WO2020162437A1 - アンテナモジュールおよび通信装置 - Google Patents

アンテナモジュールおよび通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020162437A1
WO2020162437A1 PCT/JP2020/004062 JP2020004062W WO2020162437A1 WO 2020162437 A1 WO2020162437 A1 WO 2020162437A1 JP 2020004062 W JP2020004062 W JP 2020004062W WO 2020162437 A1 WO2020162437 A1 WO 2020162437A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
antenna module
groove
radiation electrode
groove portion
feeding element
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/004062
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
薫 須藤
尾仲　健吾
弘嗣 森
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN202080013126.6A priority Critical patent/CN113412557B/zh
Publication of WO2020162437A1 publication Critical patent/WO2020162437A1/ja
Priority to US17/370,504 priority patent/US20210336348A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/40—Radiating elements coated with or embedded in protective material
    • H01Q1/405—Radome integrated radiating elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/42—Housings not intimately mechanically associated with radiating elements, e.g. radome
    • H01Q1/422—Housings not intimately mechanically associated with radiating elements, e.g. radome comprising two or more layers of dielectric material
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/065—Patch antenna array
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H01Q5/385—Two or more parasitic elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0414—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna in a stacked or folded configuration

Definitions

  • the present embodiment relates to an antenna module and a communication device.
  • a communication device is configured by mounting a housing on the antenna module.
  • the resonance frequency of the feeding element may change due to the influence of the parasitic capacitance of the housing.
  • the resonance frequency changes, there is a problem that the loss of the high frequency signal radiated from the feeding element increases.
  • the present embodiment has been made to solve such a problem, and its purpose is to reduce the loss of high-frequency signals even when the housing is attached to the antenna module. Is.
  • An antenna module includes a dielectric substrate and a radiation electrode.
  • the radiation electrode is arranged on the dielectric substrate.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication device 10 to which the antenna module 100 according to this embodiment is applied.
  • the communication device 10 is, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smartphone or a tablet, or a personal computer having a communication function.
  • the communication device 10 includes an antenna module 100 and a BBIC 200 forming a baseband signal processing circuit.
  • the antenna module 100 includes an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit) 110, which is an example of a high frequency circuit, and an antenna array 135.
  • the communication device 10 up-converts the signal transmitted from the BBIC 200 to the antenna module 100 into a high-frequency signal and radiates the high-frequency signal from the antenna array 135, and down-converts the high-frequency signal received by the antenna array 135 to process the signal in the BBIC 200. ..
  • the antenna array 135 is composed of a plurality of antenna elements.
  • One antenna element has one feeding element 140.
  • the power feeding element 140 corresponds to the “radiation electrode” of the present disclosure.
  • the radiation electrode may be a concept including “a power feeding element and a parasitic element described later”. Note that, in FIG. 1, for ease of explanation, only a configuration corresponding to four power feeding elements (radiating elements) 140 among the plurality of power feeding elements 140 configuring the antenna array 135 is shown, and has the same configuration. The configurations corresponding to the other power feeding elements 140 are omitted.
  • the RFIC 110 includes switches 111A to 111D, 113A to 113D and 117, power amplifiers 112AT to 112DT, low noise amplifiers 112AR to 112DR, attenuators 114A to 114D, phase shifters 115A to 115D, and signal combiners/demultiplexers. 116, a mixer 118, and an amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the power amplifiers 112AT to 112DT side, and the switch 117 is connected to the transmission side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the low noise amplifiers 112AR to 112DR side, and the switch 117 is connected to the receiving side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the signal transmitted from the BBIC 200 is amplified by the amplifier circuit 119 and up-converted by the mixer 118.
  • the up-converted transmission signal which is a high-frequency signal is divided into four by the signal combiner/splitter 116, passes through the four signal paths, and is fed to different feed elements 140.
  • the directivity of the antenna array 135 can be adjusted by individually adjusting the degree of phase shift of the phase shifters 115A to 115D arranged in each signal path.
  • the received signals which are high-frequency signals received by each power feeding element 140, are combined by the signal combiner/splitter 116 via four different signal paths.
  • the received signals thus combined are down-converted by the mixer 118, amplified by the amplifier circuit 119, and transmitted to the BBIC 200.
  • the RFIC 110 is formed, for example, as a one-chip integrated circuit component including the above circuit configuration.
  • each power feeding element 140 may be formed as an integrated circuit component of one chip. ..
  • FIG. 2 is a diagram showing the antenna module 100 according to the first embodiment.
  • the portion shown in FIG. 2 corresponds to a portion including a power supply wiring connected from the RFIC 110 to one power supply element 140 in FIG.
  • the antenna module 100 includes a feeding element 140, a feeding wire 161, a dielectric substrate 130, and a ground conductor 190 (GND) facing the feeding element 140.
  • the dielectric substrate 130 corresponds to the “dielectric member” of the present disclosure.
  • the ground conductor 190 is a feature that corresponds to the “ground electrode” according to this disclosure.
  • the dielectric substrate 130 has a laminated structure.
  • the dielectric substrate 130 is a substrate in which resin is formed in a multi-layer structure.
  • the dielectric substrate 130 is formed of, for example, low temperature co-fired ceramics (LTCC).
  • LTCC low temperature co-fired ceramics
  • the dielectric substrate 130 is, for example, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers composed of a resin such as epoxy or polyimide, or a liquid crystal polymer (LCP) having a lower dielectric constant.
  • LCP liquid crystal polymer
  • a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers configured, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers composed of a fluororesin, or a ceramic multilayer substrate other than LTCC may be used.
  • the Z-axis is the axis in the stacking direction in the stacked structure of the dielectric substrate 130. Further, the axes orthogonal to the Z axis are the X axis and the Y axis.
  • FIG. 2A is a diagram when the dielectric substrate 130 is viewed in plan from the Z-axis direction. Further, FIG. 2B is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding point 191.
  • the feeding element 140 is arranged on the arrangement surface 131.
  • the shape of the power feeding element 140 when viewed in a plan view from the Z-axis direction is a rectangular shape.
  • the RFIC 110 is mounted on the mounting surface 132, which is the surface opposite to the arrangement surface 131 in the Z-axis direction, via a connecting electrode such as a solder bump (not shown).
  • the power supply wiring 161 is connected to the power supply point 191 of the power supply element 140.
  • the other end of the power supply wiring 161 is connected to the RFIC 110.
  • the power supply wiring 161 penetrates the ground conductor 190.
  • the power supply wiring 161 transmits a high frequency signal from the RFIC 110 to the power supply element 140. Further, the power supply wiring 161 transmits the high frequency signal received by the power supply element to the RFIC 110.
  • the conductors that configure the power feeding element 140, the power feeding wiring 161, and the like are formed of aluminum (Al), copper (Cu), gold (Au), silver (Ag), and a metal whose main component is an alloy thereof. ..
  • the ground conductor 190 is formed in a layer different from the layer having the arrangement surface 131.
  • the ground conductor 190 is provided between the mounting surface 132 and the feeding element 140 (arrangement surface 131).
  • the groove portion 150 when the antenna module 100 is viewed in a plan view from the Z-axis direction, the groove portion 150 is located near the power feeding element 140 and apart from the power feeding element 140. Is formed.
  • the groove portion 150 is provided on the arrangement surface 131.
  • the groove 150 is provided toward the ground conductor 190 from a position separated from the power feeding element 140.
  • the groove 150 when the antenna module 100 is viewed in a plan view from the Z-axis direction, the groove 150 is formed in a rectangular shape when viewed in a plan view from the Z-axis direction.
  • the feeding point 191 is formed at a position deviated from the center in the negative direction of the X-axis direction.
  • the polarization direction of the high-frequency signal radiated from the power feeding element 140 becomes the X-axis direction.
  • the polarization direction that is the X-axis direction corresponds to the “first polarization direction” of the present disclosure.
  • each of the two groove portions 150 is along each side 140a, 140b of the power feeding element 140 extending in the direction (Y-axis direction) orthogonal to the first polarization direction (X-axis direction). Are formed (opposing). Further, the two groove portions 150 are arranged symmetrically with respect to the power feeding element 140.
  • FIG. 3 is an enlarged view of the feeding element 140 and the groove portion 150 in FIG. 2(B).
  • the distance between the groove 150 and the feeding element 140 is “distance L”.
  • the depth of the groove portion 150 in the Z-axis direction is “depth H”
  • the width of the groove portion 150 in the X-axis direction is “width W”.
  • the distance L is designed to be a value in the range of 10 ⁇ m or more and ⁇ /2 or less.
  • FIG. 4 is a simulation result of antenna characteristics when the depth of the groove portion 150 of the antenna module of this embodiment is changed.
  • FIG. 4A is a diagram showing changes in the return loss of the antenna element. The vertical axis of FIG. 4(A) shows the return loss, and the horizontal axis shows the frequency. Below, the frequency at which the return loss in FIG.
  • the broken line S1 indicates the case where the groove 150 is not provided, and the resonance frequency is 27.9 GHz.
  • the solid line S2 indicates the case where the groove 150 having a width of 1 mm and a depth H of 0.2 mm is provided, and the resonance frequency is 29.4 GHz.
  • the alternate long and short dash line S3 shows the case where the groove 150 having a width of 1 mm and a depth H of 0.4 mm is provided, and the resonance frequency is 30.2 GHz.
  • An alternate long and two short dashes line S4 shows a case where the groove portion 150 having a width of 1 mm and a depth H of 0.6 mm is provided, and the resonance frequency is 30.7 GHz.
  • FIG. 4B is a table showing the relationship between the resonance frequency f0 and the depth H of the groove 150.
  • the frequency band BW shown in FIG. 4(B) is a band of frequencies at which the return loss is less than a predetermined value (for example, 6 dB). As shown in FIG. 4B, the depth H of the groove 150 provided has little influence on the frequency band BW.
  • the designer of the antenna module specifies the type of case to be attached to the antenna module, and further specifies the amount of deviation of the resonance frequency corresponding to the type of the case. Then, the groove portion 150 having the depth H corresponding to the shift amount that eliminates the shift amount is provided on the placement surface 131. That is, the depth of the groove 150 is a depth according to the type of housing.
  • a communication device is configured by mounting a case on a conventional antenna module.
  • the resonance frequency of the feeding element may change due to the influence of the parasitic capacitance of the housing.
  • the resonance frequency changes, there is a problem that the loss of the high frequency signal radiated from the feeding element increases.
  • the amount of deviation of the resonance frequency corresponding to the type of case to be attached to the antenna module is fixed. Therefore, in the present embodiment, the designer specifies the type of case to be attached to the antenna module, and further specifies the deviation amount of the resonance frequency corresponding to the case. Then, the groove portion 150 having the depth H corresponding to the shift amount that eliminates the shift amount is provided on the placement surface 131. As described with reference to FIG. 4 and the like, by forming the groove 150, the permittivity (effective permittivity) between the power feeding element 140 and the ground conductor 190 can be adjusted, and as a result, the resonance frequency of the power feeding element. Can be changed. At the same time, it is possible to eliminate the deviation amount of the resonance frequency due to the housing mounted on the antenna module. Therefore, in the antenna module of the present embodiment, even when the housing is attached to the antenna module, it is possible to reduce the loss of the high frequency signal radiated from the power feeding element.
  • the groove portion is formed at least at the distance L and the width W corresponding to the shift amount that eliminates the shift amount. You may
  • the resonance frequency f0 of the power feeding element 140 is inversely proportional to the value of the square root of the dielectric constant (effective dielectric constant ⁇ r) between the power feeding element 140 and the ground conductor 190. That is, when the effective permittivity ⁇ r decreases, the resonance frequency f0 increases.
  • the groove 150 is provided in the dielectric substrate 130.
  • the dielectric constant ⁇ 1 of the void portion formed by the groove 150 is lower than the dielectric constant ⁇ 2 of the dielectric substrate 130. Therefore, since the effective permittivity ⁇ r is reduced by providing the groove portion 150, the resonance frequency f0 of the power feeding element 140 can be increased.
  • the groove 150 is provided between the power feeding element 140 and the ground conductor 190 at a location where the lines of electric force are high. For this reason, in the present embodiment, the shift amount of the resonance frequency f0 is larger than that in the case where the groove portion is provided in the portion where the density of the lines of electric force is low.
  • the polarization direction of the high frequency signal radiated from the feeding element 140 is the X axis direction. Therefore, in the density of the lines of electric force between the power feeding element 140 and the ground conductor 190, the density of the lines of electric force emitted from the ends (sides 140a, 140b) of the power feeding element 140 in the X-axis direction is It is higher than the density of the lines of electric force emitted from the ends (sides 140c, 140d) in the Y-axis direction.
  • two groove portions 150 are formed in the power feeding element 140 at the ends (sides 140a and 140b) in the X-axis direction (the polarization direction of the power feeding element 140), which is the direction in which the density of the lines of electric force is high.
  • the two groove portions 150 are formed along the respective sides 140a and 140b of the four sides of the power feeding element 140 that extend in the direction orthogonal to the polarization direction (Y-axis direction). Therefore, the influence on the resonance frequency f0 can be increased as compared with "an antenna module in which two grooves are formed along each side 140c, 140d extending in the polarization direction (X-axis direction)". .. Therefore, in comparison with “an antenna module having two grooves formed along each side 140c, 140d extending in the polarization direction (X-axis direction)”, the resonance frequency of the antenna module of the present embodiment is largely shifted. Can be made.
  • the effective permittivities of the two groove portions 150 are different and the symmetry of the antenna module is impaired. Will end up.
  • the two groove portions 150 are preferably arranged symmetrically with respect to the feeding element 140.
  • the distance L from the power feeding element 140 is the same
  • the depth H of each of the two groove portions 150 is also the same
  • the shape of each of the two groove portions 150 in a plan view is also the same. It is preferably the same.
  • the two groove portions 150 are symmetrical with respect to the power feeding element 140.
  • the amount of shift of the resonance frequency f0 becomes large, and it becomes difficult to adjust the resonance frequency f0.
  • the reason why the amount of shift of the resonance frequency f0 becomes large when the power feeding element 140 is shaved is that the parameter of the power feeding element 140 through which the current flows is directly changed.
  • the groove portion 150 is provided at a position apart from the power feeding element 140 when the antenna module 100 is viewed in plan without cutting the power feeding element 140. Therefore, the amount of shift of the resonance frequency f0 can be prevented from increasing, and the resonance frequency f0 can be finely adjusted appropriately.
  • the distance L is set to 10 ⁇ m or more. If the distance L is excessively small, for example, if the distance L is less than 10 ⁇ m, in consideration of the accuracy of the manufacturing process of the antenna module 100, the feeding element 140 may be scraped in the manufacturing process of the antenna module 100. Becomes higher. By setting the distance L to 10 ⁇ m or more as in the present embodiment, it is possible to prevent the feeding element 140 from being scraped as much as possible.
  • the strength of the electric line of force of the power feeding element generated between the grounding conductor and the grounding conductor decreases as the distance from the power feeding element increases. If the groove portion 150 is provided at a position excessively away from the power feeding element 140, that is, if the distance L (see FIG. 3) is excessively increased, the groove portion 150 is provided at a position where the density of the lines of electric force is low. Become. Therefore, even if the groove 150 is provided at this position, the shift amount of the resonance frequency f0 becomes small, or the resonance frequency f0 does not change. Therefore, in the present embodiment, the distance L is designed to be 10 ⁇ m or more and a value within a range of ⁇ /2 or less. Therefore, the groove 150 can be provided at a location where the density of the lines of electric force is high, and the resonance frequency f0 can be appropriately shifted.
  • the groove portion 150 may be provided for at least one power feeding element 140 in the plurality of power feeding elements 140 to the extent that the antenna characteristics of the antenna module are not lost.
  • a plurality of feeding elements are arranged in an array.
  • the two feeding elements are arranged so as to be 1 ⁇ 2. Further, in this embodiment, a groove is provided between the two power feeding elements.
  • FIG. 5A is a diagram when the dielectric substrate 130 in the antenna module 100A of the second embodiment is viewed in plan from the Z-axis direction. Further, FIG. 5B is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding points of the first feeding element 141 and the second feeding element 142.
  • one end of the power supply wiring 161 is connected to the power supply point 191 of the first power supply element 141.
  • the other end of the power supply wiring 161 is connected to the RFIC 110.
  • One end of the feeding wire 162 is connected to the feeding point 192 of the second feeding element 142.
  • the other end of the power supply wiring 162 is connected to the RFIC 110.
  • the power supply wiring 161 and the power supply wiring 162 penetrate the ground conductor 190.
  • the power feeding wiring 161 and the power feeding wiring 162 transmit a high frequency signal from the RFIC 110 to the first power feeding element 141 and the second power feeding element 142.
  • a first groove 151 is provided between the first feeding element 141 and the second feeding element 142.
  • the antenna module 100A further includes a second groove portion 152 formed on the side opposite to the first groove portion 151 with respect to the first feeding element 141 when the antenna module 100A is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • the antenna module 100A further includes a third groove portion 153 formed on the side opposite to the first groove portion 151 with respect to the second feeding element 142 when the antenna module 100A is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • first groove 151 and the second groove 152 have the same distance from the first feeding element 141. It is preferable that the second groove portion 152 and the third groove portion 153 have the same distance from the second power feeding element 142. It is preferable that the first groove 151, the second groove 152, and the third groove 153 have the same depth H. It is preferable that the first groove portion 151, the second groove portion 152, and the third groove portion 153 have the same shape in plan view. As described above, the first groove 151, the second groove 152, and the third groove 153 satisfy these conditions, so that the symmetry of the antenna module can be secured.
  • FIG. 6 is a simulation result of the antenna module of this embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing the transition of the return loss of the antenna element having the first feeding element 141 of this embodiment. The result of FIG. 6 is the same as the transition of the return loss of the antenna element having the second feeding element 142.
  • the resonance frequency f0 can be increased according to the depth H of the groove portion 150. Further, with the configuration in which the groove portion is provided as in the second embodiment, the return loss can be improved as compared with the result of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram of the antenna module 100B of the third embodiment when viewed in plan from the Z-axis direction.
  • the shift amount of the resonance frequency f0 is slightly smaller than that in the second embodiment, the cost for forming the second groove portion 152 and the third groove portion 153 can be reduced.
  • the shift amount of the resonance frequency f0 can be made smaller than that of the second embodiment. This is because the second groove portion 152 and the third groove portion 153 of the second embodiment are not formed, and therefore the distribution of the lines of electric force between the first feeding element 141 and the second feeding element 142 and the ground conductor 190. This is based on the fact that the amount of decrease in the effective dielectric constant at the location is smaller than that in the second embodiment.
  • the designer of the antenna module can configure the configuration of the second embodiment and the configuration of the third embodiment according to the adjustment amount of the resonance frequency based on the housing mounted on the antenna module and the cost of forming the groove. It suffices to decide which of the configurations is adopted.
  • a plurality of feeding elements are arranged in an array.
  • the four feeding elements are arranged so as to be 2 ⁇ 2.
  • the groove portion is provided between the two power feeding elements of the four power feeding elements, and the groove portion is provided between the other two power feeding elements of the four power feeding elements. It is provided.
  • FIG. 8 is a diagram when the power feeding element and the periphery of the power feeding element of the antenna module 100C of the fourth embodiment are viewed in plan from the Z-axis direction.
  • the antenna module 100C of the fourth embodiment is provided near the third feeding element and the fourth feeding element which are adjacent to each other, in addition to the groove portion which is provided near the first feeding element and the second feeding element which are adjacent to each other.
  • a groove is provided.
  • the first feeding element 141, the second feeding element 142, the third feeding element 143, and the fourth feeding element 144 are arranged in a 2 ⁇ 2 array. There is.
  • the third feeding element 143 has a direction (Y axis) orthogonal to the direction (X axis direction) from the first feeding element 141 to the second feeding element 142. Direction), it is arranged so as to be adjacent to the first feeding element 141. Further, the fourth power feeding element 144 may be adjacent to the second power feeding element 142 in a direction (Y axis direction) orthogonal to the direction (X axis direction) from the second power feeding element 142 to the first power feeding element 141. It is arranged.
  • Each of the four feeding lines has a feeding point 191 of the first feeding element 141, a feeding point 192 of the second feeding element 142, a feeding point 193 of the third feeding element 143, and a feeding point 194 of the fourth feeding element 144. It is connected.
  • a fourth groove 154 is provided between the third feeding element 143 and the fourth feeding element 144.
  • the antenna module 100C further has a fifth groove 155 formed on the side opposite to the fourth groove 154 with respect to the third feeding element 143 when the antenna module 100C is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • the antenna module 100C further includes a sixth groove portion 156 formed on the opposite side of the fourth feeding element 144 from the fourth groove portion 154 when the antenna module 100C is viewed in a plan view from the Z-axis direction.
  • the fourth groove portion 154 and the fifth groove portion 155 have the same distance from the third feeding element 143. It is preferable that the fourth groove portion 154 and the sixth groove portion 156 have the same distance from the fourth feeding element 144. Further, it is preferable that the first groove 151, the second groove 152, the third groove 153, the fourth groove 154, the fifth groove 155, and the sixth groove 156 have the same depth H. It is preferable that the first groove portion 151, the second groove portion 152, the third groove portion 153, the fourth groove portion 154, the fifth groove portion 155, and the sixth groove portion 156 have the same shape in plan view. When the first groove portion 151, the second groove portion 152, the third groove portion 153, the fourth groove portion 154, the fifth groove portion 155, and the sixth groove portion 156 satisfy these conditions, the symmetry of the antenna module can be secured.
  • FIG. 9 shows a simulation result of the antenna module of this embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the transition of the return loss of the antenna element having the first feeding element 141.
  • the result of FIG. 9 is the same result as the transition of the return loss of each of the antenna element having the second feeding element 142, the antenna element having the third feeding element 143, and the antenna element having the fourth feeding element 144.
  • the resonance frequency f0 can be increased according to the depth H of each groove portion.
  • the fourth groove 154 may be provided while the fifth groove 155 and the sixth groove 156 may be omitted.
  • the shift amount of the resonance frequency f0 can be made smaller than that of the fourth embodiment. This is because the fifth groove portion 155 and the sixth groove portion 156 of the fourth embodiment are not formed, so the distribution of the lines of electric force between the third feeding element 143 and the fourth feeding element 144 and the ground conductor 190. This is based on the fact that the effective dielectric constant is reduced in a smaller amount than that in the fourth embodiment.
  • the designer of the antenna module can configure the configuration of the fourth embodiment and the fourth embodiment according to the adjustment amount of the resonance frequency based on the housing mounted on the antenna module and the cost of forming the groove. It suffices to determine which of the modified configurations is to be used.
  • the fifth embodiment is an embodiment in which a groove portion is provided along the four sides of the rectangular feeding element 140.
  • FIG. 10 is a figure at the time of planarly viewing the antenna module 100D of 5th Embodiment from the Z-axis direction.
  • the groove portion 150 is formed along each of the four sides of the power feeding element 140.
  • the groove portion 150a and the groove portion 150b are provided facing the respective sides 140a and 140b extending in the direction (Y-axis direction) orthogonal to the polarization direction (X-axis direction) of the high-frequency signal of the power feeding element 140
  • the groove portion 150c and the groove portion 150d are provided so as to face the respective sides 140c and 140d extending in the polarization direction (X-axis direction) of the high-frequency signal of the power feeding element 140.
  • the groove part 150a, the groove part 150b, the groove part 150c, and the groove part 150d are collectively referred to as "four groove parts 150".
  • Each of the four groove portions 150 preferably has the same distance L from the feeding element 140. Further, the depths H of the four groove portions 150 are preferably the same. In addition, it is preferable that each of the four groove portions 150 has the same shape when viewed in a plan view. That is, it is preferable that the groove 150 formed along each side in the polarization direction has a symmetrical shape with respect to the power feeding element. By adopting such a configuration for the four grooves 150, the symmetry of the antenna module can be ensured.
  • FIG. 11 shows a simulation result of the antenna module of this embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing changes in the return loss of the antenna element of this embodiment.
  • the resonance frequency f0 is 29.4 GHz, 30.2 GHz, 30. It becomes 0.7 GHz.
  • the resonance frequency f0 is 30.1 GHz, 31.2 GHz. , 31.9 GHz.
  • the amount of shift of the resonance frequency f0 can be increased as compared with the simulation result of the first embodiment.
  • the groove 150c and the groove 150d are provided, whereas in the antenna module 100 of the first embodiment, the groove 150c and the groove 150d are not provided.
  • the lines of electric force are also emitted from the sides 140c and 140d.
  • the effective dielectric constant between the feeding element 140 and the ground conductor can be made lower than that of the antenna module 100 of the first embodiment. .. Therefore, in the antenna module 100D of the present embodiment, the amount of shift of the resonance frequency f0 can be made larger than that in the antenna module 100 of the first embodiment.
  • the polarization direction of the high-frequency signal radiated from the power feeding element 140 is the X axis direction, so the density of the lines of electric force between the power feeding element 140 and the ground conductor is the X axis direction. Is higher than the Y-axis direction.
  • the groove portion 150a and the groove portion 150b are formed so as to face each side 140a, 140b of the power feeding element 140 extending in the X-axis direction.
  • the groove portion 150c and the groove portion 150d are formed to face each side 140c, 140d of the power feeding element 140 extending in the Y-axis direction.
  • the groove 150c and the groove 150d are provided at locations where the density of the lines of electric force is lower than that of the groove 150a and the groove 150b. Therefore, the groove portions 150c and 150d contribute less to the increase of the resonance frequency f0 than the groove portions 150a and 150b.
  • the sixth embodiment is an embodiment in which the polarization directions of the power feeding element 140 described in the fifth embodiment are the first polarization direction and the second polarization direction.
  • FIG. 12 is a diagram showing an antenna module 100E according to the sixth embodiment.
  • the feeding element 140 has two feeding points, that is, a feeding point 191 and a feeding point 192.
  • the power feeding element 140 radiates a high-frequency signal whose polarization direction is the X-axis direction and a high-frequency signal whose polarization direction is the Y-axis direction.
  • the polarization direction that is the Y-axis direction corresponds to the “second polarization direction”. That is, the first polarization direction (X-axis direction) and the second polarization direction (Y-axis direction) are orthogonal to each other.
  • the groove 150a and the groove 150b mainly contribute to an increase in the resonance frequency of the high-frequency signal in the first polarization direction (X-axis direction).
  • the groove 150c and the groove 150d mainly contribute to an increase in the resonance frequency of the high-frequency signal in the second polarization direction (Y-axis direction).
  • the high-frequency signal radiated in the first polarization direction (X-axis direction) and the second polarization direction (Y-axis direction) can be obtained while achieving the effects described in the fifth embodiment.
  • the antenna module has been described as including the power feeding element to which the high frequency signal (high frequency power) is supplied from the RFIC 110.
  • the seventh embodiment is an embodiment further including a parasitic element to which a high frequency signal (high frequency power) is not supplied from the RFIC.
  • FIG. 13A is a diagram when the antenna module 100F is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • FIG. 13B is a cross-sectional view of the antenna module 100F according to the seventh embodiment, taken along a plane passing through the feeding point 251. Further, in the example of FIG. 13A, the dielectric substrate 130 is omitted and the parasitic element 231 and the like are shown. In the present embodiment, as shown in FIG. 13, by having the feeding element 221 and the parasitic element 231, the number of types of resonance frequencies is two (the resonance frequency of the feeding element 221 and the resonance frequency of the parasitic element 231). ) Can be.
  • the feeding element 221 and the parasitic element 231 are arranged so as to overlap each other.
  • at least a part of the feeding element 221 may be arranged so as to overlap the parasitic element 231.
  • the parasitic element 231 is provided between the feeding element 221 and the mounting surface 132.
  • the feeding wire 161 penetrates the parasitic element 231 and is connected to the feeding element 221.
  • both the feeding element 221 and the parasitic element 231 have a rectangular shape when seen in a plan view.
  • the area of the parasitic element 231 is larger than the area of the feeding element 221.
  • connection point 110A between the RFIC 110 and the RFIC 190 is described.
  • stubs 402 and 403 branched from the power supply wiring 161 are described.
  • the stubs 402 and 403 are arranged in a layer between the feeding element 221 and the parasitic element 231 (feeding element) and the ground conductor 190.
  • the stubs 402 and 403 are arranged, for example, for impedance matching of the antenna module 100F and for widening a high frequency signal of the antenna module 100F.
  • the groove 302 is formed at a position separated from the parasitic element 231 when the antenna module 100F is viewed in a plan view.
  • the groove 302 is formed toward the ground conductor 190.
  • the groove portion 302 is formed so as to surround the peripheral edge of the rectangular parasitic element 231.
  • the distance between the groove 302 and the parasitic element 231 is preferably 10 ⁇ m or more and a value within a range of ⁇ /2 or less. Note that in FIGS. 13A, 15A, 17A, and 19A, a dot pattern is attached to a portion corresponding to the groove portion.
  • FIG. 14 shows a simulation result of the antenna module 100F of this embodiment.
  • a broken line S1 shows a comparative example in which the groove portion 302 is not formed
  • a solid line S2 shows this embodiment in which the groove portion 302 is formed.
  • the resonance frequency f1 of the parasitic element in the comparative example is about 29 GHz, and the resonance frequency f2 of the feeding element is about 40.5 GHz.
  • the resonance frequency f1a of the parasitic element 231 in this embodiment is about 31 GHz, and the resonance frequency f2a of the feeding element 221 is about 41 GHz.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 is increased by about 2 GHz due to the formation of the groove 302. Further, since the groove 302 is formed, the resonance frequency of the power feeding element 221 is increased by about 0.5 GHz.
  • the antenna module includes the feeding element 221 and the parasitic element 231, and the groove 302 is provided in the vicinity of the parasitic element 231 and at a position separated from the parasitic element 231. .. Therefore, the resonance frequency of the parasitic element 231 can be mainly changed.
  • the distance between the groove 302 and the parasitic element 231 is shorter than the distance between the groove 302 and the feeder 221. That is, the groove 302 is formed in the “between the parasitic element 231 and the ground conductor 190” where the distribution density of the lines of electric force is higher than the “between the power feeding element 221 and the ground conductor 190”. Therefore, the shift amount of the resonance frequency of the parasitic element 231 can be made larger than the shift amount of the resonance frequency of the feeding element 221.
  • the area of the parasitic element 231 is larger than the area of the feeding element 221.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 and the resonance frequency of the feeding element 221 can be made different, so that there is an effect that the antenna module as a whole functions in two frequency bands.
  • the groove portion is formed in the vicinity of the parasitic element 231, at a position separated from the parasitic element 231.
  • the eighth embodiment is an antenna module having a feed element 221 and a parasitic element 231, and in the vicinity of the feed element 221, a groove is formed at a position spaced from the feed element 221, and the antenna module is planar in the Z-axis direction. This is an embodiment in which the groove portion overlaps with the parasitic element 231 when viewed.
  • FIG. 15A is a diagram when the antenna module 100G of the present embodiment is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • FIG. 15B is a cross-sectional view of the antenna module 100G according to the eighth embodiment, taken along a plane passing through the feeding point 251.
  • a groove portion 312 is provided near the power feeding element 221 at a position separated from the power feeding element 221. Further, the distance between the groove portion 312 and the power feeding element 221 is preferably 10 ⁇ m or more and a value within a range of ⁇ /2 or less.
  • the groove portion 312 overlaps the parasitic element 231.
  • FIG. 16 is a simulation result of the antenna module 100G of this embodiment.
  • the resonance frequency f1 of the parasitic element in the comparative example is about 29 GHz
  • the resonance frequency f2 of the feeding element is about 40.5 GHz.
  • the resonance frequency f1a of the parasitic element 231 in this embodiment is about 29.5 GHz
  • the resonance frequency f2a of the feeding element 221 is about 42.5 GHz.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 is increased by about 0.5 GHz due to the formation of the groove portion 312. Further, since the groove portion 312 is formed, the resonance frequency of the power feeding element 221 is increased by about 2 GHz.
  • the antenna module has the feeding element 221 and the parasitic element 231, and the groove portion 312 is provided in the vicinity of the feeding element 221 at a position separated from the feeding element 221. Therefore, the resonance frequency of the feeding element 221 can be mainly changed.
  • the groove portion 302 is formed in the vicinity of the parasitic element 231, at a position separated from the parasitic element 231.
  • the groove portion 312 is formed in the vicinity of the feeding element 221 at a position separated from the feeding element 221.
  • the ninth embodiment is an embodiment in which a groove in which the groove 302 and the groove 312 are integrated is provided.
  • FIG. 17A is a diagram when the antenna module 100H of the present embodiment is viewed in plan from the Z-axis direction.
  • FIG. 17B is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding point 251.
  • the groove portion 322 is “a groove portion formed in a position in the vicinity of the parasitic element 231 and separated from the parasitic element 231,” and “a groove portion formed in a position in the vicinity of the parasitic element 221 and separated from the power feeding element 221”. Is the integrated groove.
  • the groove portion 322 by forming the groove portion 322, a top portion 321 on the side of the feeding element 221, a top portion 326 on the side of the parasitic element 231, and a top portion 328 on the opposite side of the feeding element 221 and the parasitic element 231 are formed. ..
  • the distance between the groove portion 322 and the parasitic element 231 is designed to be equal to the distance between the groove portion 322 and the feeding element 221.
  • the distance between the top 321 and the feeding element 221 and the distance between the top 326 and the parasitic element 231 are designed to be equal.
  • the top portion 321 and the top portion 326 form a step.
  • a side surface 332 on the side of the feeding element 221, a side surface 334 on the side of the parasitic element 231, and a side surface 336 on the opposite side of the feeding element 221 and the parasitic element 231 are formed.
  • the side surface 332 and the side surface 334 form a step portion (top portion 326), while the side surface 336 does not have a step portion.
  • FIG. 18 shows a simulation result of the antenna module 100H of this embodiment.
  • a broken line S1 shows a comparative example in which the groove portion 322 is not formed
  • a solid line S2 shows this embodiment in which the groove portion 322 is formed.
  • the resonance frequency f1 of the parasitic element in the comparative example is about 29 GHz, and the resonance frequency f2 of the feeding element is about 40.5 GHz.
  • the resonance frequency f1a of the parasitic element 231 in this embodiment is about 32 GHz, and the resonance frequency f2a of the feeding element 221 is about 43 GHz.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 is increased by about 3 GHz due to the formation of the groove 322. Further, since the groove portion 322 is formed, the resonance frequency of the power feeding element 221 is increased by about 2.5 GHz.
  • the antenna module includes the feeding element 221 and the parasitic element 231, which is located in the vicinity of the feeding element 221 and separated from the feeding element 221, and also the parasitic element 231.
  • a groove portion 322 is formed in the vicinity of the above, at a position separated from the parasitic element 231. Therefore, the resonance frequency of the feeding element 221 and the resonance frequency of the parasitic element 231 can be appropriately changed.
  • a groove portion larger than the groove portion of the seventh embodiment and the groove portion of the eighth embodiment is formed. Therefore, in this embodiment, the effective dielectric constant of the dielectric substrate 130 can be reduced more than that of the groove of the seventh embodiment and the groove of the eighth embodiment. Therefore, in the present embodiment, it is possible to increase the shift amount of the resonance frequency as compared with the seventh embodiment and the eighth embodiment.
  • the distance between the groove portion 322 and the parasitic element 231 and the distance between the groove portion 322 and the feeding element 221 are equal.
  • the “distance between the groove 322 and the parasitic element 231” and the “distance between the groove 322 and the feeding element 221” are both 10 ⁇ m or more and within a range of ⁇ /2 or less. Preferably.
  • the density change of the electric force line “between the feeding element 221 and the ground conductor 190” and the electric force line “between the parasitic element 231 and the ground conductor 190” can be reduced.
  • the change in density is the same or almost the same. Therefore, in the present embodiment, both the shift amount of the resonance frequency of the feeding element 221 and the shift amount of the resonance frequency of the parasitic element 231 can be increased.
  • the groove portion 322 no step portion is formed on the side surface 336 on the side away from the feeding element 221 and the parasitic element 231. With such a configuration, it is possible to reduce the cost of forming the groove portion 322 as compared with “an antenna module in which a step portion is formed on the side surface on the side away from the feeding element 221 and the parasitic element 231”.
  • the distance between the groove 322 and the parasitic element 231 and the distance between the groove 322 and the feeder 221 may be different.
  • FIG. 19A is a diagram when the antenna module 100I is viewed in plan from the Z-axis direction. Further, FIG. 19B is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding point 251.
  • the antenna module 100I of the present embodiment has a feeding element 221 and a parasitic element 231, and the feeding element 221 has a high-frequency signal in the first polarization direction (X-axis direction) and a second high-frequency signal. It radiates high-frequency signals in the polarization direction.
  • the feeding element 221 has a feeding point 251 and a feeding point 252.
  • One end of the feeding wire 161 is connected to the feeding point 251 of the feeding element 221.
  • the other end of the power supply wiring 161 is connected to the RFIC 110.
  • One end of the power supply wiring 162 is connected to the power supply point 252 of the power supply element 221.
  • the other end of the power supply wiring 162 is connected to the RFIC 110.
  • the stubs 404 and 405 are connected to the power supply wiring 162.
  • the stub 404 and the stub 405 are provided in a layer between the layer in which the feeding element 221 and the parasitic element 231 are arranged and the layer in which the ground conductor 190 is arranged.
  • the stubs 404 and 405 are connected to the power supply wiring 162.
  • the stub 404 and the stub 405 extend along the Y-axis direction.
  • the groove portion 324 is formed near the stub 402, the stub 403, the stub 404, and the stub 405.
  • a groove 324 and a groove 325 are formed immediately above the stub 402, the stub 403, the stub 404, and the stub 405.
  • the groove 324 and the groove 325 are formed from the arrangement surface 131 (the surface on which the power feeding element 221 is arranged) toward the ground conductor 190.
  • the groove portion 324 and the groove portion 325 are formed from the placement surface 131 to the ground conductor 190.
  • the groove portions 324 and the groove portions 325 may be formed from the placement surface 131 to the middle of reaching the ground conductor 190. That is, when the antenna module 100I is viewed in plan from the Z-axis direction, the groove 324 is formed so as to overlap the stub 404 and the stub 405. Further, when the antenna module 100I is viewed in plan from the Z-axis direction, the groove portion 325 is formed so as to overlap the stub 402 and the stub 403. Since the stub 402 and the stub 403 are arranged in the Y-axis direction in FIG. 19B, the groove 325 immediately above the stub 402 and the stub 403 is not shown in FIG. 19B. .. Further, in the example of FIG. 19B, the groove portion 322 (see the ninth embodiment) is formed.
  • FIG. 19 also shows an example in which the communication device 10I is configured by mounting the simplified housing 400.
  • the groove 324 and the groove 325 may be formed at any place in the vicinity of the stub, but the groove 324 and the groove 325 are preferably formed immediately above the stub. This is because the density of the lines of electric force between the stub and the ground conductor 190 is higher in the area immediately above the stub than in other areas near the stub.
  • a groove may be provided near a part of all the stubs included in the antenna module 100I. Further, as a modified example, a configuration in which a groove portion is formed immediately above all the stubs may be used. Further, the groove may be formed directly above a part of all the stubs. Further, the groove may be formed immediately above at least a part of the stub 402, the stub 403, the stub 404, and the stub 405. Further, the groove portion 324 and the groove portion 325 may be formed at a position separated from the stub. Further, the groove portion 324 and the groove portion 325 may be formed at a position where the stub is joined to the groove portion 324 and the groove portion 325.
  • FIG. 20 shows a simulation result of the antenna module 100I of this embodiment.
  • the broken line S1 shows the case where the housing 400 is not attached to the antenna module 100I and the groove portions (the groove portion 322, the groove portion 324, and the groove portion 325) are not provided.
  • a solid line S2 indicates a case where the housing 400 is attached to the antenna module 100I and the groove portions (the groove portion 322, the groove portion 324, and the groove portion 325) are not provided.
  • a dashed-dotted line S3 indicates that the housing 400 is attached to the antenna module 100I, the groove 322 is provided in the vicinity of the feeding element 221 and the parasitic element 231, and the stub (stub 402, stub 403, stub 404, and stub 405) is provided.
  • the chain double-dashed line S4 indicates a case where the housing 400 is attached to the antenna module 100I, the groove portion 322 is provided near the feeding element (the feeding element 221 and the parasitic element 231), and the groove portion is provided near the stub. Show.
  • the resonance frequency f1 of the parasitic element 231 when the housing 400 is not attached and the groove portions (the groove portion 322, the groove portion 324, and the groove portion 325) are not provided is about 29 GHz, and
  • the resonance frequency f2 of the element 221 is about 40.5 GHz.
  • the resonance frequency f1a of the parasitic element 231 is about 28 GHz when the housing 400 is mounted and the groove portions (the groove portion 322, the groove portion 324, and the groove portion 325) are not provided.
  • the resonance frequency f2a of is about 39.5 GHz.
  • the parasitic element 231 in the case where the housing 400 is mounted the groove 322 is provided near the feeding element 221 and the parasitic element 231, and the groove is not provided near the stub.
  • the resonance frequency f1b is about 31 GHz
  • the resonance frequency f2b of the feeding element 221 is about 43 GHz.
  • the resonance frequency f1c of the parasitic element 231 is about 31 GHz when the housing 400 is mounted, the groove 322 is provided, and the groove is provided near the stub.
  • the resonance frequency f2c of 221 is about 42.5 GHz.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 is reduced by about 1 GHz
  • the resonance frequency of the feeding element 221 is reduced by about 1 GHz.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 is increased by about 3 GHz and the resonance frequency of the feeding element 221 is increased by about 3.5 GHz by forming the groove 322 with the housing 400 mounted. To increase.
  • the resonance frequency of the parasitic element 231 increases by about 3 GHz, and the parasitic element 231 has a higher resonance frequency.
  • the resonance frequency increases by about 3 GHz.
  • the return loss can be improved in the case where the groove portion 324 and the groove portion 325 are formed than in the case where the groove portion 324 and the groove portion 325 are not formed. ..
  • the resonance frequency is increased by forming the groove 324 or the groove 325 so as to overlap with the stub (stub 402 and 404) when the antenna module 100I is viewed in plan. Not only that, but the impedance of the stubs (stub 402 and stub 404) is adjusted, so that the antenna characteristics can be improved (return loss can be improved).
  • the eleventh embodiment is an embodiment in which a groove is provided in a housing that covers the dielectric substrate.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining the eleventh embodiment.
  • FIG. 21A is a cross-sectional view of the antenna module 100J of the eleventh embodiment taken along a plane passing through the feeding point 251.
  • the RFIC 110 is arranged on the mounting surface 132 of the dielectric substrate 130. Inside the dielectric substrate 130, the feeding element 221, the feeding wiring 161, and the ground conductor 190 are arranged. On the dielectric substrate 130, the ground conductor 190 is arranged to face the power feeding element 221. One end of the feeding wire 161 is connected to the feeding point 251 of the feeding element 221. The other end of the power supply wiring 161 is connected to the RFIC 110.
  • the dielectric substrate 130 also has a facing surface 133 that faces the mounting surface 132.
  • the housing 500 is made of a dielectric material.
  • the parasitic element 231 is arranged in a portion of the housing 500 formed of the dielectric material. That is, the parasitic element 231 is arranged in the housing 500.
  • the housing 500 has a first surface 504 and a second surface 506. Of these, the second surface 506 faces the dielectric substrate 130. In other words, the second surface 506 faces the facing surface 133. In the example of FIG. 21A, the gap 508 is formed by separating the second surface 506 and the facing surface 133.
  • the groove 502 is formed at a position separated from the parasitic element 231.
  • the groove portion 502 is formed from the “second surface 506” to the “between the parasitic element 231 and the first surface 504”.
  • the dielectric constant (effective dielectric constant) between the parasitic element 231 and the ground conductor 190 can be adjusted, and as a result, the parasitic element.
  • the resonance frequency of 231 can be changed.
  • FIG. 21B is a cross-sectional view of the antenna module 100K of the modified example of the eleventh embodiment, taken along a plane passing through the feeding point 251.
  • FIG. 21A an example in which the parasitic element 231 is arranged in the housing 500 and the feeding element 221 is arranged in the dielectric substrate 130 has been described.
  • FIG. 21B an example in which the power feeding element 221 is arranged in the housing 500 and the parasitic element 231 is arranged in the dielectric substrate 130 will be described.
  • the via 522 is arranged inside the housing 500.
  • the power supply wiring 520 is arranged between the housing 500 and the dielectric substrate 130 (in the space 508).
  • the high frequency power from the RFIC 110 is supplied to the power feeding element 221 via the power feeding wiring 161, the power feeding wiring 520, and the via 522.
  • the power supply wiring 520 is schematically illustrated.
  • the power supply wiring 520 is, for example, a member that generates an elastic force such as a spring terminal or a conductive elastomer, and is configured to electrically connect the RFIC 110 and the power supply element 221 when the housing 500 is attached. ..
  • the groove portion 502 is formed in the housing 500 at a position separated from the power feeding element 221.
  • the groove portion 502 is formed from the “second surface 506” to the “between the power feeding element 221 and the first surface 504”.
  • the permittivity (effective permittivity) between the feeding element 221 and the ground conductor 190 can be adjusted, and as a result, the feeding element 221 can be adjusted.
  • the resonance frequency can be changed.
  • FIG. 21C is a cross-sectional view of the antenna module 100L of the modified example of the eleventh embodiment, taken along the plane passing through the feeding point.
  • the antenna module 100L in the example of FIG. 21(C) does not have the parasitic element 231 shown in FIG. 21(B).
  • the permittivity (effective permittivity) between the feeding element 221 and the ground conductor 190 can be adjusted by forming the groove portion 502, and as a result, the feeding element 221.
  • the resonance frequency of can be changed.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining an antenna module of a modified example of the eleventh embodiment.
  • the groove is described as being formed on the second surface 506.
  • the groove is formed on the first surface 504.
  • 22A is a cross-sectional view of a plane passing through the feeding point 251 of the antenna module 100M. 22A is compared with FIG. 21A, the groove 502 is formed on the second surface 506 in FIG. 21A, whereas the groove 502 is formed in FIG. 22A. , The first surface 504.
  • the groove 502 is formed at a position separated from the parasitic element 231.
  • the groove portion 502 is formed from the “first surface 504” to the “between the surface 512 (layer) on which the parasitic element 231 is arranged and the second surface 506”.
  • the dielectric constant (effective dielectric constant) between the parasitic element 231 and the ground conductor 190 can be adjusted by forming the groove 502, and as a result, the feeding element 221.
  • the resonance frequency of can be changed.
  • FIG. 22B is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding point 251 of the antenna module 100N. Comparing FIG. 22(B) with FIG. 22(A), in FIG. 22(A), the parasitic element 231 is arranged inside the housing 500, whereas in FIG. 22(B), The parasitic element 231 is arranged on the surface (for example, the first surface 504) of the housing 500.
  • the groove 502 is formed at a position separated from the power feeding element 221.
  • the groove portion 502 is formed from the “first surface 504” to the “between the feeding element 221 and the second surface 506”.
  • the dielectric constant (effective dielectric constant) between the parasitic element 231 and the ground conductor 190 can be adjusted, and as a result, no parasitic power is supplied.
  • the resonance frequency of the element 231 can be changed.
  • the groove 502 is formed at a position separated from the radiation electrode (the feeding element 221 and the parasitic element 231). Further, the groove portion 502 is formed from "one surface of the first surface 504 and the second surface 506" to at least "between the surface 512 (layer) on which the radiation electrode is arranged and the second surface 506". .. Further, in the example of FIGS. 21 and 22, the number of the groove portions 502 is two, but the number of the groove portions 502 may be one or may be three or more.
  • the dielectric constant (effective dielectric constant) between the radiating element and the ground conductor 190 is irrespective of whether the groove is formed in the dielectric substrate 130 or the groove is formed in the housing 500. Can be adjusted, and as a result, the resonant frequency of the radiating element can be changed.
  • the shape of the power feeding element of the present embodiment has been described as being rectangular when viewed in a plan view.
  • the shape of the power feeding element in plan view is not limited to the rectangular shape, and may be another shape.
  • Other shapes include, for example, an elliptical shape, a circular shape, or a substantially rectangular shape.
  • the groove portion is formed at a position along each side of the feeding element or the parasitic element.
  • the position where the groove is formed may be another position.
  • the number of groove portions is not limited to the number described in the above embodiment and may be another number.
  • the number of groove portions formed corresponding to one power feeding element may be “1” or “3”. That is, the number of groove portions formed for one power feeding element is “at least one”.
  • the shape of the groove portion has been described as being rectangular when planar.
  • the shape of the groove portion in plan view is not limited to the rectangular shape and may be another shape. Other shapes include, for example, an elliptical shape, a circular shape, or a substantially rectangular shape.
  • two groove portions may be provided at positions separated from the power feeding element in the polarization direction of the high frequency signal from the power feeding element. Further, two groove portions may be further provided at positions separated from the power feeding element in the direction orthogonal to the polarization direction of the high frequency signal from the power feeding element.
  • the parasitic element 231 is described as being provided between the feeding element 221 and the mounting surface 132.
  • the feeding element 221 may be provided between the parasitic element 231 and the mounting surface 132.
  • the area of the parasitic element 231 is larger than the area of the feeding element 221 when the antenna module is viewed in plan.
  • the area of the feeding element 221 may be equal to or larger than the area of the parasitic element 231.
  • the transmission line may be another type of transmission line.
  • the transmission line may be a strip line.
  • FIG. 23 is a cross-sectional view taken along a plane passing through the feeding point 251 of the modified example of the antenna module 100F.
  • the parasitic element 231 is configured to be sandwiched between the feeding element 221 and the ground conductor 190, while in FIG. It is configured to be sandwiched between the power feeding element 231 and the ground conductor 190.
  • the resonance frequencies of the feeding element 221 and the parasitic element 231 can be changed.
  • a configuration in which the groove 302 is replaced with the groove 312 may be adopted.
  • a configuration in which the groove 302 is replaced by the groove 322 see FIG. 17B
  • the RFIC 110 is described as being mounted on the mounting surface 132 that faces the disposition surface 131 on which the power feeding element 140 is disposed. However, the RFIC 110 may be mounted on the arrangement surface 131 on which the power feeding element 140 is arranged.
  • the dielectric substrate 130 has been described as having a laminated structure. However, the dielectric substrate 130 may have one stack if necessary.
  • the arrangement surface 131 (the surface on which the power feeding element 221 is arranged) described above includes at least one of the “surface of the dielectric substrate 130” and the “surface of the layer inside the dielectric substrate”. Good.
  • FIG. 24 is a cross-sectional view of the antenna module 100P of the modified example taken along a plane passing through the feeding point 191.
  • the dielectric substrate 130A on which the power feeding element 140 is arranged and the dielectric substrate 130B on which the ground conductor 190 is arranged are individually formed.
  • the dielectric substrate 130A on which the power feeding element 140 is arranged and the dielectric substrate 130B on which the ground conductor 190 is arranged are individually formed.
  • the power supply wiring 161A arranged on the dielectric substrate 130A and the power supply wiring 161B arranged on the dielectric substrate 130B are connected by the solder bumps 540.
  • a high frequency signal from the RFIC 110 is supplied to the power feeding element 140 via the power feeding wiring 161B, the solder bump 540, and the power feeding wiring 161A.
  • the dielectric substrate 130B and the RFIC 110 are mounted on a mounting substrate (not shown), for example.
  • the antenna module 100P includes a power supply element 140 and a dielectric substrate (dielectric substrate 130A in the example of FIG. 24) in which at least one groove 150 is formed without including the ground conductor 190. It may be configured to include.
  • FIG. 25 is a cross-sectional view of the antenna module 100Q of the modified example, taken along the plane passing through the feeding point 191.
  • the groove portion 550 formed in the antenna module 100Q has a cutout shape.
  • the second groove portion 152 and the third groove portion 153 which are groove portions at both ends in the X-axis direction have cutout shapes.
  • the first groove 151 which is the center groove in the X-axis direction, has a recessed shape surrounded by four sidewalls.
  • FIG. 26 is a cross-sectional view of a plane passing through the feeding point 191 of the modified antenna module 100R.
  • the antenna module 100R includes a wiring 560 in addition to the power feeding wiring 161.
  • the wiring 560 is arranged between the feeding point 191 and the end of the dielectric substrate 130 in the polarization direction of the high frequency signal radiated from the feeding element 140.
  • One end of the wiring 560 is connected to the power feeding element 140, and the other end of the wiring 560 is connected to the ground conductor 190.
  • the antenna module 100R can form an inverted F antenna having the power feeding element 140 smaller than the power feeding element 140 illustrated in FIG. 2 or the like by including the wiring 560.
  • FIG. 27 is a diagram when the dielectric substrate 130 of the antenna module 100S of the modified example is viewed in plan from the Z-axis direction. In the example of FIG.
  • the feeding element is arranged so that the direction of the side 570 of the dielectric substrate 130 (the end portion of the dielectric substrate 130) and the polarization direction of the high frequency signal radiated from the feeding element 140 form a predetermined angle.
  • the groove portion 150 is formed while the 140 is arranged.
  • the predetermined angle is an angle other than 90 degrees and 180 degrees.
  • FIG. 28 is a cross-sectional view of the antenna module 100T of the modified example, taken along the plane passing through the feeding point 191.
  • the resin 580 as another substance is filled in the groove 150.
  • the dielectric constant of the resin 580 is lower than that of the dielectric substrate 130.
  • the strength of the portion where the groove 150 is formed can be increased.
  • FIG. 29 is a cross-sectional view of a plane that passes through the feeding point 191 of the modified antenna module 100U.
  • the antenna module 100U has a flexible substrate 160.
  • the flexible substrate 160 is bent at a predetermined angle (for example, about 90°).
  • a dielectric substrate 130A (see FIG. 24) and a dielectric substrate 730 are arranged on both ends of the flexible substrate 160, respectively.
  • the antenna element 721 is arranged on the dielectric substrate 730.
  • the normal line direction of the antenna element 121 arranged on the dielectric substrate 130A and the normal line direction of the antenna element 721 arranged on the dielectric substrate 730 are orthogonal to each other.
  • the angle formed by the normal line direction of the antenna element 121 and the normal line direction of the antenna element 721 is not limited to 90° and may be an angle such as 70° or 80°.
  • a plurality of terminal electrodes are formed on the mounting surface 692 of the flexible substrate 160.
  • the mounting surface 692 is a surface opposite to the arrangement surface 131 on which the groove 150 is formed.
  • the terminal electrodes 690A, 690B, 690C and 690D are formed on the mounting surface 692.
  • the RFIC 110 is connected to the antenna element 721 via the terminal electrode 690A and the power supply wiring 761.
  • the high frequency signal from the RFIC 110 is supplied to the antenna element 721 via the terminal electrode 690A and the power supply wiring 761.
  • the RFIC 110 is connected to the antenna element 121 via the terminal electrode 690B and the power supply wiring 161.
  • the high frequency signal from the RFIC 110 is supplied to the antenna element 121 via the terminal electrode 690B and the power supply wiring 161.
  • the terminal electrode is arranged on the surface opposite to the arrangement surface 131 where the groove 150 is formed so as to face the groove 150.
  • the terminal electrodes 690A and 690D are arranged so as to face the groove 150.
  • FIG. 30 is a cross-sectional view of the antenna module 100V of the modified example taken along a plane passing through the feeding point 191.
  • a terminal electrode 690D is provided at a position facing the groove 150.
  • the connector 750A is arranged on the terminal electrode 690D.
  • the connector 750B is arranged on the mounting substrate 20.
  • the connector 750A and the connector 750B are detachable from each other. Therefore, the antenna module 100V can be attached to and detached from the mounting substrate 20.
  • the RFC 110 may be provided on the mounting board 20 as indicated by the broken line.
  • the RFIC 110 may be arranged so as to face the antenna element 721 on a surface opposite to the surface on which the antenna element 721 is arranged, as indicated by a broken line.
  • the distance between the connector 750A and the uppermost layer of the antenna module 100V at the groove 150 (that is, the bottom surface 150M of the groove 150) is shortened. Therefore, a force is applied to the bottom surface 150M of the groove 150 by a mounting jig (not shown) or the like in a state where the connector 750A and the connector 750B are not fitted together, so that the connector 750A fits into the connector 750B with a small force. Can be combined.
  • the dielectric substrate 130 is described as a plate-shaped member.
  • the dielectric substrate 130 does not have to be plate-shaped, but may be a dielectric member having another shape.
  • 10 communication device 100 antenna module, 111A, 111D, 113A, 113D, 117 switch, 112AR, 112DR low noise amplifier, 112AT, 112DT power amplifier, 114A, 114D attenuator, 115A, 115D phase shifter, 140 power feeding element, 141st 1 feeding element, 142 2nd feeding element, 143 3rd feeding element, 144 4th feeding element, 150 groove portion, 151 1st groove portion, 152 2nd groove portion, 153 3rd groove portion, 154 4th groove portion, 155 5th groove portion, 156 sixth groove part, 160 flexible board 161, 162 feeding wire, 190 ground conductor, 221 parasitic element 231, parasitic element, 400 housing.

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合であっても、高周波信号のロスを低減することである。　アンテナモジュール（１００）であって、積層構造を有する誘電体基板（１３０）と、誘電体基板に配置される給電素子（１４１）と、給電素子に高周波電力を供給する給電回路が実装可能な実装面（１３２）と、給電素子との間に設けられている接地導体（１９０）とを備え、アンテナモジュールを平面視したときに給電素子から離間した位置に、給電素子が配置されている層から接地導体に向かって少なくとも１つの溝部（１５０）が形成されている。

Description

アンテナモジュールおよび通信装置
　本実施形態は、アンテナモジュールおよび通信装置に関する。
　従来、高周波信号を放射する給電素子と、該給電素子に高周波電力を供給する給電回路と、該給電回路からの高周波電力を伝送するための給電線とを有するアンテナモジュールが提案されている。（たとえば、特許文献１）。
国際公開第２０１６／０６３７５９号
　一般的に、アンテナモジュールに対して筐体が装着されることにより通信装置が構成される。アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合に、該筐体による寄生容量の影響で給電素子の共振周波数が変化してしまう場合がある。共振周波数が変化すると、給電素子から放射される高周波信号のロスが増大するという問題があった。
　本実施形態は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合であっても、高周波信号のロスを低減することである。
　本開示のある局面に従うアンテナモジュールは、誘電体基板と、放射電極とを備える。放射電極は、誘電体基板に配置される。誘電体基板には、放射電極から離間した位置に、放射電極が配置されている面から放射電極と対向して配置される接地電極に向かって少なくとも１つの溝部が形成されている。
　本実施形態によるアンテナモジュールにおいては、アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合であっても、高周波信号のロスを低減する。
本実施形態に係るアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 本実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 本実施形態のアンテナモジュールの一部を拡大した図である。 本実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第２実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第２実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第３実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第４実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第４実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第５実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第５実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第６実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第７実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第７実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第８実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第８実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第９実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第９実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第１０実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第１０実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果を示した図である。 第１１実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 第１１実施形態のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。 変形例のアンテナモジュールの一部を示した図である。
　以下、本実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［第１実施形態］
　（通信装置の基本構成）
　図１は、本実施形態に係るアンテナモジュール１００が適用される通信装置１０のブロック図である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。
　図１を参照して、通信装置１０は、アンテナモジュール１００と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ２００とを備える。
　アンテナモジュール１００は、高周波回路の一例であるＲＦＩＣ（Radio　Frequency　Integrated　Circuit）１１０と、アンテナアレイ１３５とを備える。通信装置１０は、ＢＢＩＣ２００からアンテナモジュール１００へ伝達された信号を高周波信号にアップコンバートしてアンテナアレイ１３５から放射するとともに、アンテナアレイ１３５で受信した高周波信号をダウンコンバートしてＢＢＩＣ２００にて信号処理する。
　アンテナアレイ１３５は、複数のアンテナ素子から構成される。１つのアンテナ素子は、１つの給電素子１４０を有している。給電素子１４０は、本開示の「放射電極」に対応する。なお、放射電極は、「給電素子および後述の無給電素子」を含む概念としてもよい。なお、図１では、説明を容易にするために、アンテナアレイ１３５を構成する複数の給電素子１４０のうち、４つの給電素子（放射素子）１４０に対応する構成のみ示され、同様の構成を有する他の給電素子１４０に対応する構成については省略されている。
　ＲＦＩＣ１１０は、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ、１１３Ａ～１１３Ｄ、１１７と、パワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴと、ローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲと、減衰器１１４Ａ～１１４Ｄと、移相器１１５Ａ～１１５Ｄと、信号合成／分波器１１６と、ミキサ１１８と、増幅回路１１９とを備える。
　高周波信号を送信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ、１１３Ａ～１１３Ｄがパワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ、１１３Ａ～１１３Ｄがローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の受信側アンプに接続される。
　ＢＢＩＣ２００から伝達された信号は、増幅回路１１９で増幅され、ミキサ１１８でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号である送信信号は、信号合成／分波器１１６で４分波され、４つの信号経路を通過して、それぞれ異なる給電素子１４０に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器１１５Ａ～１１５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、アンテナアレイ１３５の指向性を調整することができる。
　また、各給電素子１４０で受信された高周波信号である受信信号は、それぞれ、異なる４つの信号経路を経由し、信号合成／分波器１１６で合波される。合波された受信信号は、ミキサ１１８でダウンコンバートされ、増幅回路１１９で増幅されてＢＢＩＣ２００へ伝達される。
　ＲＦＩＣ１１０は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。あるいは、ＲＦＩＣ１１０における各給電素子１４０に対応する機器（スイッチ、パワーアンプ、ローノイズアンプ、減衰器、移相器）については、対応する給電素子１４０毎に１チップの集積回路部品として形成されてもよい。
　（アンテナモジュールの構成）
　図２は、第１実施形態に従うアンテナモジュール１００を示した図である。図２で示された箇所は、図１においてＲＦＩＣ１１０から１つの給電素子１４０に接続されている給電配線を含む部分に相当する。
　アンテナモジュール１００は、給電素子１４０と、給電配線１６１と、誘電体基板１３０と、給電素子１４０と対向する接地導体１９０（ＧＮＤ）とを備える。誘電体基板１３０は、本開示の「誘電体部材」に対応する。接地導体１９０は、本開示の「接地電極」に対応する。
　誘電体基板１３０は、積層構造を有する。典型的には、誘電体基板１３０は、樹脂が多層構造に形成された基板である。誘電体基板１３０は、たとえば低温同時焼成セラミックス（Low　Temperature　Co-fired　Ceramics：ＬＴＣＣ）で形成される。また、誘電体基板１３０は、たとえば、エポキシ、ポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、ＬＴＣＣ以外のセラミックス多層基板としてもよい。
　本実施形態の図面において、誘電体基板１３０の積層構造における積層方向の軸をＺ軸とする。また、Ｚ軸に直交する軸をＸ軸およびＹ軸とする。
　図２（Ａ）は、誘電体基板１３０をＺ軸方向から平面視したときの図である。また、図２（Ｂ）は、給電点１９１を通る面での断面図である。
　給電素子１４０は、配置面１３１に配置される。本実施形態では、給電素子１４０をＺ軸方向から平面視したときの形状は、矩形状である。誘電体基板１３０の両面のうち、Ｚ軸方向において、配置面１３１と反対側の面である実装面１３２にＲＦＩＣ１１０がはんだバンプ（特に図示せず）などの接続用電極を介して実装される。
　給電配線１６１の一端は、給電素子１４０の給電点１９１に接続されている。給電配線１６１の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。給電配線１６１は、接地導体１９０を貫通する。給電配線１６１は、ＲＦＩＣ１１０から給電素子１４０に対して高周波信号を伝送する。また、給電配線１６１は、給電素子が受信した高周波信号をＲＦＩＣ１１０に対して伝送する。給電素子１４０、給電配線１６１等を構成する導体は、アルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）、金（Ａｕ）、銀（Ａｇ）、および、これらの合金を主成分とする金属で形成されている。
　図２の例では、接地導体１９０は、配置面１３１を有する層とは異なる層に形成される。接地導体１９０は、実装面１３２と、給電素子１４０（配置面１３１）との間に設けられる。
　また、本実施形態では、図２（Ａ）に示すように、アンテナモジュール１００をＺ軸方向から平面視したときに、給電素子１４０の近傍であって該給電素子１４０から離間した位置に溝部１５０が形成される。この溝部１５０は、配置面１３１に設けられる。この溝部１５０は、給電素子１４０から離間した位置から接地導体１９０に向かって設けられている。また、アンテナモジュール１００をＺ軸方向から平面視したときに、この溝部１５０は、Ｚ軸方向から平面視したときに矩形状となるように形成される。
　図２（Ａ）に示すように、給電点１９１は、中心からＸ軸方向の負の方向において偏った位置に形成されている。これにより、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向は、Ｘ軸方向となる。Ｘ軸方向である偏波方向は、本開示の「第１偏波方向」に対応する。
　図２（Ａ）の例では、２つの溝部１５０が形成されている。図２（Ａ）の例では、２つの溝部１５０の各々は、第１偏波方向（Ｘ軸方向）に直交する方向（Ｙ軸方向）に延伸する給電素子１４０の各辺１４０ａ、１４０ｂに沿って（対向して）形成されている。さらに、２つの溝部１５０は、給電素子１４０を中心として対称となるように配置されている。
　図３は、図２（Ｂ）における給電素子１４０および溝部１５０を拡大した図である。図３に示すように、溝部１５０と給電素子１４０との距離を「距離Ｌ」とする。また、溝部１５０のＺ軸方向の深さを「深さＨ」とし、溝部１５０のＸ軸方向の幅を「幅Ｗ」とする。また、給電素子１４０から放射される高周波信号の波長をλとすると、距離Ｌは、１０μｍ以上であり、λ／２以下の範囲内の値となるように設計されている。
　図４は、本実施形態のアンテナモジュールの溝部１５０の深さを変化させたときのアンテナ特性のシミュレーション結果である。図４（Ａ）は、アンテナ素子のリターンロスの推移を示した図である。図４（Ａ）の縦軸は、リターンロスを示し、横軸は周波数を示す。以下では、図４（Ａ）におけるリターンロスが最小となる周波数を「共振周波数ｆ０」という。
　図４（Ａ）においては、破線Ｓ１は、溝部１５０を設けない場合を示し、共振周波数は２７．９ＧＨｚとなる。実線Ｓ２は、幅が１ｍｍであり深さＨが０．２ｍｍである溝部１５０を設けた場合を示し、共振周波数は２９．４ＧＨｚとなる。一点鎖線Ｓ３は、幅が１ｍｍであり深さＨが０．４ｍｍである溝部１５０を設けた場合を示し、共振周波数は３０．２ＧＨｚとなる。二点鎖線Ｓ４は、幅が１ｍｍであり深さＨが０．６ｍｍである溝部１５０を設けた場合を示し、共振周波数は３０．７ＧＨｚとなる。
　図４（Ｂ）は、共振周波数ｆ０と、溝部１５０の深さＨとの関係を表で示した図である。図４（Ｂ）において、幅Ｗ＝０および深さＨ＝０となる部分は、溝部が設けられていない場合を示す。
　また、図４（Ｂ）に示す周波数帯域ＢＷは、リターンロスが所定値（たとえば、６ｄＢ）未満となる周波数の帯域をいう。図４（Ｂ）に示すように、設けられた溝部１５０の深さＨによる周波数帯域ＢＷへの影響は少ない。
　なお、図４で記載されている各用語の説明は、後述の図６、図９、および図１１でも同様のため、図６、図９、および図１１においては各用語の説明を繰り返さない。
　図４（Ａ）および図４（Ｂ）に示すように、設けられた溝部１５０の深さＨが深いほど、共振周波数は大きくなる。つまり、設けられた溝部１５０の深さＨを変化させることでｆ０を調整することができる。
　たとえば、アンテナモジュールの設計者は、アンテナモジュールに対して装着させる筐体の種別を特定し、さらに、該筐体の種別に対応する共振周波数のズレ量を特定する。そして、該ズレ量を解消するようなシフト量に対応する深さＨの溝部１５０を配置面１３１に設ける。つまり、溝部１５０の深さは、筐体の種別に応じた深さである。
　従来のアンテナモジュールに対して筐体が装着されることにより通信装置が構成される。アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合に、該筐体による寄生容量の影響で給電素子の共振周波数が変化してしまう場合がある。共振周波数が変化すると、給電素子から放射される高周波信号のロスが増大するという問題があった。
　一般的に、アンテナモジュールに対して装着させる筐体の種別に対応する共振周波数のズレ量は定まっている。そこで、本実施形態においては、設計者は、アンテナモジュールに対して装着させる筐体の種別を特定し、さらに、該筐体に対応する共振周波数のズレ量を特定する。そして、該ズレ量を解消するようなシフト量に対応する深さＨの溝部１５０を配置面１３１に設ける。図４などでも説明したように、該溝部１５０を形成することにより、給電素子１４０と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として給電素子の共振周波数を変更できる。これとともに、アンテナモジュールに対して装着させる筐体による共振周波数のズレ量を解消できる。したがって、本実施形態のアンテナモジュールでは、該アンテナモジュールに対して筐体が装着される場合であっても、給電素子から放射される高周波信号のロスを低減することができる。
　なお、アンテナモジュールに対して装着させる筐体による共振周波数のズレ量を解消させるために、該ズレ量を解消するようなシフト量に対応する距離Ｌおよび幅Ｗの少なくとも一方で溝部を形成するようにしてもよい。
　次に、溝部１５０の深さＨが深いほど、共振周波数が大きくなる理由を説明する。給電素子１４０と接地導体１９０との間には電気力線が分布する。このような電気力線が分布することから、図２（Ｂ）に示した部分について、以下の式（１）および式（２）が成り立つ。その結果、式（３）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、上記の式において、「Ｌ」はリアクタンスであり、「Ｃ」はキャパシタンスであり、「εｒ」は、給電素子１４０と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）であり、「Ｓ」はＺ軸方向から給電素子１４０を平面視したときの給電素子１４０の面積であり、「ｄ」は給電素子１４０と接地導体１９０との距離である。
　式（３）からも明らかなように、給電素子１４０の共振周波数ｆ０は、給電素子１４０と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率εｒ）の平方根の値と反比例する。つまり、実効誘電率εｒが減少すると、共振周波数ｆ０は増加する。
　本実施形態では、誘電体基板１３０に溝部１５０が設けられる。該溝部１５０により形成された空隙箇所の誘電率ε１は、誘電体基板１３０の誘電率ε２よりも低くなる。したがって、溝部１５０を設けることにより、実効誘電率εｒは小さくなることから、給電素子１４０の共振周波数ｆ０を大きくすることができる。特に、溝部１５０は、給電素子１４０と接地導体１９０との間における電気力線の密度が高い箇所に設けられる。このため、本実施形態では、電気力線の密度が低い箇所に溝部を設けた場合に比べて、共振周波数ｆ０のシフト量は多くなる。
　また、溝部１５０の深さＨを深くするほど、空隙部分が多くなるため該溝部１５０の箇所の実効誘電率は低下する。したがって、溝部１５０の深さＨを深くするほど、共振周波数ｆ０のシフト量は多くなる。
　また、前述のように、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向は、Ｘ軸方向となる。したがって、給電素子１４０と接地導体１９０との間の電気力線の密度において、給電素子１４０のＸ軸方向の端部（辺１４０ａ、辺１４０ｂ）から放出される電気力線の密度の方が、Ｙ軸方向の端部（辺１４０ｃ、辺１４０ｄ）から放出される電気力線の密度よりも高い。本実施形態では、電気力線の密度が高い方向であるＸ軸方向（給電素子１４０の偏波方向）の端部（辺１４０ａ、１４０ｂ）において、給電素子１４０に対して２つの溝部１５０が形成されている。換言すれば、２つの溝部１５０は、給電素子１４０の４つの辺のうち、偏波方向に直交する方向（Ｙ軸方向）に延伸する各辺１４０ａ、１４０ｂに沿って形成されている。したがって、「偏波方向（Ｘ軸方向）に延伸する各辺１４０ｃ、１４０ｄに沿って２つの溝部が形成されているアンテナモジュール」と比較して、共振周波数ｆ０への影響を大きくすることができる。よって、「偏波方向（Ｘ軸方向）に延伸する各辺１４０ｃ、１４０ｄに沿って２つの溝部が形成されているアンテナモジュール」と比較して、本実施形態のアンテナモジュールでは共振周波数を大きくシフトさせることができる。
　また、仮に、２つの溝部１５０が、給電素子１４０を中心として対称となる配置はない場合には、該２つの溝部１５０のそれぞれにおける実効誘電率が異なってしまい、アンテナモジュールの対称性が損なわれてしまう。
　そこで、本実施形態のアンテナモジュールでは、２つの溝部１５０は、給電素子１４０を中心として対称となる配置であることが好ましい。換言すれば、２つの溝部１５０それぞれにおいて、給電素子１４０からの距離Ｌは同一であり、２つの溝部１５０それぞれの深さＨも同一であり、２つの溝部１５０それぞれを平面視したときの形状も同一となることが好ましい。このように、２つの溝部１５０は、給電素子１４０を中心として対称となる形状である。２つの溝部１５０が、給電素子１４０を中心として対称となる形状となる構成を採用することにより、アンテナモジュールの対称性を担保できる。
　ところで、共振周波数ｆ０を変化させるために、給電素子１４０を削る構成が考えられる。しかしながら、給電素子１４０を削ると、共振周波数ｆ０のシフト量が多大になってしまい、共振周波数ｆ０の調整が困難となってしまう。給電素子１４０を削ると共振周波数ｆ０のシフト量が多大になる理由は、電流が流れる給電素子１４０のパラメータを直接変化させるためである。
　そこで、本実施形態では、給電素子１４０を削らずに、アンテナモジュール１００を平面視したときに給電素子１４０から離間した位置に、溝部１５０が設けられる。したがって、共振周波数ｆ０のシフト量が多大になることを防止でき、共振周波数ｆ０の微調整を適切に行うことができる。
　次に、距離Ｌを、１０μｍ以上とする理由を説明する。仮に、距離Ｌが過度に小さい場合、たとえば、距離Ｌが１０μｍ未満である場合には、アンテナモジュール１００の製造工程の精度を鑑みると、アンテナモジュール１００の製造工程において給電素子１４０が削られる可能性が高くなる。本実施形態のように、距離Ｌを、１０μｍ以上とすることにより、給電素子１４０が削られることを極力、防止できる。
　また、一般的に、接地導体との間で生じる給電素子の電気力線の強度は、該給電素子からの距離が大きいほど小さくなる。仮に、給電素子１４０から過度に離れた位置に溝部１５０を設ける、つまり、距離Ｌ（図３参照）を過度に大きくすると、該溝部１５０は、電気力線の密度が低い位置に設けられることになる。したがって、この位置に溝部１５０が設けられたとしても共振周波数ｆ０のシフト量は小さくなる、もしくは共振周波数ｆ０は変化しなくなる。そこで、本実施形態では、距離Ｌは、１０μｍ以上であり、λ／２以下の範囲内の値となるように設計されている。したがって、電気力線の密度が高い箇所に該溝部１５０を設けることができるようになり、適切に、共振周波数ｆ０をシフトさせることができる。
　なお、第１実施形態においては、たとえば、アンテナモジュールのアンテナ特性を喪失しない程度に、複数の給電素子１４０において、少なくとも１つの給電素子１４０について溝部１５０を設ける構成であればよい。
　［第２実施形態］
　第２実施形態のアンテナモジュール１００Ａでは、複数の給電素子がアレイ状に配置されている。本実施形態では、２個の給電素子が１×２となるように配置されている。さらに、本実施形態では、該２個の給電素子の間に溝部が設けられる。
　図５（Ａ）は、第２実施形態のアンテナモジュール１００Ａにおける誘電体基板１３０をＺ軸方向から平面視したときの図である。また、図５（Ｂ）は、第１給電素子１４１および第２給電素子１４２の給電点を通る面での断面図である。
　図５（Ｂ）に示すように、給電配線１６１の一端は、第１給電素子１４１の給電点１９１に接続されている。給電配線１６１の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。給電配線１６２の一端は、第２給電素子１４２の給電点１９２に接続されている。給電配線１６２の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。また、給電配線１６１および給電配線１６２は、接地導体１９０を貫通する。給電配線１６１および給電配線１６２は、ＲＦＩＣ１１０から、第１給電素子１４１および第２給電素子１４２に対して高周波信号を伝送する。
　第２実施形態では、図５に示すように、第１給電素子１４１と第２給電素子１４２の間に第１溝部１５１が設けられている。
　アンテナモジュール１００Ａは、アンテナモジュール１００ＡをＺ軸方向から平面視したときに、第１給電素子１４１に対して第１溝部１５１とは反対側に形成されている第２溝部１５２をさらに有する。
　アンテナモジュール１００Ａは、アンテナモジュール１００ＡをＺ軸方向から平面視したときに、第２給電素子１４２に対して第１溝部１５１とは反対側に形成されている第３溝部１５３をさらに有する。
　また、第１溝部１５１と第２溝部１５２とは、第１給電素子１４１からの距離は同一であることが好ましい。第２溝部１５２と第３溝部１５３とは、第２給電素子１４２からの距離は同一であることが好ましい。第１溝部１５１、第２溝部１５２、および第３溝部１５３それぞれの深さＨは同一であることが好ましい。第１溝部１５１、第２溝部１５２、および第３溝部１５３それぞれを平面視したときの形状は同一であることが好ましい。このように、第１溝部１５１、第２溝部１５２、および第３溝部１５３がこれらの条件を満たすことにより、アンテナモジュールの対称性を担保できる。
　図６は、本実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果である。図６は、本実施形態の第１給電素子１４１を有するアンテナ素子のリターンロスの推移を示した図である。なお、図６の結果は、第２給電素子１４２を有するアンテナ素子のリターンロスの推移と同一の結果である。
　図６の結果からも明らかなように、第２実施形態のような溝部を設ける構成であっても、溝部１５０の深さＨに応じて、共振周波数ｆ０を大きくすることができる。また、第２実施形態のような溝部を設ける構成により、図４の結果と比較して、リターンロスを向上させることができる。
　［第３実施形態］
　第３実施形態は、第１給電素子１４１と第２給電素子１４２の間に第１溝部１５１が設けられている一方、第２実施形態で説明した第２溝部１５２および第３溝部１５３が省略された実施形態である。図７は、第３実施形態のアンテナモジュール１００ＢをＺ軸方向から平面視した場合の図である。
　このような第３実施形態では、第２実施形態と比較して共振周波数ｆ０のシフト量はやや少なくなるものの第２溝部１５２および第３溝部１５３を形成するコストを削減できる。
　また、第３実施形態のシミュレーション結果を特に示さないが、第２実施形態と比較して共振周波数ｆ０のシフト量を小さくできる。これは、第２実施形態の第２溝部１５２および第３溝部１５３が形成されていないことから、第１給電素子１４１および第２給電素子１４２と、接地導体１９０との間の電気力線の分布箇所での実効誘電率の減少量が第２実施形態よりも少ないことに基づく。
　このように、アンテナモジュールの設計者は、アンテナモジュールに対して装着させる筐体に基づく共振周波数の調整量、および溝部を形成するコストに応じて、第２実施形態の構成および第３実施形態の構成のいずれを採用するかを決定すればよい。
　［第４実施形態］
　第４実施形態のアンテナモジュールでは、複数の給電素子がアレイ状に配置されている。本実施形態では、４個の給電素子が２×２となるように配置されている。さらに、本実施形態では、４個の給電素子のうちの２個の給電素子の間に溝部が設けられるとともに、該４個の給電素子のうちの他の２個の給電素子の間に溝部が設けられる。
　図８は、第４実施形態のアンテナモジュール１００Ｃの給電素子および給電素子周辺をＺ軸方向から平面視した場合の図である。第４実施形態のアンテナモジュール１００Ｃは、隣接する第１給電素子と第２給電素子との近傍に設けられた溝部の他に、隣接する第３給電素子と第４給電素子との近傍に設けられた溝部が設けられている実施形態である。
　図８に示すように、第４実施形態においては、第１給電素子１４１、第２給電素子１４２、第３給電素子１４３、および第４給電素子１４４が、２×２のアレイ状に配列されている。
　この配列についてさらに詳細に説明すると、図８に示すように、第３給電素子１４３は、第１給電素子１４１から第２給電素子１４２への方向（Ｘ軸方向）とは直交する方向（Ｙ軸方向）において、第１給電素子１４１と隣接するように配置されている。また、第４給電素子１４４は、第２給電素子１４２から第１給電素子１４１への方向（Ｘ軸方向）とは直交する方向（Ｙ軸方向）において、第２給電素子１４２に隣接するように配置されている。
　また、特に図示しないが、ＲＦＩＣ１１０からは４本の給電配線が延設している。該４つの給電配線の各々は、第１給電素子１４１の給電点１９１、第２給電素子１４２の給電点１９２、第３給電素子１４３の給電点１９３、および第４給電素子１４４の給電点１９４と接続されている。
　第４実施形態では、図８に示すように、第３給電素子１４３と第４給電素子１４４の間に第４溝部１５４が設けられている。
　アンテナモジュール１００Ｃは、アンテナモジュール１００ＣをＺ軸方向から平面視したときに、第３給電素子１４３に対して第４溝部１５４とは反対側に形成されている第５溝部１５５をさらに有する。
　アンテナモジュール１００Ｃは、アンテナモジュール１００ＣをＺ軸方向から平面視したときに、第４給電素子１４４に対して第４溝部１５４とは反対側に形成されている第６溝部１５６をさらに有する。
　また、第４溝部１５４と第５溝部１５５とは、第３給電素子１４３からの距離は同一であることが好ましい。第４溝部１５４と第６溝部１５６とは、第４給電素子１４４からの距離は同一であることが好ましい。また、第１溝部１５１、第２溝部１５２、第３溝部１５３、第４溝部１５４、第５溝部１５５、および第６溝部１５６それぞれの深さＨは同一であることが好ましい。第１溝部１５１、第２溝部１５２、第３溝部１５３、第４溝部１５４、第５溝部１５５、第６溝部１５６それぞれを平面視したときの形状は同一であることが好ましい。第１溝部１５１、第２溝部１５２、第３溝部１５３、第４溝部１５４、第５溝部１５５、および第６溝部１５６それぞれがこれらの条件を満たすことにより、アンテナモジュールの対称性を担保できる。
　図９は、本実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果である。図９は、第１給電素子１４１を有するアンテナ素子のリターンロスの推移を示した図である。なお、図９の結果は、第２給電素子１４２を有するアンテナ素子、第３給電素子１４３を有するアンテナ素子、第４給電素子１４４を有するアンテナ素子それぞれのリターンロスの推移と同一の結果である。
　図９の結果からも明らかなように、第４実施形態のような溝部を設ける構成であっても、各溝部の深さＨに応じて、共振周波数ｆ０を大きくすることができる。
　なお、第４実施形態の変形例として、特に図示しないが、第４溝部１５４を設ける一方、第５溝部１５５および第６溝部１５６を省略するようにしてもよい。このような第４実施形態の変形例であれば、第４実施形態よりも共振周波数ｆ０のシフト量は小さくできる。これは、第４実施形態の第５溝部１５５および第６溝部１５６が形成されていないことから、第３給電素子１４３および第４給電素子１４４と、接地導体１９０との間の電気力線の分布箇所での実効誘電率の減少量が第４実施形態よりも少ないことに基づく。
　このように、アンテナモジュールの設計者は、アンテナモジュールに対して装着させる筐体に基づく共振周波数の調整量、および溝部を形成するコストに応じて、第４実施形態の構成および第４実施形態の変形例の構成のいずれを採用するかを決定すればよい。
　［第５実施形態］
　第５実施形態は、矩形状の給電素子１４０の４辺に沿って溝部が設けられる実施形態である。図１０は、第５実施形態のアンテナモジュール１００ＤをＺ軸方向から平面視した場合の図である。
　図１０の例では、給電素子１４０の４辺のそれぞれに沿って溝部１５０が形成されている。換言すると、給電素子１４０の高周波信号の偏波方向（Ｘ軸方向）に直交する方向（Ｙ軸方向）に延伸する各辺１４０ａ、１４０ｂに対向して、溝部１５０ａ、溝部１５０ｂが設けられるとともに、給電素子１４０の高周波信号の偏波方向（Ｘ軸方向）に延伸する各辺１４０ｃ、１４０ｄに対向して、溝部１５０ｃ、溝部１５０ｄが設けられる。以下では、溝部１５０ａ、溝部１５０ｂ、溝部１５０ｃ、および溝部１５０ｄを総称して、「４つの溝部１５０」ともいう。
　４つの溝部１５０のそれぞれは、給電素子１４０からの距離Ｌが同一であることが好ましい。また、４つの溝部１５０のそれぞれの深さＨは同一であることが好ましい。また、４つの溝部１５０のそれぞれを平面視したときの形状も同一であることが好ましい。つまり、偏波方向の各辺に沿って形成されている溝部１５０は、該給電素子を中心として対称となる形状であることが好ましい。４つの溝部１５０が、このような構成を採用することにより、アンテナモジュールの対称性を担保できる。
　図１１は、本実施形態のアンテナモジュールのシミュレーション結果である。図１１は、本実施形態のアンテナ素子のリターンロスの推移を示した図である。
　第１実施形態では、図４に示すように、溝部１５０の深さが０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、および０．６ｍｍであるときに、共振周波数ｆ０は、２９．４ＧＨｚ、３０．２ＧＨｚ、３０．７ＧＨｚとなる。一方で、本実施形態では、図１１に示すように、溝部１５０の深さが０．２ｍｍ、０．４ｍｍ、および０．６ｍｍであるときに、共振周波数ｆ０は、３０．１ＧＨｚ、３１．２ＧＨｚ、３１．９ＧＨｚとなる。
　このように、本実施形態のアンテナモジュールにおいては、第１実施形態のシミュレーション結果と比較して、共振周波数ｆ０のシフト量を多くすることができる。
　次に、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｄが、第１実施形態のアンテナモジュールよりも共振周波数ｆ０のシフト量を多くすることができる理由を説明する。本実施形態のアンテナモジュール１００Ｄにおいては、溝部１５０ｃ、溝部１５０ｄが設けられている一方、第１実施形態のアンテナモジュール１００においては、溝部１５０ｃ、溝部１５０ｄは設けられていない。
　一方で、辺１４０ｃおよび辺１４０ｄからも電気力線は放出される。本実施形態のアンテナモジュール１００Ｄのように、溝部１５０ｃ、溝部１５０ｄを設けることにより、給電素子１４０と接地導体との間の実効誘電率を、第１実施形態のアンテナモジュール１００よりも下げることができる。したがって、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｄでは、第１実施形態のアンテナモジュール１００よりも共振周波数ｆ０のシフト量を多くすることができる。
　なお、図１０の例では、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向はＸ軸方向であることから、給電素子１４０と接地導体との間における電気力線の密度は、Ｘ軸方向の方がＹ軸方向よりも高い。また、溝部１５０ａおよび溝部１５０ｂは、Ｘ軸方向に延伸する給電素子１４０の各辺１４０ａ、１４０ｂに対向して形成されている。一方、溝部１５０ｃおよび溝部１５０ｄは、Ｙ軸方向に延伸する給電素子１４０の各辺１４０ｃ、１４０ｄに対向して形成されている。つまり、溝部１５０ｃおよび溝部１５０ｄは、溝部１５０ａおよび溝部１５０ｂよりも、電気力線の密度が低い箇所に設けられている。したがって、溝部１５０ｃおよび溝部１５０ｄは、溝部１５０ａおよび溝部１５０ｂと比較すると、共振周波数ｆ０の増加への寄与度合いは小さい。
　［第６実施形態］
　第６実施形態は、第５実施形態で説明した給電素子１４０の偏波方向を第１偏波方向および第２偏波方向とした実施形態である。
　図１２は、第６実施形態であるアンテナモジュール１００Ｅを示す図である。この変形例では、給電素子１４０は、給電点１９１と、給電点１９２という２つの給電点を有する。給電素子１４０は、Ｘ軸方向を偏波方向とする高周波信号と、Ｙ軸方向を偏波方向とする高周波信号と放射する。Ｙ軸方向である偏波方向は「第２偏波方向」に対応する。つまり、第１偏波方向（Ｘ軸方向）と、第２偏波方向（Ｙ軸方向）とは直交する。
　溝部１５０ａおよび溝部１５０ｂは、主に、第１偏波方向（Ｘ軸方向）の高周波信号の共振周波数の増加に寄与する。また、溝部１５０ｃおよび溝部１５０ｄは、主に、第２偏波方向（Ｙ軸方向）の高周波信号の共振周波数の増加に寄与する。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｅであれば、第５実施形態で説明した効果を奏しつつも、第１偏波方向（Ｘ軸方向）に放射する高周波信号と、第２偏波方向（Ｙ軸方向）に放射する高周波信号とを放射することができる。
　［第７実施形態］
　上述の実施形態では、アンテナモジュールは、ＲＦＩＣ１１０から高周波信号（高周波電力）が供給される給電素子を含むとして説明した。第７実施形態は、ＲＦＩＣから高周波信号（高周波電力）が供給されない無給電素子をさらに含む実施形態である。
　図１３（Ａ）は、アンテナモジュール１００ＦをＺ軸方向から平面視したときの図である。図１３（Ｂ）は、第７実施形態のアンテナモジュール１００Ｆにおいて、給電点２５１を通る面での断面図である。また、図１３（Ａ）の例では、誘電体基板１３０を省略して無給電素子２３１などを示している。本実施形態では、図１３に示すように、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有することにより、共振周波数の種類数を２種類（給電素子２２１の共振周波数と、無給電素子２３１の共振周波数）とすることができる。
　本実施形態では、図１３（Ａ）に示すように、アンテナモジュール１００Ｆを平面視したときに、給電素子２２１と無給電素子２３１とは重なるように配置されている。なお、変形例として、アンテナモジュール１００Ｆを平面視したときに、給電素子２２１の少なくとも一部が無給電素子２３１と重なるように配置されるようにしてもよい。
　また、無給電素子２３１は、給電素子２２１と実装面１３２との間に設けられている。給電配線１６１は、無給電素子２３１を貫通して、給電素子２２１に接続されている。本実施形態では、給電素子２２１および無給電素子２３１は共に平面視したときに矩形状とされる。また、アンテナモジュール１００Ｆを平面視したときに、無給電素子２３１の面積は、給電素子２２１の面積より大きい。
　図１３の例では、ＲＦＩＣ１１０とＲＦＩＣ１９０との接続点１１０Ａが記載されている。図１３の例では、給電配線１６１から分岐したスタブ４０２、４０３が記載されている。スタブ４０２、４０３は、給電素子２２１および無給電素子２３１（給電素子）と、接地導体１９０との間の層に配置されている。
　スタブ４０２、４０３は、たとえば、アンテナモジュール１００Ｆのインピーダンスマッチングのため、およびアンテナモジュール１００Ｆの高周波信号の広域化を図るためなどに配置される。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｆにおいては、該アンテナモジュール１００Ｆを平面視したときに無給電素子２３１から離間した位置に溝部３０２が形成される。溝部３０２は、接地導体１９０に向かって形成されている。図１３の例では、溝部３０２は、矩形状の無給電素子２３１の周縁を囲うように形成されている。また、溝部３０２と無給電素子２３１との距離は、１０μｍ以上であり、λ／２以下の範囲内の値となることが好ましい。なお、図１３（Ａ）、図１５（Ａ）、図１７（Ａ）および図１９（Ａ）では、溝部に対応する箇所にドット模様を付している。
　図１４は、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｆのシミュレーション結果である。図１４において、破線Ｓ１は溝部３０２が形成されていない比較例を示し、実線Ｓ２は溝部３０２が形成されている本実施形態を示す。
　図１４の破線Ｓ１に示すように、比較例での無給電素子の共振周波数ｆ１は約２９ＧＨｚであり、給電素子の共振周波数ｆ２は約４０．５ＧＨｚである。また、図１４の実線Ｓ２に示すように、本実施形態での無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ａは約３１ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ａは約４１ＧＨｚである。
　図１４に示すように、溝部３０２が形成されることにより、無給電素子２３１の共振周波数は、約２ＧＨｚ増加している。また、溝部３０２が形成されることにより、給電素子２２１の共振周波数は、約０．５ＧＨｚ増加している。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｆによれば、給電素子２２１および無給電素子２３１を有するアンテナモジュールであって、無給電素子２３１の近傍において該無給電素子２３１から離間された位置に溝部３０２が設けられる。したがって、無給電素子２３１の共振周波数を主に変更することができる。
　また、本実施形態では、溝部３０２と無給電素子２３１との距離は、溝部３０２と給電素子２２１との距離よりも短い。つまり、「給電素子２２１と接地導体１９０との間」よりも電気力線の分布密度が高い箇所である「無給電素子２３１と接地導体１９０との間」に溝部３０２が形成される。したがって、給電素子２２１の共振周波数のシフト量よりも、無給電素子２３１の共振周波数のシフト量を多くすることができる。
　また、本実施形態では、給電素子２２１と実装面１３２との間に設けられており、アンテナモジュールを平面視したときに、無給電素子２３１の面積は、給電素子２２１の面積よりも大きい構成が採用されている。このような構成が採用されることにより、無給電素子２３１の共振周波数と給電素子２２１の共振周波数とを異ならせることができるので、アンテナモジュール全体として２つの周波数帯で機能するという効果を奏する。
　［第８実施形態］
　第７実施形態では、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有するアンテナモジュールにおいて、無給電素子２３１の近傍において該無給電素子２３１から離間した位置に溝部が形成されるとして説明した。第８実施形態は、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有するアンテナモジュールにおいて、給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間した位置に溝部が形成され、かつアンテナモジュールをＺ軸方向から平面視したときに、該溝部が無給電素子２３１と重なる実施形態である。
　図１５（Ａ）は、本実施形態のアンテナモジュール１００ＧをＺ軸方向から平面視したときの図である。図１５（Ｂ）は、第８実施形態のアンテナモジュール１００Ｇにおいて、給電点２５１を通る面での断面図である。図１５に示すように、給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間した位置に溝部３１２が設けられる。また、溝部３１２と給電素子２２１との距離は、１０μｍ以上であり、λ／２以下の範囲内の値となることが好ましい。さらに、アンテナモジュール１００ＧをＺ軸方向から平面視したときに、溝部３１２は、無給電素子２３１と重なる。
　図１６は、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｇのシミュレーション結果である。
　図１６の破線Ｓ１に示すように、比較例での無給電素子の共振周波数ｆ１は約２９ＧＨｚであり、給電素子の共振周波数ｆ２は約４０．５ＧＨｚである。また、図１６の実線Ｓ２に示すように、本実施形態での無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ａは約２９．５ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ａは約４２．５ＧＨｚである。
　図１６に示すように、溝部３１２が形成されることにより、無給電素子２３１の共振周波数は、約０．５ＧＨｚ増加している。また、溝部３１２が形成されることにより、給電素子２２１の共振周波数は、約２ＧＨｚ増加している。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｇによれば、給電素子２２１および無給電素子２３１を有するアンテナモジュールであって、給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間された位置に溝部３１２が設けられる。したがって、給電素子２２１の共振周波数を主に変更することができる。
　また、本実施形態では、図１５（Ｂ）に示すように、電気力線の密度が高い箇所である「給電素子２２１と接地導体１９０との間」と、電気力線の密度が高い箇所である「給電素子２２１と無給電素子２３１との間」に溝部３１２が形成されている。したがって、本実施形態では、給電素子２２１の共振周波数はシフトする。
　一方、「無給電素子２３１と接地導体１９０との間」に溝部は形成されていない。しかしながら、給電素子２２１の周波数特性（給電素子２２１と無給電素子２３１との間の電気力線の分布）は変化する。したがって、無給電素子２３１の共振周波数もわずかにシフトする。
　［第９実施形態］
　第７実施形態では、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有するアンテナモジュールにおいて、無給電素子２３１の近傍において該無給電素子２３１から離間した位置に溝部３０２が形成されるとして説明した。第８実施形態では、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有するアンテナモジュールにおいて、給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間した位置に溝部３１２が形成されるとして説明した。第９実施形態は、溝部３０２と溝部３１２とが統合された溝部が設けられる実施形態である。
　図１７（Ａ）は、本実施形態のアンテナモジュール１００ＨをＺ軸方向から平面視したときの図である。図１７（Ｂ）は、給電点２５１を通る面での断面図である。
　溝部３２２は、「無給電素子２３１の近傍において該無給電素子２３１から離間した位置に形成された溝部」、および「給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間した位置に形成された溝部」が統合された溝部である。
　また、溝部３２２が形成されることにより、給電素子２２１側の頂部３２１と、無給電素子２３１側の頂部３２６と、給電素子２２１と無給電素子２３１とは反対側の頂部３２８とが形成される。本実施形態では、溝部３２２と無給電素子２３１との距離と、溝部３２２と給電素子２２１との距離は等しくなるように設計されている。換言すれば、頂部３２１と給電素子２２１との距離と、頂部３２６と無給電素子２３１との距離と等しくなるように設計されている。また、頂部３２１と頂部３２６とにより段部が形成される。
　溝部３２２が形成されることにより、給電素子２２１側の側面３３２と、無給電素子２３１側の側面３３４と、給電素子２２１と無給電素子２３１とは反対側の側面３３６とが形成される。側面３３２と、側面３３４とにより段部（頂部３２６）が形成される一方、側面３３６には段部が形成されていない。
　図１８は、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｈのシミュレーション結果である。図１８において、破線Ｓ１は溝部３２２が形成されていない比較例を示し、実線Ｓ２は溝部３２２が形成されている本実施形態を示す。
　図１８の破線Ｓ１に示すように、比較例での無給電素子の共振周波数ｆ１は約２９ＧＨｚであり、給電素子の共振周波数ｆ２は約４０．５ＧＨｚである。また、図１８の実線Ｓ２に示すように、本実施形態での無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ａは約３２ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ａは約４３ＧＨｚである。
　図１８に示すように、溝部３２２が形成されることにより、無給電素子２３１の共振周波数は、約３ＧＨｚ増加している。また、溝部３２２が形成されることにより、給電素子２２１の共振周波数は、約２．５ＧＨｚ増加している。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｈによれば、給電素子２２１および無給電素子２３１を有するアンテナモジュールであって、給電素子２２１の近傍において該給電素子２２１から離間された位置であり、かつ無給電素子２３１の近傍において該無給電素子２３１から離間された位置に溝部３２２が形成される。したがって、給電素子２２１の共振周波数および無給電素子２３１の共振周波数を適切に変更することができる。
　また、本実施形態では、第７実施形態の溝部および第８実施形態の溝部よりも大きい溝部が形成される。したがって、本実施形態では、第７実施形態の溝部および第８実施形態の溝部よりも誘電体基板１３０の実効誘電率を減少させることができる。よって、本実施形態では、第７実施形態および第８実施形態よりも共振周波数のシフト量を多くすることができる。
　また、本実施形態では、第７実施形態および第８実施形態とは異なり、溝部３２２と無給電素子２３１との距離と、溝部３２２と給電素子２２１との距離は等しい。また、「溝部３２２と無給電素子２３１との距離」と、「溝部３２２と給電素子２２１との距離」とは、共に、１０μｍ以上であり、λ／２以下の範囲内の値となるようにすることが好ましい。
　つまり、溝部３２２が形成されたことによる、「給電素子２２１と接地導体１９０との間」の電気力線の密度変化と、「無給電素子２３１と接地導体１９０との間」の電気力線の密度変化とは、同一であるかまたは略同一となる。したがって、本実施形態では、給電素子２２１の共振周波数のシフト量、および無給電素子２３１の共振周波数のシフト量の双方を多くすることができる。
　また、溝部３２２において、給電素子２２１および無給電素子２３１から離れた側の側面３３６には段部が形成されていない。このような構成により、「給電素子２２１および無給電素子２３１から離れた側の側面に段部が形成されているアンテナモジュール」と比較して、溝部３２２の形成コストを削減することができる。
　なお、本実施形態の変形例として、溝部３２２と無給電素子２３１との距離と、溝部３２２と給電素子２２１との距離は異なっていてもよい。
　［第１０実施形態］
　第１０実施形態は、スタブの近傍にも溝部を形成する実施形態である。図１９（Ａ）は、アンテナモジュール１００ＩをＺ軸方向から平面視したときの図である。また、図１９（Ｂ）は、給電点２５１を通る面での断面図である。
　図１９に示すように、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｉは、給電素子２２１と無給電素子２３１とを有し、かつ給電素子２２１は第１偏波方向（Ｘ軸方向）の高周波信号と第２偏波方向の高周波信号とを放射する。
　給電素子２２１は、給電点２５１および給電点２５２を有する。給電配線１６１の一端は、給電素子２２１の給電点２５１に接続されている。給電配線１６１の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。給電配線１６２の一端は、給電素子２２１の給電点２５２に接続されている。給電配線１６２の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。
　さらに、スタブ４０４、スタブ４０５は、給電配線１６２に接続されている。スタブ４０４、スタブ４０５は、給電素子２２１および無給電素子２３１が配置されている層と、接地導体１９０が配置されている層との間の層に設けられている。また、スタブ４０４、スタブ４０５は、給電配線１６２に接続されている。スタブ４０４、スタブ４０５は、Ｙ軸方向に沿って延伸している。
　本実施形態では、スタブ４０２、スタブ４０３、スタブ４０４およびスタブ４０５の近傍に溝部３２４が形成されている。本実施形態では、図１９（Ａ）に示すように、スタブ４０２、スタブ４０３、スタブ４０４およびスタブ４０５の直上に溝部３２４、溝部３２５が形成されている。換言すれば、溝部３２４、溝部３２５は、配置面１３１（給電素子２２１が配置されている面）から接地導体１９０に向かって形成されている。なお、図１９の例では、溝部３２４、溝部３２５は、配置面１３１から接地導体１９０に到達するまで形成されている。しかしながら、変形例として、溝部３２４、溝部３２５は、配置面１３１から接地導体１９０に到達する途中まで形成されるようにしてもよい。つまり、アンテナモジュール１００ＩをＺ軸方向から平面視したときに、溝部３２４は、スタブ４０４およびスタブ４０５と重なるように形成される。また、アンテナモジュール１００ＩをＺ軸方向から平面視したときに、溝部３２５は、スタブ４０２およびスタブ４０３と重なるように形成される。なお、図１９（Ｂ）では、スタブ４０２およびスタブ４０３は、Ｙ軸方向よりに配置されていることから、スタブ４０２およびスタブ４０３の直上の溝部３２５は、図１９（Ｂ）では示されていない。また、図１９（Ｂ）の例では、溝部３２２（第９実施形態参照）が形成されている。
　また、図１９では簡略化して記載された筐体４００が装着されることにより、通信装置１０Ｉが構成される例も示されている。
　溝部３２４、溝部３２５の形成場所は、スタブの近傍であれば如何なる場所でもよいが、溝部３２４、溝部３２５の形成場所が、スタブの直上であることが好ましい。何故ならば、スタブの近傍のうち直上の方が、スタブの近傍の他の箇所よりもスタブと接地導体１９０との間の電気力線の密度が高いからである。
　また、アンテナモジュール１００Ｉが有する全てのスタブの一部のスタブの近傍に溝部を設けてもよい。また、変形例として、該全てのスタブの直上に溝部が形成されている構成であってもよい。また、全てのスタブの一部のスタブの直上に溝部が形成されている構成であってもよい。また、スタブ４０２、スタブ４０３、スタブ４０４、およびスタブ４０５の少なくとも一部の直上に溝部が形成されている構成であってもよい。また、溝部３２４、溝部３２５は、スタブから離間された箇所に形成されていてもよい。また、溝部３２４および溝部３２５は、スタブと該溝部３２４および溝部３２５とが接合する箇所に形成されていてもよい。
　図２０は、本実施形態のアンテナモジュール１００Ｉのシミュレーション結果である。破線Ｓ１は、アンテナモジュール１００Ｉに対して、筐体４００を装着させずかつ溝部（溝部３２２、溝部３２４および溝部３２５）を設けない場合を示す。実線Ｓ２は、アンテナモジュール１００Ｉに対して、筐体４００を装着させかつ溝部（溝部３２２、溝部３２４および溝部３２５）を設けない場合を示す。一点鎖線Ｓ３は、アンテナモジュール１００Ｉに対して、筐体４００を装着させ、給電素子２２１および無給電素子２３１の近傍に溝部３２２を設け、かつスタブ（スタブ４０２、スタブ４０３、スタブ４０４、およびスタブ４０５）の近傍に溝部（溝部３２４および溝部３２５）を設けない場合を示す。二点鎖線Ｓ４は、アンテナモジュール１００Ｉに対して、筐体４００を装着させ、給電素子（給電素子２２１および無給電素子２３１）の近傍に溝部３２２を設け、かつスタブの近傍に溝部を設ける場合を示す。
　図２０の破線Ｓ１に示すように、筐体４００を装着させずかつ溝部（溝部３２２、溝部３２４および溝部３２５）を設けない場合における無給電素子２３１の共振周波数ｆ１は、約２９ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２は、約４０．５ＧＨｚである。
　図２０の実線Ｓ２に示すように、筐体４００を装着させかつ溝部（溝部３２２、溝部３２４および溝部３２５）を設けない場合における無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ａは約２８ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ａは、約３９．５ＧＨｚである。
　図２０の一点鎖線Ｓ３に示すように、筐体４００を装着させ、給電素子２２１および無給電素子２３１の近傍に溝部３２２を設け、かつスタブの近傍に溝部を設けない場合における無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ｂは約３１ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ｂは、約４３ＧＨｚである。
　図２０の二点鎖線Ｓ４に示すように、筐体４００を装着させかつ溝部３２２を設け、かつスタブの近傍に溝部を設ける場合における無給電素子２３１の共振周波数ｆ１ｃは約３１ＧＨｚであり、給電素子２２１の共振周波数ｆ２ｃは、約４２．５ＧＨｚである。
　図２０に示すように、筐体４００を装着することにより、無給電素子２３１の共振周波数は約１ＧＨｚ減少し、給電素子２２１の共振周波数は約１ＧＨｚ減少する。
　また、図２０に示すように、筐体４００を装着した状態で溝部３２２が形成されることにより、無給電素子２３１の共振周波数は約３ＧＨｚ増加し、給電素子２２１の共振周波数は約３．５ＧＨｚ増加する。
　また、図２０に示すように、筐体４００を装着した状態で溝部３２２、溝部３２４、および溝部３２５が形成されることにより、無給電素子２３１の共振周波数は約３ＧＨｚ増加し、給電素子２２１の共振周波数は約３ＧＨｚ増加する。
　さらに、図２０の共振周波数ｆ２ｂおよび共振周波数ｆ２ｃに示すように、溝部３２４および溝部３２５を形成した場合の方が溝部３２４および溝部３２５を形成していない場合よりもリターンロスを改善させることができる。
　本実施形態のアンテナモジュール１００Ｉによれば、アンテナモジュール１００Ｉを平面視したときに、スタブ（スタブ４０２およびスタブ４０４）と重なるように溝部３２４または溝部３２５を形成することにより、共振周波数を増加させることができるのみならず、スタブ（スタブ４０２およびスタブ４０４）のインピーダンスを調整することから、アンテナ特性を改善できる（リターンロスを改善できる）。
　［第１１実施形態］
　第１１実施形態は、誘電体基板を覆う筐体に溝部を設ける実施形態である。図２１は、第１１実施形態を説明するための図である。
　図２１（Ａ）は、第１１実施形態のアンテナモジュール１００Ｊの給電点２５１を通る面での断面図である。図２１（Ａ）の例では、誘電体基板１３０の実装面１３２には、ＲＦＩＣ１１０が配置される。誘電体基板１３０の内部には、給電素子２２１と、給電配線１６１と、接地導体１９０とが配置される。誘電体基板１３０において、接地導体１９０は、給電素子２２１と対向して配置される。給電配線１６１の一端は、給電素子２２１の給電点２５１に接続されている。給電配線１６１の他端は、ＲＦＩＣ１１０に接続されている。また、誘電体基板１３０は、実装面１３２と対向する対向面１３３を有する。
　一方、筐体５００の少なくとも一部は、誘電体で構成されている。図２１（Ａ）の例では、無給電素子２３１は、筐体５００のうち、該誘電体で構成された部分に配置されている。つまり、無給電素子２３１は、筐体５００内に配置される。
　筐体５００は、第１面５０４と、第２面５０６とを有する。このうち、第２面５０６は、誘電体基板１３０に面する。換言すれば、第２面５０６は、対向面１３３と対向する。図２１（Ａ）の例では、第２面５０６と、対向面１３３とは離間することにより、空隙５０８が形成される。
　図２１（Ａ）の例では、筐体５００において、溝部５０２は、無給電素子２３１から離間した位置に形成される。溝部５０２は、「第２面５０６」から、「無給電素子２３１と第１面５０４との間」まで形成される。
　図２１（Ａ）の構成であれば、溝部５０２を形成することにより、無給電素子２３１と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として無給電素子２３１の共振周波数を変更できる。
　図２１（Ｂ）は、第１１実施形態の変形例のアンテナモジュール１００Ｋの給電点２５１を通る面での断面図である。図２１（Ａ）の例では、筐体５００に無給電素子２３１を配置させ、誘電体基板１３０に給電素子２２１を配置させる例を説明した。図２１（Ｂ）の例では、筐体５００に給電素子２２１を配置させ、誘電体基板１３０に無給電素子２３１を配置させる例を説明する。
　図２１（Ｂ）においては、筐体５００内にビア５２２が配置される。さらに、筐体５００と、誘電体基板１３０との間に（空隙５０８に）給電配線５２０が配置される。ＲＦＩＣ１１０からの高周波電力は、給電配線１６１、給電配線５２０、およびビア５２２を経由して、給電素子２２１に供給される。図２１（Ｂ）の例では、給電配線５２０は模式的に図示されている。給電配線５２０は、たとえば、ばね端子あるいは導電性エラストマーのような弾性力を生じる部材であり、筐体５００を取付けた場合に、ＲＦＩＣ１１０と給電素子２２１とを電気的に接続するように構成される。
　図２１（Ｂ）の例では、筐体５００において、溝部５０２は、給電素子２２１から離間した位置に形成される。溝部５０２は、「第２面５０６」から、「給電素子２２１と第１面５０４との間」まで形成される。
　図２１（Ｂ）の構成であれば、溝部５０２を形成することにより、給電素子２２１と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として給電素子２２１の共振周波数を変更できる。
　図２１（Ｃ）は、第１１実施形態の変形例のアンテナモジュール１００Ｌの給電点を通る面での断面図である。図２１（Ｃ）の例でのアンテナモジュール１００Ｌは、図２１（Ｂ）に示した無給電素子２３１を有さないものである。
　図２１（Ｃ）の構成であっても、溝部５０２を形成することにより、給電素子２２１と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として給電素子２２１の共振周波数を変更できる。
　図２２は、第１１実施形態の変形例のアンテナモジュールを説明するための図である。図２１の例では、溝部は、第２面５０６に形成されるとして説明した。図２２の例では、溝部は、第１面５０４に形成される。
　図２２（Ａ）は、アンテナモジュール１００Ｍの給電点２５１を通る面での断面図である。図２２（Ａ）を、図２１（Ａ）と比較すると、図２１（Ａ）では、溝部５０２が、第２面５０６に形成されているのに対し、図２２（Ａ）では、溝部５０２が、第１面５０４に形成されている。
　図２２（Ａ）の例では、筐体５００において、溝部５０２は、無給電素子２３１から離間した位置に形成される。溝部５０２は、「第１面５０４」から「無給電素子２３１が配置されている面５１２（層）と第２面５０６との間」まで形成される。
　図２２（Ａ）の構成であれば、溝部５０２を形成することにより、無給電素子２３１と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として給電素子２２１の共振周波数を変更できる。
　図２２（Ｂ）は、アンテナモジュール１００Ｎの給電点２５１を通る面での断面図である。図２２（Ｂ）を、図２２（Ａ）と比較すると、図２２（Ａ）では、無給電素子２３１が、筐体５００の内部に配置されているのに対し、図２２（Ｂ）では、無給電素子２３１が、筐体５００の表面（たとえば、第１面５０４）に配置されている。
　図２２（Ｂ）の例では、筐体５００において、溝部５０２は、給電素子２２１から離間した位置に形成される。溝部５０２は、「第１面５０４」から、「給電素子２２１と第２面５０６との間」まで形成される。
　図２２（Ｂ）の構成であっても、溝部５０２を形成することにより、無給電素子２３１と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として無給電素子２３１の共振周波数を変更できる。
　図２１および図２２に示すように、溝部５０２は、放射電極（給電素子２２１および無給電素子２３１）から離間した位置に形成される。さらに、溝部５０２は、「第１面５０４および第２面５０６の一方の面」から、少なくとも「放射電極が配置されている面５１２（層）と第２面５０６との間」まで形成される。また、図２１および図２２の例では、溝部５０２の数は、２つであるが、溝部５０２の数は、１つとしてもよく、３以上としてもよい。
　このように、誘電体基板１３０に溝部を設ける実施形態であっても、筐体５００に溝部を設ける実施形態であっても、放射素子と接地導体１９０との間の誘電率（実効誘電率）を調整することができ、結果として放射素子の共振周波数を変更できる。
　［変形例］
　以上、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。本発明は、上記の実施形態に限られず、種々の変形、応用が可能である。
　（１）　本実施形態の給電素子の形状は、平面視したときに矩形状であるとして説明した。しかしながら、平面視したときの給電素子の形状は矩形状に限らず他の形状であってもよい。他の形状は、たとえば、楕円形状、円形状、または略矩形状などを含む。
　（２）　本実施形態では、溝部は、給電素子または無給電素子の各辺に沿った位置に形成されるとして説明した。しかしながら、溝部が形成される位置は、他の位置であってもよい。また、溝部の数は、前述の実施形態で説明した数に限られず他の数としてもよい。たとえば、１つの給電素子に対応して形成される溝部の数は、「１つ」としてもよく、「３つ」としてもよい。つまり、１つの給電素子に対して形成される溝部の数は、「少なくとも１つ」とされる。また、溝部の形状は平面したときに矩形状であるとして説明した。しかしながら、平面視したときの溝部の形状は矩形状に限らず他の形状であってもよい。他の形状は、たとえば、楕円形状、円形状、または略矩形状などを含む。
　また、給電素子が他の形状である場合においても、給電素子からの高周波信号の偏波方向において給電素子から離間した位置に２つの溝部を設けるようにしてもよい。さらに、該給電素子からの高周波信号の偏波方向と直交する方向において給電素子から離間した位置に２つの溝部をさらに設けるようにしてもよい。
　（３）　前述の実施形態では、１つの給電素子に対して形成される複数の溝部については、「溝部の深さ」、「溝部の形状」、「該１つの給電素子から溝部までの距離」のうち全てが同一であるとして説明した。しかしながら、複数の溝部について、「溝部の深さ」、「溝部の形状」、「該１つの給電素子から溝部までの距離」の少なくとも１つについては異なる構成を採用してもよい。このような構成を採用することにより、溝部の形成の自由度を向上させることができる。
　（４）　第７実施形態～第１０実施形態において、無給電素子２３１は、給電素子２２１と実装面１３２との間に設けられているとして説明した。しかしながら、給電素子２２１は、無給電素子２３１との実装面１３２との間に設けられる構成としてもよい。また、第７実施形態～第１０実施形態において、アンテナモジュールを平面視したときに、無給電素子２３１の面積は、給電素子２２１の面積よりも大きいとして説明した。しかしながら、アンテナモジュールを平面視したときに、給電素子２２１の面積は、無給電素子２３１の面積以上としてもよい。
　（５）　また、前述のアンテナモジュールでは、伝送線路としてマイクロストリップラインが適用される実施形態を説明した。しかしながら、伝送線路は他の種別の伝送線路としてもよい。たとえば、伝送線路は、ストリップラインとしてもよい。
　（６）　次に、アンテナモジュール１００Ｆ（図１３参照）の変形例を説明する。図２３は、アンテナモジュール１００Ｆの変形例の給電点２５１を通る面での断面図である。図１３と図２３とを比較すると、図１３においては、無給電素子２３１が、給電素子２２１と接地導体１９０とで挟まれる構成となっている一方、図２３においては、給電素子２２１が、無給電素子２３１と接地導体１９０とで挟まれる構成となっている。このような構成であれば、給電素子２２１と、無給電素子２３１との共振周波数を変更することができる。また、図２３の構成において、溝部３０２を溝部３１２（図１５（Ｂ）参照）に代替する構成を採用するようにしてもよい。また、図２３の構成において、溝部３０２を溝部３２２（図１７（Ｂ）参照）に代替する構成を採用するようにしてもよい。
　（７）　本実施形態では、ＲＦＩＣ１１０は、給電素子１４０が配置される配置面１３１と対向する実装面１３２に実装されるとして説明した。しかしながら、ＲＦＩＣ１１０は、給電素子１４０が配置される配置面１３１に実装されるようにしてもよい。
　（８）　本実施形態では、誘電体基板１３０は、積層構造であるとして説明した。しかしながら、誘電体基板１３０は、必要に応じて、積層数を１つとしてもよい。
　（９）　また、たとえば、図２（Ｂ）においては、給電素子１４０が露出する構成であるとして説明した。しかしながら、給電素子１４０を保護するための保護層を設けるようにしてもよい。したがって、前述の配置面１３１（給電素子２２１が配置されている面）については、「誘電体基板１３０の表面」と、「誘電体基板の内部の層の表面」との少なくとも一方を含むようにしてもよい。
　（１０）　本実施形態のアンテナモジュール（たとえば、図２参照）では、給電素子１４０が配置される誘電体基板と、接地導体１９０が配置されている誘電体基板とが同一である。しかしながら、給電素子１４０が配置される誘電体基板と、接地導体１９０が配置されている誘電体基板とは別であってもよい。図２４は、変形例のアンテナモジュール１００Ｐの給電点１９１を通る面での断面図である。図２４の例では、給電素子１４０が配置される誘電体基板１３０Ａと、接地導体１９０が配置されている誘電体基板１３０Ｂとが個別に形成されている。図２４の例では、誘電体基板１３０Ａに配置される給電配線１６１Ａと、誘電体基板１３０Ｂに配置される給電配線１６１Ｂとがはんだバンプ５４０により接続される。ＲＦＩＣ１１０からの高周波信号は、給電配線１６１Ｂ、はんだバンプ５４０、および給電配線１６１Ａを介して、給電素子１４０に供給される。誘電体基板１３０ＢおよびＲＦＩＣ１１０は、たとえば、実装基板（図示せず）に実装される。図２４に示すように、アンテナモジュール１００Ｐは、接地導体１９０を含まずに、少なくとも１つの溝部１５０が形成された誘電体基板（図２４の例では誘電体基板１３０Ａ）と、給電素子１４０とを含む構成であってもよい。
　（１１）　図２等に示す溝部１５０は、４つの側壁に囲まれた凹部形状である。しかしながら、溝部は、４つの側壁のうち少なくとも３つの側壁が切り欠かれた切欠形状としてもよい。図２５は、変形例のアンテナモジュール１００Ｑの給電点１９１を通る面での断面図である。図２５に示すように、アンテナモジュール１００Ｑに形成される溝部５５０は、切欠形状である。また、図５等に示すように、複数の給電素子がアレイ状に配置される構成の場合には、Ｘ軸方向の両端の溝部である第２溝部１５２および第３溝部１５３が切欠形状となる一方、Ｘ軸方向の中央の溝部である第１溝部１５１が４つの側壁に囲まれた凹部形状となる。
　（１２）　図２６は、変形例のアンテナモジュール１００Ｒの給電点１９１を通る面での断面図である。図２６に示すように、アンテナモジュール１００Ｒは、給電配線１６１とは別に配線５６０を含む。配線５６０は、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向において、給電点１９１と誘電体基板１３０の端部との間に配置される。配線５６０の一端は給電素子１４０に接続され、配線５６０の他端は接地導体１９０に接続される。アンテナモジュール１００Ｒは、配線５６０を有することにより図２等に示す給電素子１４０よりも小型の給電素子１４０を有する逆Ｆアンテナを形成することができる。
　（１３）　たとえば、図２（Ａ）に示すアンテナモジュールが小型化された場合に、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向において給電素子１４０の辺１４０ａから誘電体基板１３０の端部（たとえば、誘電体基板１３０の４辺のうちの辺１４０ａから最も近い辺）までの距離が短くなる。この距離が短くなった場合には、アンテナモジュールは、所望の周波数帯域幅を確保できない場合がある。この変形例のアンテナモジュールは、該アンテナモジュールが小型化された場合であっても、所望の周波数帯域幅を確保する構成が採用される。図２７は、変形例のアンテナモジュール１００Ｓの誘電体基板１３０をＺ軸方向から平面視したときの図である。図２７の例では、誘電体基板１３０の辺５７０（誘電体基板１３０の端部）の方向と、給電素子１４０から放射される高周波信号の偏波方向とが所定角度をなすように、給電素子１４０が配置されるとともに、溝部１５０が形成される。所定角度は、９０度および１８０度以外の角度である。このような構成により、アンテナモジュール１００Ｓが小型化された場合であっても、偏波方向において給電素子１４０の辺１４０ａから誘電体基板１３０の端部（たとえば、辺５７０）までの距離を担保できる。その結果、アンテナモジュール１００Ｓが小型化された場合であっても、アンテナモジュール１００Ｓは所望の周波数帯域幅を確保できる。
　（１４）　図２等のアンテナモジュールは、形成された溝部１５０内の空気により実効誘電率εｒを低下させる。しかしながら、溝部１５０内に他の物質を充填させることにより、アンテナモジュールの実効誘電率εｒを低下させるようにしてもよい。図２８は、変形例のアンテナモジュール１００Ｔの給電点１９１を通る面での断面図である。図２８の例では、他の物質としての樹脂５８０が溝部１５０に充填される。樹脂５８０の誘電率は、誘電体基板１３０の誘電率よりも低い。また、アンテナモジュール１００Ｔでは、溝部１５０に樹脂が充填されるので溝部１５０が形成されている箇所の強度を強めることができる。
　（１５）　図２等のアンテナモジュールは、給電素子１４０から放射される高周波信号は一方向である。しかしながら、アンテナモジュールは給電素子１４０から２以上の異なる方向に高周波信号を放射するようにしてもよい。図２９は、変形例のアンテナモジュール１００Ｕの給電点１９１を通る面での断面図である。アンテナモジュール１００Ｕは、フレキシブル基板１６０を有する。フレキシブル基板１６０は、所定の角度（たとえば、約９０°）屈曲されている。
　フレキシブル基板１６０の両端には、それぞれ、誘電体基板１３０Ａ（図２４参照）および誘電体基板７３０が配置される。誘電体基板７３０には、アンテナ素子７２１が配置される。誘電体基板１３０Ａに配置されているアンテナ素子１２１の法線方向と、誘電体基板７３０に配置されるアンテナ素子７２１の法線方向とは互いに直交する。なお、アンテナ素子１２１の法線方向と、アンテナ素子７２１の法線方向とがなす角度は、９０°に限られず、たとえば、７０°あるいは８０°のような角度であってもよい。
　また、フレキシブル基板１６０の実装面６９２には、複数の端子電極が形成される。実装面６９２は、溝部１５０が形成される配置面１３１とは反対側の面である。図２９の例では、実装面６９２に、端子電極６９０Ａ，６９０Ｂ，６９０Ｃ，６９０Ｄが形成される。ＲＦＩＣ１１０は、端子電極６９０Ａおよび給電配線７６１を介してアンテナ素子７２１に接続される。ＲＦＩＣ１１０からの高周波信号は、端子電極６９０Ａおよび給電配線７６１を経由してアンテナ素子７２１に供給される。ＲＦＩＣ１１０は、端子電極６９０Ｂおよび給電配線１６１を介してアンテナ素子１２１に接続される。ＲＦＩＣ１１０からの高周波信号は、端子電極６９０Ｂおよび給電配線１６１を経由してアンテナ素子１２１に供給される。端子電極は、溝部１５０が形成される配置面１３１とは反対側の面に溝部１５０と対向するように配置される。図２９の例では、端子電極６９０Ａ，６９０Ｄが溝部１５０と対向して配置される。
　（１６）　アンテナモジュールは、基板と着脱可能となるような構成を採用してもよい。図３０は、変形例のアンテナモジュール１００Ｖの給電点１９１を通る面での断面図である。図３０に示すように、溝部１５０と対向する位置に端子電極６９０Ｄが設けられる。端子電極６９０Ｄにコネクタ７５０Ａが配置される。実装基板２０にコネクタ７５０Ｂが配置される。コネクタ７５０Ａおよびコネクタ７５０Ｂは互いに着脱可能である。したがって、アンテナモジュール１００Ｖは、実装基板２０と着脱可能となる。図３０の例では、ＲＦＣ１１０は、破線で示すように、実装基板２０上に設けられるようにしてもよい。また、ＲＦＩＣ１１０は、破線で示すように、アンテナ素子７２１が配置された面と反対側の面にアンテナ素子７２１と対向するように配置されてもよい。
　アンテナモジュール１００Ｖによれば、溝部１５０の箇所のアンテナモジュール１００Ｖの最上層（つまり、溝部１５０の底面１５０Ｍ）とコネクタ７５０Ａとの距離が短くなる。したがって、コネクタ７５０Ａとコネクタ７５０Ｂとが嵌合されていない状態で取付冶具（図示せず）などにより溝部１５０の底面１５０Ｍに対して力が加えられることにより、小さい力でコネクタ７５０Ａはコネクタ７５０Ｂに嵌合されることができる。
　（１７）　上述の実施の形態では、誘電体基板１３０は板状の部材であるとして説明した。しかしながら、誘電体基板１３０は、板状ではなくても、他の形状を有する誘電体部材としてもよい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本実施形態の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　通信装置、１００　アンテナモジュール、１１１Ａ，１１１Ｄ，１１３Ａ，１１３Ｄ，１１７　スイッチ、１１２ＡＲ，１１２ＤＲ　ローノイズアンプ、１１２ＡＴ，１１２ＤＴ　パワーアンプ、１１４Ａ，１１４Ｄ　減衰器、１１５Ａ，１１５Ｄ　移相器、１４０　給電素子、１４１　第１給電素子、１４２　第２給電素子、１４３　第３給電素子、１４４　第４給電素子、１５０　溝部、１５１　第１溝部、１５２　第２溝部、１５３　第３溝部、１５４　第４溝部、１５５　第５溝部、１５６　第６溝部、１６０　フレキシブル基板　１６１，１６２　給電配線、１９０　接地導体、２２１　無給電素子２３１　無給電素子、４００　筐体。

Claims (20)

  1. 　誘電体部材と、
    　前記誘電体部材に配置される放射電極とを備え、
    　前記誘電体部材には、前記放射電極から離間した位置に、前記放射電極が配置されている面から前記放射電極と対向して配置される接地電極に向かって少なくとも１つの溝部が形成されている、アンテナモジュール。
  2. 　前記放射電極は、矩形状であり、かつ第１偏波方向に高周波信号を放射し、
    　前記少なくとも１つの溝部は、前記第１偏波方向に直交する方向に延伸する前記放射電極の各辺に沿って形成されている、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  3. 　前記第１偏波方向に直交する方向に延伸する前記放射電極の各辺に沿って形成されている前記少なくとも１つの溝部は、該放射電極を中心として対称となるように配置されている、請求項２に記載のアンテナモジュール。
  4. 　前記少なくとも１つの溝部は、前記第１偏波方向に延伸する前記放射電極の各辺に沿って形成されている、請求項２または請求項３に記載のアンテナモジュール。
  5. 　前記第１偏波方向に延伸する前記放射電極の各辺に沿って形成されている前記少なくとも１つの溝部は、該放射電極を中心として対称となるように配置されている、請求項４に記載のアンテナモジュール。
  6. 　前記放射電極は、前記第１偏波方向と、該第１偏波方向と直交する第２偏波方向とに高周波信号を放射する、請求項４または請求項５に記載のアンテナモジュール。
  7. 　前記放射電極は、前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに互いに隣接する第１放射電極および第２放射電極を含み、
    　前記少なくとも１つの溝部は、前記第１放射電極および前記第２放射電極の間に形成されている第１溝部を含む、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  8. 　前記少なくとも１つの溝部は、
    　　前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに前記第１放射電極に対して前記第１溝部とは反対側に形成されている第２溝部と、
    　　該平面視したときに前記第２放射電極に対して前記第１溝部とは反対側に形成されている第３溝部とをさらに含む、請求項７に記載のアンテナモジュール。
  9. 　前記放射電極は、前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに互いに隣接する第３放射電極および第４放射電極を含み、
    　前記第３放射電極は、前記第１放射電極から前記第２放射電極への方向とは直交する方向において、前記第１放射電極に隣接するように配置されており、
    　前記第４放射電極は、前記第２放射電極から前記第１放射電極への方向とは直交する方向において、前記第２放射電極に隣接するように配置されており、
    　前記少なくとも１つの溝部は、前記第３放射電極および前記第４放射電極の間に形成されている第４溝部をさらに含む、請求項８に記載のアンテナモジュール。
  10. 　前記少なくとも１つの溝部は、
    　　前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに前記第３放射電極に対して前記第４溝部とは反対側に形成されている第５溝部と、
    　　該平面視したときに前記第４放射電極に対して前記第４溝部とは反対側に形成されている第６溝部とをさらに含む、請求項９に記載のアンテナモジュール。
  11. 　前記誘電体部材は、多層構造を有し、
    　前記放射電極は、
    　　給電回路から高周波電力が給電される給電素子と、
    　　前記給電素子と異なる層に配置され、前記給電回路から前記高周波電力が給電されない無給電素子とを含み、
    　前記給電素子と前記無給電素子とは、前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに重なるように配置されている、請求項１～請求項１０のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  12. 　前記無給電素子は、前記給電素子と前記接地電極との間に設けられており、
    　前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに、前記無給電素子の面積は、前記給電素子の面積よりも大きい、請求項１１に記載のアンテナモジュール。
  13. 　前記少なくとも１つの溝部は、前記給電素子から離間した位置に、前記給電素子が配置されている層から前記接地電極に向かって形成されている、請求項１１または請求項１２に記載のアンテナモジュール。
  14. 　前記少なくとも１つの溝部は、前記無給電素子から離間した位置に、前記無給電素子が配置されている層から前記接地電極に向かってさらに形成されている、請求項１３に記載のアンテナモジュール。
  15. 　前記誘電体部材は、多層構造を有し、
    　前記放射電極に高周波電力を伝送する信号線路と、
    　前記放射電極と前記接地電極との間の層に設けられ、前記信号線路に接続されるスタブとをさらに備え、
    　前記少なくとも１つの溝部は、前記誘電体部材の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視したときに、前記スタブの少なくとも一部と重なるように形成されている、請求項１～請求項１４のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  16. 　前記放射電極から放射される高周波信号の波長をλとすると、
    　前記放射電極から前記溝部までの距離は、１０μｍ以上でありかつλ／２以下である、請求項１～請求項１５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  17. 　前記誘電体部材に配置される前記接地電極をさらに有する、請求項１～請求項１６のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  18. 　請求項１７に記載のアンテナモジュールと、
    　前記放射電極に高周波電力を供給するように構成された給電回路をさらに備える、アンテナモジュール。
  19. 　第１面と、該第１面と対向する第２面とを有する筐体と、
    　前記筐体に配置される放射電極と、
    　前記筐体に覆われる誘電体部材と、
    　前記誘電体部材において、前記放射電極と対向して配置される接地電極とを備え、
    　前記第２面は、前記誘電体部材に面しており、
    　前記放射電極は、前記筐体の誘電体で構成された部分に配置され、
    　前記筐体において、前記放射電極から離間した位置に、前記第１面および前記第２面の一方の面から、少なくとも前記放射電極が配置されている面と前記第２面との間まで少なくとも１つの溝部が形成されている、通信装置。
  20. 　前記少なくとも１つの溝部の深さは、前記筐体の種別に応じた深さである、請求項１９に記載の通信装置。
PCT/JP2020/004062 2019-02-08 2020-02-04 アンテナモジュールおよび通信装置 WO2020162437A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202080013126.6A CN113412557B (zh) 2019-02-08 2020-02-04 天线模块和通信装置
US17/370,504 US20210336348A1 (en) 2019-02-08 2021-07-08 Antenna module and communication device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019-021976 2019-02-08
JP2019021976 2019-02-08

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US17/370,504 Continuation US20210336348A1 (en) 2019-02-08 2021-07-08 Antenna module and communication device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020162437A1 true WO2020162437A1 (ja) 2020-08-13

Family

ID=71947705

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/004062 WO2020162437A1 (ja) 2019-02-08 2020-02-04 アンテナモジュールおよび通信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20210336348A1 (ja)
CN (1) CN113412557B (ja)
WO (1) WO2020162437A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002151929A (ja) * 2000-11-09 2002-05-24 Furukawa Electric Co Ltd:The 複合アンテナ
WO2006032305A1 (en) * 2004-09-24 2006-03-30 JAST Sàrl Planar antenna for mobile satellite applications
JP2007068037A (ja) * 2005-09-01 2007-03-15 Furukawa Electric Co Ltd:The 多周波共用アンテナ

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2061254C (en) * 1991-03-06 2001-07-03 Jean Francois Zurcher Planar antennas
JP2002118417A (ja) * 2000-10-10 2002-04-19 Alps Electric Co Ltd 平面パッチアンテナ
JP3922200B2 (ja) * 2003-03-26 2007-05-30 株式会社村田製作所 複共振アンテナ構造およびそれを備えた通信機
JP4013814B2 (ja) * 2003-04-07 2007-11-28 株式会社村田製作所 アンテナ構造およびそれを備えた通信機
WO2014045966A1 (ja) * 2012-09-21 2014-03-27 株式会社村田製作所 偏波共用アンテナ
CN102856640B (zh) * 2012-09-26 2014-06-04 电子科技大学 一种带有寄生圆片的高隔离度双极化e型微带天线
JP6341293B2 (ja) * 2014-10-20 2018-06-13 株式会社村田製作所 無線通信モジュール
KR102513674B1 (ko) * 2016-09-09 2023-03-27 삼성전자주식회사 안테나 어레이
US10553945B2 (en) * 2017-09-20 2020-02-04 Apple Inc. Antenna arrays having surface wave interference mitigation structures
US11296415B2 (en) * 2018-09-28 2022-04-05 Qualcomm Incorporated Multi-layer patch antenna

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002151929A (ja) * 2000-11-09 2002-05-24 Furukawa Electric Co Ltd:The 複合アンテナ
WO2006032305A1 (en) * 2004-09-24 2006-03-30 JAST Sàrl Planar antenna for mobile satellite applications
JP2007068037A (ja) * 2005-09-01 2007-03-15 Furukawa Electric Co Ltd:The 多周波共用アンテナ

Also Published As

Publication number Publication date
US20210336348A1 (en) 2021-10-28
CN113412557B (zh) 2024-02-02
CN113412557A (zh) 2021-09-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6750738B2 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
JP6930591B2 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
WO2020261806A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2021059661A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置、ならびに回路基板
US11936096B2 (en) Wiring substrate, antenna module, and communication device
US20220181766A1 (en) Antenna module and communication device equipped with the same
WO2020217689A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2020261920A1 (ja) フレキシブル基板、およびフレキシブル基板を備えるアンテナモジュール
JP6798656B1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
JP6760553B1 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
WO2020066604A1 (ja) アンテナモジュール、通信装置およびアレイアンテナ
US11916312B2 (en) Antenna module, communication device mounting the same, and circuit board
WO2020162437A1 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
WO2022038868A1 (ja) 通信装置
US20220094074A1 (en) Antenna module, communication apparatus including the same, and circuit substrate
JP7059385B2 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2020075434A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2023037806A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2023157450A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2022185874A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2023120467A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
WO2023214473A1 (ja) 伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置
WO2022230427A1 (ja) アンテナ装置
WO2023047801A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
WO2020184205A1 (ja) フィルタ装置、ならびに、それを備えたアンテナモジュールおよび通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20752182

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 20752182

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP