WO2022176982A1 - 電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法 Download PDF

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泰輔 片山
英司 渡邊
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ヤスカワ アメリカ インコーポレイティッド
株式会社安川電機
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    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a control method for the power conversion device.
  • Power converters such as conventional converters use PWM (Pulse Width Modulation) signals and switching devices such as IGBTs (Insulated Gata Bipolar Transistors) controlled by the PWM signals to generate variable frequency power outputs. Techniques for doing so are known (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • An object of the present specification is to provide a power conversion device, a control device, and a control method of the power conversion device by PWM control that can reduce switching loss without deteriorating control response.
  • a power conversion device includes one or more serial multiplex power converters each having a plurality of unit power converters, the outputs of the plurality of unit power converters being connected in series with each other; and a control circuit that outputs a drive signal.
  • Each of the plurality of unit power converters has a plurality of switching elements, and is configured to switch driving of the plurality of switching elements according to a drive signal to output an output voltage.
  • a plurality of units during an idle period during which a plurality of switching elements of at least one unit power converter among the plurality of unit power converters output an output voltage without switching at a short time interval shorter than a predetermined time interval.
  • a control circuit supplies a drive signal to each of the plurality of unit power converters so that the plurality of switching elements of the remaining unit power converters of the power converters perform switching at short time intervals and output an output voltage.
  • the power converter according to the first aspect includes a plurality of series multiple power converters as one or more series multiple power converters.
  • the plurality of switching elements in the plurality of unit power converters constituting the remaining series multiple power converters among the plurality of series multiple power converters perform switching at short time intervals to output an output voltage.
  • the control circuit outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters.
  • At least one series multiple power converter outputs a phase voltage
  • the control circuit outputs (one series multiple power Number of unit power converters in the converter) x (number of levels of the plurality of unit power converters - 1) x 2 times N, the maximum output voltage and the minimum output voltage in one cycle of the phase voltage
  • a voltage range is provided by dividing the range between by a divisor of N, and the rest period is determined by the time during which the phase voltage continuously exists in one voltage range or a plurality of continuous voltage ranges for each cycle,
  • a drive signal is output to each of the plurality of unit power converters. It should be noted that the magnitudes of the voltage ranges are preferably substantially equal.
  • the control circuit outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters so that the number of voltage ranges in which the plurality of switching elements do not perform switching at short intervals per unit time multiplied by the number becomes equal.
  • control is performed so that the total sum of idle periods of each of the plurality of unit power converters in unit time is substantially equal.
  • a circuit outputs a drive signal to each of the plurality of unitary power converters.
  • the power conversion device further includes a plurality of temperature sensors that respectively detect temperatures of the plurality of unit power converters.
  • the plurality of unit power converters in one serial multiplex power converter are Control so that the total sum of rest periods of some unit power converters in a unit time multiplied by the number of unit power converters is longer than the total sum of rest periods of the remaining unit power converters.
  • a circuit outputs a drive signal to each of the plurality of unitary power converters.
  • the power converter according to the third aspect further includes a plurality of voltage sensors that respectively detect bus voltages of the plurality of unit power converters.
  • the bus voltage of some of the unit power converters among the plurality of unit power converters is higher than the bus voltage of the remaining unit power converters by a threshold voltage or more.
  • the control circuit In order to make the total sum of rest periods of some of the unit power converters longer than the sum of rest periods of the remaining unit power converters in a unit time obtained by multiplying the number of the plurality of unit power converters. , the control circuit outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters.
  • the power converter according to any one of the second aspect to the seventh aspect includes three series multiple power converters as at least one series multiple power converter.
  • the three series multiple power converters output a first phase voltage, a second phase voltage and a third phase voltage, respectively.
  • the pause period is determined as a period during which any one of the first phase voltage, the second phase voltage, and the third phase voltage is at the maximum level or the minimum level, based on the two-phase modulation algorithm.
  • the unit power conversion device is a matrix converter.
  • the matrix converter outputs voltages of a specific order of magnitude among the plurality of voltages that are input.
  • the matrix converter receives a multi-phase AC voltage as an input, and in the rest period, among the multi-phase AC voltages, any magnitude order , and if the magnitude order changes during the rest period, switching is performed at time intervals longer than the predetermined time interval so that the voltage of the specific magnitude order is output.
  • One cycle of the multi-phase AC voltage is longer than the predetermined time interval.
  • the predetermined time interval is one cycle of the carrier signal for generating the drive signal by being compared with the voltage command.
  • a three-level inverter includes a plurality of switching elements, a control circuit that outputs drive signals, and a DC power supply circuit that outputs three voltage levels.
  • the plurality of switching elements are connected to the DC power supply circuit and are configured to switch their driving and output a plurality of phase voltages respectively corresponding to a plurality of phases.
  • the control circuit includes a command generator that generates a phase voltage command for each of the plurality of phase voltages and an adjusted phase voltage command for comparison with the carrier signal, and a drive signal based on the adjusted phase voltage command and the carrier signal.
  • a switching signal generation unit and a phase selection unit that sequentially selects, as a selected phase, a phase having the largest absolute value of the corresponding phase voltage command among the plurality of phases.
  • the command generation unit sets a period in which the selected phase is selected as an idle period, and sets the phase voltage command corresponding to the selected phase during the idle period to a value corresponding to an intermediate voltage level among the three voltage levels. Generate the adjusted phase voltage command as follows.
  • the adjusted phase voltage command corresponding to the selected phase is V0 in the pause period.
  • the adjusted phase voltage commands corresponding to the remaining phases other than the selected phase among the plurality of phases are set to values obtained by subtracting (Vx ⁇ V 0 ) from the phase voltage commands corresponding to the remaining phases.
  • the switching signal generator when the difference between the maximum value and the minimum value of the phase voltage command is smaller than the threshold, the switching signal generator generates the adjusted phase voltage command and the carrier and generating a drive signal based on the signal.
  • the switching signal generator when the difference between the maximum value and the minimum value of the phase voltage command is equal to or greater than the threshold, the switching signal generator generates the drive signal based on the phase voltage command instead of the adjusted phase voltage command.
  • a method for controlling a power converter includes a plurality of unit power converters each having a plurality of switching elements, and the outputs of the plurality of unit power converters are connected in series with each other.
  • a control circuit outputs a drive signal, the drive signal is supplied to each of the plurality of switching elements, and at least one of the plurality of unit power converters is provided during the idle period.
  • a plurality of switching elements output a drive signal so as to output an output voltage without switching at short time intervals shorter than a predetermined time interval;
  • a drive signal is applied to each of the plurality of unit power converters so that the plurality of switching elements of the remaining unit power converters among the power converters perform switching at short time intervals and output an output voltage. Including output.
  • the control method prepares a plurality of series multiplex power converters as one or more series multiplex power converters, and in the pause period, the plurality of series multiplex power converters A drive signal is output to each of a plurality of unit power converters constituting at least one of the multiple power converters so that the plurality of switching elements output an output voltage without switching at short time intervals. Then, in the pause period, the plurality of switching elements perform switching at short time intervals for the plurality of unit power converters constituting the remaining series multiplex power converters among the plurality of series multiplex power converters, so that the output voltage is outputting a drive signal to each of the plurality of unit power converters so as to output
  • a control method for a three-level inverter includes a DC power supply circuit that outputs three voltage levels, a plurality of switching elements connected to the DC power supply circuit, and a control circuit that outputs a drive signal. and switching the driving of each of the plurality of switching elements to output a plurality of phase voltages corresponding to the plurality of phases, and a phase voltage command and a carrier signal for each of the plurality of phase voltages Generates an adjustment phase voltage command for comparison, generates a drive signal based on the adjustment phase voltage command and the carrier signal, and selects a phase with the maximum absolute value of the corresponding phase voltage command from among the plurality of phases. and adjust the phase voltage command corresponding to the selected phase to the value corresponding to the intermediate voltage level among the three voltage levels during the idle period in which the selected phase is selected. including generating
  • the predetermined time interval is one period of the carrier signal for generating the drive signal by being compared with the voltage command.
  • a plurality of switching elements of at least one unit power converter among a plurality of unit power converters connected in series with each other During the pause period in which the output voltage is output without switching at short intervals, the plurality of switching elements in the remaining unit power converters among the plurality of unit power converters perform switching at short intervals. to output an output voltage. Therefore, since the plurality of unit power converters periodically reduce switching, switching loss can be reduced without deteriorating control response.
  • a plurality of unit power converters constituting at least one multiple power converter of a plurality of series multiple power converters for each of the plurality of unit power converters constituting the remaining series multiple power converters among the plurality of series multiple power converters in a rest period in which the plurality of switching elements do not perform switching at short intervals.
  • a plurality of switching elements perform switching at short time intervals to output an output voltage. Therefore, since each of the series multiplex power converters periodically reduces switching, switching loss can be reduced without degrading control response.
  • the load on each of the plurality of unit power converters is distributed substantially evenly.
  • the load associated with each of the plurality of unit power converters can be roughly reduced to can be evenly distributed.
  • the power conversion device in a unit power converter having a high temperature among the plurality of unit power converters, the sum of idle periods during which switching is not performed can be increased. A rise can be suppressed and the durability of a power converter can be improved.
  • the power conversion device in a unit power converter having a high bus voltage among the plurality of unit power converters, it is possible to increase the total sum of idle periods during which switching is not performed.
  • the bus voltage is high, the loss due to switching is large. Therefore, by increasing the sum of the rest periods in which switching is not performed, the temperature rise of the unit power converter can be suppressed and the durability of the power converter can be improved.
  • the series multiple power converter can be stopped using the two-phase modulation algorithm, so that the power loss of the entire power conversion device can be reduced while stably controlling the load. can be done.
  • a matrix converter can be used as the unit power converter.
  • the controls according to the first to ninth aspects can be performed even when an AC power supply is used.
  • loss of the power conversion device can be reduced when the carrier signal is used to output the PWM signal.
  • power consumption can be reduced because an intermediate level voltage is output during the idle period.
  • the line voltage can be kept unchanged even when the rest period is provided, so the power loss of the three-level inverter can be reduced while appropriately controlling the load.
  • the 3-level inverter when the difference between the maximum value and the minimum value of the phase voltage command is larger than the threshold value, no pause period is provided.
  • the power loss of the 3-level inverter can be reduced.
  • the power conversion device control method it is possible to reduce the loss of the power conversion device when the carrier signal is used to output the PWM signal.
  • the technology disclosed in this application allows the use of high carrier frequencies without the control response degrading to undesirable levels.
  • the technique can also advantageously reduce harmonic voltages.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing the overall configuration of a power conversion device;
  • FIG. It is a schematic diagram showing the 1st unit composition of a power converter. It is a schematic diagram showing the 2nd unit composition of a power converter. It is a schematic diagram showing the 3rd unit composition of a power converter.
  • FIG. 2C-1 is a schematic diagram showing a detailed configuration of the power converter of FIG. 2C-1; It is a schematic diagram showing the 4th unit composition of a power converter. It is a schematic diagram showing the 5th unit composition of a power converter. It is a schematic diagram showing the 6th unit composition of a power converter.
  • FIG. 3 is a graph showing output waveforms of each unit power converter of the first and second unit configurations of the power converter shown in FIGS. 2A and 2B;
  • FIG. 4A-1 is a graph labeled idle period and PWM output period for the graph shown in FIG.
  • FIG. 4A-1 is a table showing switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltage of the graph shown in FIG. 4A-1;
  • FIG. 4B is a diagram showing a correspondence relationship between an example command voltage and each voltage range in FIG. 4A-3;
  • 4A-1 is a table showing another example of switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltage of the graph shown in FIG. 4A-1.
  • 3 is a graph showing another output waveform of each unit power converter of the first and second unit configurations of the power converter shown in FIGS. 2A and 2B;
  • FIG. FIG. 4B-1 is a graph labeled rest period for the graph shown in FIG.
  • FIG. 4B-1 is a table showing switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltages of the graph shown in FIG. 4B-1; 3 is a graph showing still another output waveform of each unit power converter of the first and second unit configurations of the power converter shown in FIGS. 2A and 2B; FIG. FIG. 4C-1 is a graph labeled rest period for the graph shown in FIG. 4C-1; 4C-1 and 4D-1 are tables showing switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltages shown in the graphs of FIGS. 4C-1 and 4D-1.
  • 4C-1 and 4D-1 are tables showing another example of switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltages of the graphs shown in FIGS. 4C-1 and 4D-1.
  • 3 is a graph showing still another output waveform of each unit power converter of the first and second unit configurations of the power converter shown in FIGS. 2A and 2B;
  • FIG. 4D-1 is a graph labeled rest period for the graph shown in FIG. 4D-1;
  • 2C-2 is a graph showing output waveforms for the third unit configuration of the power converter shown in FIGS. 2C-1 and 2C-2;
  • FIG. 4E-1 is a graph labeled rest period for the graph shown in FIG.
  • 4E-1; 4E-1 and 4F-1 are tables showing switching and idle periods of each unitary power converter with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltages shown in the graphs of FIGS. 4E-1 and 4F-1.
  • 2C-2 is a graph showing another output waveform for the third unit configuration of the power converter shown in FIGS. 2C-1 and 2C-2;
  • FIG. 4F-1 is a graph labeled rest period for the graph shown in FIG. 4F-1;
  • FIG. 10 is a table showing switching and idle periods of each unit power converter with respect to a voltage range of a command voltage when outputting phase voltages in the fourth unit configuration of the power conversion device;
  • FIG. 4A-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG.
  • FIG. 4A-1 output from the matrix converter in which an AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • 4B-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4B-1, which is output from the matrix converter to which the AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • FIG. 4C-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4C-1 output from the matrix converter to which the AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • 4D-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4D-1 output from the matrix converter to which the AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • FIG. 3D is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4D-1 output from the matrix converter to which the AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • FIG. 3D is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the
  • 4E-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4E-1 output from the matrix converter in which an AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • 4F-1 is a graph showing an output waveform equivalent to the signal of the graph shown in FIG. 4F-1 output from the matrix converter to which the AC voltage is applied to the matrix converter shown in FIG. 3D
  • 3 is a block diagram showing the hardware configuration of a controller
  • FIG. 4 is a graph showing a voltage command for each phase that is the basis of two-phase modulation
  • 1 is a graph illustrating the concept of biphasic modulation
  • It is the schematic which shows the 2 arm conversion part of a power converter device.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a three-arm (or more) conversion section of a power conversion device
  • FIG. FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the concept of a modulation method in which a selected phase is set to a value corresponding to an intermediate voltage level in the second embodiment
  • It is the schematic which shows the whole structure of the power converter device of 3rd Embodiment.
  • It is the schematic which shows the whole structure of the power converter device of 4th Embodiment.
  • FIG. 1 shows a power conversion device 1 in which a power conversion section 10 includes a plurality of switching elements driven based on PWM signals, and a controller 20 generates PWM signals.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a power conversion device 1 .
  • the power converter 1 according to the first embodiment converts power supplied from a power supply 2 into predetermined power and outputs the power to a load 3 .
  • the power converter 1 converts the DC power supplied from the power supply 2 into AC power and outputs the AC power to the load 3 .
  • the power source 2 may be, for example, an AC power source
  • the load 3 may be, for example, a power system.
  • the power converter 1 includes a power converter 10 that outputs voltage to the load 3 and a controller 20 that outputs a drive signal generated according to the voltage command to the power converter 10 .
  • Controller 20 may also be referred to as a control circuit.
  • the power converter 10 includes a plurality of switching elements that are driven based on drive signals (for example, PWM signals output from the controller 20), and is connected between the power supply 2 and the load 3.
  • the power converter 10 is connected to the power supply 2 via an input line 4 (the input line is shown by a single line in FIG. 1 for simplicity).
  • the power conversion unit 10 transmits, for example, single-phase or multiphase AC voltage power to an output line 5 provided between the power conversion unit 10 and the load 3 (in FIG. 1, the output line is illustrated by a single line for simplification). output to the load 3 via .
  • the controller 20 adjusts the first period for outputting zero voltage and the second period for outputting non-zero voltage according to the voltage command, or adjusts the first non-zero voltage value according to the voltage command.
  • a PWM signal is generated such that the first period of output and the second period of output of the non-zero second voltage value are coordinated.
  • the controller 20 causes the power converter 10 to output a PWM signal set such that one first period and one or more second periods exist within the voltage command update cycle. For example, the controller 20 outputs a PWM signal that combines one first period and one or more second periods within each voltage command update cycle.
  • the controller 20 can include a command generator 21 and a switching signal generator 22 .
  • Command generator 21 generates a voltage command and outputs the voltage command to switching signal generator 22 .
  • a voltage command is a signal whose voltage value or the like is referred to when generating a PWM signal.
  • the voltage command disclosed here can also be regarded as a reference voltage, and can include one or more phase voltage commands respectively corresponding to one or more phases of the AC voltage output from the power conversion unit 10.
  • the command generator 21 can maintain or change the voltage value of the voltage command. For example, the command generator 21 updates the voltage value of the voltage command at each predetermined update cycle based on one or more predetermined conditions.
  • the switching signal generator 22 generates a carrier signal, compares the voltage command with the carrier signal, generates a PWM signal, and outputs the PWM signal to the power converter 10 .
  • a carrier signal is a signal that is compared with a voltage command to generate a drive signal. In many cases the carrier signal consists of a triangular wave. In most cases, the maximum pulse width of the PWM signal is shorter than one cycle of the carrier signal.
  • the switching signal generator 22 compares the carrier signal and the voltage command, generates a PWM signal so that ON/OFF of the pulse wave is inverted before and after the carrier signal and the voltage command become equal, and outputs the PWM signal to the gate drive circuit 201 . Output. Since this technique is a well-known technique as seen in U.S. Pat. No. 9,906,168, detailed description thereof is omitted.
  • controller 20 includes circuitry 790 .
  • Circuitry 790 includes one or more processors 791 , memory 792 , storage 793 and input/output ports 794 .
  • the storage 793 records programs for configuring each functional module of the controller 20 .
  • the storage 793 can include a computer-readable device such as a non-volatile semiconductor memory mounted on a board or the like, but may also be a storage device such as an external hard disk.
  • the memory 792 temporarily stores programs loaded from the storage 793, calculation results of the processor 791, and the like.
  • Processor 791 may be configured to cooperate with memory 792 to execute programs to configure and/or control one or more functional modules of the power converter.
  • the input/output port 794 inputs/outputs signals to/from each unit power converter 15 according to a command from the processor 791 .
  • Circuitry 790 may include hardware, software, firmware, or any combination thereof. Circuitry 790 may perform one or more of these functions by executing a program. In some examples, circuit 790 may perform at least some of its functions by using one or more integrated circuits, such as dedicated logic circuits or application specific integrated circuits (ASICs).
  • ASICs application specific integrated circuits
  • the power conversion device 1 includes one or more series multiplex power converters 13 in which a plurality of unit converters 15 constituting the output phase to the load shown in FIG. 2A are electrically connected in series with each other. .
  • Each series multiple power converter 13 constitutes one phase that outputs phase voltages to the load.
  • One or more serial multiple power converters 13 each have a plurality of unitary power converters 15 .
  • the power conversion device 1 may include a plurality of series multiplex power converters 13 as one or more series multiplex power converters 13 .
  • the different serial multiple power converters 13 are shown as 13a-13c.
  • the number of unit power converters 15 connected in series is not limited, and can be three or more as shown in FIGS. 2C-1, 2C-2, 2D, 2E, and 2F.
  • the present invention can be applied to all configurations of the power converter 1 shown in FIGS. 1, 2A, 2B, 2C-1, 2C-2, 2D, 2E, and 2F.
  • the unit power converters 15 are distinguished and displayed as 15a to 15i.
  • the unit power converters 15 outputting different phases (U-phase, V-phase, W-phase) plurality of unit power converters 15 constituting different series multiplex power converters 13a to 13c) are distinguished, and the first You may call it a unitary power converter, a 2nd unitary power converter, and a 3rd unitary power converter.
  • the unit power converters 15a-15c are the first unit power converters
  • the unit power converters 15d-15f are the second unit power converters
  • the unit power converters 15g-15i are the third unit power converters. You may call it a unit power converter.
  • One end of the output of the plurality of first unit power converters 15a to 15c is connected to the neutral point N, and the other end of the output is connected to the U-phase terminal of the load 3 via the output terminal Tu.
  • One end of the output of the plurality of second unit power converters 15d to 15f is connected to the neutral point N, and the other end of the output is connected to the V-phase terminal of the load 3 via the output terminal Tv.
  • One end of the output of the plurality of third unit power converters 15g to 15i is connected to the neutral point N, and the other end of the output is connected to the W-phase terminal of the load 3 via the output terminal Tw.
  • a phase current Iu flows between the first unit power converters 15a to 15c and the output terminal Tu of the load 3, respectively.
  • phase current Iv flows between the second unit power converters 15d to 15f and the output terminal Tv of the load 3, respectively.
  • a phase current Iw flows between the third unit power converters 15g to 15i and the output terminal Tw of the load 3, respectively.
  • the phase currents Iu, Iv, and Iw may be collectively referred to as the output phase current Iuvw.
  • the circuits shown in FIGS. 2B, 2C-1, 2D, 2E and 2F have similar features. These circuits are, for example, circuits that output power to three-phase loads.
  • load 3 is, for example, a three-phase AC motor.
  • FIG. 2A is a circuit that outputs power to a single-phase load.
  • the load 3 is, for example, a single-phase AC motor of an air conditioner or home appliance.
  • Each of the plurality of unit power converters 15 has a plurality of switching devices.
  • the unit power converter 15 is configured to output an output voltage by switching driving of a plurality of switching elements according to a drive signal generated from the controller 20, and converts the input power into a variable frequency output including DC 0 Hz and a variable voltage. It has a function to convert to And the unit power converter 15 can be configured as shown in FIGS. 3A, 3B-1, 3B-2, 3C, 3D, 3E-1 and 3E-2.
  • FIG. 3A is a diagram showing a configuration example of a unitary power converter 151, which is an example of the unitary power converter 15, and the controller 20. As shown in FIG.
  • the unit power converter 151 includes input terminals Tp, Tn and output terminals Ta, Tb.
  • the input terminal Tp is connected to the positive pole of the power supply 2 and the input terminal Tn is connected to the negative pole of the power supply 2 .
  • the general term for the input terminals Tp and Tn is Td. Note that the potential difference between the input terminals Tp and Tn is Vd.
  • Ta, Tb and Td are shown in Figures 2A, 2B, 2C-1, 2D, 2E and 2F.
  • Output terminals Ta and Tb are connected to the load 3 .
  • the power supply 2 is a DC power supply.
  • the unit power converter 151 includes switching elements Q1 to Q4 and a capacitor C1.
  • the switching elements Q1 to Q4 are bridge-connected to each other and connected to a load 3 via output terminals Ta and Tb.
  • Protection rectifying elements D1 to D4 are connected in parallel to each of the switching elements Q1 to Q4 so that the direction of current flow is reversed (hereinafter referred to as antiparallel connection).
  • the switching elements Q1 to Q4 are, for example, semiconductor devices such as IGBTs and MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistors).
  • the protective rectifying elements D1 to D4 are, for example, diodes.
  • the controller 20 includes a gate drive circuit 201.
  • a gate drive circuit 201 of the controller 20 amplifies the PWM signal output from the controller 20 and outputs the amplified signal to the gates of the switching elements Q1 to Q4.
  • the unit power converter 151 converts the DC voltage input from the power supply 2 via the input terminals Tp and Tn into AC voltage by the switching operations of the switching elements Q1 to Q4, and outputs the converted AC voltage to the output terminal. Output to the load 3 via Ta and Tb.
  • the controller 20 generates a PWM signal using the switching signal generator 22 shown in FIG. 1 and outputs the PWM signal to the gate drive circuit 201 .
  • the gate drive circuit 201 outputs PWM signals as pulse waves L1, L2, L3 and L4 to the gates of the switching elements Q1 to Q4.
  • the unit power converter 151 as shown in FIG. 3A can output a pulse wave of +Vd voltage with the potential of the output terminal Tb as the reference potential by turning on Q1 and Q4. Also, by turning on Q2 and Q3, a pulse wave with a voltage of -Vd can be output.
  • Unit power converter 151 is applicable to all unit power converters of FIGS. 2A-F.
  • FIG. 3B is a schematic diagram showing another example 152 of the unitary power converter 15.
  • unit power converter 152 is a three-level inverter.
  • the unit power converter 152 includes two capacitors C1 and C2 connected in series, four switching elements Q1 to Q4 connected in series, and four switching elements Q5 to Q8 connected in series. With connected circuitry.
  • the unit power converter 152 includes two diodes D21 and D22 connected in series between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the connection point of the switching elements Q3 and Q4, and the connection of the switching elements Q5 and Q6. and two diodes D23, D24 connected in series between the node and the connection point of the switching elements Q7, Q8.
  • connection point of the diodes D21 and D22, the connection point of the diodes D23 and D24, and the connection point of the capacitors C1 and C2 are connected.
  • a connection point between switching elements Q2 and Q3 is connected to terminal Ta, and a connection point between switching elements Q6 and Q7 is connected to terminal Tb.
  • the general term for the input terminals Tp and Tn is Td, and the potential difference between the input terminals Tp and Tn is Vd.
  • switching elements Q1 to Q8 for example, semiconductor switches such as IGBTs are used.
  • Terminals Ta and Tb of unit power converter 152 are capable of outputting three-level voltages of +Vd, +Vd/2, and 0 using the potential of input terminal Tn as a reference potential. Therefore, unit power converter 152 can output five types of voltage pulse waves of +Vd, +Vd/2, 0, -Vd/2, and -Vd using the potential of output terminal Tb as a reference potential.
  • FIG. 3C is a schematic diagram showing still another example 153 of the unit power converter 15.
  • the unitary power converter 153 is obtained by connecting the outputs of the two unitary power converters 151 in series and multiplexing them.
  • the unit power converter 153 is a circuit in which the output terminal Tb of the unit power converter 151 in the first stage is connected to the output terminal Ta of the unit power converter 151 in the second stage.
  • the capacitor of the first stage unit power converter 151 is C11
  • the switching elements are Q11 to Q14
  • the protective rectifying elements are D11 to D14
  • the capacitor of the second stage unit power converter 151 is C21.
  • the switching elements are expressed as Q21 to Q24
  • the protective rectifying elements are expressed as D21 to D24. Due to the circuit configuration described above, the unit power converter 153 can output five voltage pulse waves of +2Vd, +Vd, 0, ⁇ Vd, and ⁇ 2Vd using the potential of the output terminal Tb as a reference potential.
  • FIG. 3D is a schematic diagram showing still another example 154 of the unitary power converter 15.
  • FIG. This unit power converter 154 is a matrix converter.
  • the unit power converter 154 includes bidirectional switches SW1 to SW6 (hereinafter collectively referred to as bidirectional switches SW).
  • a terminal Tb is connected to one end of the bidirectional switches SW1 to SW3, and a terminal Ta is connected to one end of the bidirectional switches SW4 to SW6.
  • the other end of the bidirectional switch SW1 is connected to the other end of the bidirectional switch SW4 and further to the terminal c1.
  • the other end of the bidirectional switch SW2 is connected to the other end of the bidirectional switch SW5 and further to the terminal c2.
  • the other end of the bidirectional switch SW3 is connected to the other end of the bidirectional switch SW6 and further to the terminal c3.
  • the bidirectional switches SW1 to SW6 can be composed of, for example, two elements in which unidirectional switching elements are connected in antiparallel.
  • IGBTs with reverse blocking characteristics for example, are used as switching elements.
  • the reverse blocking characteristic is a characteristic that a switching element can maintain an off state against a voltage having a polarity opposite to the unidirectional current flow.
  • the switching element for example, two pairs of anti-parallel connected IGBTs and protective diodes may be prepared, and the IGBTs may be connected in series such that the emitters or collectors of the IGBTs are connected to each other.
  • the capacitors C31 to C33 connect different terminals c1, c2 and c3, respectively.
  • the unit power converter 154 switches the connections of the bidirectional switches SW1 to SW6 according to the potential difference V 12 between the terminals c1 and c2 and the potential difference V 23 between the terminals c2 and c3, thereby switching the connection of the output terminal Tb.
  • the electric potential as a reference electric potential, five types of voltage pulse waves can be output.
  • the unit power converter 154 described above shows the case where the power supply 2 is a DC power supply, but the power supply 2 may be an AC power supply.
  • the unit power converter 154 inductances are provided between the capacitors C31 to C33 and terminals c1, c2, and c3 to form an LC filter, and a three-phase AC power supply circuit is connected to the terminals c1, c2, and c3. good too.
  • the three-phase AC power supply circuit is a transformer, the leakage inductance of the transformer may be used instead of the above inductance, and the inductance may be omitted.
  • the unit power converter 154 may be multiplexed. Each multiplexed circuit may send an output signal to each of the U, V and W phases of the motor.
  • At least one unit power converter 15 among the plurality of unit power converters 15 directly connected to each other suspends PWM switching, and the remaining unit power converters 15 perform PWM switching.
  • the unit power converter 15 is configured by one of the circuits shown in FIGS. there is
  • FIGS. 4A-1, 4A-2, 4B-1, 4B-2, 4C-1, 4C-2, 4D-1, 4D-2, 4E-1, FIG. 4E-2, FIG. 4F-1, and FIG. 4F-2) can take any of the unitary power converter 15 voltage levels.
  • the center level is 0 and the maximum level is displayed as 2, and the minimum level is displayed as -2.
  • FIG. 4A-3 shows the outputs of the two circuits A_11 and A_12 for each command voltage in FIG. 4A-1.
  • 100% of each unit power converter A_11 and A_12 corresponds to the maximum voltage in each unit output converter A_11. That is, in the unit power converters 151 and 152 according to FIGS. 3A and 3B, Vd, in the unit power converter 153 according to FIG. 3C, 2Vd, and in the unit power converter 154 according to FIG. is the maximum voltage among 100% of the command voltage is the maximum output voltage of the series multiplex power converter 13 (Figs. This corresponds to 2) in the bottom graph. As shown in FIG.
  • the controller 20 calculates (the number of multiple unit power converters in one series multiple power converter (2 in this example)) ⁇ (the number of levels of multiple unit power converters ⁇ 1 (2 in this example)) ⁇ 2 times N (8 in this example), the range between the maximum output voltage and the minimum output voltage in one cycle of the phase voltage is a divisor of N (in this example). Then, the voltage ranges (i) to (viii) separated by 8) are provided, and the time during which the phase voltage continuously exists within one voltage range or a plurality of continuous voltage ranges for each cycle (in this example, one voltage range) determines a halt period, and outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters 15 .
  • 4A-4 shows the corresponding voltage range (i)-(viii) for a sinusoidal voltage command.
  • the number of levels of a plurality of unit power converters referred to here is x (x is an integer) if each unit power converter 15 constituting the serial multiplex power converter 13 is an x level converter. That is, the number of levels is the number of positive voltage levels (including 0) or negative voltage levels (including 0) that each unit power converter 15 can output.
  • one or more unit power converters 15 in a plurality of unit power converters 15 constituting the series multiple power converter 13 When entering the idle period, the remaining unitary power converters 15 in the series-connected units enter the PWM output period. That is, when circuit A_11 enters the PWM output period, circuit A_12 enters the idle period, and when circuit A_12 enters the PWM output period, circuit A_11 enters the idle period.
  • the command voltage changes only in the range from 1 to -1, so the voltage range changes only in the range from (iii) to (iv). For this reason, the number of voltage outputs from each circuit is limited to three.
  • the above example shows an example of the unit power converter 15 capable of outputting voltages of three levels (including zero) for each of positive and negative polarities with three levels of input voltage.
  • a unit power converter 151 that can output voltages of two levels (including zero) for each of positive and negative polarities may be applied.
  • the outputs of the two circuits A_11 and A_12 for each command voltage in this case are shown in FIG. 4A-5.
  • FIG. 4B-3 shows the outputs of the two circuits A_11 and A_12 for each command voltage in FIG. 4B-1.
  • the definition of 100% for each unit power converter A_11, A_12 and the definition of 100% of the command voltage in FIG. 4B-3 are the same as those in FIG. 4A-3.
  • FIG. 4B-1 illustrates a sinusoidal voltage command in dashed lines. As shown in FIGS. 4B-1 to 4B-3, there may be a voltage period during which both circuit A_11 and circuit A_12 enter the PWM output period. In the examples of FIGS. 4B-1 to 4B-3, both circuit A_11 and circuit A_12 are switching when the command voltage is between -75% and 75%.
  • FIGS. 4C-1 to 4C-3 show examples of changing the circuit to be switched every cycle.
  • the definition of 100% for each unit power converter A_11, A_12 and the definition of 100% of the command voltage in FIG. 4C-3 are the same as those in FIG. 4A-3.
  • STAGE 1 in FIG. 4C-3 indicates the voltage level adopted in the odd cycles of the phase voltages
  • STAGE 2 indicates the voltage levels adopted in the even cycles of the phase voltages.
  • the command voltage changes only in the range from 1 to -1, so the voltage range changes only in the range from -50% to 50%. Therefore, only the case where the voltage levels of A_11 and A_12 are 0 during the idle period is shown.
  • the rest period is determined by the time during which the phase voltage is continuously present within a plurality of continuous voltage ranges (time corresponding to one cycle of the phase voltage).
  • the above example shows an example of the unit power converter 15 capable of outputting voltages of three levels (including zero) for each of positive and negative polarities with three levels of input voltage.
  • a unit power converter 151 that can output voltages of two levels (including zero) for each of positive and negative polarities may be applied.
  • the outputs of the two circuits A_11 and A_12 for each command voltage in this case are shown in FIG. 4C-4.
  • FIGS. 4A-1 to 4A-3, FIGS. 4B-1 to 4B-3, and FIGS. 4C-1 to 4C-3 have the same voltage level during the idle period, but different voltage levels for each idle period.
  • Figures 4D-1-4D-2 illustrate such an example.
  • FIG. 4C-3 shows the outputs of the two circuits A_11, A_12 for each command voltage in FIG. 4D-1.
  • the output voltage of circuit A_11 varies from 100% to 0% to -100% in four consecutive idle periods.
  • the time during which the phase voltage continuously exists within a plurality of continuous voltage ranges phase The rest period is determined by the time corresponding to one cycle of the voltage).
  • FIGS. 4E-1 to 4E-3 show that in the three unit power converters 15 connected in series shown in FIGS. 2C-1 and 2C-2, two of the three unit power converters 15 It shows an example of pausing.
  • the definition of 100% for each unit power converter A_11, A_12 and the definition of 100% of the command voltage in FIG. 4E-3 are the same as those in FIG. 4A-3. Due to space limitations, FIG. 4E-3 shows only the case where the command voltage is positive, but when the command voltage is negative, voltage values with negative signs are output from the three circuits A_11, A_12, and A_13. be.
  • FIG. 4E-3 shows the outputs of the three circuits A_11, A_12, A_13 for each command voltage in FIG. 4E-1. STAGE 1 in FIG.
  • 4E-3 is the voltage level adopted in the (multiple of 3+1) period of the phase voltage
  • STAGE 2 is the voltage level adopted in the (multiple of 3+2) period of the phase voltage
  • STAGE 3 indicates the voltage level adopted in the (multiple of 3) period of the phase voltage.
  • 4E-1 and 4E-2 show waveforms when the command voltage varies in the range from -33.33% to 33.33%. Therefore, the voltage levels of A_11, A_12, and A_13 are 0 during the idle period.
  • the circuit A_11 and the circuit A_12 enter the idle period when the circuit A_13 is in the PWM output period
  • the circuit A_12 and the circuit A_13 enter the idle period when the circuit A_11 is in the PWM output period
  • the circuit A_11 and the circuit A_13 enter the idle period.
  • Unit power converter 15 periodically switches the sleep condition based on the voltage command.
  • FIGS. 4F-1 and 4F-2 show another example of three unit power converters 15 connected in series, in which two of the three unit power converters 15 are idle within a certain period.
  • 4E-1 to 4E-3 show the same voltage levels during the idle period, while FIGS. 4F-1 to 4F-2 show different voltage levels provided according to the voltage range of the idle period.
  • FIG. 4E-3 shows the outputs of the three circuits A_11, A_12, A_13 for each command voltage in FIG. 4F-1.
  • FIGS. 4A-1 through 4F-2 are exemplary waveforms of circuit A_11, circuit A_12, and circuit A_13 of power converter 1 shown in FIGS. 2A, 2B, 2C-1, and 2C-2. , but with quiescent periods can be obtained using the techniques shown in FIGS. 4C-1 through 4F-2 for power converter circuit A_14, It can be used for circuit A_15 and circuit A_16.
  • FIG. 4G-1 is a table showing the switching and idle periods of each unitary power converter 15 with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltage in the configuration of FIG. 2D of the power converter 1.
  • FIG. 4G-1 is a table showing the switching and idle periods of each unitary power converter 15 with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltage in the configuration of FIG. 2D of the power converter 1.
  • FIG. 4G-1 is a table showing the switching and idle periods of each unitary power converter 15 with respect to the voltage range of the command voltage when outputting the phase voltage in the configuration of
  • the plurality of switching elements of at least one unit power converter 15 among the plurality of unit power converters 15 constituting the series multiplex power converter 13 are switched for a short period of time shorter than a predetermined time interval.
  • the plurality of switching elements in the remaining unit power converters 15 among the plurality of unit power converters 15 perform switching at short intervals.
  • the controller 20 outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters 15 so as to output the output voltage.
  • This predetermined interval is one period of the carrier signal described above.
  • the idle period can also vary in voltage level over a continuous voltage range, as is the case in FIGS. 4D-1 to 4D-3 and FIGS. operation of circuit A_13 in STAGE 1,2 of 3). However, even in such a case, since the period is much longer than one period of the carrier signal, the switching at the short interval is not performed.
  • the number of voltage ranges in which a plurality of switching elements do not switch at short intervals in a unit time obtained by multiplying the number of unit power converters 15 in one series multiplex power converter 13 by the time of one cycle of the phase voltage.
  • the controller 20 outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters 15 so that .
  • the idle period is provided evenly by changing the idle period cycle for each cycle of the phase voltage. It's like Therefore, the controller 20 outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters 15 so that the sum of the rest periods of each of the plurality of unit power converters 15 in the unit time described above becomes substantially equal.
  • the examples of FIGS. 4F-1 and 4F-2 show the case where the power supply 2 is a DC power supply, but the power supply 2 may be an AC power supply.
  • FIGS. 4H-1, 4I-1, 4J-1, 4K-1, 4L-1, and 4M-1 show the matrix converter 154 as in FIG.
  • Output signals shown in FIGS. 4A-1, 4B-1, 4C-1, 4D-1, 4E-1, and 4F-1 when AC voltages with phases shifted by each are applied An example of outputting equivalent signals is shown.
  • matrix converter 154 outputs voltages in a specific order of magnitude among the plurality of voltages that are input during the rest period. More specifically, the matrix converter 154 receives a multi-phase AC voltage as an input, outputs a voltage of one of the phases in order of magnitude among the multi-phase AC voltages during the idle period, and converts the voltage during the idle period. When the order changes, switching is performed at time intervals longer than the predetermined time interval so that a voltage of a specific order of magnitude is output.
  • the matrix converter 154 outputs the maximum voltage among the three AC voltages applied to the terminals c1, c2, and c3. For example, pause at the 0% level in the tables shown in FIGS. 4A-3, 4B-3, 4C-3, 4D-3, 4E-3, 4F-3, and 4G-1. , the matrix converter 154 outputs an intermediate voltage among the three AC voltages applied to the terminals c1, c2, and c3. For example, at the -100% level in the tables shown in FIGS.
  • a plurality of switching elements of at least one unit power converter 15 among the plurality of unit power converters 15 connected in series perform switching at short time intervals. First, during the pause period for outputting the output voltage, in the remaining unit power converters 15 of the plurality of unit power converters 15, the plurality of switching elements are switched at short intervals to output the output voltage.
  • controller 20 outputs a drive signal to each of the plurality of unit power converters 15 so as to output an output voltage.
  • the power conversion device 1 comprises three series multiple power converters 13 as at least one series multiple power converter 13 .
  • the three series multiplex power converters 13 output a first phase voltage, a second phase voltage and a third phase voltage, respectively.
  • the unit power converter 15 for two-phase modulation is typically a three-phase output two-level inverter.
  • FIG. 6A is a graph showing voltage commands for each phase that are the basis of two-phase modulation.
  • FIG. 6B is a graph illustrating the concept of biphasic modulation. In FIG. 6B, the original voltage command shown in FIG. 6A is shown by a thin line, and the voltage command after modulation is shown by a thick line.
  • FIG. 6A shows the phase voltage commands for the U-phase, V-phase, and W-phase by a solid line, a dotted line, and a one-dot chain line, respectively.
  • FIG. 6A shows the phase voltage commands for the U-phase, V-phase, and W-phase as typical sine waves shifted by 120 degrees from each other.
  • the phase having the largest absolute value is selected among the phase voltage commands of the U-phase, V-phase, and W-phase.
  • This selected phase is called the selected phase.
  • FIG. 6A shows the phase with the highest absolute value above the graph, indicated by a vertical dashed line when the phase with the highest absolute value changes.
  • a period in which the selection phase shown between the vertical dotted lines is selected is called a selection period.
  • This selection period becomes a rest period in the selection phase.
  • FIG. 6B when the command value of the phase voltage command in the selected phase is positive, the phase voltage command is set to the maximum value that the phase voltage command can take.
  • the command value of the phase voltage command in the selected phase is negative, the phase voltage command is set to the minimum value that the phase voltage command can take.
  • the voltage values of the phases other than the selected phase are shifted by a value ⁇ D1 by which the selected phase is shifted.
  • FIG. 6 shows the shift amount ⁇ D1 when the selected phase is switched from the W phase to the U phase.
  • the voltage of the selected phase is referenced, and the voltage values of the phases other than the selected phase are adjusted so that the line voltage does not change before and after the two-phase modulation.
  • FIG. 1 illustrates the configuration of the command generation unit 21 for realizing such functions.
  • the command generation unit 21 includes a phase selection unit 23 that selects a selected phase from a plurality of base phase voltage commands s0.
  • the command generator 21 When the selected phase is selected, the command generator 21 generates the adjusted phase voltage command s1 from the phase voltage command s0. That is, the controller 20 suspends all the unit power converters 15 of the series multiplex power converter 13 corresponding to the selected phase. During the idle period, the unit power converter 15 that outputs the highest or lowest order output voltage is selected among the plurality of unit power converters 15 that constitute the serial multiplex power converter 13 based on the two-phase modulation algorithm. Determined as a period.
  • FIGS. 2B-2F are schematic diagrams showing further examples 155 and 156 of the unit power converter 15, respectively.
  • the unitary power converter 155 is a three-level inverter including arms B_11-B_12 including multiple switching elements Q1-Q8.
  • unitary power converter 155 is a three-level inverter that includes arms B_11-B_13 that include a plurality of switching elements Q1-Q12.
  • the circuits of FIGS. 2B-2F, as well as the unitary power converters 155, 156, are referred to herein as multi-level converters because these circuits output voltages at multiple levels.
  • Tri-level inverter 156 can also output the two-phase modulation described above.
  • Such a multi-level converter further includes a controller 20 shown in FIG.
  • controller 20 includes command generator 21 , switching signal generator 22 , and phase selector 23 .
  • the command generator 21 generates a phase voltage command s0 for each of the plurality of phase voltages and an adjusted phase voltage command s1 for comparison with the carrier signal.
  • the switching signal generator 22 generates a drive signal based on the adjustment phase voltage command s1 and the carrier signal.
  • the phase selection unit 23 successively selects the phase having the maximum absolute value of the corresponding phase voltage command s0 among the plurality of phases as the selected phase.
  • the multi-level converter may employ the following modulation methods other than two-phase modulation.
  • two-phase modulation when the command value of the phase voltage command in the selected phase is positive, the phase voltage command is set to the maximum value that the phase voltage command can take.
  • the command value of the phase voltage command in the selected phase is negative, the phase voltage command is set to the minimum value that the phase voltage command can take.
  • the adjustment phase voltage command may be generated so that the selected phase is at an intermediate level between the maximum and minimum values of the three levels.
  • the command generation unit 21 sets the phase voltage command corresponding to the selected phase to the value corresponding to the middle voltage level among the three voltage levels during the idle period (selection period) in which the selected phase is selected. Generate the adjustment phase voltage command so that
  • the amount of shift is larger than in the two-phase modulation, and the remaining phases are shifted in the direction deviating from the central voltage level during the shift. and the minimum level voltage, the remaining phases may not fit between the maximum and minimum level voltages during the shift. Therefore, it is necessary that the difference D between the maximum value and the minimum value of the phase voltage command s0 is smaller than the threshold. Since this modulation method is similar to two-phase modulation, differences from two-phase modulation will be mainly described.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining the concept of a modulation method for setting the selected phase to a value corresponding to an intermediate voltage level in the second embodiment.
  • the original phase voltage commands s0 for the U-phase, W-phase, and V-phase are indicated by a dotted line, a two-dot chain line, and a one-dot chain line, respectively. Typically, these are represented by sine waves shifted by 120 degrees, but may be represented by other waves.
  • the difference between the maximum and minimum voltage levels of the three-level inverter is 2 (the intermediate level is normally 0)
  • the difference D between the maximum and minimum values of the phase voltage command s0 is 0.6.
  • the method of selecting the selected phase is the same as for two-phase modulation.
  • the names of the selected phases are written on the upper part of FIG. 8 .
  • the lower three diagrams in FIG. 8 show the voltages Vv, Vw, and Vv of the adjustment phase voltage command s1 for the U-phase, W-phase, and V-phase, respectively.
  • the phase voltage command s0 is also shown in these three figures. Referring to these figures, during the pause period (selection period) in which the selected phase is selected, the phase voltage command s0 corresponding to the selected phase corresponds to the intermediate voltage level V0 of the three voltage levels.
  • the adjusted phase voltage command s1 is generated so as to have the value obtained.
  • the remaining phases other than the selected phase among the plurality of phases are The corresponding adjusted phase voltage command s1 is set to a value obtained by subtracting (Vx-V 0 ) from the phase voltage commands corresponding to the remaining phases.
  • the line voltage is maintained by such adjustment.
  • the switching signal generator 22 When performing this modulation method, the switching signal generator 22 generates a drive signal based on the adjusted phase voltage command s1 and the carrier signal when the difference D between the maximum value and the minimum value of the phase voltage command s0 is smaller than the threshold. , the difference D is equal to or greater than the threshold, the switching signal generator 22 generates the drive signal based on the phase voltage command s0 instead of the adjusted phase voltage command s1.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing the overall configuration of the power converter 1a of the third embodiment.
  • the power conversion device 1a further includes a plurality of temperature sensors 25 that detect temperatures of the plurality of unit power converters, respectively, compared to the power conversion device 1 of the first and second embodiments.
  • the power converter 1a has a controller 20a, and the controller 20a controls the temperature of some unit power converters 15 out of the plurality of unit power converters 15 to be lower than the temperature of the remaining unit power converters 15 by a threshold temperature.
  • each idle period of some of the unit power converters 15 in the unit time obtained by multiplying the number of the plurality of unit power converters 15 in one series multiplex power converter 13 by the time of one cycle of the phase voltage A drive signal is output to each of the plurality of unit power converters 15 so that the sum of is longer than the sum of rest periods of the rest of the unit power converters 15 .
  • each of the unitary power converters 150 detects the temperature of the respective unitary power converter 150 (151-156).
  • a temperature sensor 25 (251 to 256) is provided.
  • the command generator 21 receives the temperature of each unit power converter 150 (151 to 156), and adjusts the voltage command so as to lengthen the pause time for those whose temperature is higher than the threshold temperature. For example, in the example of FIGS. 4C-3, 4D-3, for example, when the temperature of circuit A_11 is below the threshold temperature and circuit A_12 is above the threshold temperature, until the temperature decreases, it is shown as driving odd cycles.
  • the frequency can be reduced, such as 3 times out of 4 for those with even cycles and 1 out of 4 times for those shown as even period drives.
  • STAGE 1 may be decreased and STAGEs 2 and 3 may be increased instead of applying STAGE 1, 2, and 3 evenly.
  • STAGE 1 STAGE 2-4 may be increased instead by decreasing the number of times.
  • the unit power converter 15 having a high temperature due to reasons such as a large value of the input bus voltage among the plurality of unit power converters 15 is suspended without switching. Since the total sum of the periods can be increased, the heat generation of the entire power conversion device 1a can be reduced, and the durability of the power conversion device 1a can be improved.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the overall configuration of the power converter 1b of the fourth embodiment.
  • the power conversion device 1b further includes a plurality of voltage sensors 26 that respectively detect bus voltages input to the plurality of unit power converters, unlike the power conversion device 1 of the first and second embodiments.
  • the power converter 1b has a controller 20b, and the controller 20b controls the bus voltage of some unit power converters 15 among the plurality of unit power converters 15 to be higher than the bus voltage of the remaining unit power converters 15.
  • a drive signal is output to each of the plurality of unit power converters 15 so that the sum of the rest periods is longer than the sum of the rest periods of each of the unit power converters 15 .
  • each of the unit power converters 150 detects the bus voltage of each unit power converter 150 (151-156).
  • the voltage sensor 26 (261, 262, 263a, 263b, 264a, 264b, 265, 266) is provided.
  • the command generator 21 receives the bus voltage of each unit power converter 150 (151 to 156), and adjusts the voltage command so as to lengthen the rest time for the bus voltage higher than the threshold voltage.
  • the remaining unit A drive signal is output to each of the plurality of unit power converters 153 so as to be longer than the sum of the idle periods of the power converters 153 .
  • the unit power converter 15 having a high bus voltage can increase the total sum of idle periods during which switching is not performed.
  • the bus voltage is high, the loss due to switching is large. Therefore, by increasing the total sum of idle periods in which switching is not performed, the power loss of the entire power converter 1c can be reduced.

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Abstract

電力変換装置は、１以上の直列多重電力変換器と、駆動信号を出力する制御回路とを備える。１以上の直列多重電力変換器は、複数の単位電力変換器を夫々有し、複数の単位電力変換器の出力が互いに直列に接続される。複数の単位電力変換器の夫々は、複数のスイッチング素子を有し、駆動信号によって複数のスイッチング素子の駆動を切り替えて出力電圧を出力するように構成される。複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器の複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器においては複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、制御回路が複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。

Description

電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法
　本発明は、電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法に関する。
　従来の変換器等の電力変換装置では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号と、このＰＷＭ信号によって制御されるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔａ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチングデバイスとを利用して、可変周波数電力出力を生成する技術が知られている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
特開２０１５－２１１５９５号公報 米国特許第９９０６１６８号
　この電力変換装置において、ＰＷＭ制御を行いながらキャリア周波数を低下させることでＩＧＢＴのスイッチング損失を低減する技術が知られている。しかしながら、キャリア周波数を低下させると制御応答が低下するため、キャリア周波数を低減することには限界がある。
　本願に開示される技術は、上記課題を解決するためになされたものである。本明細書は、制御応答を低下させることなく、スイッチング損失を低減することが可能なＰＷＭ制御による電力変換装置、制御装置、及び電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
　本開示の第１態様に係る電力変換装置は、複数の単位電力変換器を夫々有し、複数の単位電力変換器の出力が互いに直列に接続される、１以上の直列多重電力変換器と、駆動信号を出力する制御回路と、を備える。複数の単位電力変換器の夫々は、複数のスイッチング素子を有し、駆動信号によって複数のスイッチング素子の駆動を切り替えて出力電圧を出力するように構成される。複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器の複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器においては複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、制御回路が複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第２態様によれば、第１態様に係る電力変換装置は、１以上の直列多重電力変換器として複数の直列多重電力変換器を備える。複数の直列多重電力変換器のうちの少なくとも一つの直列多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器の各々において複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の直列多重電力変換器のうちの残りの直列多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器において複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、制御回路が複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第３態様によれば、第１態様または第２態様に係る電力変換装置では、少なくとも１つの直列多重電力変換器が夫々相電圧を出力し、制御回路は、（１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数）×（複数の単位電力変換器のレベル数―１）×２倍をＮとすると、相電圧の１周期のうちの最大出力電圧と最小出力電圧との間の範囲をＮの約数で区切った電圧範囲を設け、１周期毎に１つの電圧範囲または連続する複数の電圧範囲内に相電圧が連続して存在する時間によって休止期間を決定し、複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。なお、電圧範囲の大きさは実質的に等しいことが好ましい。
　本開示の第４態様によれば、第３態様に係る電力変換装置では、複数の単位電力変換器の夫々において、１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わない電圧範囲の数が等しくなるように、制御回路は複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第５態様によれば、第３態様または第４態様に係る電力変換装置では、単位時間における複数の単位電力変換器の夫々の休止期間の総和が実質的に等しくなるように、制御回路が複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第６態様によれば、第３態様に係る電力変換装置は、複数の単位電力変換器の温度を夫々検出する複数の温度センサをさらに備える。複数の単位電力変換器のうちの一部の単位電力変換器の温度が残りの単位電力変換器の温度よりも閾値温度以上高いとき、１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における、一部の単位電力変換器の夫々の休止期間の総和を、残りの単位電力変換器の夫々の休止期間の総和よりも長くするように、制御回路は複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第７態様によれば、第３態様に係る電力変換装置は、複数の単位電力変換器の母線電圧を夫々検出する複数の電圧センサをさらに備える。複数の単位電力変換器のうちの一部の単位電力変換器の母線電圧が残りの単位電力変換器の母線電圧よりも閾値電圧以上高いとき、１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における、一部の単位電力変換器の夫々の休止期間の総和を、残りの単位電力変換器の夫々の休止期間の総和よりも長くするように、制御回路は複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力する。
　本開示の第８態様によれば、第２態様から第７態様までのいずれかに係る電力変換装置は、少なくとも１つの直列多重電力変換器として三つの直列多重電力変換器を備える。三つの直列多重電力変換器は各々第１相電圧、第２相電圧、第３相電圧を出力する。休止期間は、二相変調のアルゴリズムに基づき、第１相電圧、第２相電圧、第３相電圧のいずれかが最大レベルもしくは最小レベルとなる期間として決定される。
　本開示の第９態様によれば、第２態様から第８態様までのいずれかに係る電力変換装置は、単位電力変換装置は、マトリクスコンバータである。休止期間において、マトリクスコンバータは、入力される複数の電圧のうち、特定の大小順位の電圧を出力する。
　本開示の第１０態様によれば、第９態様に係る電力変換装置では、マトリクスコンバータは、複数相の交流電圧を入力とし、休止期間において、複数相の交流電圧のうち、いずれかの大小順位の相の電圧を出力し、休止期間中に大小順位が変化した場合、特定の大小順位の電圧が出力されるように所定時間間隔よりも長い時間間隔でのスイッチングを行う。複数相の交流電圧の１周期は、所定時間間隔よりも長い。
　本開示の第１１態様によれば、第１態様または第１０態様に係る電力変換装置では、所定時間間隔は、電圧指令と比較されて駆動信号を生成するためのキャリア信号の１周期である。
　本開示の第１２態様によれば、３レベルインバータは、複数のスイッチング素子と、駆動信号を出力する制御回路と、３つの電圧レベルを出力する直流電源回路と、を備える。複数のスイッチング素子は、直流電源回路に接続され、夫々の駆動を切り替えて、複数の相に夫々対応する複数の相電圧を出力するように構成される。制御回路は、複数の相電圧の各々に対する相電圧指令とキャリア信号と比較するための調整相電圧指令とを生成する指令生成部と、調整相電圧指令とキャリア信号とに基づき駆動信号を生成するスイッチング信号生成部と、複数の相のうち対応する相電圧指令の絶対値が最大となる相を選択相として逐次選択する相選択部と、を含む。指令生成部は、選択相が選択されている期間を休止期間とし、休止期間の間、選択相に対応する相電圧指令を、３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルに対応した値とするように調整相電圧指令を生成する。
　本開示の第１３態様によれば、第１２態様に係る３レベルインバータでは、選択相に対応する相電圧指令をＶｘとすると、休止期間において、選択相に対応する調整相電圧指令をＶ０とし、複数の相のうち選択相以外の残りの相に対応する調整相電圧指令を、残りの相に対応する相電圧指令から（Ｖｘ－Ｖ０）だけ減じた値とする。
　本開示の第１４態様によれば、第１３態様に係る３レベルインバータでは、相電圧指令の最大値と最小値の差が閾値よりも小さいとき、スイッチング信号生成部は、調整相電圧指令とキャリア信号とに基づき駆動信号を生成する。相電圧指令の最大値と最小値の差が閾値以上であるとき、スイッチング信号生成部は、調整相電圧指令に代えて相電圧指令に基づいて駆動信号を生成する。
　本開示の第１５態様によれば、電力変換装置の制御方法は、各々が複数のスイッチング素子を有する複数の単位電力変換器を有し、複数の単位電力変換器の出力が互いに直列に接続される、１以上の直列多重電力変換器を用意し、制御回路によって駆動信号を出力し、駆動信号を複数のスイッチング素子の夫々に供給し、休止期間において、複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器に対して、複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力するように駆動信号を出力し、休止期間において、複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器に対して、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力することを含む。
　本開示の第１６態様によれば、第１５態様に係る制御方法は、１以上の直列多重電力変換器として複数の直列多重電力変換器を用意し、休止期間において、複数の直列多重電力変換器のうちの少なくとも一つの多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器の各々に対して、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力するように駆動信号を出力し、休止期間において、複数の直列多重電力変換器のうち残りの直列多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器に対し、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、複数の単位電力変換器の夫々に駆動信号を出力することを含む。
　本開示の第１７態様によれば、３レベルインバータの制御方法は、３つの電圧レベルを出力する直流電源回路と、直流電源回路に接続される複数のスイッチング素子と、駆動信号を出力する制御回路とを備える３レベルインバータを用意し、複数のスイッチング素子の夫々の駆動を切り替えて、複数の相に対応する複数の相電圧を出力し、複数の相電圧の各々に対する相電圧指令とキャリア信号と比較するための調整相電圧指令とを生成し、調整相電圧指令とキャリア信号とに基づき駆動信号を生成し、複数の相のうち対応する相電圧指令の絶対値が最大となる相を選択相として逐次選択し、選択相が選択されている休止期間の間、選択相に対応する相電圧指令を、３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルに対応した値とするように調整相電圧指令を生成することを含む。
　本開示の第１８態様によれば、第１５態様または第１６態様に係る制御方法では、所定時間間隔は、電圧指令と比較されて駆動信号を生成するためのキャリア信号の１周期である。
　第１態様に係る電力変換装置、及び、第１２態様の電力変換装置の制御方法では、互いに直列に接続される複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器の複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器においては複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように構成される。このため、複数の単位電力変換器が定期的にスイッチングを減少させるため、制御応答を低下させることなく、スイッチング損失を低減することができる。
　第２態様に係る電力変換装置、及び、第１３態様の電力変換装置の制御方法では、複数の直列多重電力変換器の少なくとも１つの少なくとも一つの多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器の各々に対して、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わない休止期間において、複数の直列多重電力変換器のうち残りの直列多重電力変換器を構成する複数の単位電力変換器に対し、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力する。このため、複数の直列多重電力変換器の夫々が定期的にスイッチングを減少させるため、制御応答を低下させることなく、スイッチング損失を低減することができる。
　第３態様に係る電力変換装置では、電圧範囲ごとに切り換えるため、電圧指令から駆動させるスイッチング素子を決めることが容易である。また、電圧範囲を等しくしている場合、スイッチングに係る負荷を分散させやすい。
　第４態様に係る電力変換装置では、複数の単位電力変換器において、スイッチングを行わない電圧範囲の数を等しくすることができるため、複数の単位電力変換器の夫々に係る負荷を概ね均等に分散させることができる。
　第５態様に係る電力変換装置では、複数の単位電力変換器において、スイッチングを行わない休止期間の総和を実質的に等しくすることができるため、複数の単位電力変換器の夫々に係る負荷を概ね均等に分散させることができる。
　第６態様に係る電力変換装置では、複数の単位電力変換器のうち温度が高い単位電力変換器において、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることができるため、当該単位電力変換器の温度上昇を抑制し、電力変換装置の耐久性を向上することができる。
　第７態様に係る電力変換装置では、複数の単位電力変換器のうち母線電圧が高い単位電力変換器において、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることができる。母線電圧が高いとスイッチングによる損失が大きいため、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることにより、当該単位電力変換器の温度上昇を抑制し、電力変換装置の耐久性を向上することができる。
　第８態様に係る電力変換装置では、二相変調のアルゴリズムを用いて直列多重電力変換器を休止させることができるため、安定して負荷を制御しつつ電力変換装置全体の電力損失を小さくすることができる。
　第９態様に係る電力変換装置では、単位電力変換器としてマトリクスコンバータを使用することができる。
　第１０態様に係る電力変換装置では、交流電源を使用しても第１態様から第９態様に係る制御を行うことができる。
　第１１態様に係る電力変換装置では、キャリア信号を使ってＰＷＭ信号を出力する場合に、電力変換装置の損失を低減することができる。
　第１２態様に係る３レベルインバータ及び第１７態様の３レベルインバータの制御方法では、休止期間に中間レベルの電圧を出力するため、消費電力を低減することができる。
　第１３態様に係る３レベルインバータでは、休止期間を設けても線間電圧を変えないようにすることができるため、負荷を適切に制御しつつ３レベルインバータの電力損失を低減することができる。
　第１４態様に係る３レベルインバータでは、相電圧指令の最大値と最小値の差が閾値より大きいときには休止期間を設けないため、第１３態様のシフトがあったとしても最大出力電圧を維持しつつ３レベルインバータの電力損失を低減することができる。
　第１８態様に係る電力変換装置の制御方法では、キャリア信号を使ってＰＷＭ信号を出力する場合に、電力変換装置の損失を低減することができる。
　本願に開示される技術は、制御応答が好ましくないレベルまで低下することなく、高いキャリア周波数の使用を可能にする。当該技術は、また、高調波電圧を有利に低減することができる。
　本発明をより完全に理解することによる利点の多くは、以下の詳細な説明を参照し、特に添付の図面と併せて考慮すると、容易に明らかになるであろう。
電力変換装置の全体構成を示す概略図である。 電力変換装置の第１のユニット構成を示す概略図である。 電力変換装置の第２のユニット構成を示す概略図である。 電力変換装置の第３のユニット構成を示す概略図である。 図２Ｃ－１の電力変換装置の詳細構成を示す概略図である。 電力変換装置の第４のユニット構成を示す概略図である。 電力変換装置の第５のユニット構成を示す概略図である。 電力変換装置の第６のユニット構成を示す概略図である。 電力変換装置の単位電力変換器の一例を示す概略図である。 電力変換装置の単位電力変換器の別の一例を示す概略図である。 電力変換装置の単位電力変換器のさらに別の一例を示す概略図である。 電力変換装置の単位電力変換器のさらに別の一例を示す概略図である。 図２Ａおよび図２Ｂに示す電力変換装置の第１および第２のユニット構成の各単位電力変換器の出力波形を示すグラフである。 図４Ａ－１に示されたグラフに休止期間とＰＷＭ出力期間をラベル付けしたグラフである。 図４Ａ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間を示した表である。 指令電圧の例と図４Ａ－３の各電圧範囲との対応関係を示した図である。 図４Ａ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間の別の一例を示した表である。 図２Ａおよび図２Ｂに示す電力変換装置の第１および第２のユニット構成の各単位電力変換器の別の出力波形を示すグラフである。 図４Ｂ－１に示されたグラフに休止期間をラベル付けしたグラフである。 図４Ｂ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間を示した表である。 図２Ａおよび図２Ｂに示す電力変換装置の第１および第２のユニット構成の各単位電力変換器のさらに別の出力波形を示すグラフである。 図４Ｃ－１に示されたグラフに休止期間をラベル付けしたグラフである。 図４Ｃ－１、４Ｄ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間を示した表である。 図４Ｃ－１、４Ｄ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間の別の一例を示した表である。 図２Ａおよび図２Ｂに示す電力変換装置の第１および第２のユニット構成の各単位電力変換器のさらに別の出力波形を示すグラフである。 図４Ｄ－１に示されたグラフに休止期間をラベル付けしたグラフである。 図２Ｃ－１および図２Ｃ－２に示される電力変換装置の第３のユニット構成についての出力波形を示すグラフである。 図４Ｅ－１に示されたグラフに休止期間をラベル付けしたグラフである。 図４Ｅ－１、４Ｆ－１に示されたグラフの相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間を示した表である。 図２Ｃ－１および図２Ｃ－２に示される電力変換装置の第３のユニット構成についての別の出力波形を示すグラフである。 図４Ｆ－１に示されたグラフに休止期間をラベル付けしたグラフである。 電力変換装置の第４のユニット構成において相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器のスイッチング及び休止期間を示した表である。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ａ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ｂ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ｃ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ｄ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ｅ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 図３Ｄに示されたマトリクスコンバータに交流電圧が印加されたマトリクスコンバータから出力される図４Ｆ－１に示されたグラフの信号と同等の出力波形を示すグラフである。 コントローラのハードウェア構成を示すブロック図である。 二相変調の基となる各相の電圧指令を示したグラフである。 二相変調の概念を示すグラフである。 電力変換装置の２アーム変換部を示す概略図である。 電力変換装置の３アーム（又はそれ以上）の変換部を示す概略図である。 第２実施形態において選択相を中間の電圧レベルに対応した値とする変調方法の概念を説明するための説明図である。 第３実施形態の電力変換装置の全体構成を示す概略図である。 第４実施形態の電力変換装置の全体構成を示す概略図である。
＜参照による引用＞
　米国特許第９９０６１６８号（日本国特開２０１５－２１１５９５号公報）の内容は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、実質的に同一の機能及び構成を有する構成要素については同一の記号を付し、重複する説明は必要な場合にのみ行う。
＜第１実施形態＞
　図１には、電力変換部１０がＰＷＭ信号に基づいて駆動される複数のスイッチング素子を備え、コントローラ２０がＰＷＭ信号を生成する電力変換装置１が示されている。図１は、電力変換装置１の構成例を示す。図１に示すように、第１実施形態に係る電力変換装置１は、電源２から供給された電力を所定の電力に変換して負荷３へ出力する。例えば、電源２が直流電源であり、負荷３が交流電動機である場合、電力変換装置１は、電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷３へ出力する。電源２は、例えば交流電源であってもよく、負荷３は、例えば電力系統であってもよい。
　電力変換装置１は、負荷３に電圧を出力する電力変換部１０と、電圧指令に応じて生成される駆動信号を電力変換部１０に出力するコントローラ２０とを備える。コントローラ２０を制御回路と呼称してもよい。電力変換部１０は、駆動信号（例えば、コントローラ２０から出力されるＰＷＭ信号）に基づいて駆動される複数のスイッチング素子を備え、電源２と負荷３との間に接続される。電力変換部１０は、入力ライン４（簡略化のために図１には入力ラインが単線により示されている）を介して電源２に接続されている。電力変換部１０は、例えば単相または多相の交流電圧電力を、電力変換部１０と負荷３との間に設けられた出力線５（図１では簡略化のため単線により出力線を図示）を介して負荷３に出力する。
　コントローラ２０は、電圧指令に応じてゼロ電圧を出力する第１期間と非ゼロ電圧を出力する第２期間とが調整されるように、又は、電圧指令に応じて非ゼロの第１電圧値を出力する第１期間と非ゼロの第２電圧値を出力する第２期間とが調整されるように、ＰＷＭ信号を生成する。また、コントローラ２０は、電圧指令の更新周期内に１つの第１期間と１つ以上の第２期間とが存在するように設定されたＰＷＭ信号を電力変換部１０に出力させる。例えば、コントローラ２０は、電圧指令の更新周期毎に、電圧指令の更新周期内で１つの第１期間と１つ以上の第２期間とを組み合わせたＰＷＭ信号を出力する。
　コントローラ２０は、指令生成部２１と、スイッチング信号生成部２２とを備えることができる。指令生成部２１は、電圧指令を生成し、電圧指令をスイッチング信号生成部２２に出力する。電圧指令は、ＰＷＭ信号を生成する際に電圧値等が参照される信号である。例えば、ここで開示される電圧指令は、基準電圧とも捉えることができ、電力変換部１０から出力される交流電圧の１以上の相にそれぞれ対応する１以上の相電圧指令を含むことができる。指令生成部２１は、電圧指令の電圧値を維持又は変更することができる。例えば、指令生成部２１は、一つ以上の所定の条件に基づいて、所定の更新周期毎に電圧指令の電圧値を更新する。スイッチング信号生成部２２は、キャリア信号を生成し、電圧指令をキャリア信号と比較してＰＷＭ信号を生成して電力変換部１０に出力する。キャリア信号は、電圧指令と比較されて駆動信号を生成するための信号である。多くの場合、キャリア信号は三角波から成る。ＰＷＭ信号の最大パルス幅は、キャリア信号の１周期より短い場合が殆どである。スイッチング信号生成部２２は、キャリア信号と電圧指令とを比較して、キャリア信号と電圧指令が等しくなる前後でパルス波のＯＮ／ＯＦＦが反転するようにＰＷＭ信号を生成し、ゲート駆動回路２０１へ出力する。この技術は、米国特許第９９０６１６８号などでみられる周知の技術のため、詳細な説明を省略する。
　図５は、コントローラ２０のハードウェア構成の一例を示す。図５に示すように、コントローラ２０は、回路７９０を有する。回路７９０は、１つまたは複数のプロセッサ７９１、メモリ７９２、ストレージ７９３、および入出力ポート７９４を含む。 ストレージ７９３は、コントローラ２０の各機能モジュールを構成するためのプログラムを記録する。ストレージ７９３は、基板等に実装された不揮発性の半導体メモリ等のコンピュータ読み取り可能なデバイスを含むことができるが、外付けのハードディスク等の記憶装置であってもよい。メモリ７９２は、ストレージ７９３からロードされたプログラムやプロセッサ７９１の演算結果等を一時的に記憶する。プロセッサ７９１は、電力変換装置の１つまたは複数の機能モジュールを構成および/または制御するために、メモリ７９２と協働してプログラムを実行するように構成され得る。入出力ポート７９４は、プロセッサ７９１からの指令に応じて、各単位電力変換器１５との間で信号を入出力する。
　回路７９０は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せを含むことができる。回路７９０は、プログラムを実行することによって、これらの機能のうちの1つまたは複数を行うことができる。いくつかの例では、回路７９０は、専用論理回路または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）など、１つまたは複数の集積回路を使用することによって機能の少なくとも一部を実行することができる。
　電力変換装置１は、図２Ａに示す負荷への出力相を構成する複数の単位電力変換器（ｕｎｉｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１５が互いに電気的に直列に接続される１以上の直列多重電力変換器１３を備える。それぞれの直列多重電力変換器１３は負荷へ相電圧を出力する１つの相を構成する。１以上の直列多重電力変換器１３は、複数の単位電力変換器１５を夫々有する。図２Ｂから図２Ｆに示すように、電力変換装置１は、１以上の直列多重電力変換器１３として複数の直列多重電力変換器１３を備えてもよい。図２Ｂから図２Ｆでは、異なる直列多重電力変換器１３を１３ａ～１３ｃとして示している。直列接続される単位電力変換器１５の数は限定されず、図２Ｃ－１、図２Ｃ－２、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆに示すように３つ以上で構成することが可能である。本発明は、図１、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ－１、図２Ｃ－２、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆに示す全ての電力変換装置１の構成に適用することができる。
　なお、図２Ｃ－２では、単位電力変換器１５のそれぞれを１５ａ～１５ｉとして区別して表示している。なお、異なる各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を出力する単位電力変換器１５（異なる直列多重電力変換器１３ａ～１３ｃを構成する複数の単位電力変換器１５）を区別して、第１単位電力変換器、第２単位電力変換器、第３単位電力変換器と呼んでもよい。例えば、図２Ｃ－２において、単位電力変換器１５ａ～１５ｃを第１単位電力変換器、単位電力変換器１５ｄ～１５ｆを第２単位電力変換器、及び、単位電力変換器１５ｇ～１５ｉを第３単位電力変換器と呼んでもよい。複数の第１単位電力変換器１５ａ～１５ｃの出力の一端が中性点Ｎに接続され、出力の他端が出力端子Ｔｕを介して負荷３のＵ相端子に接続される。複数の第２単位電力変換器１５ｄ～１５ｆの出力の一端が中性点Ｎに接続され、出力の他端が出力端子Ｔｖを介して負荷３のＶ相端子に接続される。複数の第３単位電力変換器１５ｇ～１５ｉの出力の一端が中性点Ｎに接続され、出力の他端が出力端子Ｔｗを介して負荷３のＷ相端子に接続される。第１単位電力変換器１５ａ～１５ｃと負荷３の出力端子Ｔｕとの間には、それぞれ、相電流Ｉｕが流れる。第２単位電力変換器１５ｄ～１５ｆと負荷３の出力端子Ｔｖとの間には、それぞれ、相電流Ｉｖが流れる。第３単位電力変換器１５ｇ～１５ｉと負荷３の出力端子Ｔｗとの間には、それぞれ、相電流Ｉｗが流れる。以降の説明において、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して、出力相電流Ｉｕｖｗと呼んでもよい。図２Ｂ、図２Ｃ－１、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆに示す回路も同様の特徴を有している。これらの回路は、例えば、三相負荷に電力を出力する回路である。これらの図において、負荷３は、例えば三相交流電動機である。図２Ａは、単相負荷に電力を出力する回路である。これらの図において、負荷３は、例えば空調機器や家電機器の単相交流電動機である。
　複数の単位電力変換器１５の夫々は、複数のスイッチング素子（ｓｗｉｃｈｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ）を有する。単位電力変換器１５は、コントローラ２０から生成される駆動信号によって複数のスイッチング素子の駆動を切り替えて出力電圧を出力するように構成され、入力電力を直流である０Ｈｚを含む可変周波数出力と可変電圧に変換する機能を有する。そして、単位電力変換器１５は、図３Ａ、図３Ｂ－１、図３Ｂ－２、図３Ｃ、図３Ｄ、図３Ｅ－１、図３Ｅ－２に示すように構成することができる。図３Ａは、単位電力変換器１５の一例である単位電力変換器１５１とコントローラ２０との構成例を示す図である。
　図３Ａに示すように、単位電力変換器１５１は、入力端子Ｔｐ、Ｔｎと、出力端子Ｔａ、Ｔｂとを備える。入力端子Ｔｐは電源２の正極に接続され、入力端子Ｔｎは電源２の負極に接続されている。入力端子Ｔｐ、Ｔｎの総称を、Ｔｄとする。なお、入力端子Ｔｐ、Ｔｎの電位差をＶｄとする。Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｄは、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ－１、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆに示している。出力端子Ｔａ、Ｔｂは負荷３に接続されている。電源２は、直流電源である。
　単位電力変換器１５１は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、コンデンサＣ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、互いにブリッジ接続され、出力端子Ｔａ、Ｔｂを介して負荷3に接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々には保護用整流素子Ｄ１～Ｄ４が電流を流す方向を逆向きにして並列接続（以後逆並列接続と呼ぶ）されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ－Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体装置である。保護用整流素子Ｄ１～Ｄ４とは、例えば、ダイオードである。
　コントローラ２０は、ゲート駆動回路２０１を含む。コントローラ２０のゲート駆動回路２０１は、コントローラ２０から出力されたＰＷＭ信号を増幅してスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のゲートに出力する。これにより、単位電力変換器１５１は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作により、入力端子Ｔｐ、Ｔｎを介して電源２から入力された直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を出力端子Ｔａ、Ｔｂを介して負荷３に出力する。
　コントローラ２０は、図１に示されるスイッチング信号生成部２２によってＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号をゲート駆動回路２０１へ出力する。ゲート駆動回路２０１は、ＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各ゲートへのパルス波Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４として出力する。図３Ａに示されるような単位電力変換器１５１は、Ｑ１およびＱ４をオンすることにより出力端子Ｔｂの電位を基準電位として、+Ｖｄの電圧のパルス波を出力することができる。また、Ｑ２およびＱ３をオンすることにより、-Ｖｄの電圧のパルス波を出力することができる。単位電力変換器１５１は、図２Ａ～Ｆの全ての単位出力変換器に適用可能である。
　単位電力変換器１５は、上述の回路１５１だけに限らない。図３Ｂは、単位電力変換器１５の別の一例１５２を示す概略図である。本図において単位電力変換器１５２は３レベルインバータである。単位電力変換器１５２は、直列に接続された２つのコンデンサＣ１、Ｃ２と、直列に接続された４つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、直列に接続された４つのスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８とが互いに並列接続された回路を備える。さらに、単位電力変換器１５２は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点との間に直列に接続された２つのダイオードＤ２１、Ｄ２２と、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点とスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８の接続点との間に直列に接続された２つのダイオードＤ２３、Ｄ２４を備える。
　単位電力変換器１５２では、ダイオードＤ２１、Ｄ２２の接続点と、ダイオードＤ２３、Ｄ２４の接続点と、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点とは接続される。また、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ３との間の接続点は、端子Ｔａと接続され、スイッチング素子Ｑ６とＱ７との間の接続点は、端子Ｔｂと接続される。なお、入力端子Ｔｐ、Ｔｎの総称を、Ｔｄとし、入力端子Ｔｐ、Ｔｎの電位差をＶｄとする。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８としては、例えば、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチが用いられる。単位電力変換器１５２の各端子Ｔａ、Ｔｂは、入力端子Ｔｎの電位を基準電位として＋Ｖｄ、＋Ｖｄ／２、０の３レベルの電圧を出力することが可能である。したがって、単位電力変換器１５２は、出力端子Ｔｂの電位を基準電位として、+Ｖｄ、＋Ｖｄ／２、０、―Ｖｄ／２、―Ｖｄの５種類の電圧パルス波を出力することができる。
　図３Ｃは、単位電力変換器１５のさらに別の一例１５３を示す概略図である。単位電力変換器１５３は、２つの単位電力変換器１５１の出力を直列に接続し多重化したものである。単位電力変換器１５３は、１段目の単位電力変換器１５１の出力端子Ｔｂを２段目の単位電力変換器１５１の出力端子Ｔａと接続した回路である。図３Ｂでは、１段目の単位電力変換器１５１のコンデンサをＣ１１とし、スイッチング素子をＱ１１～Ｑ１４、保護用整流素子をＤ１１～Ｄ１４とし、２段目の単位電力変換器１５１のコンデンサをＣ２１とし、スイッチング素子をＱ２１～Ｑ２４、保護用整流素子をＤ２１～Ｄ２４と表現している。単位電力変換器１５３は、上述の回路構成のため、出力端子Ｔｂの電位を基準電位として、＋２Ｖｄ、＋Ｖｄ、０、―Ｖｄ、―２Ｖｄの５種類の電圧パルス波を出力することができる。
　図３Ｄは、単位電力変換器１５のさらに別の一例１５４を示す概略図である。この単位電力変換器１５４は、マトリクスコンバータである。単位電力変換器１５４は、双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ６（以下、双方向スイッチＳＷと総称する）を備える。双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ３の一端には端子Ｔｂが接続され、双方向スイッチＳＷ４～ＳＷ６の一端には端子Ｔａが接続される。そして、双方向スイッチＳＷ１の他端は双方向スイッチＳＷ４の他端に接続され、さらに端子ｃ１に接続される。同様に、双方向スイッチＳＷ２の他端は双方向スイッチＳＷ５の他端に接続され、さらに端子ｃ２に接続される。また、双方向スイッチＳＷ３の他端は双方向スイッチＳＷ６の他端に接続され、さらに端子ｃ３に接続される。
　双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ６は、例えば、単一方向のスイッチング素子を逆並列接続した２素子から構成することができる。スイッチング素子として、例えば、逆阻止特性をもつＩＧＢＴが用いられる。逆阻止特性とは、スイッチング素子が電流を流す単一方向とは逆方向の極性の電圧に対してオフ状態を維持できる特性のことである。また、スイッチング素子として、例えば、ＩＧＢＴと保護ダイオードとを逆並列接続したものを２組用意し、それぞれのＩＧＢＴのエミッタ同士またはコレクタ同士が接続される形態で直列接続したものを用いてもよい。そして、かかる半導体スイッチのゲートに信号を入力して各半導体スイッチのオン／オフを制御することで、通電方向が制御される。コンデンサＣ３１～Ｃ３３は、それぞれ異なる端子ｃ１、ｃ２、ｃ３同士を接続する。単位電力変換器１５４は、端子ｃ１、ｃ２との電位差Ｖ１２、端子ｃ２、ｃ３との電位差Ｖ２３との２つの電位差によって、双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ６の接続を切り替えることによって、出力端子Ｔｂの電位を基準電位として、５種類の電圧パルス波を出力することができる。
　上述の単位電力変換器１５４は、電源２が直流電源である場合を示しているが、電源２が交流電源であってもよい。例えば、単位電力変換器１５４においてコンデンサＣ３１～Ｃ３３と端子ｃ１、ｃ２、ｃ３との間にインダクタンスを設けてＬＣフィルタを構成し、端子ｃ１、ｃ２、ｃ３には三相交流電源回路が接続されてもよい。尚、三相交流電源回路が変圧器である場合は、変圧器の漏れインダクタンスを上記インダクタンスの代わりに使用し、インダクタンスを省略してもよい。回路１５１、１５３の関係のように、単位電力変換器１５４が多重化されたものであってもよい。多重化された回路のそれぞれがモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに出力信号を送ってもよい。
　本実施形態では、互いに直接に接続される複数の単位電力変換器１５のうちの少なくとも１つの単位電力変換器１５がＰＷＭスイッチングを休止し、残りの単位電力変換器１５がＰＷＭスイッチングを行う。例えば、図２Ａの単位電力変換器１５の回路Ａ＿１１、回路Ａ＿１２では、これらの回路のうち、Ａ＿１１は休止してＡ＿１２はＰＷＭスイッチングを行う、もしくは、逆に、Ａ＿１１はＰＷＭスイッチングを行い、Ａ＿１２は休止する。図４Ａ－１、図４Ａ－２、図４Ｂ－１、図４Ｂ－２、図４Ｃ－１、図４Ｃ－２、図４Ｄ－１、図４Ｄ－２、図４Ｅ－１、図４Ｅ－２、図４Ｆ－１、および図４Ｆ－２は、このような波形の生成例である。これらの例では、単位電力変換器１５は、図３Ｂ～３Ｄのいずれかの回路により構成されており、単位電力変換器１５が正負各々の極性について３レベル（０を含む）の出力を行っている。
　本実施形態（図４Ａ－１、図４Ａ－２、図４Ｂ－１、図４Ｂ－２、図４Ｃ－１、図４Ｃ－２、図４Ｄ－１、図４Ｄ－２、図４Ｅ－１、図４Ｅ－２、図４Ｆ－１、および図４Ｆ－２）におけるＰＷＭスイッチングの「休止」は、単位電力変換器１５の各電圧レベルのいずれかを取ることができる。図４Ａ－１、図４Ｂ－１、図４Ｃ－１、図４Ｄ－１、図４Ｅ－１、および図４Ｆ－１の一番下以外の残りのグラフの左側の数値は、単位電力変換器１５が出力可能な５つの電圧レベルのうち、中央のレベルを０とし、最大のレベルを１、最小のレベルを－１で表示したものである。なお、図４Ａ－１、図４Ｂ－１、図４Ｃ－１、図４Ｄ－１、図４Ｅ－１、および図４Ｆ－１の一番下のグラフでは、中央のレベルを０とし、最大のレベルを２、最小のレベルを－２で表示している。
　図４Ａ－３は、図４Ａ－１において、各指令電圧に対する２つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２の出力を示している。この各単位電力変換器Ａ＿１１、Ａ＿１２の１００％は、各単位出力変換器Ａ＿１１における最大電圧に相当する。すなわち、図３Ａ，図３Ｂに係る単位電力変換器１５１、１５２では、Ｖｄ、図３Ｃに係る単位電力変換器１５３では２Ｖｄ、図３Ｄに係る単位電力変換器１５４では正極性の３レベルの出力電圧のうち最大の電圧である。指令電圧の１００％は、直列多重電力変換器１３の最大出力電圧（図４Ａ－１、図４Ｂ－１、図４Ｃ－１、図４Ｄ－１、図４Ｅ－１、および図４Ｆ－１の一番下のグラフの２）に相当する。図４Ａ－３に示されるように、コントローラ２０は、（１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数（この例では２））×（複数の単位電力変換器のレベル数―１（この例では２））×２倍をＮ（この例では８）とすると、相電圧の１周期のうちの最大出力電圧と最小出力電圧との間の範囲をＮの約数（この例では８）で区切った電圧範囲（ｉ）～（ｖｉｉｉ）を設け、１周期毎に１つの電圧範囲または連続する複数の電圧範囲内に相電圧が連続して存在する時間（この例では１つの電圧範囲）によって休止期間（ｈａｌｔ ｐｅｒｉｏｄ）を決定し、複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。図４Ａ－４は、正弦波の電圧指令に対して対応する電圧範囲（ｉ）～（ｖｉｉｉ）を示している。ここで言う複数の単位電力変換器のレベル数とは、直列多重電力変換器１３を構成する各々の単位電力変換器１５がｘレベルコンバータであれば、ｘ（ｘは整数）である。すなわち、このレベル数は、各々の単位電力変換器１５が出力可能な正極性の電圧レベル（０を含む）、または負極性の電圧レベル（０を含む）の数である。
　図４Ａ－２及び、図４Ａ－３を参照すると、図４Ａ－１の例では、直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５内の１つ以上の単位電力変換器１５が休止期間に入ると、直列接続されたユニット内の残りの単位電力変換器１５は、ＰＷＭ出力期間に入る。つまり、回路Ａ＿１１がＰＷＭ出力期間に入るとき、回路Ａ＿１２は休止期間に入り、回路Ａ＿１２がＰＷＭ出力期間に入るとき、回路Ａ＿１１が休止期間に入る。図４Ａ－１、図４Ａ－２では、指令電圧が１から－１までの範囲しか変化していないため、電圧範囲が（ｉｉｉ）から（ｉｖ）の範囲でしか変化していない。このため、各回路の電圧の出力が３種類にとどまっている。
　上述の例では入力電圧が３レベルで正負各々の極性について３レベル（ゼロを含む）の電圧を出力できる単位電力変換器１５の例を示しているが、図３Ａに示す入力電圧が２レベルで正負各々の極性について２レベル（ゼロを含む）の電圧を出力できる単位電力変換器１５１を適用してもよい。この場合の各指令電圧に対する２つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２の出力は図４Ａ－５に示すものとなる。
　図４Ｂ－３は、図４Ｂ－１において、各指令電圧に対する２つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２の出力を示している。図４Ｂ－３における各単位電力変換器Ａ＿１１、Ａ＿１２の１００％の定義と、指令電圧の１００％の定義は、図４Ａ－３の定義と同じである。図４Ｂ－１は、正弦波の電圧指令を点線で図示している。図４Ｂ－１～図４Ｂ－３に示されるように、回路Ａ＿１１と回路Ａ＿１２とがともにＰＷＭ出力期間に入る電圧期間が存在してもよい。図４Ｂ－１～図４Ｂ－３の例では、指令電圧が－７５％～７５％の間において回路Ａ＿１１と回路Ａ＿１２とがともにスイッチングしている。
　図４Ｃ－１～図４Ｃ－３は、１周期毎にスイッチングさせる回路を変更する例を示している。図４Ｃ－３における各単位電力変換器Ａ＿１１、Ａ＿１２の１００％の定義と、指令電圧の１００％の定義は、図４Ａ－３の定義と同じである。図４Ｃ－３のＳＴＡＧＥ １は、相電圧の奇数周期において採用される電圧レベル、ＳＴＡＧＥ ２は、相電圧の偶数周期において採用される電圧レベルを示している。図４Ｃ－１、図４Ｃ－２では、指令電圧が１から－１までの範囲しか変化していないため、電圧範囲が－５０％から５０％までの範囲でしか変化していない。このため、休止期間におけるＡ＿１１、Ａ＿１２の電圧レベルが０となる場合のみ示されている。この例では、連続する複数の電圧範囲内に相電圧が連続して存在する時間（相電圧の１周期に相当する時間）によって、休止期間が決定されている。
　上述の例では入力電圧が３レベルで正負各々の極性について３レベル（ゼロを含む）の電圧を出力できる単位電力変換器１５の例を示しているが、図３Ａに示す入力電圧が２レベルで正負各々の極性について２レベル（ゼロを含む）の電圧を出力できる単位電力変換器１５１を適用してもよい。この場合の各指令電圧に対する２つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２の出力は図４Ｃ－４に示すものとなる。
　図４Ａ－１～図４Ａ－３、図４Ｂ－１～図４Ｂ－３、及び、図４Ｃ－１～図４Ｃ－３は、休止期間において同じ電圧レベルであるが、休止期間ごとに異なる電圧レベルであってもよい。図４Ｄ－１～図４Ｄ－２は、このような例を示している。図４Ｃ－３は、図４Ｄ－１において、各指令電圧に対する２つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２の出力を示している。図４Ｄ－１、図４Ｄ－２において、回路Ａ＿１１の出力電圧は、連続する４つの休止期間において、１００％～０％～―１００％と変化している。図４Ｄ－１～図４Ｄ－３の場合においても、連続する複数の電圧範囲内に相電圧が連続して存在する時間（相
 
電圧の１周期に相当する時間）によって、休止期間が決定されている。
　図４Ｅ－１～図４Ｅ－３は、図２Ｃ－１、２Ｃ－２に示す直列に接続された３つの単位電力変換器１５において３つの単位電力変換器１５のうちの２つが一定期間内に休止する例を示している。図４Ｅ－３における各単位電力変換器Ａ＿１１、Ａ＿１２の１００％の定義と、指令電圧の１００％の定義は、図４Ａ－３の定義と同じである。図４Ｅ－３は、紙面の都合により、指令電圧が正の場合のみ示しているが、指令電圧が負の場合、符号を負にした電圧値が、３つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２、Ａ＿１３から出力される。図４Ｅ－３は、図４Ｅ－１において、各指令電圧に対する３つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２、Ａ＿１３の出力を示している。図４Ｅ－３のＳＴＡＧＥ １は、相電圧の（３の倍数＋１）周期において採用される電圧レベル、ＳＴＡＧＥ ２は、相電圧の（３の倍数＋２）周期において採用される電圧レベル、及び、ＳＴＡＧＥ ３は、相電圧の（３の倍数）周期において採用される電圧レベルを示している。図４Ｅ－１、図４Ｅ－２では、指令電圧が－３３．３３％から３３．３３％までの範囲で変化した場合の波形を示している。このため、休止期間におけるＡ＿１１、Ａ＿１２、A＿１３の電圧レベルは０となっている。回路Ａ＿１１、回路Ａ＿１２は、回路Ａ＿１３がＰＷＭ出力期間にあるときに休止期間に入り、回路Ａ＿１２、回路Ａ＿１３は、回路Ａ＿１１がＰＷＭ出力期間にあるときに休止期間に入り、回路Ａ＿１１、回路Ａ＿１３は、回路Ａ＿１２がＰＷＭ出力期間にあるときに休止期間に入る。単位電力変換器１５は、電圧指令に基づいて周期的に休止条件を切り替える。
　図４Ｆ－１、図４Ｆ－２は、直列に接続された３つの単位電力変換器１５において３つの単位電力変換器１５のうちの２つが一定期間内に休止する別の一例を示している。図４Ｅ－１～図４Ｅ－３は、休止期間において同じ電圧レベルであるが、図４Ｆ－１～図４Ｆ－２は、休止期間の電圧範囲に応じて異なる電圧レベルが設けられる場合を示している。図４Ｅ－３は、図４Ｆ－１において、各指令電圧に対する３つの回路Ａ＿１１、Ａ＿１２、Ａ＿１３の出力を示している。
　図４Ａ－１～図４Ｆ－２は、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ－１、および図２Ｃ－２に示される電力変換装置１の回路Ａ＿１１、回路Ａ＿１２、及び、回路Ａ＿１３の例示的な波形を示すが、休止期間を有する同様の波形は、図４Ｃ－１～図４Ｆ－２に示される技法を使用して、図２Ｄ、図２Ｅ、および図２Ｆに示される電力変換装置の回路Ａ＿１４、回路Ａ＿１５、及び、回路Ａ＿１６に使用することができる。図４Ｇ－１は、電力変換装置１の図２Ｄの構成において相電圧を出力する際の指令電圧の電圧範囲に対する各単位電力変換器１５のスイッチング及び休止期間を示した表である。
　これらの例に示されるように、直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５のうちの少なくとも１つの単位電力変換器１５の複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の単位電力変換器１５のうちの残りの単位電力変換器１５においては複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、コントローラ２０が複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。この所定間隔とは、上述するキャリア信号の１周期である。休止期間は、図４Ｄ－１～図４Ｄ－３や図４Ｆ－１～図４Ｆ－２の場合にあるように、連続する電圧範囲において電圧レベルが変化する場合もありうる（例えば、図４E－３のＳＴＡＧＥ １，２における回路Ａ＿１３の動作）。しかし、そのような場合であってもキャリア信号の１周期よりははるかに長いため、上記短時間間隔でのスイッチングは行われない。
　また、図４Ａ－３、図４Ｂ－３、図４Ｃ－３、図４Ｄ－３、図４Ｅ－３、及び、図４Ｇ－１から明らかなように、複数の単位電力変換器１５の夫々において、相電圧の１周期の時間に１つの直列多重電力変換器１３における複数の単位電力変換器１５の個数を乗じた単位時間における複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わない電圧範囲の数が等しくなるように、コントローラ２０は複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。図４Ｃ－３、図４Ｄ－３、図４Ｅ－３、及び、図４Ｇ－１の例から明らかなように、相電圧の１周期ごとに休止期間のサイクルを変えて均等に休止期間が設けられるようになっている。したがって、上述する単位時間における複数の単位電力変換器１５の夫々の休止期間の総和が実質的に等しくなるように、コントローラ２０が複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。
　図４Ａ－１、図４Ａ－２、図４Ｂ－１、図４Ｂ－２、図４Ｃ－１、図４Ｃ－２、図４Ｄ－１、図４Ｄ－２、図４Ｅ－１、図４Ｅ－２、図４Ｆ－１、および図４Ｆ－２の例は、電源２が直流電源である場合を示しているが、電源２が交流電源であってもよい。図４Ｈ－１、図４Ｉ－１、図４Ｊ－１、図４Ｋ－１、図４Ｌ－１、および図４Ｍ－１は、図３Ｄのようなマトリクスコンバータ１５４に端子ｃ１、ｃ２、ｃ３に１２０度ずつ位相をずらした交流電圧が印加された場合において図４Ａ－１、図４Ｂ－１、図４Ｃ－１、図４Ｄ－１、図４Ｅ－１、及び図４Ｆ－１に示された出力信号と同等の信号を出力する場合の例を示している。これらの場合では、休止期間において、マトリクスコンバータ１５４は入力される複数の電圧のうち、特定の大小順位の電圧を出力する。より具体的には、マトリクスコンバータ１５４は、複数相の交流電圧を入力とし、休止期間において、複数相の交流電圧のうち、いずれかの大小順位の相の電圧を出力し、休止期間中に大小順位が変化した場合、特定の大小順位の電圧が出力されるように所定時間間隔よりも長い時間間隔でのスイッチングを行う。
　例えば、図４Ａ－３、図４Ｂ－３、図４Ｃ－３、図４Ｄ－３、図４Ｅ－３、図４Ｆ－３、及び、図４Ｇ－１で示された表で１００％のレベルで休止とされている場合、端子ｃ１、ｃ２、ｃ３に印加されている３つの交流の電圧のうち、最大の電圧がマトリクスコンバータ１５４から出力される。例えば、図４Ａ－３、図４Ｂ－３、図４Ｃ－３、図４Ｄ－３、図４Ｅ－３、図４Ｆ－３、及び、図４Ｇ－１で示された表で０％のレベルで休止とされている場合、端子ｃ１、ｃ２、ｃ３に印加されている３つの交流の電圧のうち、中間の電圧がマトリクスコンバータ１５４から出力される。例えば、図４Ａ－３、図４Ｂ－３、図４Ｃ－３、図４Ｄ－３、図４Ｅ－３、図４Ｆ－３、及び、図４Ｇ－１で示された表で－１００％のレベルで休止とされている場合、端子ｃ１、ｃ２、ｃ３に印加されている３つの交流の電圧のうち、最小の電圧がマトリクスコンバータ１５４から出力される。
＜第１実施形態の特徴及び効果＞
　第１実施形態に係る電力変換装置１では、互いに直列に接続される複数の単位電力変換器１５のうちの少なくとも１つの単位電力変換器１５の複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の単位電力変換器１５のうちの残りの単位電力変換器１５においては複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように構成される。このため、複数の単位電力変換器１５が定期的にスイッチングを減少させるため、スイッチングを行うことによる制御応答を低下させることなく、スイッチング損失を低減することができる。
＜第２実施形態＞
　第１実施形態では、１つの直列多重電力変換器１３の一部の単位電力変換器１５が休止期間に入るとき、残りの単位電力変換器１５はスイッチング動作（ＰＷＭ出力期間）に入る場合を示した。ただし、電力変換装置１が複数の直列多重電力変換器１３を有する場合、一部の直列多重電力変換器１３を構成する全ての単位電力変換器１５が休止期間に入って、残りの直列多重電力変換器１３を構成する単位電力変換器１５がスイッチング動作（ＰＷＭ出力期間）に入ってもよい。つまり、複数の直列多重電力変換器１３のうちの少なくとも一つの直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５の各々において複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力する休止期間の間、複数の直列多重電力変換器１３のうちの残りの直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５において複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、コントローラ２０は、複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。以下では、典型的な例として、図２Ｃ－２に示される回路の出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧のうち、１つの電圧を休止させる二相変調を挙げて説明する。二相変調の場合、電力変換装置１は、少なくとも１つの直列多重電力変換器１３として三つの直列多重電力変換器１３を備える。三つの直列多重電力変換器１３は各々第１相電圧、第２相電圧、第３相電圧を出力する。二相変調を行う場合における単位電力変換器１５は、典型的には、三相出力の２レベルインバータである。
　図６Ａは、二相変調の基となる各相の電圧指令を示したグラフである。図６Ｂは、二相変調の概念を示すグラフである。図６Ｂでは、図６Ａに示されたもとの電圧指令を細線、変調後の電圧指令を太線で図示している。図６Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令を、夫々、実線、点線、一点鎖線で示している。図６Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令を一般的な互いに１２０度ずつずらした正弦波として示している。二相変調では、まず、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧指令のうち、最も絶対値の大きい相を選択する。この選択された相を選択相と呼ぶ。図６Ａは、最も絶対値の大きい相をグラフの上に示しており、絶対値の大きい相が入れ替わるときに、縦の点線で示している。縦の点線の間で示される選択相が選択される期間を選択期間と呼ぶ。この選択期間は、選択相では休止期間となる。そして、図６Ｂに示すように、選択相における相電圧指令の指令値が正であるときは、相電圧指令を相電圧指令がとりうる最大値とする。選択相における相電圧指令の指令値が負であるときは、相電圧指令を相電圧指令がとりうる最小値とする。
　つぎに、線間電圧を変更前後で変化させないようにするために、選択相がシフトする値ΔＤ１だけ選択相以外の相の電圧値をシフトさせる。例えば図６では、Ｗ相からＵ相に選択相が切り替わる際のシフト量ΔＤ１を示している。切り替わり後Ｕ相が休止し相電圧指令の最大値Ｖｍａｘを出力するとき、シフト量ΔＤ１はＵ相の相電圧指令ＶUを用いてΔＤ１＝Ｖｍａｘ－ＶＵとして逐次計算される。そして、選択区間において、選択相の電圧を参照して、二相変調の前後で線間電圧が変化しないように、選択相以外の相の電圧値を調整する。例えば、選択相としてＵ相が選択されているとき、線間電圧Ｖｖｕ（= Ｖｖ - Ｖｕ）、Ｖｗｖ（= Ｖｗ - Ｖｖ）（ただし、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧）が変更されないように選択相以外の電圧を逐次計算されるΔＤ１を用いて調整する。このように調整された電圧を調整相電圧指令ｓ１と呼ぶ。図１は、このような機能を実現するための指令生成部２１の構成を図示している。指令生成部２１は、基となる複数の相電圧指令ｓ０から選択相を選択する相選択部２３を含む。選択相が選択されると、指令生成部２１は、相電圧指令ｓ０から調整相電圧指令ｓ１を生成する。つまり、コントローラ２０は、選択相に対応する直列多重電力変換器１３の全ての単位電力変換器１５を休止させる。休止期間は、二相変調のアルゴリズムに基づき直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５の中で最大順位または最小順位の出力電圧を出す単位電力変換器１５が選択されている期間として決定される。
　なお、上述の内容は、複数の直列多重電力変換器１３を有する電力変換装置１に限らず、２つ以上の出力相を有する１つの単位電力変換器１５を備える電力変換装置１にも適用可能である。図７Ａ、図７Ｂは、それぞれ、単位電力変換器１５のさらに別の一例１５５、１５６を示す概略図である。図７Ａでは、単位電力変換器１５５は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８を含むアームＢ＿１１～Ｂ＿１２を含む３レベルインバータである。一方図７Ｂでは、単位電力変換器１５５は、複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２を含むアームＢ＿１１～Ｂ＿１３を含む３レベルインバータである。ここでは、単位電力変換器１５５、１５６ばかりでなく、図２Ｂ～図２Ｆの回路も含めて、これらの回路が複数レベルの電圧を出力するため、多レベルコンバータと称することとする。３レベルインバータ１５６は、上述の二相変調も出力可能である。
　このような多レベルコンバータでは、図１に示すコントローラ２０をさらに含む。具体的には、コントローラ２０は、指令生成部２１と、スイッチング信号生成部２２と、相選択部２３とを含む。指令生成部２１は、複数の相電圧の各々に対する相電圧指令ｓ０とキャリア信号と比較するための調整相電圧指令ｓ１とを生成する。スイッチング信号生成部２２は、調整相電圧指令ｓ１とキャリア信号とに基づき駆動信号を生成する。相選択部２３は、複数の相のうち対応する相電圧指令ｓ０の絶対値が最大となる相を選択相として逐次選択する。
　多レベルコンバータは、二相変調以外の変調方法として以下の変調方法であってもよい。二相変調では、選択相における相電圧指令の指令値が正であるときは、相電圧指令を相電圧指令がとりうる最大値とする。選択相における相電圧指令の指令値が負であるときは、相電圧指令を相電圧指令がとりうる最小値とする。これに代えて、選択相は３レベルのうち、最大値と最小値の間の中間レベルになるように調整相電圧指令が生成されてもよい。つまり、指令生成部２１は、選択相が選択されている休止期間（選択期間）の間、選択相に対応する相電圧指令を、３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルに対応した値とするように調整相電圧指令を生成する。
　この変調方法では、二相変調に比べてシフト量が大きいのと、残りの相についてはシフト時に中央の電圧レベルから外れる方向にシフトするため、二相変調のように相電圧指令ｓ０が最大レベルの電圧と最小レベルの電圧の間で表現されると残りの相がシフト時に最大レベルの電圧と最小レベルの電圧の間に収まらない可能性がある。このため、相電圧指令ｓ０の最大値と最小値の差Ｄが閾値よりも小さいことが必要となる。この変調方法は、二相変調と類似するため、二相変調と相違する点について中心に説明する。
　図８は、第２実施形態において選択相を中間の電圧レベルに対応した値とする変調方法の概念を説明するための説明図である。図８の上図では、Ｕ相、Ｗ相、Ｖ相のもとの相電圧指令ｓ０を、それぞれ、点線、二点鎖線、一点鎖線で示している。典型的には、これらは１２０度ずつずれた正弦波で表現されているが、それ以外の波で表現されてもよい。３レベルインバータの電圧レベルの最大値と最小値の差を２とする（中間レベルは通常０となる）と、相電圧指令ｓ０の最大値と最小値の差Ｄが０．６としている。選択相の選択方法は、二相変調と同じである。図８の上図の上には、選択相の名称が表記されている。
　図８の下の３図は、それぞれ、Ｕ相、Ｗ相、Ｖ相の調整相電圧指令ｓ１の電圧Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｖを示している。説明を明確とするために、この３図において、相電圧指令ｓ０も表示している。これらの図を参照すると、選択相が選択されている休止期間（選択期間）の間は、選択相に対応する相電圧指令ｓ０を、３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルＶ０に対応した値とするように調整相電圧指令ｓ１が生成される。そして、選択相に対応する相電圧指令をＶｘとし、休止期間（選択期間）において、選択相に対応する調整相電圧指令をＶ０とすると、複数の相のうち選択相以外の残りの相に対応する調整相電圧指令ｓ１を、残りの相に対応する相電圧指令から(Ｖｘ-Ｖ０)だけ減じた値とする。このような調整が行われることにより、線間電圧が維持される。
　この変調方法を行う場合、スイッチング信号生成部２２は、相電圧指令ｓ０の最大値と最小値の差Ｄが閾値よりも小さいとき、調整相電圧指令ｓ１とキャリア信号とに基づき駆動信号を生成し、差Ｄが閾値以上であるとき、スイッチング信号生成部２２は、調整相電圧指令ｓ１に代えて相電圧指令ｓ０に基づいて駆動信号を生成する。
＜第２実施形態の特徴及び効果＞
　第２実施形態に係る電力変換装置１では、複数の直列多重電力変換器１３の少なくとも一つの直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５の各々に対して、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行わない休止期間において、複数の直列多重電力変換器１３のうち残りの直列多重電力変換器１３を構成する複数の単位電力変換器１５に対し、複数のスイッチング素子が短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力する。したがって、制御応答を低下させることなく、スイッチング損失を低減することができる。
＜第３実施形態＞
　図９は、第３実施形態の電力変換装置１ａの全体構成を示す概略図である。電力変換装置１ａは、第１、第２実施形態の電力変換装置１に比べ、複数の単位電力変換器の温度を夫々検出する複数の温度センサ２５をさらに備える。電力変換装置１ａはコントローラ２０ａを有しており、コントローラ２０ａは複数の単位電力変換器１５のうちの一部の単位電力変換器１５の温度が残りの単位電力変換器１５の温度よりも閾値温度以上高いとき、相電圧の１周期の時間に１つの直列多重電力変換器１３における複数の単位電力変換器１５の個数を乗じた単位時間における、一部の単位電力変換器１５の夫々の休止期間の総和を、残りの単位電力変換器１５の夫々の休止期間の総和よりも長くするように、複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。
　具体的には、図３Ａ、３Ｄ、７Ａ及び７Ｂに示されるように、単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の夫々は、それぞれの単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の温度を検出する温度センサ２５（２５１～２５６）を備える。指令生成部２１は、それぞれの単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の温度を受信し、温度が閾値温度以上高いものについて休止時間を長くするように電圧指令を調整する。例えば、図４Ｃ－３、４Ｄ－３の例において、例えば、回路Ａ＿１１の温度が閾値温度未満で回路Ａ＿１２が閾値温度以上であるとき、温度が低減するまでは、奇数周期の駆動として示されているものを４回のうち３回、偶数周期の駆動として示されているものを４回のうち１回とするなど、頻度を小さくすることができる。図４Ｅ－３、４Ｆ－３の例において、例えば、回路Ａ＿１１の温度が閾値温度以上で回路Ａ＿１２、Ａ＿１３の温度が閾値温度未満であるとき、ＳＴＡＧＥ １，２，３を均等に適用するのでなく、ＳＴＡＧＥ １の回数を減らして代わりにＳＴＡＧＥ ２，３を増やしてもよい。図４Ｇ－１の例において、例えば、回路Ａ＿１１の温度が閾値温度以上で回路Ａ＿１２、Ａ＿１３、Ａ＿１４の温度が閾値温度未満であるとき、ＳＴＡＧＥ １～４を均等に適用するのでなく、ＳＴＡＧＥ １の回数を減らして代わりにＳＴＡＧＥ ２～４を増やしてもよい。
＜第３実施形態の特徴及び効果＞
　第３実施形態に係る電力変換装置１ａでは、複数の単位電力変換器１５のうち入力される母線電圧の値が大きい等の理由により、温度が高い単位電力変換器１５において、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることができるため、電力変換装置１ａ全体の発熱を小さくし、電力変換装置１ａの耐久性を向上することができる。
＜第４実施形態＞
　図１０は、第４実施形態の電力変換装置１ｂの全体構成を示す概略図である。電力変換装置１ｂは、第１、第２実施形態の電力変換装置１に比べ、複数の単位電力変換器に入力される母線電圧を夫々検出する複数の電圧センサ２６をさらに備える。電力変換装置１ｂはコントローラ２０ｂを有しており、コントローラ２０ｂは複数の単位電力変換器１５のうちの一部の単位電力変換器１５の母線電圧が残りの単位電力変換器１５の母線電圧よりも閾値電圧以上高いとき、相電圧の１周期の時間に１つの直列多重電力変換器１３における複数の単位電力変換器１５の個数を乗じた単位時間における、一部の単位電力変換器１５の夫々の休止期間の総和を、残りの単位電力変換器１５の夫々の休止期間の総和よりも長くするように、複数の単位電力変換器１５の夫々に駆動信号を出力する。
　具体的には、図３Ａ、３Ｄ、７Ａ及び７Ｂに示されるように、単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の夫々は、それぞれの単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の母線電圧を検出する電圧センサ２６（２６１、２６２、２６３ａ、２６３ｂ、２６４ａ、２６４ｂ、２６５、２６６）を備える。指令生成部２１は、それぞれの単位電力変換器１５０（１５１～１５６）の母線電圧を受信し、母線電圧が閾値電圧以上高いものについて休止時間を長くするように電圧指令を調整する。なお、電圧センサ２６が２つある単位電力変換器１５３、１５４については、いずれか１つの電圧センサ２６（２６３ａ、２６３ｂ）（２６４ａ、２６４ｂ）の母線電圧が閾値電圧以上である場合、残りの単位電力変換器１５３の夫々の休止期間の総和よりも長くするように、複数の単位電力変換器１５３の夫々に駆動信号を出力する。
　例えば、図４Ｃ－３、４Ｄ－３の例において、例えば、回路Ａ＿１１の母線電圧が閾値電圧未満で回路Ａ＿１２が閾値電圧以上であるとき、母線電圧が低減するまでは、奇数周期の駆動として示されているものを４回のうち３回、偶数周期の駆動として示されているものを４回のうち１回とするなど、頻度を小さくすることができる。図４Ｅ－３、４Ｆ－３の例において、例えば、回路Ａ＿１１の母線電圧が閾値電圧以上で回路Ａ＿１２、Ａ＿１３の母線電圧が閾値電圧未満であるとき、ＳＴＡＧＥ １，２，３を均等に適用するのでなく、ＳＴＡＧＥ １の回数を減らして代わりにＳＴＡＧＥ ２，３を増やしてもよい。図４Ｇ－１の例において、例えば、回路Ａ＿１１の母線電圧が閾値電圧以上で回路Ａ＿１２、Ａ＿１３、Ａ＿１４の母線電圧が閾値電圧未満であるとき、ＳＴＡＧＥ １～４を均等に適用するのでなく、ＳＴＡＧＥ １の回数を減らして代わりにＳＴＡＧＥ ２～４を増やしてもよい。
＜第４実施形態の特徴及び効果＞
　複数の単位電力変換器１５のうち母線電圧が高い単位電力変換器１５において、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることができる。母線電圧が高いとスイッチングによる損失が大きいため、スイッチングを行わない休止期間の総和を大きくすることにより、電力変換装置１ｃ全体の電力損失を小さくすることができる。
＜変形例＞
　本明細書に開示され、記載された例示的な実施形態は、本発明の好ましい実施形態を説明するものであり、決して本明細書の特許請求の範囲を限定するものではないことに留意されたい。上記の教示に照らして、本発明の多数の修正および変形が可能である。したがって、添付の特許請求の範囲内で、本発明は、本明細書に具体的に記載された以外の方法で実施され得ることを理解されたい。
　本願においては、「備える」およびその派生語は、構成要素の存在を説明する非制限用語であり、記載されていない他の構成要素の存在を排除しない。これは、「有する」、「含む」およびそれらの派生語にも適用される。
　「～部材」、「～部」、「～要素」、「～体」、および「～構造」という文言は、単一の部分や複数の部分といった複数の意味を有し得る。
　「第１」や「第２」などの序数は、単に構成を識別するための用語であって、他の意味（例えば特定の順序など）は有していない。例えば、「第１要素」があるからといって「第２要素」が存在することを暗に意味するわけではなく、また「第２要素」があるからといって「第１要素」が存在することを暗に意味するわけではない。
　程度を表す「実質的に」、「約」、および「およそ」などの文言は、実施形態に特段の説明がない限りにおいて、最終結果が大きく変わらないような合理的なずれ量を意味し得る。本願に記載される全ての数値は、「実質的に」、「約」、および「およそ」などの文言を含むように解釈され得る。
　本願において「Ａ及びＢの少なくとも一方」という文言は、Ａだけ、Ｂだけ、及びＡとＢの両方を含むように解釈されるべきである。
　上記の開示内容から考えて、本発明の種々の変更や修正が可能であることは明らかである。したがって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、本願の具体的な開示内容とは別の方法で本発明が実施されてもよい。

Claims (19)

  1. 　複数の単位電力変換器を夫々有し、前記複数の単位電力変換器の出力が互いに直列に接続される、１以上の直列多重電力変換器と、
    　駆動信号を出力する制御回路と、
    を備え、
    　前記複数の単位電力変換器の夫々は、複数のスイッチング素子を有し、前記駆動信号によって前記複数のスイッチング素子の駆動を切り替えて出力電圧を出力するように構成され、
    　前記複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器の前記複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず前記出力電圧を出力する休止期間の間、前記複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器においては前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行って前記出力電圧を出力するように、前記制御回路が前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    電力変換装置。
     
  2. 　前記電力変換装置は、前記１以上の直列多重電力変換器として複数の直列多重電力変換器を備え、
    　前記複数の直列多重電力変換器のうちの少なくとも一つの直列多重電力変換器を構成する前記複数の単位電力変換器の各々において前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行わず前記出力電圧を出力する休止期間の間、前記複数の直列多重電力変換器のうちの残りの直列多重電力変換器を構成する前記複数の単位電力変換器において前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行って前記出力電圧を出力するように、前記制御回路が前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
     
  3. 　前記少なくとも１つの直列多重電力変換器が夫々相電圧を出力し、
    　前記制御回路は、（１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数）×（前記複数の単位電力変換器のレベル数―１）×２倍をＮとすると、前記相電圧の１周期のうちの最大出力電圧と最小出力電圧との間の範囲をＮの約数で区切った電圧範囲を設け、前記１周期毎に１つの前記電圧範囲または連続する複数の前記電圧範囲内に前記相電圧が連続して存在する時間によって前記休止期間を決定し、前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    請求項１または２に記載の電力変換装置。
     
  4. 　前記複数の単位電力変換器の夫々において、前記１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行わない前記電圧範囲の数が等しくなるように、前記制御回路は前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
     
  5. 　前記単位時間における前記複数の単位電力変換器の夫々の前記休止期間の総和が実質的に等しくなるように、前記制御回路が前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、請求項３または４に記載の電力変換装置。
     
  6. 　複数の単位電力変換器の温度を夫々検出する複数の温度センサをさらに備え、
    　前記複数の単位電力変換器のうちの一部の単位電力変換器の前記温度が残りの単位電力変換器の前記温度よりも閾値温度以上高いとき、前記１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における、前記一部の単位電力変換器の夫々の前記休止期間の総和を、前記残りの単位電力変換器の夫々の前記休止期間の総和よりも長くするように、前記制御回路は前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
     
  7. 　複数の単位電力変換器の母線電圧を夫々検出する複数の電圧センサをさらに備え、
    　前記複数の単位電力変換器のうちの一部の単位電力変換器の前記母線電圧が残りの単位電力変換器の前記母線電圧よりも閾値電圧以上高いとき、前記１周期の時間に１つの直列多重電力変換器における複数の単位電力変換器の個数を乗じた単位時間における、前記一部の単位電力変換器の夫々の前記休止期間の総和を、前記残りの単位電力変換器の夫々の前記休止期間の総和よりも長くするように、前記制御回路は前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    請求項３に記載の電力変換装置。
     
  8. 　前記電力変換装置は、前記少なくとも１つの直列多重電力変換器として三つの前記直列多重電力変換器を備え、
    　三つの前記直列多重電力変換器は各々第１相電圧、第２相電圧、第３相電圧を出力し、
    　前記休止期間は、二相変調のアルゴリズムに基づき前記第１相電圧、前記第２相電圧、前記第３相電圧のいずれかが最大レベルもしくは最小レベルとなる期間として決定される、
    請求項２から７のいずれかに記載の電力変換装置。
     
  9. 　前記単位電力変換装置は、マトリクスコンバータであり、
    　前記休止期間において、前記マトリクスコンバータは入力される複数の電圧のうち、特定の大小順位の電圧を出力する、
    請求項２から８のいずれかに記載の電力変換装置。
     
  10. 　前記マトリクスコンバータは、複数相の交流電圧を入力とし、前記休止期間において、前記複数相の交流電圧のうち、いずれかの大小順位の相の電圧を出力し、休止期間中に前記大小順位が変化した場合、前記特定の大小順位の電圧が出力されるように前記所定時間間隔よりも長い時間間隔でのスイッチングを行う、
    請求項９記載の電力変換装置。
     
  11. 　前記複数相の交流電圧の１周期は、前記所定時間間隔よりも長い、
    請求項１０に記載の電力変換装置。
     
  12. 　前記所定時間間隔は、電圧指令と比較されて前記駆動信号を生成するためのキャリア信号の１周期である、
    請求項１から１１のいずれかに記載の電力変換装置。
     
  13. 　複数のスイッチング素子と、
    　駆動信号を出力する制御回路と、
    　３つの電圧レベルを出力する直流電源回路と、
    を備え、
    　前記複数のスイッチング素子は、前記直流電源回路に接続され、夫々の駆動を切り替えて、複数の相に夫々対応する複数の相電圧を出力するように構成され、
    　前記制御回路は、
    　前記複数の相電圧の各々に対する相電圧指令とキャリア信号と比較するための調整相電圧指令とを生成する指令生成部と、
    　前記調整相電圧指令と前記キャリア信号とに基づき前記駆動信号を生成するスイッチング信号生成部と、
    　前記複数の相のうち対応する相電圧指令の絶対値が最大となる相を選択相として逐次選択する相選択部と、
    を含み、
    　前記指令生成部は、前記選択相が選択されている期間を休止期間とし、前記休止期間の間、前記選択相に対応する前記相電圧指令を、前記３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルに対応した値とするように前記調整相電圧指令を生成する、
    ３レベルインバータ。
     
  14. 　前記選択相に対応する相電圧指令をVxとし、前記休止期間において、前記選択相に対応する調整相電圧指令をV0とすると、前記複数の相のうち前記選択相以外の残りの相に対応する調整相電圧指令を、前記残りの相に対応する相電圧指令から(Vx-V0)だけ減じた値とする、
    請求項１３に記載の３レベルインバータ。
     
  15. 　前記相電圧指令の最大値と最小値の差が閾値よりも小さいとき、前記スイッチング信号生成部は、前記調整相電圧指令と前記キャリア信号とに基づき前記駆動信号を生成し、
    　前記差が閾値以上であるとき、前記スイッチング信号生成部は、前記調整相電圧指令に代えて前記相電圧指令に基づいて前記駆動信号を生成する、
    請求項１３または１４に記載の３レベルインバータ。
     
  16. 　各々が複数のスイッチング素子を有する複数の単位電力変換器を有し、前記複数の単位電力変換器の出力が互いに直列に接続される、１以上の直列多重電力変換器を用意し、
    　制御回路によって駆動信号を出力し、前記駆動信号を前記複数のスイッチング素子の夫々に供給し、
    　休止期間において、前記複数の単位電力変換器のうちの少なくとも１つの単位電力変換器に対して、前記複数のスイッチング素子が所定時間間隔よりも短い短時間間隔でのスイッチングを行わず出力電圧を出力するように前記駆動信号を出力し、
    　前記休止期間において、前記複数の単位電力変換器のうちの残りの単位電力変換器に対して、前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行って出力電圧を出力するように、前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    ことを含む、電力変換装置の制御方法。
     
  17. 　前記１以上の直列多重電力変換器として複数の直列多重電力変換器を用意し、
    　前記休止期間において、前記複数の直列多重電力変換器のうちの少なくとも一つの多重電力変換器を構成する前記複数の単位電力変換器の各々に対して、前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行わず前記出力電圧を出力するように前記駆動信号を出力し、
    　前記休止期間において、前記複数の直列多重電力変換器のうち残りの前記直列多重電力変換器を構成する前記複数の単位電力変換器に対し、前記複数のスイッチング素子が前記短時間間隔でのスイッチングを行って前記出力電圧を出力するように、前記複数の単位電力変換器の夫々に前記駆動信号を出力する、
    ことを含む、請求項１６に記載の電力変換装置の制御方法。
     
  18. 　３つの電圧レベルを出力する直流電源回路と、前記直流電源回路に接続される複数のスイッチング素子と、駆動信号を出力する制御回路とを備える３レベルインバータを用意し、
    　前記複数のスイッチング素子の夫々の駆動を切り替えて、複数の相に対応する複数の相電圧を出力し、
    　前記複数の相電圧の各々に対する相電圧指令とキャリア信号と比較するための調整相電圧指令とを生成し、
    　前記調整相電圧指令と前記キャリア信号とに基づき前記駆動信号を生成し、
    　前記複数の相のうち対応する相電圧指令の絶対値が最大となる相を選択相として逐次選択し、
    　前記選択相が選択されている選択期間の間、前記選択相に対応する前記相電圧指令を、前記３つの電圧レベルのうちの中間の電圧レベルに対応した値とするように前記調整相電圧指令を生成する、
    ことを含む、３レベルインバータの制御方法。
     
  19. 　前記所定時間間隔は、電圧指令と比較されて前記駆動信号を生成するためのキャリア信号の１周期である、
    請求項１６または１７に記載の制御方法。
     
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