational amplifier 50 is changed by the control circuit 6, and the frequency of the main pole is reduced, and The signal amplification factor of the band variable operational amplifier 50 in the frequency band of the noise C is reduced. That is, after the output of the suppression control signal B to the drive electrode 2b is stopped, the resistance value of the variable resistance section 52 is changed by the control circuit 6, whereby the capacitance component of the band variable operational amplifier 50 and the variable resistance section 52 are changed. , The signal amplification frequency band of the variable-band operational amplifier 50 is varied with a simple circuit configuration, and the signal amplification factor of the variable-band operational amplifier 50 in the frequency band of the high-frequency noise C decreases. Let me do.
  • the high-frequency noise C is reduced by the band variable operational amplifier 50 to a high-frequency noise D at a signal level that does not cause the piezoelectric body 2a to re-vibrate. Therefore, after the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed, the piezoelectric body 2a is prevented from being re-excited and re-vibrated by the high frequency noise D.
  • the reception signal received in the reception period T3 immediately after the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed is not buried in the noise N caused by the re-vibration of the piezoelectric body 2a, and the reception signal can be correctly received.
  • the band variable operational amplifier 50 is easy to manufacture and small in size.
  • the ultrasonic sensor 1A is small and manufactured at low cost.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of an ultrasonic sensor 1B according to the second embodiment of the present invention.
  • the ultrasonic sensor 1B includes a semiconductor switch 91 provided between the reverberation vibration suppression circuit 5 and the drive electrode 2b.
  • the control circuit 6 controls the semiconductor switch 91 to a conductive state when the reverberation vibration suppression circuit 5 outputs the suppression control signal B, and stops the output of the suppression control signal B from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b. After that, the semiconductor switch 91 is turned off.
  • the ultrasonic sensor 1B according to the second embodiment differs from the ultrasonic sensor 1A according to the first embodiment in these points. The configuration other than these differences is the same as that of the ultrasonic sensor 1A according to the first embodiment.
  • the semiconductor switch 91 includes a transmission gate in which the source / drain of the n-channel MOSFET 92 and the source / drain of the p-channel MOSFET 93 are connected in parallel.
  • a parasitic diode 94 having a forward direction from the source to the drain is formed between the source and the drain of the MOSFET 92, and a parasitic diode 95 having a forward direction from the drain to the source is formed between the source and the drain of the MOSFET 93.
  • the MOSFET 92 is turned on when the drive pulse J is applied to the gate from the control circuit 6, and the MOSFET 93 is turned on when the drive pulse K is applied to the gate from the control circuit 6.
  • the semiconductor switch 91 is controlled by the control circuit 6 during the reception period T3 after the output of the suppression control signal B from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b is stopped. It is controlled to a non-conductive state.
  • the signal amplification frequency band of the variable band operational amplifier 50 is varied by the control circuit 6, and the signal amplification factor of the variable band operational amplifier 50 in the frequency band of the high frequency noise C generated inside the variable band operational amplifier 50
  • the signal amplification factor is such that the signal level of the high-frequency noise C is reduced below the forward voltage of the parasitic diodes 94 and 95 parasitic on the switch 91, the reception period T3 after the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed.
  • the high-frequency noise D output from the reverberation vibration suppression circuit 5 cannot pass through the parasitic diodes 94 and 95, and is cut off by the semiconductor switch 91.
  • the high-frequency noise D has no effect on the drive electrode 2b during the reception period T3 after the reverberation vibration of the piezoelectric body 2a is suppressed, and the piezoelectric body 2a is surely removed. It will not be re-excited by the high frequency noise D, and will not cause re-oscillation.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the drive circuit of the semiconductor switch 91 in the ultrasonic sensor 1B shown in FIG.
  • the same or corresponding parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the driving circuit of the semiconductor switch 91 includes a first variable current source 10, a first resistor 11, a second resistor 12, and a second variable current source 13 in this order between the positive power supply VDD and the negative power supply VSS. And a connection point 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12 is connected to the output line 15 of the reverberation suppression circuit 5.
  • the sources of the n-channel MOSFET 92 and the p-channel MOSFET 93 are connected to a connection point 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12, and the gate of the n-channel MOSFET 92 is connected to the first variable current source 10 and the first resistor 11
  • a connection point 16 between the gate and the gate of the p-channel MOSFET 93 is connected to a connection point 17 between the second resistor 12 and the second variable current source 13.
  • the current of the current flowing in the series circuit by the first variable current source 10 and the second variable current source 13 is provided between the gate and source of the n-channel MOSFET 92 in the transmission gate forming the semiconductor switch 91.
  • a drive voltage determined by the value and the resistance value of the first resistor 11 is applied with reference to a voltage at a connection point 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12.
  • the gate and the source of the p-channel MOSFET 93 it is determined by the current value of the current flowing through the series circuit by the first variable current source 10 and the second variable current source 13 and the resistance value of the second resistor 12.
  • a drive voltage is applied with reference to a voltage at a node 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12.
  • connection point 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12 is connected to the output line 15 of the reverberation vibration suppression circuit 5, so that the voltage at the connection point 14 between the first resistor 11 and the second resistor 12 Changes according to the output voltage of the reverberation vibration suppression circuit 5.
  • the output voltage of the reverberation suppression circuit 5 is set between the gate and source of the n-channel MOSFET 92 and between the gate and source of the p-channel MOSFET 93 in the transmission gate. Is applied, the n-channel MOSFET 92 and the p-channel MOSFET 93 are appropriately driven without being affected by the change in the output voltage of the reverberation vibration suppression circuit 5.
  • the drive voltage is controlled by the control circuit 6 changing the current value of the current passed through the series circuit by the first variable current source 10 and the second variable current source 13.
  • the conduction state of the semiconductor switch 91 is controlled by the control circuit 6 without being affected by a change in the output voltage of the reverberation vibration suppression circuit 5. Therefore, in the reception period T3 after the output of the suppression control signal B from the reverberation vibration suppression circuit 5 to the drive electrode 2b is stopped, the semiconductor switch 91 is appropriately controlled to the non-conductive state by the control circuit 6, and the piezoelectric body 2a Is more reliably prevented from being re-excited by the high-frequency noise D, so that re-oscillation does not occur.
  • the case where the vibrator that generates ultrasonic waves is the piezoelectric element 2 has been described. May be a child. In such a case, the same operation and effect as those of the first and second embodiments can be obtained.
  • Ultrasonic sensor 2 Piezoelectric element (vibrator) 2a: Piezoelectric body (vibrating body) 2b ... drive electrode 2c ... detection electrode 2d ... common electrode 3 ... transmission circuit 4 ... reception circuit 5 ... reverberation vibration suppression circuit 50 ... band variable operational amplifier 50a ... non-inverting input terminal (+) 50b: inverted input terminal (-) 50c output terminal 6 control circuit 10 first current source 11 first resistor 12 second resistor 13 second current source 14, 16, 17 connection point 91 semiconductor switch 92 n channel MOSFET 93 ... p-channel MOSFET 94, 95 ... parasitic diode

Abstract

振動体の残響振動が抑圧された直後に受信される受信信号を正しく受信することが可能な超音波センサを提供する。超音波センサ１Ａでは、送信回路３から駆動電極２ｂへの励振信号Ａの出力が停止された後、抑圧制御信号Ｂが帯域可変演算増幅器５０によって信号増幅されて残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂに与えられることで、残響抑圧期間Ｔ２において、圧電体２ａの残響振動が抑圧される。また、駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後の受信期間Ｔ３において、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域が制御回路６によって可変され、帯域可変演算増幅器５０の内部で発生する高周波ノイズＣの周波数帯域における帯域可変演算増幅器５の信号増幅率が低下させられることで、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後に駆動電極２ｂに印加される高周波ノイズＤの信号レベルが低減される。

Description

超音波センサ
　本発明は、超音波を発する振動体の残響振動を抑圧する残響振動抑圧回路を備える超音波センサに関するものである。
　従来、この種の超音波センサとしては、例えば、特許文献１に開示されたものがある。この超音波センサは半導体スイッチを備え、半導体スイッチにより、超音波を発する圧電体に設けられる送信用電極と受信用電極との間の電気的な経路を導通状態と非導通状態とに切り替える。送信用電極への交流電圧印加後に半導体スイッチによって上記経路を導通状態にすることで、圧電体の残響振動に応じて圧電体の受信用領域から出力される残響信号が送信用電極にフィードバックされる。残響信号が電圧として送信用電極にフィードバックされることで、圧電体の残響振動が相殺されて抑圧される。残響信号が送信用電極にフィードバックされた後、上記経路を導通状態から非導通状態に切り替えることで、超音波センサは受信可能状態にされる。
特許第６２４９１１１号公報
　しかしながら、上記従来の超音波センサにおいては、残響信号が電圧として送信用電極にフィードバックされて圧電素子の残響振動が一旦抑制されても、半導体スイッチのスイッチング等によって生じる高周波ノイズにより、圧電体が再励起されて再振動する。このため、半導体スイッチを導通状態から非導通状態に切り替えて超音波センサを受信可能状態にしても、振動体の残響振動が抑圧された直後に受信される受信信号がこの再振動に起因する雑音に埋もれて、受信信号を正しく受信することができない。
　本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、
振動体に振動を生じさせる励振信号が印加される駆動電極および振動体の振動に応じた検出信号を取り出す検出電極を有する超音波を発する振動子と、
振動体を振動させる励振信号を駆動電極へ出力する送信回路と、
検出電極に検出される検出信号を入力する受信回路と、
送信回路から駆動電極への励振信号の出力が停止された後に受信回路から出力される振動体の残響振動に応じた残響振動抑圧回路制御信号を増幅して残響振動を抑圧する抑圧制御信号を生成し、駆動電極に与える、信号増幅の周波数帯域が可変な帯域可変演算増幅器を有する残響振動抑圧回路と、残響振動抑圧回路から駆動電極への抑圧制御信号の出力が停止された後に帯域可変演算増幅器の信号増幅の周波数帯域を可変させる制御回路とを備え、超音波センサを構成した。
　本構成によれば、送信回路から駆動電極への励振信号の出力が停止された後、抑圧制御信号が帯域可変演算増幅器によって信号増幅されて残響振動抑圧回路から駆動電極に与えられることで、振動体の残響振動が抑圧される。また、駆動電極への抑圧制御信号の出力が停止された後、帯域可変演算増幅器の信号増幅周波数帯域が制御回路によって可変され、帯域可変演算増幅器の内部で発生する高周波ノイズの周波数帯域における帯域可変演算増幅器の信号増幅率が低下させられることで、振動体の残響振動が抑圧された後に駆動電極に印加される高周波ノイズの信号レベルが低減される。したがって、振動体の残響振動が抑圧された後、高周波ノイズによって振動体が再励起されて再振動するのが防止される。このため、振動体の残響振動が抑圧された直後に受信が可能になる。
　よって、本発明によれば、振動体の残響振動が抑圧された直後に受信される受信信号を正しく受信することが可能な超音波センサを提供することが出来る。
本発明の第１の実施形態による超音波センサの回路図である。 図１に示す超音波センサを構成する帯域可変演算増幅器の内部構成を示す回路である。 超音波センサの動作シーケンスを示す図である。 図１に示す超音波センサの各箇所における信号波形を示す図である。 図１に示す超音波センサの内部に構成されるローパスフィルタの信号増幅周波数帯域が可変される前後の利得特性を示すグラフである。 図１に示す超音波センサの内部に構成されるローパスフィルタによって高周波ノイズが低減されることを説明するためのグラフである。 図１に示す超音波センサに比較される第１の比較例による超音波センサの回路図である。 図１に示す超音波センサに比較される第２の比較例による超音波センサの回路図である。 本発明の第２の実施形態による超音波センサの回路図である。 図９に示す超音波センサにおける半導体スイッチの変形例による駆動回路の回路図である。
　次に、本発明の超音波センサを実施するための形態について、説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態による超音波センサ１Ａの回路図である。
　超音波センサ１Ａは、例えば、車両に搭載されて、超音波を発してから反射波を受信するまでの時間に応じて、自身から物体までの距離を計測するのに用いられる。超音波センサ１Ａは、超音波を発する振動子である圧電素子２、送信回路３、受信回路４、残響振動抑圧回路５、および制御回路６を備えて構成される。圧電素子２は、振動体である圧電体２ａ、駆動電極２ｂ、検出電極２ｃおよび共通電極２ｄを有する。共通電極２ｄは接地電圧等の基準電圧に接続される。駆動電極２ｂおよび共通電極２ｄ間には、圧電体２ａに振動を生じさせる励振信号が印加される。また、検出電極２ｃおよび共通電極２ｄ間には、圧電体２ａの振動に応じた電荷が現れ、この電荷が検出信号として取り出される。送信回路３は、圧電体２ａを振動させる励振信号Ａを駆動電極２ｂへ出力する。受信回路４は、反射波等の受信によって圧電体２ａが振動することで、検出電極２ｃに検出される検出信号を入力する。
　駆動電極２ｂに励振信号Ａが印加されることで、圧電体２ａが振動して、気中などに向けて超音波が出射される。この圧電体２ａの振動は、送信回路３から駆動電極２ｂへの励振信号Ａの出力が停止された後にも、直ぐには収まらず、しばらく残響振動として継続する。この残響振動により、検出電極２ｃには残響振動に応じた電圧が残響信号として検出される。受信回路４には検出電極２ｃからこの残響信号が入力され、受信回路４は、入力した残響信号に応じて残響振動抑圧回路５を制御する残響振動抑圧回路制御信号を残響振動抑圧回路５へ出力する。
　残響振動抑圧回路５は帯域可変演算増幅器５０を用いて構成される。残響振動抑圧回路５は、送信回路３から駆動電極２ｂへの励振信号Ａの出力が停止された後に受信回路４から出力される残響振動抑圧回路制御信号を増幅して、残響振動を抑圧する抑圧制御信号を生成し、駆動電極２ｂに与える。抑圧制御信号は、残響振動による圧電体２ａの振動が打ち消されるように、例えば、残響信号に対して位相を反転した電圧信号として生成される。
　帯域可変演算増幅器５０は、信号増幅の周波数帯域が可変な図２に示す内部構成を有し、同図（ａ）に概略構成、同図（ｂ）に詳細な構成の一例が示される。つまり、帯域可変演算増幅器５０は、入力段に電圧電流変換部５１、中間段に可変抵抗部５２、および出力段に電流電圧変換部５３を備える。電圧電流変換部５１は、帯域可変演算増幅器５０の非反転入力端子（＋）５０ａおよび反転入力端子（－）５０ｂの各入力電圧がゲートにそれぞれ印加される一対のＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）５１ａ、５１ｂ、カレントミラー回路を構成する一対のＭＯＳＦＥＴ５１ｃ、５１ｄ、およびゲートに一定の電圧Ｖｂが与えられて定電流源を構成するＭＯＳＦＥＴ５１ｅから構成され、非反転入力端子（＋）５０ａおよび反転入力端子（－）５０ｂ間に入力される差電圧を電流に変換する。電流電圧変換部５３は、ゲートに一定の電圧Ｖｂが与えられて定電流源を構成するＭＯＳＦＥＴ５３ａ、および、ＭＯＳＦＥＴ５３ａに直列に接続されて、ゲート・ドレイン間にコンデンサ５３ｃが接続されるＭＯＳＦＥＴ５３ｂから構成され、電圧電流変換部５１によって変換される電流を電圧に変換して、帯域可変演算増幅器５０の出力端子５０ｃへ出力する。なお、図２（ｂ）に示す内部回路は一例であり、電圧電流変換部５１および電流電圧変換部５３の構成はこれに限定されない。
　電圧電流変換部５１および電流電圧変換部５３間に設けられる可変抵抗部５２は、ゲートに制御回路６が接続されたＭＯＳＦＥＴ５２ａから構成され、制御回路６によって抵抗値が可変される。制御回路６は、残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂへの抑圧制御信号の出力が停止された後に、可変抵抗部５２の抵抗値を制御することで、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅の周波数帯域を可変させる。本実施形態では、可変抵抗部５２の抵抗とその周囲の回路に形成される容量とにより、帯域可変演算増幅器５０の内部に主要極を構成する。制御回路６は、可変抵抗部５２の抵抗値を制御して、帯域可変演算増幅器５０による信号増幅の周波数帯域を可変する。
　帯域可変演算増幅器５０の内部には、各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより高周波ノイズが発生するが、本実施形態による超音波センサ１Ａは、残響振動による圧電体２ａの振動が抑圧制御信号で打ち消された後に生じるこの高周波ノイズを、主要極の周波数を変化させることで、低減する。
　帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域を可変するには、一般的に、定電流源を構成するＭＯＳＦＥＴ５１ｅ、５３ａによって流される電流の電流値を低下させることで行われる。しかし、この電流値を低下させると、帯域可変演算増幅器５０の各ノードにおける電圧が変化し、各ＭＯＳＦＥＴに対するバイアス電圧が変化して、帯域可変演算増幅器５０の出力ＤＣ電圧が微小に変化する。これに対して、上記のように、主要極の周波数を変化させることで、帯域可変演算増幅器５０による信号増幅周波数帯域を可変する本実施形態においては、各ノードにおける電圧が変化することはなく、帯域可変演算増幅器５０の出力に影響を与えることはない。
　図３は、超音波センサ１Ａの動作シーケンスを示し、図の左から右へ時間が経過する。超音波センサ１Ａは、期間Ｔ１における送信動作、期間Ｔ２における残響抑圧動作、期間Ｔ３における受信動作を繰り返す。同図（ａ）は、残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂへ出力される抑圧制御信号Ｂのタイミングチャート、同図（ｂ）は、残響振動による圧電体２ａの振動を抑圧した後、圧電体２ａに再励起が生じないときにおける超音波センサ１Ａの動作シーケンス、同図（ｃ）は、残響振動による圧電体２ａの振動を抑圧した後、圧電体２ａに再励起が生じたときにおける超音波センサ１Ａの動作シーケンスである。
　送信期間Ｔ１においては、送信回路３から駆動電極２ｂへ励振信号Ａ（図４（ａ）参照）が出力され、圧電体２ａが振動させられて超音波が発生する。送信回路３から駆動電極２ｂへの励振信号Ａの出力が停止された後の残響抑圧期間Ｔ２では、抑圧制御信号Ｂ（図４（ｂ）参照）がアクティブになる。生成された抑圧制御信号Ｂは駆動電極２ｂに印加され、圧電体２ａの残響振動が抑圧される。抑圧制御信号Ｂはパルス状をしており、その信号の立ち上がりエッジタイミングおよび立ち下がりエッジタイミングに高周波ノイズＣ（図４（ｃ）参照）が発生する。この高周波ノイズＣは、帯域可変演算増幅器５０により減衰した高周波ノイズＤ（図４（ｄ）参照）となる。
　図５（ａ）は、帯域可変演算増幅器５０の主要極の周波数、すなわち、帯域可変演算増幅器５０の内部に構成されるカットオフ周波数の一番低いローパスフィルタのカットオフ周波数が引き下げられる前における帯域可変演算増幅器５０の開ループ利得特性および閉ループ利得特性を表すグラフ、同図（ｂ）は、このカットオフ周波数が引き下げられたときにおける帯域可変演算増幅器５０の開ループ利得特性および閉ループ利得特性を表すグラフである。各グラフの横軸は信号周波数ｆ、縦軸は帯域可変演算増幅器５０の利得Ｇである。また、同図（ａ）において点線で示す特性線７１ａはカットオフ周波数が引き下げられる前における帯域可変演算増幅器５０の開ループ利得特性、実線で示す特性線７２ａは閉ループ利得特性である。また、同図（ｂ）において点線で示す特性線７１ｂはカットオフ周波数が引き下げられたときにおける帯域可変演算増幅器５０の開ループ利得特性、実線で示す特性線７２ｂは閉ループ利得特性である。
　矢印７３に示されるようにカットオフ周波数が引き下げられると、帯域可変演算増幅器５０の開ループ利得特性および閉ループ利得特性は、高周波ノイズが発生する周波数帯域ｆｗにおける利得Ｇが矢印７４に示されるように低下して、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅率が小さくなる。したがって、図６に示すグラフのように、高周波ノイズＣは、カットオフ周波数が引き下げられる前における帯域可変演算増幅器５０の点線の特性線７２ａで示される閉ループ利得特性では、信号増幅されてしまうが、カットオフ周波数が引き下げられたときにおける帯域可変演算増幅器５０の実線の特性線７２ｂで示される閉ループ利得特性では、信号増幅率が小さく、矢印７５に示されるように振幅が減衰した高周波ノイズＤに低減される。なお、図６に示すグラフの縦軸および横軸は図５に示す各グラフと同じである。
　したがって、図３（ｂ）に示す動作シーケンスの受信期間Ｔ３において、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後には、高周波ノイズＣが高周波ノイズＤに低減されるので、圧電体２ａに再励起は生じない。このため、残響抑圧期間Ｔ２が終了した直後の受信期間Ｔ３に、超音波の反射波が受信されることで圧電体２ａに生じる振動は、検出電極２ｃに検出波Ｅとして捉えることができる。しかし、図３（ｃ）に示す動作シーケンスの受信期間Ｔ３において、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後に、帯域可変演算増幅器５０から高周波ノイズＣが駆動電極２ｂに出力されると、圧電体２ａに再励起が生じる。したがって、残響抑圧期間Ｔ２が終了した直後の受信期間Ｔ３に、圧電体２ａの再励起による振動によって雑音Ｎが生じる。このため、残響抑圧期間Ｔ２が終了した直後の受信期間Ｔ３に反射波が受信されると、その反射波は雑音Ｎに埋もれて検出することができない。この結果、超音波センサ１Ａは近距離の物体を検出できなくなる。
　上記のように、残響抑圧期間Ｔ２から受信期間Ｔ３への切り替えで、抑圧制御信号Ｂの立ち下がりエッジに起因にして高周波ノイズＣが生じ、この高周波ノイズＣが圧電体２ａに再励起を引き起こす。このような高周波ノイズに起因する圧電体２ａの再励起は、図７に第１の比較例として示す超音波センサ１１Ａにおいても生じる。なお、図７において図１と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　超音波センサ１１Ａは、増幅回路およびフィルタ等から構成される残響振動抑圧回路８１を備え、受信回路４から出力される制御信号を残響振動抑圧回路８１で増幅する。増幅された制御信号は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ８２およびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ８３からなるトランスミッションゲート８４でスイッチングされて抑圧制御信号に変換され、残響抑圧期間Ｔ２において駆動電極２ｂに与えられる。この際、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ８２のゲートには負電圧に振れる駆動パルスＦ、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ８３のゲートには駆動パルスＦが反転した正電圧に振れる駆動パルスＧが与えられる。圧電素子２の駆動電圧は数十Ｖと高く、圧電体２ａの残響振動を抑圧する抑圧制御信号も高い電圧が必要となり、トランスミッションゲート８４の素子サイズが大きくなって駆動パルスＦ、Ｇの振幅も大きくなる。また、各ＭＯＳＦＥＴ８２、８３のゲート・ドレイン間には寄生容量８５、８６が生じる。この寄生容量８５、８６は、トランスミッションゲート８４の素子サイズの大きさに伴って容量値も大きくなる。したがって、駆動電極２ｂに与えられる抑圧制御信号の立ち上がりエッジタイミングおよび立ち下がりエッジタイミングには、振幅の大きな高周波ノイズＨが発生する。このため、残響抑圧期間Ｔ２から受信期間Ｔ３に切り替わる際、抑圧制御信号の立ち下がりエッジに生じる高周波ノイズＨによって圧電体２ａが再励起されてしまう。
　また、高周波ノイズに起因する圧電体２ａの再励起は、図８に第２の比較例として示す超音波センサ１１Ｂにおいても生じる。なお、図８において図７と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　超音波センサ１１Ｂでは素子サイズの小さなトランスミッションゲート８４が使用され、各ＭＯＳＦＥＴ８２、８３のゲートに与えられる駆動パルスＦ、Ｇの振幅は小さくなる。また、各ＭＯＳＦＥＴ８２、８３のゲート・ドレイン間に生じる寄生容量８５、８６もトランスミッションゲート８４の素子サイズに応じて小さくなる。このため、駆動電極２ｂに与えられる抑圧制御信号の立ち上がりエッジタイミングおよび立ち下がりエッジタイミングに発生する高周波ノイズＨは、振幅が小さくなる。しかし、各ＭＯＳＦＥＴ８２、８３のソース・ドレイン間に寄生ダイオード８７、８８が生じ、制御信号が残響振動抑圧回路８１で大きな倍率で増幅されるため、高周波ノイズＨの電圧が寄生ダイオード８７、８８の順方向電圧を超える。このため、残響抑圧期間Ｔ２から受信期間Ｔ３に切り替わる際、寄生ダイオード８７、８８を通って圧電体２ａを励起させる信号が駆動電極２ｂに出力され、圧電体２ａが再励起されてしまう。
　しかし、本実施形態による超音波センサ１Ａによれば、上記のように、残響抑圧期間Ｔ２から受信期間Ｔ３に切り替わる際に発生する高周波ノイズＣは、帯域可変演算増幅器５０の帯域が引き下げられて減衰するので、寄生ダイオード８７、８８が導通状態にならず、圧電体２ａに再励起は生じない。
　このような本実施形態による超音波センサ１Ａによれば、送信回路３から駆動電極２ｂへの励振信号Ａの出力が停止された後、抑圧制御信号Ｂが帯域可変演算増幅器５０によって信号増幅されて残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂに与えられることで、残響抑圧期間Ｔ２において、圧電体２ａの残響振動が抑圧される。また、駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後の受信期間Ｔ３において、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域が制御回路６によって可変され、帯域可変演算増幅器５０の内部で発生する高周波ノイズＣの周波数帯域における帯域可変演算増幅器５の信号増幅率が低下させられることで、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後に駆動電極２ｂに印加される高周波ノイズＤの信号レベルが低減される。
　本実施形態では、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域は、帯域可変演算増幅器５０の内部に構成される主要極の周波数が制御回路６によって可変され、主要極の周波数が引き下げられて、高周波ノイズＣの周波数帯域における帯域可変演算増幅器５０の信号増幅率が低下させられる。つまり、駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後、制御回路６によって可変抵抗部５２の抵抗値が可変されることで、帯域可変演算増幅器５０の容量成分と可変抵抗部５２から構成されるローパスフィルタの時定数が変わり、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域が簡単な回路構成で可変されて、高周波ノイズＣの周波数帯域における帯域可変演算増幅器５０の信号増幅率が低下させられる。
　したがって、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後、高周波ノイズＣは、帯域可変演算増幅器５０によって圧電体２ａに再振動を起こさない信号レベルの高周波ノイズＤに低減される。したがって、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後、高周波ノイズＤによって圧電体２ａが再励起されて再振動するのが防止される。このため、圧電体２ａの残響振動が抑圧された直後の受信期間Ｔ３に受信される受信信号が圧電体２ａの再振動に起因する雑音Ｎに埋もれなくなり、受信信号を正しく受信することが可能になる。
　また、本実施形態による超音波センサ１Ａによれば、可変抵抗部５２が電圧電流変換部５１および電流電圧変換部５３と共にＭＯＳＦＥＴから構成されることで、帯域可変演算増幅器５０は製造容易でかつ小型に構成され、超音波センサ１Ａは小型で安価に製造される。
　図９は、本発明の第２の実施形態による超音波センサ１Ｂの回路図である。
　超音波センサ１Ｂは、残響振動抑圧回路５と駆動電極２ｂとの間に設けられる半導体スイッチ９１を備える。制御回路６は、残響振動抑圧回路５から抑圧制御信号Ｂが出力される際に半導体スイッチ９１を導通状態に制御し、残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後に半導体スイッチ９１を非導通状態に制御する。第２の実施形態による超音波センサ１Ｂは、これらの点が第１の実施形態による超音波センサ１Ａと相違する。これらの相違点以外の構成は第１の実施形態による超音波センサ１Ａと同様である。
　半導体スイッチ９１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のソース・ドレイン間とｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３のソース・ドレイン間とが並列に接続されたトランスミッションゲートから構成される。ＭＯＳＦＥＴ９２のソース・ドレイン間にはソースからドレインを順方向とする寄生ダイオード９４、ＭＯＳＦＥＴ９３のソース・ドレイン間にはドレインからソースを順方向とする寄生ダイオード９５が生じる。ＭＯＳＦＥＴ９２は制御回路６からゲートに駆動バルスＪが印加されることで導通状態になり、ＭＯＳＦＥＴ９３は制御回路６からゲートに駆動バルスＫが印加されることで導通状態になる。
　本実施形態による超音波センサ１Ｂによれば、上記の第１の実施形態による超音波センサ１Ａと同様な作用効果が奏される。さらに、本実施形態による超音波センサ１Ｂによれば、残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後の受信期間Ｔ３に、半導体スイッチ９１が制御回路６によって非導通状態に制御される。この際、帯域可変演算増幅器５０の信号増幅周波数帯域が制御回路６によって可変され、帯域可変演算増幅器５０の内部で発生する高周波ノイズＣの周波数帯域における帯域可変演算増幅器５０の信号増幅率が、半導体スイッチ９１に寄生する寄生ダイオード９４、９５の順方向電圧以下に高周波ノイズＣの信号レベルを低下させる信号増幅率になっていると、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後の受信期間Ｔ３に残響振動抑圧回路５から出力される高周波ノイズＤは寄生ダイオード９４、９５を通ることができずに、半導体スイッチ９１によって遮断される。したがって、本実施形態による超音波センサ１Ｂによれば、圧電体２ａの残響振動が抑圧された後の受信期間Ｔ３に高周波ノイズＤは駆動電極２ｂに何ら影響を与えなくなり、圧電体２ａは確実に高周波ノイズＤによって再励起されなくなり、再振動を起こさなくなる。
　図１０は、図９に示す超音波センサ１Ｂにおける半導体スイッチ９１の駆動回路の変形例を示す回路図である。図１０において図９と同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は省略する。
　この変形例による半導体スイッチ９１の駆動回路は、第１の可変電流源１０、第１の抵抗１１、第２の抵抗１２、第２の可変電流源１３がこの順に正電源ＶDDおよび負電源ＶSS間に直列接続され、第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４が残響振動抑圧回路５の出力線１５に接続される直列回路を備えている。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２およびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３の各ソースは第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４に接続され、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のゲートは第１の可変電流源１０および第１の抵抗１１間の接続点１６、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３のゲートは第２の抵抗１２および第２の可変電流源１３間の接続点１７に接続される。
　本構成によれば、半導体スイッチ９１を構成するトランスミッションゲートにおけるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のゲート・ソース間には、第１の可変電流源１０および第２の可変電流源１３によって直列回路に流される電流の電流値と第１の抵抗１１の抵抗値とによって定まる駆動電圧が、第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４の電圧を基準にして印加される。また、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３のゲート・ソース間には、第１の可変電流源１０および第２の可変電流源１３によって直列回路に流される電流の電流値と第２の抵抗１２の抵抗値とによって定まる駆動電圧が、第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４の電圧を基準にして印加される。第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４は残響振動抑圧回路５の出力線１５に接続されるので、第１の抵抗１１および第２の抵抗１２間の接続点１４の電圧は、残響振動抑圧回路５の出力電圧にしたがって変化する。
　しかし、残響振動抑圧回路５の出力電圧が変化しても、トランスミッションゲートにおけるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２のゲート・ソース間、およびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３のゲート・ソース間には、残響振動抑圧回路５の出力電圧を基準とする上記の各駆動電圧が印加されるので、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ９２およびｐチャネルＭＯＳＦＥＴ９３は、残響振動抑圧回路５の出力電圧の変化に影響を受けずに適切に駆動される。また、この駆動電圧は、第１の可変電流源１０および第２の可変電流源１３によって直列回路に流される電流の電流値が制御回路６によって可変されることで制御される。このため、半導体スイッチ９１は、残響振動抑圧回路５の出力電圧の変化に影響を受けずに、その導通状態が制御回路６によって制御される。よって、残響振動抑圧回路５から駆動電極２ｂへの抑圧制御信号Ｂの出力が停止された後の受信期間Ｔ３において、半導体スイッチ９１は制御回路６によって適切に非導通状態に制御され、圧電体２ａはより確実に高周波ノイズＤによって再励起されなくなり、再振動を起こさなくなる。
　なお、第１の実施形態による超音波センサ１Ａ並びに第２の実施形態による超音波センサ１Ｂでは、超音波を発生する振動子が圧電素子２である場合について説明したが、静電容量型の振動子であってもよい。その場合においても第１および第２の各実施形態と同様な作用効果が奏される。
　１Ａ、１Ｂ…超音波センサ
　２…圧電素子（振動子）
　２ａ…圧電体（振動体）
　２ｂ…駆動電極
　２ｃ…検出電極
　２ｄ…共通電極
　３…送信回路
　４…受信回路
　５…残響振動抑圧回路
　５０…帯域可変演算増幅器
　５０ａ…非反転入力端子（＋）
　５０ｂ…反転入力端子（－）
　５０ｃ…出力端子
　６…制御回路
　１０…第１の電流源
　１１…第１の抵抗
　１２…第２の抵抗
　１３…第２の電流源
　１４、１６、１７…接続点
　９１…半導体スイッチ
　９２…ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ
　９３…ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ
　９４、９５…寄生ダイオード

Claims (6)

  1. 　振動体に振動を生じさせる励振信号が印加される駆動電極および前記振動体の振動に応じた検出信号を取り出す検出電極を有する超音波を発する振動子と、
    　前記振動体を振動させる前記励振信号を前記駆動電極へ出力する送信回路と、
    　前記検出電極に検出される前記検出信号を入力する受信回路と、
    　前記送信回路から前記駆動電極への前記励振信号の出力が停止された後に前記受信回路から出力される前記振動体の残響振動に応じた残響振動抑圧回路制御信号を増幅して前記残響振動を抑圧する抑圧制御信号を生成し、前記駆動電極に与える、信号増幅の周波数帯域が可変な帯域可変演算増幅器を有する残響振動抑圧回路と、
    　前記残響振動抑圧回路から前記駆動電極への前記抑圧制御信号の出力が停止された後に前記帯域可変演算増幅器の信号増幅の周波数帯域を可変させる制御回路と
    　を備える超音波センサ。
  2. 　前記制御回路は、前記帯域可変演算増幅器の主要極の周波数を変化させることで信号増幅の周波数帯域を可変することを特徴とする請求項１に記載の超音波センサ。
  3. 　前記残響振動抑圧回路と前記駆動電極との間に設けられる半導体スイッチを備え、
    　前記制御回路は前記半導体スイッチの導通状態を制御する
    　ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の超音波センサ。
  4. 　前記帯域可変演算増幅器は、入力される差電圧を電流に変換する電圧電流変換部と、前記電圧電流変換部によって変換される電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、前記電圧電流変換部と前記電流電圧変換部の間に設けられる、前記制御回路によって抵抗値が可変される可変抵抗部とを備えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の超音波センサ。
  5. 　前記可変抵抗部はＭＯＳＦＥＴで構成されることを特徴とする請求項４に記載の超音波センサ。
  6. 　第１の可変電流源、第１の抵抗、第２の抵抗、第２の可変電流源がこの順に正電源および負電源間に直列接続され、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗間の接続点が前記残響振動抑圧回路の出力に接続される直列回路を備え、
    　前記半導体スイッチは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間とｐチャネルＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間とが並列に接続されたトランスミッションゲートから構成され、前記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴおよび前記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴの各ソースが前記第１の抵抗および前記第２の抵抗間の接続点、前記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートが前記第１の可変電流源および前記第１の抵抗間の接続点、前記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートが前記第２の抵抗および前記第２の可変電流源間の接続点に接続される
    　ことを特徴とする請求項３または請求項３を引用する請求項４または請求項３を引用する請求項４に従属する請求項５に記載の超音波センサ。
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