WO2021014885A1 - 共振器、発振器、及び量子計算機 - Google Patents

共振器、発振器、及び量子計算機 Download PDF

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WO2021014885A1
WO2021014885A1 PCT/JP2020/025234 JP2020025234W WO2021014885A1 WO 2021014885 A1 WO2021014885 A1 WO 2021014885A1 JP 2020025234 W JP2020025234 W JP 2020025234W WO 2021014885 A1 WO2021014885 A1 WO 2021014885A1
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oscillator
capacitor
oscillators
josephson junction
circuit
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PCT/JP2020/025234
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山本　剛
智博 山道
橋本　義仁
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日本電気株式会社
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/92—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of superconductive devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B15/00—Generation of oscillations using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, or using superconductivity effects
    • H03B15/003—Generation of oscillations using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, or using superconductivity effects using superconductivity effects
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
    • H03K19/195—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using superconductive devices
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N60/00—Superconducting devices
    • H10N60/10—Junction-based devices
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06N—COMPUTING ARRANGEMENTS BASED ON SPECIFIC COMPUTATIONAL MODELS
    • G06N10/00—Quantum computing, i.e. information processing based on quantum-mechanical phenomena
    • G06N10/40—Physical realisations or architectures of quantum processors or components for manipulating qubits, e.g. qubit coupling or qubit control

Definitions

  • the present invention relates to a resonator, an oscillator, and a quantum computer, and particularly to a resonator, an oscillator, and a quantum computer using a superconducting circuit.
  • Patent Document 1 discloses a high-frequency oscillator using a superconducting element.
  • Patent Document 2 and Non-Patent Document 1 propose a quantum computer using a network of nonlinear oscillators.
  • the non-linear oscillators used in these quantum computers are required to have moderate non-linearity and the lowest possible loss.
  • the non-linearity of the non-linear oscillator is quantified by the non-linear coefficient.
  • the nonlinear coefficient is a coefficient defined by the coefficient of the Hamiltonian nonlinear term of the nonlinear oscillator, as will be described later.
  • Patent Document 2 and Non-Patent Document 1 describe the configuration of a quantum computer using a distributed constant type Josephson parametric oscillator as a non-linear oscillator.
  • a distributed constant type Josephson parametric oscillator is composed of a distributed constant type resonator and a Josephson junction.
  • This distributed constant type resonator has a length equivalent to the wavelength of the electromagnetic wave corresponding to the oscillation frequency of the parametric oscillator on the circuit board.
  • the circuit board referred to here refers to a board on which a Josephson parametric oscillator is formed.
  • this oscillation frequency is, for example, about 10 GHz
  • the order of the length of the distributed constant type resonator corresponding to this frequency is about millimeters. Therefore, the length of the distributed constant type resonator becomes very long.
  • An object of the present disclosure is to provide a resonator, an oscillator, and a quantum computer capable of suppressing the occupied area of a circuit.
  • the resonator according to the embodiment is A loop circuit in which the first superconducting line, the first Josephson junction, the second superconducting line, and the second Josephson junction are connected in an annular shape, With capacitors Have, The capacitor and the loop circuit are connected in an annular shape.
  • the resonator according to the embodiment is realized by, for example, a line (wiring) formed of a superconductor on a silicon substrate.
  • a line wiring
  • Nb (niobium) or Al (aluminum) is used as the material of this line, but any other metal such as Mo (molybdenum) or Ta (tantalum) that becomes superconducting when cooled to an extremely low temperature can be used. It may be used.
  • the circuit of the resonator is used in a temperature environment of, for example, about 10 mK (millikelvin) realized by a refrigerator.
  • the Josephson junction refers to an element having a structure in which a thin insulating film is sandwiched between a first superconductor and a second superconductor.
  • the distributed constant type Josephson parametric oscillator is not suitable for integration because the occupied area of the resonator is too large.
  • the lumped constant type Josephson parametric oscillator can be realized by, for example, the circuit shown in FIG.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing an example of a lumped constant type Josephson parametric oscillator 10 according to the first embodiment.
  • the Josephson parametric oscillator 10 has a resonator 100 and a magnetic field generator 200.
  • the resonator 100 includes a loop circuit 110 and a capacitor 120.
  • the loop circuit 110 connects the first superconducting line 101 connecting the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104, and the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It is provided with a second superconducting line 102 to be connected.
  • the resonator 100 includes a loop circuit 110 in which the first superconducting line 101 and the second superconducting line 102 are joined by the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It includes a capacitor 120. As shown in FIG.
  • the loop circuit 110 is formed by connecting the first superconducting line 101, the first Josephson junction 103, the second superconducting line 102, and the second Josephson junction 104 in an annular shape. Is configured. In other words, in the loop circuit 110, the first superconducting line 101 and the second superconducting line 102 are joined by the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104 to form a loop. ing. That is, the loop circuit 110 can also be called a DC-SQUID (superconducting quantum interference device).
  • DC-SQUID superconducting quantum interference device
  • the loop circuit 110 is shunted by the capacitor 120. That is, the first portion 105 of the first superconducting line 101 and the second portion 106 of the second superconducting line 102 are shunted by the capacitor 120. In other words, in the resonator 100, the input / output ends of the DC-SQUID are shunted by the capacitor 120. That is, it can be said that a loop circuit in which the loop circuit 110 is incorporated on the loop line is configured by connecting the capacitor 120 and the loop circuit 110 in a ring shape. In the following description, the circuit for shunting may be referred to as a shunt circuit.
  • the first portion 105 is an arbitrary portion of the first superconducting line 101.
  • the position of the first portion 105 on the first superconducting line 101 is not particularly limited.
  • the second portion 106 is any portion of the second superconducting line 102. That is, the position of the second portion 106 on the second superconducting line 102 is not particularly limited.
  • the magnetic field generation unit 200 is a circuit that generates an alternating magnetic field and applies an alternating magnetic field to the loop circuit 110.
  • the magnetic field generation unit 200 is a circuit through which an alternating current flows, and the alternating current generates an alternating magnetic field. More specifically, in the magnetic field generation unit 200, a current in which a direct current and an alternating current are superimposed flows. As will be described later, the magnitude of the magnetic flux and the oscillation frequency (resonance frequency) is controlled by the magnitude of the direct current.
  • the magnetic field generating unit 200 is represented by one wiring in FIG. 1, but it is also configured to be composed of two wirings, in which a direct current is passed through one wiring and an alternating current is passed through the other wiring. Good.
  • the resonance frequency that is, an oscillation frequency that is 0.5 times the frequency of the AC magnetic field
  • the Josephson parametric oscillator 10 oscillates. Such oscillation is called parametric oscillation.
  • a lumped constant type oscillator can be configured. If it is a lumped constant type oscillator, it is not necessary to use a resonator having the same length as the wavelength of the electromagnetic wave corresponding to the oscillation frequency, so that the occupied area of the circuit can be suppressed.
  • the Josephson parametric oscillator 10 shown in FIG. 1 can also be used in the quantum computer described in Patent Document 2 and Non-Patent Document 1 described above.
  • the Josephson parametric oscillator 10 shown in FIG. 1 it is not easy to reduce the non-linear coefficient while keeping the loss small.
  • the Josephson parametric oscillator may be referred to as a non-linear oscillator.
  • the Hamiltonian H of the lumped constant type Josephson parametric oscillator 10 shown in FIG. 1 is represented by the following equation (1).
  • Equation (1) h is Planck's constant and fJ0 is the oscillation frequency of the nonlinear oscillator.
  • a ⁇ is a creation operator.
  • a is a annihilation operator.
  • E C is expressed by the following equation (2).
  • Equation (2) e is an elementary charge and Cr is the capacitance of the capacitor 120 used for the shunt.
  • f J0 of the equation (1) is represented by the following equation (3).
  • C J is the capacitance of the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104.
  • L J is the equivalent inductance of the loop circuit 110, is defined by the following equation (4).
  • I C is the critical current value of the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104
  • [Phi magnetic flux applied to the loop circuit 110 [Phi 0 is the flux quantum (about 2.07 ⁇ 10-15 Wb).
  • the equivalent inductance L J loop circuit 110 can be changed by changing the magnetic flux ⁇ to be applied to the loop circuit 110.
  • the magnetic flux ⁇ can be changed by changing the magnitude of the current flowing through the magnetic field generating unit 200. More specifically, it can be changed by the magnitude of the direct current superimposed on the alternating current flowing through the magnetic field generating unit 200.
  • the oscillation frequency can be controlled by the magnitude of the current flowing through the magnetic field generating unit 200.
  • the nonlinear coefficient of a nonlinear oscillator is defined by the coefficient of the Hamiltonian nonlinear term of the nonlinear oscillator.
  • the nonlinear coefficient K of the nonlinear oscillator is defined as the value obtained by multiplying the absolute value of the coefficient of the nonlinear term of the Hamiltonian of the nonlinear oscillator by 12 and dividing by Planck's constant h.
  • the second term that is, the term (a ⁇ + a) 4
  • the nonlinear coefficient K of the nonlinear oscillator shown in FIG. 1 is as shown in the following equation (5).
  • the oscillation frequency of the nonlinear oscillator is preferably 5 GHz or more and 40 GHz or less. This is due to the following reasons. In the case of a frequency lower than 5 GHz, there is a problem that the malfunction probability of the quantum computer due to thermal noise increases to a considerable extent. If the frequency is higher than 40 GHz, the high-frequency electronic equipment and high-frequency electronic components required to operate the quantum computer become very expensive. Therefore, it is preferable to use an oscillation frequency of 5 GHz or more and 40 GHz or less.
  • the nonlinear coefficient K is preferably 1 MHz or more and 10 MHz or less. This is due to the following reasons. If the non-linear coefficient K is smaller than 1 MHz, the time required for the quantum calculation becomes too long, and there is a problem that the quantum calculation cannot be completed while the quantum computer maintains the quantum state. Further, when the nonlinear coefficient K is larger than 10 MHz, the output signal of the nonlinear oscillator becomes small, and there is a problem that it becomes difficult to read the output signal.
  • the value of ⁇ was set to 0.3 ⁇ 0 in the equation (4).
  • the reason why the value of ⁇ is 0.3 ⁇ 0 is that if ⁇ is too small, oscillation of the nonlinear oscillator is difficult to occur, while if ⁇ is too large, it becomes sensitive to magnetic field noise and the oscillation frequency becomes unstable. This is because it is preferable to operate the oscillator with ⁇ of about 3 ⁇ 0 .
  • the capacitance C J of the Josephson junction in the present device fabrication technology, and less than 0.1fF 1pF.
  • the oscillation frequency f J0 of 5GHz or more Josephson parametric oscillator 10 shown in FIG. 1 the capacitance C r such that less 40GHz, using equation (3) can be calculated.
  • nonlinear coefficient K in the case of the obtained C r may be calculated using equation (5).
  • the Josephson parametric oscillator 10 of FIG. 1 does not fall within the range where the nonlinear coefficient K is 1 MHz or more and 10 MHz or less.
  • nonlinear coefficient K is 1MHz or more, the capacitance C r even enters the following range 10MHz becomes greater than 1 pF.
  • the Josephson parametric oscillator 10 of FIG. 1 achieves moderate non-linearity and low loss required for a quantum computer when trying to realize a preferable oscillation frequency by using a Josephson junction having a preferable critical current value. It is not always easy to achieve both. Therefore, it is required to realize a new lumped constant type Josephson parametric oscillator that can achieve both the appropriate non-linearity required for a quantum computer and the lowest possible loss.
  • the second embodiment and the third embodiment described below are common in that the loop circuit 110 is shunted by a capacitor and a linear inductor.
  • the capacitor used for the shunt and the linear inductor are connected in series.
  • the capacitor used for the shunt and the linear inductor are connected in parallel.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing the configuration of a superconducting nonlinear oscillator (Josephson parametric oscillator) according to the second embodiment.
  • the oscillator 20 has a resonator 300 and a magnetic field generator 200.
  • the resonator 300 includes a loop circuit 110, a capacitor 120, and a linear inductor 130.
  • the loop circuit 110 connects the first superconducting line 101 connecting the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104, and the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It is provided with a second superconducting line 102 to be connected.
  • the resonator 300 includes a loop circuit 110 in which the first superconducting line 101 and the second superconducting line 102 are joined by the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It includes a capacitor 120 and a linear inductor 130.
  • the loop circuit 110 is shunted by a circuit in which a capacitor 120 and a linear inductor 130 are connected in series. That is, the first portion 105 of the first superconducting line 101 and the second portion 106 of the second superconducting line 102 are shunted by a capacitor 120 and a linear inductor 130 connected in series.
  • the resonator 300 is shunted by a capacitor 120 and a linear inductor 130 in which the input / output ends of the DC-SQUID are connected in series.
  • a loop circuit in which the loop circuit 110 is incorporated on the loop line is configured by connecting the series circuit composed of the capacitor 120 and the linear inductor 130 and the loop circuit 110 in an annular shape. As shown in FIG. 2, one end of the loop circuit may be grounded.
  • the magnetic field generator 200 and the resonator 300 are magnetically coupled via mutual inductance. In other words, the magnetic field generator 200 and the resonator 300 are inductively coupled.
  • parametric oscillation is realized by the generation of an alternating magnetic field. That is, when an AC magnetic field that is twice the resonance frequency of the resonator 300 is applied to the loop circuit 110 by passing an AC current through the magnetic field generator 200, the oscillation frequency is 0.5 times the resonance frequency (that is, the frequency of the AC magnetic field). ), The oscillator 20 oscillates.
  • the frequency of the alternating magnetic field is equal to the frequency of the alternating current.
  • the oscillation frequency can be controlled by the magnitude of the current flowing through the magnetic field generating unit 200.
  • the magnetic field generating unit 200 is represented by one wiring in FIG. 2, but it is also configured to be composed of two wirings, in which a direct current is passed through one wiring and an alternating current is passed through the other wire. Good.
  • the Hamiltonian H of the oscillator 20 (Hamiltonian H of the resonator 300) shown in FIG. 2 is represented by the following equation (6).
  • Equation (6) Lr is the inductance of the linear inductor 130. Further, f 0 is the oscillation frequency of the oscillator 20.
  • the second term that is, the term (a ⁇ + a) 4 , is a non-linear term. Therefore, the non-linear coefficient K of the oscillator 20 of the present embodiment is as shown in the following equation (7).
  • the nonlinear coefficient K becomes the same equation as the equation (5).
  • the oscillator 20 of this embodiment is an oscillator in which the linear inductor 130 is inserted into the nonlinear oscillator of FIG. (7)
  • the larger the inductance L r of the linear inductor 130 it is possible to reduce the non-linear coefficient K.
  • the oscillator 20 of the present embodiment can be reduced without increasing the capacitance C r of the capacitor 120 used in the shunt, the nonlinear coefficient K to appropriate values required for quantum computer. Therefore, there is an effect that the nonlinear coefficient can be reduced to an appropriate value required for the quantum computer without increasing the loss of the nonlinear oscillator.
  • the oscillation frequency f 0 of the oscillator 20 of the present embodiment shown in FIG. 2 is represented by the following equation (8). Note that in equation (8), the capacitance C J of the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104 is ignored. This is because in the circuit of FIG. 2, the influence of the Josephson junction capacitance is negligibly small.
  • the oscillation frequency f 0 of the oscillator 20 is more than 5 GHz, the following are preferred 40 GHz.
  • the value of the first Josephson junction 103 and the second critical current value I C of the Josephson junction 104 constituting the oscillator 20 is more than 10 nA, preferably not more than 0.1 mA.
  • the value of ⁇ was set to 0.3 ⁇ 0 in the equation (4).
  • Equivalent inductance is more 1.85PH, if: 18.5NH, the oscillation frequency f 0 of 5GHz or more oscillator 20, the combination of the inductance L r and the capacitance C r that allows less 40GHz is different based on the equation (8) Combination is possible.
  • non-linear coefficient K of 1MHz or more by using a combination of a L r and C r can be a 10MHz or less, having a moderate non-linearity required for quantum computer A non-linear oscillator can be realized.
  • the inductance value of the linear inductor 130 so that the value of the nonlinear coefficient K becomes a predetermined value, the equivalent inductance L J, the oscillation frequency f 0, the critical current value I C Josephson junction capacitance It is set in advance on the basis of the C r. That is, the inductance of the linear inductor 130 is designed to have a predetermined value instead of the stray inductance.
  • the linear inductor 130 is an inductor that exists as a non-floating component.
  • the linear inductor 130 may be mounted as, for example, a meander wiring or a coil, but the mounting method is not limited thereto.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a configuration for controlling and reading out the oscillator 20 of the present embodiment.
  • the configuration shown in FIG. 3 is used, for example, as a quantum bit circuit for a quantum computer, as will be described later.
  • the control unit 50 is a circuit connected to the magnetic field generation unit 200 of the oscillator 20, and supplies a direct current for controlling the oscillation frequency of the oscillator 20 and an AC current for oscillating the oscillator 20 to the magnetic field generation unit 200.
  • the reading unit 51 is a circuit connected to the resonator 300 via the capacitor 52, and reads the internal state of the oscillator 20, that is, the oscillating state.
  • the reading unit 51 is connected to a shunt circuit (a series circuit including the capacitor 120 and the linear inductor 130 that shunts the loop circuit 110) via the capacitor 52.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the configuration of the superconducting nonlinear oscillator (Josephson parametric oscillator) according to the third embodiment.
  • the oscillator 30 has a resonator 400 and a magnetic field generator 200.
  • the resonator 400 includes a loop circuit 110, a capacitor 120, and a linear inductor 130.
  • the loop circuit 110 connects the first superconducting line 101 connecting the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104, and the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It is provided with a second superconducting line 102 to be connected.
  • the resonator 400 includes a loop circuit 110 in which the first superconducting line 101 and the second superconducting line 102 are joined by the first Josephson junction 103 and the second Josephson junction 104. It includes a capacitor 120 and a linear inductor 130.
  • the loop circuit 110 is shunted by a circuit in which a capacitor 120 and a linear inductor 130 are connected in parallel. That is, the first portion 105 of the first superconducting line 101 and the second portion 106 of the second superconducting line 102 are shunted by a capacitor 120 and a linear inductor 130 connected in parallel.
  • the resonator 400 is shunted by a capacitor 120 and a linear inductor 130 in which the input / output ends of the DC-SQUID are connected in parallel.
  • a loop circuit in which the loop circuit 110 is incorporated on the loop line is configured by connecting the parallel circuit composed of the capacitor 120 and the linear inductor 130 and the loop circuit 110 in an annular shape. As shown in FIG. 4, one end of the loop circuit may be grounded.
  • the magnetic field generator 200 and the resonator 400 are magnetically coupled via mutual inductance. In other words, the magnetic field generator 200 and the resonator 400 are inductively coupled.
  • parametric oscillation is realized by the generation of an alternating magnetic field. That is, when an AC magnetic field that is twice the resonance frequency of the resonator 400 is applied to the loop circuit 110 by passing an AC current through the magnetic field generator 200, the oscillation frequency is 0.5 times the resonance frequency (that is, the frequency of the AC magnetic field). ), The oscillator 30 oscillates.
  • the frequency of the alternating magnetic field is equal to the frequency of the alternating current.
  • the oscillation frequency can be controlled by the magnitude of the current flowing through the magnetic field generating unit 200.
  • the magnetic field generating unit 200 is represented by one wiring in FIG. 4, but it is also configured to be composed of two wirings, in which a direct current is passed through one wiring and an alternating current is passed through the other wiring. Good.
  • the Hamiltonian H of the oscillator 30 (Hamiltonian H of the resonator 400) shown in FIG. 4 is represented by the following equation (9).
  • Equation (9) Lr is the inductance of the linear inductor 130 of FIG. Further, f 0 is the oscillation frequency of the oscillator 30.
  • the second term that is, the term (a ⁇ + a) 4 , is a non-linear term. Therefore, the non-linear coefficient K of the oscillator 30 of the present embodiment is as shown in the following equation (10).
  • the nonlinear coefficient K is the same as Eq. (5). This corresponds to the non-linear oscillator shown in FIG. 1 when the linear inductor 130 is removed from the oscillator 30 of the present embodiment.
  • the oscillator 30 of this embodiment is an oscillator in which the linear inductor 130 is inserted into the nonlinear oscillator of FIG. (10)
  • the smaller the inductance L r of the linear inductor 130 it is possible to reduce the non-linear coefficient K.
  • the oscillator 30 of the present embodiment can be reduced without increasing the capacitance C r of the capacitor 120 used in the shunt, the nonlinear coefficient K to appropriate values required for quantum computer. Therefore, there is an effect that the nonlinear coefficient can be reduced to an appropriate value required for the quantum computer without increasing the loss of the nonlinear oscillator.
  • the oscillation frequency f 0 of the oscillator 30 of the present embodiment shown in FIG. 4 is represented by the following equation (11).
  • the oscillation frequency f 0 of the oscillator 30 is more than 5 GHz, the following are preferred 40 GHz.
  • the value of ⁇ was set to 0.3 ⁇ 0 in the equation (4).
  • Equivalent inductance is more 1.85PH, if: 18.5NH, the oscillation frequency f 0 of 5GHz or more oscillator 30, the combination of the inductance L r and the capacitance C r that allows less 40GHz is different based on the equation (11) Combination is possible.
  • (10) of the nonlinear coefficient K of 1MHz or more, by using a combination of a L r and C r can be a 10MHz or less, having a moderate non-linearity required for quantum computer A non-linear oscillator can be realized.
  • the inductance value of the linear inductor 130 so that the value of the nonlinear coefficient K becomes a predetermined value, the equivalent inductance L J, the oscillation frequency f 0, the critical current value I C Josephson junction capacitance It is set in advance on the basis of the C r. That is, the inductance of the linear inductor 130 is designed to have a predetermined value instead of the stray inductance. In other words, the linear inductor 130 is an inductor that exists as a non-floating component.
  • FIG. 5 shows a configuration for controlling and reading out the oscillator 30 of the present embodiment.
  • the configuration shown in FIG. 5 is used, for example, as a quantum bit circuit for a quantum computer, as will be described later.
  • a control unit 50 and a reading unit 51 are added in addition to the configuration shown in FIG. 4, similar to the configuration shown in FIG.
  • the reading unit 51 is connected to a shunt circuit (a parallel circuit including the capacitor 120 and the linear inductor 130 that shunts the loop circuit 110) via the capacitor 52.
  • the quantum computer referred to here is a quantum annealing type computer that calculates the solution of an arbitrary problem that can be mapped to the Ising model.
  • the oscillator 20 and the oscillator 30 oscillate parametrically when an alternating magnetic field having a frequency twice the resonance frequency is applied to the loop circuit 110.
  • the oscillation state can be either a first oscillation state or a second oscillation state in which the phases are different from each other by ⁇ .
  • the first oscillation state and the second oscillation state correspond to 0 and 1 of the qubit.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing the configuration of a quantum computer using the oscillator shown in the second embodiment or the third embodiment.
  • the configuration shown in FIG. 6 is not the distributed constant type superconducting parametric oscillator but the above-mentioned oscillator 20 or oscillator in the configuration of the quantum computer using the distributed constant type superconducting parametric oscillator described in Non-Patent Document 1. 30 is applied. More specifically, in the configuration shown in FIG. 6, for example, in the configuration described in FIG. 4 of Non-Patent Document 1, the above-mentioned oscillator 20 or oscillator 30 is applied instead of the distributed constant type superconducting parametric oscillator. It was done.
  • the oscillator 40 represents an oscillator 20 or an oscillator 30.
  • each oscillator 40 is connected by one coupling circuit 41. More specifically, when the oscillator 40 is the oscillator 20, the coupling circuit 41 is connected to the shunt circuit of the oscillator 20 (a series circuit including a capacitor 120 and a linear inductor 130 that shunts the loop circuit 110). Similarly, when the oscillator 40 is the oscillator 30, the coupling circuit 41 is connected to the shunt circuit of the oscillator 30 (a parallel circuit consisting of a capacitor 120 and a linear inductor 130 that shunts the loop circuit 110). As shown in FIG. 3 or 5, a control unit 50 and a read unit 51 are connected to each oscillator 40.
  • the control unit 50 is connected to the magnetic field generation unit 200 of the oscillator 40. Further, a reading unit 51 is connected to the shunt circuit of the oscillator 40 via a capacitor 52.
  • the coupling circuit 41 is a circuit that couples four oscillators 40, and is composed of one Josephson junction 410 and four capacitors 411. More specifically, the coupling circuit 41 couples an annular circuit having a capacitor 120 and a loop circuit 110 in each oscillator. Of the four oscillators 40, the coupling circuit 41 connects the first set of oscillators consisting of two oscillators 40 and the second set of oscillators consisting of the other two oscillators 40 to a Josephson junction 410. They are connected through.
  • each of the first set of oscillator groups is connected to the superconductor 412_1 via a capacitor 411. Further, each of the second set of oscillator groups is connected to the superconductor 412_2 via a capacitor 411.
  • the superconductor 412_1 is a wiring connected to one terminal of the Josephson junction 410
  • the superconductor 412_2 is a wiring connected to the other terminal of the Josephson junction 410. That is, it can be said that the superconductor 412_1 and the superconductor 412_2 are joined by the Josephson joint 410. That is, the first oscillator 40 of the first set of oscillators is connected to one terminal of the Josephson junction 410 via the first capacitor 411.
  • the second oscillator 40 of the first set of oscillators is connected to one terminal of the Josephson junction 410 via the second capacitor 411.
  • the third oscillator 40 of the second set of oscillators is connected to the other terminal of the Josephson junction 410 via a third capacitor 411.
  • the fourth oscillator 40 of the second set of oscillators is connected to the other terminal of the Josephson junction 410 via the fourth capacitor 411.
  • the control unit 50 uses alternating currents having frequencies different from each other for the four oscillators 40.
  • the wiring for the AC current is a wiring shared by a plurality of oscillators 40. There may be. That is, the wiring for the alternating current may be provided so as to go around the plurality of oscillators 40.
  • a plurality of control units 50 are connected to the shared AC current wiring in order to control the plurality of oscillators 40, and AC currents having different frequencies are superimposed on the control units 50. In the configuration shown in FIG.
  • control units 50 may be arranged and provided in a distributed manner in order to control each oscillator 40, or a plurality of control units 50 are collectively integrated into one place. It may be provided. Further, although four reading units 51 are used in the configuration shown in FIG. 6, one reading unit 51 may read out four oscillators 40. In this case, the reading unit 51, which is commonly provided for the plurality of oscillators 40, distinguishes and reads each oscillator 40 according to the difference in frequency used by each oscillator 40.
  • FIG. 6 shows the configuration of the quantum computer when the number of oscillators 40 is four.
  • FIG. 6 shows the configuration of the quantum computer when the number of oscillators 40 is four.
  • FIG. 6 shows the configuration of the quantum computer when the number of oscillators 40 is four.
  • FIG. 6 shows the configuration of the quantum computer when the number of oscillators 40 is four.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing the configuration of the quantum computer 61 in which the oscillator 40 is integrated.
  • each coupling circuit 41 is connected to four oscillators 40, respectively, as shown in FIG.
  • each oscillator 40 is connected to one to four coupling circuits 41, and the oscillators 40 are shared and arranged in a plurality of unit structures, so that the unit structures shown in FIG.
  • the quantum computer 61 At least one oscillator 40 is connected to a plurality of coupling circuits 41. In particular, in the example shown in FIG. 7, at least one oscillator 40 is connected to four coupling circuits 41. Further, the quantum computer 61 can be described as follows.
  • the quantum computer 61 has a plurality of oscillators 40, and each oscillator 40 is connected to 1 to 4 coupling circuits 41.
  • the number of coupling circuits 41 to which each oscillator 40 is connected corresponds to how many unit structures the oscillator 40 is shared.
  • the quantum computer 61 has a plurality of unit structures, and the oscillator 40 is shared by the plurality of unit structures. In the example shown in FIG. 7, 13 superconducting nonlinear oscillators are integrated, but any number of oscillators 40 can be integrated in the same manner.
  • control unit 50 and the reading unit 51 are omitted in order to facilitate understanding of the drawings, but in reality, the control unit 50 and the reading unit 51 are used to control the oscillator 40. Is read. Further, the operating principle and control method of the quantum computer are described in Non-Patent Document 1, and the operating principle and control method described in Non-Patent Document 1 are also applied to the quantum computer shown in FIGS. 6 and 7. Will be done. According to this embodiment, it is possible to realize a quantum computer in which the occupied area of the circuit is suppressed while achieving both moderate non-linearity and low loss.
  • the superconducting nonlinear oscillator according to the present disclosure can be applied not only to a quantum annealing circuit but also to a gate type quantum computing circuit.
  • the oscillator 20 and the oscillator 30 shown in the second embodiment or the third embodiment are used as a qubit circuit for a quantum computer.
  • the oscillator 10 shown in the first embodiment may be used.

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Abstract

回路の占有面積を抑制することができる共振器、発振器、及び量子計算機を提供する。 共振器（１００）は、第一の超伝導線路（１０１）と第一のジョセフソン接合（１０３）と第二の超伝導線路（１０２）と第二のジョセフソン接合（１０４）とが環状に接続されているループ回路（１１０）と、キャパシタ（１２０）とを有する。キャパシタ（１２０）とループ回路（１１０）とが環状に接続されている。

Description

共振器、発振器、及び量子計算機
　本発明は共振器、発振器、及び量子計算機に関し、特に超伝導回路を用いた共振器、発振器、及び量子計算機に関する。
　超伝導素子を用いた回路についての研究が行なわれている。例えば、特許文献１は、超伝導素子を用いた高周波発振器について開示している。また、近年、超伝導素子を用いた量子計算機について研究が行なわれている。例えば特許文献２及び非特許文献１は、非線形発振器のネットワークを利用した量子計算機について提案している。これらの量子計算機に用いる非線形発振器には、適度な非線形性と可能な限り低い損失が要求される。ここで非線形発振器の非線形性は、非線形係数で定量づけられるものである。非線形係数とは、後述するように、非線形発振器のハミルトニアンの非線形項の係数により定義される係数である。
特開平０９―１３９５２８号公報 特開２０１７―７３１０６号公報
S. Puri, et al., "Quantum annealing with all-to-all connected nonlinear oscillators," Nature Comm., 2017.
　上述の特許文献２や非特許文献１には、非線形発振器として分布定数型のジョセフソンパラメトリック発振器を用いた量子計算機の構成が記載されている。分布定数型のジョセフソンパラメトリック発振器は、分布定数型の共振器とジョセフソン接合とから構成される。この分布定数型の共振器は、パラメトリック発振器の発振周波数に対応する電磁波の、回路基板上での波長と同程度の長さを有する。なお、ここで言う回路基板とは、ジョセフソンパラメトリック発振器がその上に形成されている基板のことを指す。一般にこの発振周波数は例えば１０ＧＨｚ程度であるため、この周波数に対応する分布定数型共振器の長さのオーダーはミリ程度である。このため、分布定数型共振器の長さは、非常に長くなる。
　一方、実用的な量子計算機を実現するためには、例えば数千個程度の非線形発振器を数ミリ角程度のチップに集積する必要がある。しかし、分布定数型のジョセフソンパラメトリック発振器は、共振器の占有面積が大きすぎるため、このような集積化には不向きであるという問題があった。
　本開示の目的は、回路の占有面積を抑制することができる共振器、発振器、及び量子計算機を提供することにある。
　実施形態にかかる共振器は、
　第一の超伝導線路と第一のジョセフソン接合と第二の超伝導線路と第二のジョセフソン接合とが環状に接続されているループ回路と、
　キャパシタと、
　を有し、
　前記キャパシタと前記ループ回路とが環状に接続されている。
　上述の構成によれば、回路の占有面積を抑制することができる共振器、発振器、及び量子計算機を提供することができる。
第一の実施形態にかかる集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器の一例を示す模式図である。 第二の実施形態にかかるジョセフソンパラメトリック発振器の構成を示す模式図である。 第二の実施形態にかかる発振器の制御および読み出しを行うための構成を示した模式図である。 第三の実施形態にかかるジョセフソンパラメトリック発振器の構成を示す模式図である。 第三の実施形態にかかる発振器の制御および読み出しを行うための構成を示したものである。 第二の実施形態又は第三の実施形態で示した発振器を用いた量子計算機の構成を示す模式図である。 発振器を集積した量子計算機の構成を示す模式図である。
　以下、実施形態の詳細について説明する。なお、実施形態にかかる共振器は、例えば、シリコン基板上に超伝導体により形成した線路（配線）により実現される。例えば、この線路の材料として、例えばＮｂ（ニオブ）又はＡｌ（アルミニウム）が用いられるが、Ｍｏ（モリブデン）、Ｔａ（タンタル）など、極低温に冷却すると超伝導状態となる他の任意の金属が用いられてもよい。また、超伝導状態を実現するため、冷凍機により実現される例えば１０ｍＫ（ミリケルビン）程度の温度環境において、共振器の回路は利用される。
　また、以下の説明において、ジョセフソン接合とは、第１の超伝導体と第２の超伝導体で薄い絶縁膜を挟んだ構造を有する素子をいう。
＜第一の実施形態＞
　上述した通り、分布定数型のジョセフソンパラメトリック発振器は、共振器の占有面積が大きすぎるため、集積化には不向きである。この問題を解決して実用的な量子計算機を実現するためには、集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器を実現する必要がある。集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器は、例えば、図１に示すような回路により実現できる。図１は、第一の実施形態にかかる集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器１０の一例を示す模式図である。
　図１に示すように、ジョセフソンパラメトリック発振器１０は、共振器１００と、磁場発生部２００とを有する。共振器１００は、ループ回路１１０とキャパシタ１２０とを備えている。ループ回路１１０は、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第一の超伝導線路１０１と、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第二の超伝導線路１０２とを備えている。換言すると、共振器１００は、第一の超伝導線路１０１と第二の超伝導線路１０２とが第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４により接合されているループ回路１１０と、キャパシタ１２０とを備えている。図１に示すように、第一の超伝導線路１０１と第一のジョセフソン接合１０３と第二の超伝導線路１０２と第二のジョセフソン接合１０４とが環状に接続されることによりループ回路１１０が構成されている。換言すると、ループ回路１１０において、第一の超伝導線路１０１と第二の超伝導線路１０２とが第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４により接合されることによりループを構成している。すなわち、ループ回路１１０は、ＤＣ－ＳＱＵＩＤ（superconducting quantum interference device）と言うこともできる。
　ループ回路１１０は、キャパシタ１２０によりシャントされている。すなわち、第一の超伝導線路１０１における第一の部分１０５と第二の超伝導線路１０２における第二の部分１０６が、キャパシタ１２０でシャントされている。換言すると、共振器１００は、ＤＣ－ＳＱＵＩＤの入出力端部がキャパシタ１２０でシャントされている。つまり、キャパシタ１２０とループ回路１１０とを環状に接続することにより、ループ回路１１０をループの線路上に取り込んだループ回路が構成されているとも言える。なお、以下の説明においてシャントするための回路をシャント回路と称すことがある。ここで、第一の部分１０５は第一の超伝導線路１０１の任意の部分である。すなわち、第一の超伝導線路１０１における第一の部分１０５の位置は特に制限されない。同様に、第二の部分１０６は第二の超伝導線路１０２の任意の部分である。すなわち、第二の超伝導線路１０２における第二の部分１０６の位置は特に位置は制限されない。
　磁場発生部２００は、交流磁場を発生させ、ループ回路１１０に交流磁場を印加する回路である。磁場発生部２００は、交流電流が流れる回路であり、当該交流電流により交流磁場を発生させる。より詳細には、磁場発生部２００は、直流電流と交流電流が重畳された電流が流れる。後述するように、直流電流の大きさにより、磁束及び発振周波数（共振周波数）の大きさが制御される。磁場発生部２００は、図１では１本の配線で表現されているが、２本の配線で構成し、一方の配線には直流電流を流し、他方の配線には交流電流を流すという構成でもよい。
　磁場発生部２００に交流電流を流すことによってループ回路１１０に共振器１００の共振周波数の２倍の交流磁場を印加すると、当該共振周波数（すなわち交流磁場の周波数の０．５倍の発振周波数）でジョセフソンパラメトリック発振器１０は発振する。このような発振はパラメトリック発振と呼ばれる。
　このように、図１に示した構成によれば、集中定数型の発振器を構成することができる。集中定数型の発振器であれば、発振周波数に対応する電磁波の波長と同程度の長さの共振器を用いる必要が無いため、回路の占有面積を抑制することができる。
　以上説明した通り、第一の実施形態によれば、回路の占有面積を抑制することができる共振器及び発振器を実現することができる。ここで、図１に示したジョセフソンパラメトリック発振器１０は、上述の特許文献２や非特許文献１に記載の量子計算機に用いることも可能ではある。しかし、後述するように、損失を小さく保ちつつ非線形係数を下げることが容易ではないため、上述の特許文献２や非特許文献１に記載の量子計算機に用いた場合、所望の性能を得られない恐れがある。すなわち、損失を抑えつつ非線形係数を量子計算機に要求される適度な値まで低下させることができれば、より性能が優れた量子計算機を提供しうる。以下、図１に示したジョセフソンパラメトリック発振器１０において、損失を小さく保ちつつ非線形係数を下げることが容易ではないことについて具体的に説明する。なお、以下の説明では、ジョセフソンパラメトリック発振器を非線形発振器と称すことがある。
　図１に示した集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器１０のハミルトニアンＨは下記の（１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　（１）式において、ｈはプランク定数であり、ｆＪ０は非線形発振器の発振周波数である。ａ†は生成演算子である。ａは消滅演算子である。また、ＥＣは下記の（２）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　（２）式において、ｅは素電荷、Ｃｒはシャントに用いられるキャパシタ１２０のキャパシタンスである。
　また、（１）式のｆＪ０は、以下の（３）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（３）式において、ＣＪは第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４のキャパシタンスである。一方、（３）式において、ＬＪはループ回路１１０の等価インダクタンスであり、以下の（４）式で定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　（４）式において、ＩＣは第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４の臨界電流値、Φはループ回路１１０に印加される磁束、Φ０は磁束量子（約２．０７×１０－１５ Ｗｂ）である。（４）式から分かるように、ループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪは、ループ回路１１０に印加する磁束Φを変えることによって変化させることができる。磁束Φは、磁場発生部２００に流す電流の大きさを変えることによって変えることができる。より具体的には、磁場発生部２００に流す交流電流に重畳される直流電流の大きさによって変えることができる。また、（３）式及び（４）式からわかるように、発振周波数は、磁場発生部２００に流す電流の大きさにより制御できる。
　上述したように、非線形発振器の非線形係数は、非線形発振器のハミルトニアンの非線形項の係数により定義される。本開示では、非線形発振器の非線形係数Ｋを、非線形発振器のハミルトニアンの非線形項の係数の絶対値を１２倍したものをプランク定数ｈで割った値として定義する。（１）式のハミルトニアンにおいては、第２項、すなわち、（ａ†＋ａ）４の項が非線形項である。したがって、図１に示した非線形発振器の非線形係数Ｋは、以下の（５）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　（５）式から、図１に示した非線形発振器の非線形係数Ｋはキャパシタ１２０のキャパシタンスＣｒの値で決まることが分かる。
　ところで、特許文献２や非特許文献１に記載の量子計算機を作製する場合、非線形発振器の発振周波数は５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下が好ましい。これは次のような理由による。５ＧＨｚより低い周波数の場合、熱雑音による量子計算機の誤動作確率が無視できないほど増大してしまうという問題がある。４０ＧＨｚより高い周波数の場合、量子計算機を動作させるために必要な高周波電子機器や高周波電子部品が非常に高価なものになってしまう。このため、５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下の発振周波数を用いることが好ましい。
　また、非線形発振器を構成する第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４の臨界電流値ＩＣの値は、１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下であることが好ましい。これは次のような理由による。１０ｎＡより小さい場合、非線形発振器の出力信号が小さすぎるため読み出しが困難になるという問題がある。また、０．１ｍＡより大きい場合、ループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪが小さくなるため、所定の発振周波数ｆＪ０を実現するためにはキャパシタ１２０のキャパシタンスＣｒを大きくしなければならない。その結果、非線形発振器の損失が無視できないほど増大してしまうという問題がある。臨界電流値が大きくなるとループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪが小さくなることは、（４）式において、ＩＣが大きいほどＬＪが小さくなることからわかる。所定の発振周波数ｆＪ０を実現するために、キャパシタンスＣｒを大きくしなければならない理由は、（３）式において、ＬＪを小さくする場合、Ｃｒを大きくしないと所定のｆＪ０を保てないことからわかる。キャパシタンスＣｒが大きくなると損失が増大する理由は、次の通りである。すなわち、大きなキャパシタンスを集積回路に適した十分小さな面積で作製するには積層構造のキャパシタにする必要があるが、積層構造のキャパシタの場合、損失の小さな誘電層を作製することが現状の技術では困難だからである。ここで誘電層とは、キャパシタの２つの電極の間に形成される誘電体の層のことである。損失を十分低減するためには、キャパシタンスＣｒは１ｐＦ以下であることが好ましい。
　一方、量子計算機においては、非線形係数Ｋは、１ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以下であることが好ましい。これは次のような理由による。非線形係数Ｋが１ＭＨｚより小さい場合、量子計算に要する時間が長くなりすぎてしまい、量子計算機が量子状態を維持している間に量子計算を完了することができなくなるという問題がある。また、非線形係数Ｋが１０ＭＨｚより大きい場合、非線形発振器の出力信号が小さくなってしまい、出力信号の読み出しが困難になるという問題がある。
　ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣを１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下とすると、ループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪは、（４）式から、１．８５ｐＨ以上、１８．５ｎＨ以下となる。なお、算出に当たっては、（４）式において、Φの値を０．３Φ０として計算を行った。Φの値を０．３Φ０としたのは、Φが小さすぎると非線形発振器の発振が起こりにくくなり、一方、Φが大きすぎると磁場ノイズに敏感になり発振周波数が不安定になるため、０．３Φ０程度のΦで発振器を動作させることが好ましいからである。また、ジョセフソン接合のキャパシタンスＣＪは、現在の素子作製技術においては、０．１ｆＦ以上１ｐＦ以下となる。これらのＬＪとＣＪの値の場合に、図１に示したジョセフソンパラメトリック発振器１０の発振周波数ｆＪ０を５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下とするようなキャパシタンスＣｒは、（３）式を用いて計算できる。さらに、求められたＣｒの場合の非線形係数Ｋは、（５）式を用いて計算できる。実際に計算すると、図１のジョセフソンパラメトリック発振器１０は、非線形係数Ｋが１ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以下の範囲に入らない。あるいは、非線形係数Ｋが１ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以下の範囲に入ったとしてもキャパシタンスＣｒが１ｐＦより大きくなってしまう。
　以上のように、図１のジョセフソンパラメトリック発振器１０は、好ましい臨界電流値のジョセフソン接合を用いて好ましい発振周波数を実現しようとすると、量子計算機に要求される適度な非線形性と低い損失とを両立することが必ずしも容易ではない。したがって、量子計算機に要求される適度な非線形性と可能な限り低い損失を両立できる新たな集中定数型のジョセフソンパラメトリック発振器を実現することが求められている。
　以下、適度な非線形性と低い損失とを両立しつつ、回路の占有面積を抑制することができる構成について具体的に説明する。なお、以下の説明では、既に説明した構成要素と同じ構成要素については同一の符号を用い、具体的な説明については適宜省略する。また、数式における変数の定義についても、適宜、重複する説明を省略する。
　以下で説明する第二の実施形態及び第三の実施形態は、ループ回路１１０がキャパシタ及び線形インダクタでシャントされている点で共通している。ただし、第二の実施形態では、シャントに用いられるキャパシタと線形インダクタが直列に接続されている。これに対し、第三の実施形態では、シャントに用いられるキャパシタと線形インダクタが並列に接続されている。
＜第二の実施形態＞
　図２は、第二の実施形態にかかる超伝導非線形発振器（ジョセフソンパラメトリック発振器）の構成を示す模式図である。図２に示すように、発振器２０は、共振器３００と、磁場発生部２００とを有する。共振器３００は、ループ回路１１０とキャパシタ１２０と線形インダクタ１３０とを備えている。ループ回路１１０は、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第一の超伝導線路１０１と、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第二の超伝導線路１０２とを備えている。換言すると、共振器３００は、第一の超伝導線路１０１と第二の超伝導線路１０２とが第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４により接合されているループ回路１１０と、キャパシタ１２０と、線形インダクタ１３０とを備えている。
　共振器３００において、ループ回路１１０は、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０が直列に接続された回路によりシャントされている。すなわち、第一の超伝導線路１０１における第一の部分１０５と第二の超伝導線路１０２における第二の部分１０６が、直列に接続されたキャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０でシャントされている。換言すると、共振器３００は、ＤＣ－ＳＱＵＩＤの入出力端部が直列に接続されたキャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０でシャントされている。つまり、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる直列回路とループ回路１１０とを環状に接続することにより、ループ回路１１０をループの線路上に取り込んだループ回路が構成されているとも言える。なお、図２に示されるように、ループ回路の一端は、接地されていてもよい。
　磁場発生部２００と共振器３００は相互インダクタンスを介して磁気的に結合している。言い換えれば、磁場発生部２００と共振器３００は誘導的に結合している。図２の構成においても、交流磁場の発生によりパラメトリック発振が実現される。すなわち、磁場発生部２００に交流電流を流すことによってループ回路１１０に共振器３００の共振周波数の２倍の交流磁場を印加すると、当該共振周波数（すなわち交流磁場の周波数の０．５倍の発振周波数）で発振器２０は発振する。なお、交流磁場の周波数は交流電流の周波数に等しい。また、本実施形態においても、（４）式及び後述する（８）式からわかるように、発振周波数は、磁場発生部２００に流す電流の大きさにより制御できる。磁場発生部２００は、図２では１本の配線で表現されているが、２本の配線で構成し、一方の配線には直流電流を流し、他方の線には交流電流を流すという構成でもよい。
　図２に示した発振器２０のハミルトニアンＨ（共振器３００のハミルトニアンＨ）は、以下の（６）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（６）式において、Ｌｒは線形インダクタ１３０のインダクタンスである。また、ｆ０は発振器２０の発振周波数である。（６）式のハミルトニアンＨにおいて、第２項、すなわち、（ａ†＋ａ）４の項が非線形項である。したがって、本実施形態の発振器２０の非線形係数Ｋは、以下の（７）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　（７）式においてＬｒ＝０とすると、非線形係数Ｋは（５）式と同じ数式になる。これは、本実施形態の発振器２０から線形インダクタ１３０を取り除くと図１に示した非線形発振器になることに対応する。言い換えれば、本実施形態の発振器２０は、図１の非線形発振器に線形インダクタ１３０を挿入した発振器である。（７）式から分かるように、線形インダクタ１３０のインダクタンスＬｒを大きくするほど、非線形係数Ｋを小さくすることができる。従って、本実施形態の発振器２０は、シャントに用いられているキャパシタ１２０のキャパシタンスＣｒを大きくしなくても、非線形係数Ｋを量子計算機に要求される適度な値まで下げることができる。そのため、非線形発振器の損失を増大させることなく、非線形係数を量子計算機に要求される適度な値まで低下させることができるという効果がある。
　なお、図２に示した本実施形態の発振器２０の発振周波数ｆ０は、以下の（８）式で表される。なお、（８）式において、第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４のキャパシタンスＣＪは無視した。図２の回路では、ジョセフソン接合のキャパシタンスの影響は無視できるほど小さいためである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　本実施形態においても、発振器２０の発振周波数ｆ０は、５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下が好ましい。また、発振器２０を構成する第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４の臨界電流値ＩＣの値は、１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下であることが好ましい。
　ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣを１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下とすると、ループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪは、（４）式から、１．８５ｐＨ以上、１８．５ｎＨ以下となる。なお、算出に当たっては、（４）式において、Φの値を０．３Φ０として計算を行った。等価インダクタンスが１．８５ｐＨ以上、１８．５ｎＨ以下の場合、発振器２０の発振周波数ｆ０を５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下とできるようなインダクタンスＬｒとキャパシタンスＣｒの組み合わせは、（８）式に基づき様々な組み合わせが可能である。そのような組み合わせの中から、（７）式の非線形係数Ｋを１ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以下とできるようなＬｒとＣｒの組み合わせを用いることにより、量子計算機に要求される適度な非線形性を有する非線形発振器を実現することができる。
　例えば、発振周波数ｆ０を１０ＧＨｚ、ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣを０．８３μA、キャパシタンスＣｒを０．５７ｐＦ、インダクタンスＬｒを２２５ｐＨと選択すると、非線形係数Ｋは４．２ＭＨｚと計算される。すなわち、この場合、量子計算機に要求される適度な非線形性を実現できる。
　このように、線形インダクタ１３０のインダクタンスの値は、非線形係数Ｋの値が所定の値になるよう、等価インダクタンスＬＪと、発振周波数ｆ０と、ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣと、キャパシタンスＣｒとに基づいて予め設定されている。すなわち、線形インダクタ１３０のインダクタンスは、浮遊インダクタンスではなく、所定の値となるように設計されている。換言すると、線形インダクタ１３０は、非浮遊成分として存在しているインダクタである。線形インダクタ１３０は、例えば、ミアンダ配線として実装されてもよいし、コイルとして実装されてもよいが、実装方法はこれらに限定されない。
　図３は、本実施形態の発振器２０の制御および読み出しを行うための構成を示した模式図である。図３に示した構成は、後述するように、例えば、量子計算機用の量子ビット回路として利用される。
　図３に示された構成では、図２に示した構成に加え、制御部５０と読み出し部５１とが追加されている。制御部５０は、発振器２０の磁場発生部２００に接続された回路であり、発振器２０の発振周波数を制御するための直流電流と、発振器２０を発振させるための交流電流を磁場発生部２００に供給する。読み出し部５１は、共振器３００にキャパシタ５２を介して接続された回路であり、発振器２０の内部状態、すなわち発振状態を読み出す。なお、図３に示した構成では、読み出し部５１は、キャパシタ５２を介して、シャント回路（ループ回路１１０をシャントする、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる直列回路）に接続されている。
＜第三の実施形態＞
　次に、第三の実施形態について説明する。第二の実施形態では、シャントに用いられるキャパシタと線形インダクタが直列に接続されていたが、第三の実施形態では、シャントに用いられるキャパシタと線形インダクタが並列に接続されている。
　図４は、第三の実施形態にかかる超伝導非線形発振器（ジョセフソンパラメトリック発振器）の構成を示す模式図である。図４に示すように、発振器３０は、共振器４００と、磁場発生部２００とを有する。共振器４００は、ループ回路１１０とキャパシタ１２０と線形インダクタ１３０とを備えている。ループ回路１１０は、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第一の超伝導線路１０１と、第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４とを接続する第二の超伝導線路１０２とを備えている。換言すると、共振器４００は、第一の超伝導線路１０１と第二の超伝導線路１０２とが第一のジョセフソン接合１０３と第二のジョセフソン接合１０４により接合されているループ回路１１０と、キャパシタ１２０と、線形インダクタ１３０とを備えている。
　共振器４００において、ループ回路１１０は、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０が並列に接続された回路によりシャントされている。すなわち、第一の超伝導線路１０１における第一の部分１０５と第二の超伝導線路１０２における第二の部分１０６が、並列に接続されたキャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０でシャントされている。換言すると、共振器４００は、ＤＣ－ＳＱＵＩＤの入出力端部が並列に接続されたキャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０でシャントされている。つまり、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる並列回路とループ回路１１０とを環状に接続することにより、ループ回路１１０をループの線路上に取り込んだループ回路が構成されているとも言える。なお、図４に示されるように、ループ回路の一端は、接地されていてもよい。
　磁場発生部２００と共振器４００は相互インダクタンスを介して磁気的に結合している。言い換えれば、磁場発生部２００と共振器４００は誘導的に結合している。図４の構成においても、交流磁場の発生によりパラメトリック発振が実現される。すなわち、磁場発生部２００に交流電流を流すことによってループ回路１１０に共振器４００の共振周波数の２倍の交流磁場を印加すると、当該共振周波数（すなわち交流磁場の周波数の０．５倍の発振周波数）で発振器３０は発振する。なお、交流磁場の周波数は交流電流の周波数に等しい。また、本実施形態においても、（４）式及び後述する（１１）式からわかるように、発振周波数は、磁場発生部２００に流す電流の大きさにより制御できる。磁場発生部２００は、図４では１本の配線で表現されているが、２本の配線で構成し、一方の配線には直流電流を流し、他方の配線には交流電流を流すという構成でもよい。
　図４に示した発振器３０のハミルトニアンＨ（共振器４００のハミルトニアンＨ）は、以下の（９）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　（９）式において、Ｌｒは図４の線形インダクタ１３０のインダクタンスである。また、ｆ０は発振器３０の発振周波数である。（９）式のハミルトニアンＨにおいて、第２項、すなわち、（ａ†＋ａ）４の項が非線形項である。したがって、本実施形態の発振器３０の非線形係数Ｋは、以下の（１０）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　（１０）式においてＬｒ＝∞とすると、非線形係数Ｋは（５）式と同じ数式になる。これは、本実施形態の発振器３０から線形インダクタ１３０を取り除くと図１に示した非線形発振器になることに対応する。言い換えれば、本実施形態の発振器３０は、図１の非線形発振器に線形インダクタ１３０を挿入した発振器である。（１０）式から分かるように、線形インダクタ１３０のインダクタンスＬｒを小さくするほど、非線形係数Ｋを小さくすることができる。従って、本実施形態の発振器３０は、シャントに用いられているキャパシタ１２０のキャパシタンスＣｒを大きくしなくても、非線形係数Ｋを量子計算機に要求される適度な値まで下げることができる。そのため、非線形発振器の損失を増大させることなく、非線形係数を量子計算機に要求される適度な値まで低下させることができるという効果がある。
　なお、図４に示した本実施形態の発振器３０の発振周波数ｆ０は、以下の（１１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　本実施形態においても、発振器３０の発振周波数ｆ０は、５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下が好ましい。また、発振器３０を構成する第一のジョセフソン接合１０３及び第二のジョセフソン接合１０４の臨界電流値ＩＣの値は、１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下であることが好ましい。
　ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣを１０ｎＡ以上、０．１ｍＡ以下とすると、ループ回路１１０の等価インダクタンスＬＪは、（４）式から、１．８５ｐＨ以上、１８．５ｎＨ以下となる。なお、算出に当たっては、（４）式において、Φの値を０．３Φ０として計算を行った。等価インダクタンスが１．８５ｐＨ以上、１８．５ｎＨ以下の場合、発振器３０の発振周波数ｆ０を５ＧＨｚ以上、４０ＧＨｚ以下とできるようなインダクタンスＬｒとキャパシタンスＣｒの組み合わせは、（１１）式に基づき様々な組み合わせが可能である。そのような組み合わせの中から、（１０）式の非線形係数Ｋを１ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以下とできるようなＬｒとＣｒの組み合わせを用いることにより、量子計算機に要求される適度な非線形性を有する非線形発振器を実現することができる。
　例えば、発振周波数ｆ０を１０ＧＨｚ、ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣを０．８３μA、キャパシタンスＣｒを０．５７ｐＦ、インダクタンスＬｒを３０ｐＨと選択すると、非線形係数Ｋは４．０ＭＨｚと計算される。すなわち、この場合、量子計算機に要求される適度な非線形性を実現できる。
　このように、線形インダクタ１３０のインダクタンスの値は、非線形係数Ｋの値が所定の値になるよう、等価インダクタンスＬＪと、発振周波数ｆ０と、ジョセフソン接合の臨界電流値ＩＣと、キャパシタンスＣｒとに基づいて予め設定されている。すなわち、線形インダクタ１３０のインダクタンスは、浮遊インダクタンスではなく、所定の値となるように設計されている。換言すると、線形インダクタ１３０は、非浮遊成分として存在しているインダクタである。
　図５は、本実施形態の発振器３０の制御および読み出しを行うための構成を示したものである。図５に示した構成は、後述するように、例えば、量子計算機用の量子ビット回路として利用される。
　図５に示された構成では、図３に示した構成と同様、図４に示した構成に加え、制御部５０と読み出し部５１とが追加されている。なお、図５に示した構成では、読み出し部５１は、キャパシタ５２を介して、シャント回路（ループ回路１１０をシャントする、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる並列回路）に接続されている。
＜第四の実施形態＞
　次に、第二の実施形態又は第三の実施形態で示した発振器２０、発振器３０を量子計算機用の量子ビット回路として用いる実施形態について説明する。なお、ここでいう量子計算機は、イジングモデルにマッピング可能な任意の問題の解を計算する量子アニーリング型の計算機である。上述したように、発振器２０、発振器３０は、共振周波数の２倍の周波数の交流磁場をループ回路１１０に与えるとパラメトリック発振する。このとき、発振状態は、互いに位相がπだけ異なる第一の発振状態と第二の発振状態のいずれかの状態をとり得る。この第一の発振状態と第二の発振状態が量子ビットの０、１に対応する。
　図６は、第二の実施形態又は第三の実施形態で示した発振器を用いた量子計算機の構成を示す模式図である。図６に示した構成は、非特許文献１に記載されている分布定数型の超伝導パラメトリック発振器を用いた量子計算機の構成において、分布定数型の超伝導パラメトリック発振器ではなく上述した発振器２０又は発振器３０を適用したものである。より詳細には、図６に示した構成は、例えば、非特許文献１の図４に記載されている構成において、分布定数型の超伝導パラメトリック発振器の代わりに上述した発振器２０又は発振器３０を適用したものである。図６において、発振器４０は、発振器２０又は発振器３０を表す。
　図６に示した量子計算機６０では、４個の発振器４０を１個の結合回路４１で接続している。より詳細には、発振器４０が発振器２０である場合、結合回路４１は、発振器２０のシャント回路（ループ回路１１０をシャントする、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる直列回路）に接続されている。同様に、発振器４０が発振器３０である場合、結合回路４１は、発振器３０のシャント回路（ループ回路１１０をシャントする、キャパシタ１２０及び線形インダクタ１３０からなる並列回路）に接続されている。各発振器４０には、図３又は図５で示したように、制御部５０及び読み出し部５１が接続されている。つまり、発振器４０の磁場発生部２００には、制御部５０が接続されている。また、発振器４０の上記シャント回路に、読み出し部５１が、キャパシタ５２を介して接続されている。結合回路４１は、４個の発振器４０を結合する回路であり、１個のジョセフソン接合４１０と４個のキャパシタ４１１で構成される。より詳細には、結合回路４１は、各発振器における、キャパシタ１２０とループ回路１１０を有する環状の回路を結合する。結合回路４１は、４個の発振器４０のうち、２個の発振器４０からなる第一組の発振器群と、他の２個の発振器４０からなる第二組の発振器群とをジョセフソン接合４１０を介して結合している。ここで、第一組の発振器群はそれぞれ、超伝導体４１２＿１に、キャパシタ４１１を介して接続している。また、第二組の発振器群はそれぞれ、超伝導体４１２＿２に、キャパシタ４１１を介して接続している。ここで、超伝導体４１２＿１は、ジョセフソン接合４１０の一方の端子に接続される配線であり、超伝導体４１２＿２は、ジョセフソン接合４１０の他方の端子に接続される配線である。つまり、超伝導体４１２＿１及び超伝導体４１２＿２は、ジョセフソン接合４１０により接合されているとも言える。
　つまり、第一組の発振器群のうちの第一の発振器４０はジョセフソン接合４１０の一方の端子に、第一のキャパシタ４１１を介して接続している。また、第一組の発振器群のうちの第二の発振器４０はジョセフソン接合４１０の一方の端子に、第二のキャパシタ４１１を介して接続している。同様に、第二組の発振器群のうちの第三の発振器４０はジョセフソン接合４１０の他方の端子に、第三のキャパシタ４１１を介して接続している。また、第二組の発振器群のうちの第四の発振器４０はジョセフソン接合４１０の他方の端子に、第四のキャパシタ４１１を介して接続している。
　制御部５０は、４個の発振器４０に対し互いに異なる周波数の交流電流を用いる。磁場発生部２００を２本の配線で構成して一方の配線には直流電流を流し他方の配線には交流電流を流す場合、交流電流用の配線は、複数の発振器４０において共有される配線であってもよい。すなわち、交流電流用の配線は、複数の発振器４０を巡るように設けられてもよい。この場合、共有される交流電流用の配線には、複数の発振器４０を制御するために複数の制御部５０が接続され、これらの制御部５０により異なる周波数の交流電流が重畳される。
　なお、図６に示した構成において、制御部５０は、各発振器４０を制御するために分散的に配置されて設けられてもよいし、複数の制御部５０がまとめて１箇所に集約されて設けられてもよい。また、図６に示した構成では読み出し部５１が４個用いられているが、１個の読み出し部５１が４個の発振器４０の読み出しを行ってもよい。この場合、複数の発振器４０に対して共通に設けられた読み出し部５１は、各発振器４０で用いられる周波数の違いにより、各発振器４０を区別して読み出しを行なう。
　なお、図６に示した構成では、発振器４０が４個の場合の量子計算機の構成を示しているが、図６に示した構成を単位構造として、複数の単位構造を並べて接続することにより、任意の個数の発振器４０を集積した量子計算機を実現することができる。その構成例を図７に示す。図７は、発振器４０を集積した量子計算機６１の構成を示す模式図である。図７に示した構成では、各結合回路４１は、図６に示したように、それぞれ４個の発振器４０と接続している。そして、各発振器４０が１乃至４個の結合回路４１と接続され、発振器４０を複数の単位構造で共有して並べられることにより、図６に示した単位構造が並べられた状態としている。量子計算機６１において、少なくとも一個の発振器４０は、複数の結合回路４１に接続されている。特に図７に示した例では、少なくとも１個の発振器４０は、４個の結合回路４１に接続されている。また、量子計算機６１について、次のように説明することもできる。量子計算機６１は、複数の発振器４０を有し、各発振器４０は、１乃至４個の結合回路４１に接続されている。各発振器４０が接続する結合回路４１の個数は、当該発振器４０がいくつの単位構造において共有されているかに対応している。このように、図７で示した例では、量子計算機６１は、単位構造を複数有し、発振器４０が、複数の単位構造で共有されている。図７に示した例では１３個の超伝導非線形発振器を集積しているが、任意の個数の発振器４０を同様の方法で集積できる。
　なお、図７では、制御部５０と読み出し部５１は図面の理解を容易にするために、図示を省略しているが、実際には、制御部５０と読み出し部５１を用いて発振器４０の制御と読み出しが行われる。また、量子計算機の動作原理と制御方法は非特許文献１に記載されており、図６及び図７に示した量子計算機においても、非特許文献１に記載されている動作原理及び制御方法が適用される。
　本実施形態によれば、適度な非線形性と低い損失とを両立しつつ、回路の占有面積を抑制した量子計算機を実現することができる。
　なお、本開示にかかる超伝導非線形発振器は、量子アニーリング回路だけではなく、ゲート型の量子コンピューティング回路にも適用できる。
　また、第四の実施形態では、好ましい実施形態として、第二の実施形態又は第三の実施形態で示した発振器２０、発振器３０を量子計算機用の量子ビット回路として用いる実施形態について説明したが、第一の実施形態で示した発振器１０が用いられてもよい。
　なお、本発明は上記実施形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１９年７月１９日に出願された日本出願特願２０１９－１３３８１４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０　　発振器
２０　　発振器
３０　　発振器
４０　　発振器
４１　　結合回路
５０　　制御部
５１　　読み出し部
５２　　キャパシタ
６０　　量子計算機
６１　　量子計算機
１００　　共振器
１０１　　第一の超伝導線路
１０２　　第二の超伝導線路
１０３　　第一のジョセフソン接合
１０４　　第二のジョセフソン接合
１０５　　第一の部分
１０６　　第二の部分
１１０　　ループ回路
１２０　　キャパシタ
１３０　　線形インダクタ
２００　　磁場発生部
３００　　共振器
４００　　共振器
４１０　　ジョセフソン接合
４１１　　キャパシタ
４１２＿１　　超伝導体
４１２＿２　　超伝導体

Claims (9)

  1. 　第一の超伝導線路と第一のジョセフソン接合と第二の超伝導線路と第二のジョセフソン接合とが環状に接続されているループ回路と、
    　キャパシタと、
    　を有し、
    　前記キャパシタと前記ループ回路とが環状に接続されている
    　共振器。
  2. 　さらに、線形インダクタを有し、
    　前記キャパシタ及び前記線形インダクタからなる回路と前記ループ回路とが環状に接続されている
    　請求項１に記載の共振器。
  3. 　前記キャパシタと前記線形インダクタが直列に接続されている
    　請求項２に記載の共振器。
  4. 　前記キャパシタと前記線形インダクタが並列に接続されている
    　請求項２に記載の共振器。
  5. 　前記線形インダクタのインダクタンスの値は、前記共振器のハミルトニアンの非線形項の係数の値が所定の値になるよう、前記ループ回路の等価インダクタンスと、前記ループ回路の発振周波数と、前記第一のジョセフソン接合及び前記第二のジョセフソン接合の臨界電流値と、前記キャパシタのキャパシタンスとに基づいて予め設定されている
    　請求項２乃至４のいずれか一項に記載の共振器。
  6. 　請求項１乃至５のいずれか一項に記載の共振器と、
    　前記ループ回路に磁場を印加する磁場発生手段と
    　を有する発振器。
  7. 　請求項６に記載された発振器を４個と、前記４個の発振器のそれぞれの、前記キャパシタと前記ループ回路を有する環状の回路を結合する結合回路とを単位構造として有する量子計算機。
  8. 　前記結合回路は、前記４個の発振器のうち、２個の発振器からなる第一組の発振器群と、他の２個の発振器からなる第二組の発振器群とを第三のジョセフソン接合を介して結合し、
    　前記第一組の発振器群のうちの第一の発振器は前記第三のジョセフソン接合の一方の端子に、第一のキャパシタを介して接続し、
    　前記第一組の発振器群のうちの第二の発振器は前記第三のジョセフソン接合の一方の端子に、第二のキャパシタを介して接続し、
    　前記第二組の発振器群のうちの第三の発振器は前記第三のジョセフソン接合の他方の端子に、第三のキャパシタを介して接続し、
    　前記第二組の発振器群のうちの第四の発振器は前記第三のジョセフソン接合の他方の端子に、第四のキャパシタを介して接続している
    　請求項７に記載の量子計算機。
  9. 　前記単位構造を複数有し、
    　前記発振器が、複数の前記単位構造で共有されている
    　請求項７又は８に記載の量子計算機。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023188041A1 (ja) 2022-03-29 2023-10-05 日本電気株式会社 超伝導量子回路
WO2023248370A1 (ja) * 2022-06-22 2023-12-28 日本電気株式会社 超伝導量子回路

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US12042423B2 (en) 2020-10-07 2024-07-23 Purewick Corporation Fluid collection systems including at least one tensioning element
US12029677B2 (en) 2021-04-06 2024-07-09 Purewick Corporation Fluid collection devices having a collection bag, and related systems and methods
CN115438794B (zh) * 2022-09-30 2023-09-05 本源量子计算科技（合肥）股份有限公司 一种量子计算电路及一种量子计算机

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005527902A (ja) * 2002-04-20 2005-09-15 ディー−ウェイヴ システムズ インコーポレイテッド 共鳴制御キュビット・システム
JP2018533106A (ja) * 2015-08-13 2018-11-08 ディー−ウェイブ システムズ，インコーポレイテッド 量子装置間の高次相互作用を生成および使用するためのシステムおよび方法
JP2019036625A (ja) * 2017-08-15 2019-03-07 日本電信電話株式会社 超伝導磁束量子ビット制御装置
JP2019041088A (ja) * 2017-08-25 2019-03-14 グーグル エルエルシー 超伝導デバイスにおける磁束制御

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3214664B2 (ja) 1995-05-25 2001-10-02 松下電器産業株式会社 超伝導素子および温度制御器を備えた高周波装置
JP6530326B2 (ja) 2015-10-07 2019-06-12 株式会社東芝 量子計算装置、及び、方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005527902A (ja) * 2002-04-20 2005-09-15 ディー−ウェイヴ システムズ インコーポレイテッド 共鳴制御キュビット・システム
JP2018533106A (ja) * 2015-08-13 2018-11-08 ディー−ウェイブ システムズ，インコーポレイテッド 量子装置間の高次相互作用を生成および使用するためのシステムおよび方法
JP2019036625A (ja) * 2017-08-15 2019-03-07 日本電信電話株式会社 超伝導磁束量子ビット制御装置
JP2019041088A (ja) * 2017-08-25 2019-03-14 グーグル エルエルシー 超伝導デバイスにおける磁束制御

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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