WO2020066621A1 - 帯域通過フィルタ、通信装置および共振器 - Google Patents

帯域通過フィルタ、通信装置および共振器 Download PDF

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WO2020066621A1
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resonator
dielectric substrate
input
conductor
linear conductor
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PCT/JP2019/035692
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敏朗 平塚
田口　義規
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株式会社村田製作所
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
    • H01P1/20363—Linear resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20336—Comb or interdigital filters
    • H01P1/20345—Multilayer filters
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20309—Strip line filters with dielectric resonator

Definitions

  • the present disclosure relates to a band-pass filter, a communication device, and a resonator suitable for use with high-frequency electromagnetic waves (high-frequency signals) such as microwaves and millimeter waves.
  • high-frequency signals such as microwaves and millimeter waves.
  • Non-Patent Document 1 discloses a resonator parallel coupling filter in which a plurality of resonators are coupled in parallel. In the resonator parallel coupling filter, two resonators are connected in parallel between a pair of input / output lines. At this time, the two resonators need to invert the phase with each other.
  • the resonator parallel coupling filter disclosed in Non-Patent Document 1 includes an odd-mode resonator having both ends opened, and an even-mode resonator having both ends short-circuited to the ground. The resonator is connected in parallel between the pair of input / output lines.
  • the resonator parallel coupling filter in a narrow band filter having a fractional bandwidth of 5% or less.
  • a resonator parallel-coupled filter having a fractional bandwidth exceeding 5% has not been realized.
  • the external Q and the coupling coefficient of the even mode resonator cannot be set to values required for a filter having a specific bandwidth exceeding 5%.
  • Such a problem also occurs in a resonator series coupling filter in which even mode resonators are connected in series.
  • An object of one embodiment of the present invention is to provide a band-pass filter, a communication device, and a resonator that can increase a fractional bandwidth.
  • One embodiment of the present invention includes a dielectric substrate, a ground conductor provided on each of a first surface and a second surface of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate.
  • a second resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate, the first resonator, the second resonator, and an external circuit
  • a band-pass filter including a first resonator and a first input / output line and a second input / output line in which the second resonator is connected in parallel, wherein the first resonator has: Both ends of the linear conductor are open, and the second resonator connects the two ends of the linear conductor to one of the ground conductors of the first and second surfaces of the dielectric substrate, respectively.
  • a first via wherein the first input / output line is provided between a first surface and a second surface of the dielectric substrate.
  • a second via connected to the other ground conductor different from the first via, wherein the second input / output line is connected to the first via of the first surface and the second surface of the dielectric substrate. Is characterized by having another second via connected to the other ground conductor.
  • One embodiment of the present invention includes a dielectric substrate, a ground conductor provided on each of a first surface and a second surface of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate.
  • a band-pass filter comprising: a first resonator; and a second resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate and coupled to the first resonator.
  • the first resonator includes a pair of first surface side vias connecting both ends of the linear conductor to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate, respectively, and the second resonator includes the line via. And a pair of second surface side vias for connecting both ends of the conductor to the ground conductor on the second surface of the dielectric substrate.
  • One embodiment of the present invention includes a dielectric substrate, a ground conductor provided on each of a first surface and a second surface of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate.
  • a band-pass filter comprising: a first resonator; and a second resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate and coupled to the first resonator.
  • the first resonator has a first surface side via connecting the first end of the linear conductor to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate, and the second end of the linear conductor is connected to the dielectric.
  • Another via on the second surface connected to the conductor and the second end of the linear conductor are connected to the via on the first surface of the dielectric substrate.
  • the other of the first surface side vias connecting to de conductor is characterized by comprising a.
  • the specific bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • FIG. 2 is a perspective view illustrating a bandpass filter according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view illustrating a bandpass filter in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the band-pass filter as viewed from the direction of arrows III-III in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the bandpass filter as viewed from a direction indicated by arrows IV-IV in FIG. 2.
  • FIG. 13 is a plan view showing a calculation model when the via of the resonator and the via of the input / output line are in opposite directions.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of the calculation model in FIG. 5 as viewed from the direction indicated by arrows VI-VI.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating a calculation model in the case where the via of the resonator and the via of the input / output line are in the same direction at the same position as in FIG. 6.
  • FIG. 9 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a gap between a resonator and an input / output line and an external Q.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating a calculation model according to a first modification at the same position as in FIG.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view illustrating a calculation model according to a second modification at the same position as in FIG. 6.
  • FIG. 4 is a characteristic diagram illustrating frequency characteristics of a transmission coefficient and a reflection coefficient of the bandpass filter according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a perspective view illustrating a bandpass filter according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a characteristic diagram illustrating frequency characteristics of transmission coefficients of the bandpass filter according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a perspective view illustrating a bandpass filter according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a plan view illustrating the bandpass filter in FIG. 14.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the band-pass filter as viewed from a direction indicated by arrows XVI-XVI in FIG. 15.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the band-pass filter as viewed from the direction indicated by arrows XVII-XVII in FIG. 15.
  • FIG. 15 is a plan view illustrating the bandpass filter in FIG. 14.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view of the band-pass filter as viewed from a direction indicated by arrows XVI-XVI in FIG. 15.
  • FIG. 16 is
  • FIG. 9 is a perspective view showing a calculation model when vias of two resonators coupled to each other are in opposite directions.
  • FIG. 13 is a perspective view showing a calculation model when vias of two resonators coupled to each other are in the same direction.
  • FIG. 9 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a gap between two resonators and a coupling coefficient.
  • FIG. 14 is a characteristic diagram illustrating frequency characteristics of a transmission coefficient and a reflection coefficient of the bandpass filter according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a perspective view illustrating a bandpass filter according to a fourth embodiment of the present invention. It is a perspective view showing the bandpass filter by the 3rd modification. It is a perspective view showing the bandpass filter by a 5th embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a communication device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIGS. 1 to 4 show a bandpass filter 1 according to a first embodiment of the present invention.
  • the band-pass filter 1 includes a dielectric substrate 2, ground conductors 6, 7, resonators 8, 10, and input / output lines 13, 14.
  • the dielectric substrate 2 is formed in a flat plate shape extending in parallel to the X-axis direction, the Y-axis direction, and the X-axis direction, the Y-axis direction, and the Z-axis direction, which are orthogonal to each other.
  • the dielectric substrate 2 is formed of, for example, a low-temperature co-fired ceramic multilayer substrate (LTCC multilayer substrate).
  • the dielectric substrate 2 has three insulating layers 3 to 5 stacked in the Z-axis direction from a first surface 2A serving as a first main surface to a second surface 2B serving as a second main surface (FIG. 3, FIG. 4).
  • Each of the insulating layers 3 to 5 is made of an insulating ceramic material that can be fired at a low temperature of 1000 ° C. or less, and is formed in a thin layer.
  • the dielectric substrate 2 is not limited to the LTCC multilayer substrate, but may be a multilayer substrate in which, for example, insulating layers made of a resin material are stacked.
  • the dielectric substrate 2 may be a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers made of a liquid crystal polymer (Liquid Crystal Polymer) (LCP) having a lower dielectric constant.
  • LCP liquid crystal polymer
  • the dielectric substrate 2 may be a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers made of a fluorine-based resin.
  • the dielectric substrate 2 may be a ceramic multilayer substrate other than the LTCC multilayer substrate.
  • the dielectric substrate 2 may be a flexible substrate having flexibility or a rigid substrate having thermoplasticity.
  • the ground conductors 6 and 7 are formed using a conductive metal material such as copper and silver.
  • the ground conductors 6 and 7 may be formed of a metal material containing aluminum, gold, or an alloy thereof as a main component.
  • the ground conductor 6 is provided on the first surface 2A of the dielectric substrate 2.
  • the ground conductor 7 is provided on the second surface 2B of the dielectric substrate 2.
  • the ground conductors 6, 7 are connected to an external ground.
  • the ground conductors 6 and 7 cover the entire surface of the dielectric substrate 2.
  • the resonator 8 is provided inside the dielectric substrate 2 (see FIGS. 1 to 4).
  • the resonator 8 is a first resonator.
  • the resonator 8 has a linear conductor 9.
  • the linear conductor 9 is located between the insulating layer 3 and the insulating layer 4 and formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the length dimension D11 of the linear conductor 9 in the X-axis direction is set to, for example, ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the first resonance frequency.
  • the first end 9A of the linear conductor 9 is located on the first end side in the X-axis direction, and is covered with the insulating layers 3 and 4.
  • the second end 9B of the linear conductor 9 is located on the second end side in the X-axis direction, and is covered with the insulating layers 3 and 4.
  • the first end 9A and the second end 9B of the linear conductor 9 are open.
  • the resonator 8 constitutes a half-wavelength resonator and an odd mode resonator.
  • the odd mode resonator has both ends open, the length of the resonator is ⁇ of the wavelength determined by the resonance frequency, the voltage is 0 at the center, and the polarity differs between the input and output terminals.
  • An even mode resonator is a resonator in which both ends are short-circuited, the length of the resonator is ⁇ of the wavelength determined by the resonance frequency, the voltage is zero at both ends, and the voltage is maximum or minimum at the center.
  • the resonator 10 is provided inside the dielectric substrate 2 (see FIGS. 1 to 4).
  • the resonator 10 is a second resonator.
  • the resonator 10 has a linear conductor 11.
  • the linear conductor 11 is located between the insulating layer 3 and the insulating layer 4 and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the linear conductor 11 is separated from the linear conductor 9 in the Y-axis direction.
  • the linear conductor 11 extends in the X-axis direction in parallel with the linear conductor 9.
  • the length dimension D12 of the linear conductor 11 in the X-axis direction is set to, for example, 1 / of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the second resonance frequency.
  • the length dimension D12 is a length dimension from the center of the via 12A to the center of the via 12B.
  • the length obtained by adding the height of the vias 12A and 12B to the length D12 may be set to ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the second resonance frequency.
  • the length dimension D12 of the linear conductor 11 may be the same value as the length dimension D11 of the linear conductor 9, or may be a different value.
  • the odd mode resonance frequency is lower than the even mode resonance frequency.
  • the frequency of the transmission zero (attenuation pole) is higher than the pass band.
  • the odd mode resonance frequency is higher than the even mode resonance frequency.
  • the frequency of the transmission zero (attenuation pole) is lower than the pass band.
  • the first end 11A of the linear conductor 11 is located on the first end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 12A serving as a first via. .
  • the second end 11B of the linear conductor 11 is located on the second end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 12B serving as a first via.
  • the vias 12A and 12B are formed of columnar conductors that penetrate the insulating layer 3 and extend in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the first end 11A and the second end 11B of the linear conductor 11 are short-circuited to the ground conductor 6.
  • the resonator 10 forms a half-wavelength resonator and an even-mode resonator.
  • the pair of input / output lines 13 and 14 connects the two resonators 8 and 10 and an external circuit, and the two resonators 8 and 10 are connected in parallel (see FIGS. 1 and 2).
  • the input / output line 13 is a first input / output line.
  • the input / output line 13 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5 at the first end in the X-axis direction.
  • the input / output line 14 is a second input / output line.
  • the input / output line 14 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5 at the second end in the X-axis direction.
  • the input / output line 13 is arranged at a position closer to the first ends 9A, 11A than the second ends 9B, 11B of the linear conductors 9, 11 of the two resonators 8, 10.
  • the input / output line 13 includes a transmission line unit 13A, a first coupling unit 13B, and a second coupling unit 13C.
  • the transmission line portion 13A is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
  • the first coupling portion 13B branches from the transmission line portion 13A, extends toward the resonator 8, and faces the first end 9A of the linear conductor 9 with the insulating layer 4 interposed therebetween in the thickness direction.
  • the first coupling portion 13B is coupled to the first end 9A of the linear conductor 9. At this time, the coupling between the first coupling portion 13B of the input / output line 13 and the first end 9A of the linear conductor 9 is dominated by capacitive coupling.
  • the second coupling portion 13C branches from the transmission line portion 13A and extends toward the resonator 10, and is arranged at a position closer to the first end 11A of the linear conductor 11 than to the first end 9A of the linear conductor 9. I have.
  • the second coupling portion 13C is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 15A serving as a second via.
  • the via 15 ⁇ / b> A is formed of a columnar conductor that extends through the insulating layer 5 in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the via 15A of the input / output line 13 is located near the via 12A of the resonator 10 and at a position different from the via 12A in the Y-axis direction.
  • the via 15A of the input / output line 13 and the via 12A of the resonator 10 extend in the opposite direction to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2 (see FIGS. 1, 3, and 4).
  • the second coupling portion 13C is coupled to the first end 11A of the linear conductor 11. At this time, the coupling between the second coupling portion 13C of the input / output line 13 and the first end 11A of the linear conductor 11 is dominated by magnetic field coupling.
  • the input / output line 14 is arranged at a position closer to the second ends 9B and 11B than the first ends 9A and 11A of the linear conductors 9 and 11 of the two resonators 8 and 10.
  • the input / output line 14 includes a transmission line section 14A, a first coupling section 14B, and a second coupling section 14C.
  • the transmission line section 14A is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
  • the first coupling portion 14B branches from the transmission line portion 14A, extends toward the resonator 8, and faces the second end 9B of the linear conductor 9 in the thickness direction with the insulating layer 4 interposed therebetween.
  • the first coupling portion 14B is coupled to the second end 9B of the linear conductor 9. At this time, the coupling between the first coupling portion 14B of the input / output line 14 and the second end 9B of the linear conductor 9 is dominated by capacitive coupling.
  • the second coupling portion 14C branches from the transmission line portion 14A and extends toward the resonator 10, and is arranged at a position closer to the second end 11B of the linear conductor 11 than to the second end 9B of the linear conductor 9. I have.
  • the second coupling portion 14C is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 15B serving as a second via.
  • the via 15 ⁇ / b> B is formed of a columnar conductor that extends through the insulating layer 5 in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the via 15B of the input / output line 14 is located near the via 12B of the resonator 10 and at a position different from the via 12B in the Y-axis direction.
  • the via 15B of the input / output line 14 and the via 12B of the resonator 10 extend in the opposite direction to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2 (see FIGS. 1 and 4).
  • the second coupling portion 14C is coupled to the second end 11B of the linear conductor 11. At this time, the coupling between the second coupling portion 14C of the input / output line 14 and the second end 11B of the linear conductor 11 is dominated by magnetic field coupling.
  • the calculation model 101 includes a dielectric substrate 102, ground conductors 103 and 104, a resonator 105, and an input / output line 108.
  • the ground conductor 103 is provided on the first surface 102A of the dielectric substrate 102.
  • the ground conductor 104 is provided on the second surface 102B of the dielectric substrate 102.
  • the resonator 105 is an even-mode resonator and includes a linear conductor 106 provided inside the dielectric substrate 102. Both ends (only one is shown) of the linear conductor 106 are connected to the ground conductor 103 by vias 107.
  • the input / output line 108 is provided inside the dielectric substrate 102 near the via 107.
  • the input / output line 108 is connected to the ground conductor 104 by a via 109. Therefore, in the calculation model 101, the via 107 of the resonator 105 and the via 109 of the input / output line 108 extend in the opposite direction (alternating direction) with respect to the thickness direction of the dielectric substrate 102, forming a reverse via. ing.
  • the calculation model 111 includes a dielectric substrate 102, ground conductors 103 and 104, a resonator 112, and an input / output line 108, similarly to the calculation model 101.
  • the resonator 112 is an even-mode resonator similarly to the resonator 105 of the calculation model 101, and includes a linear conductor 113 provided inside the dielectric substrate 102. However, both ends (only one is shown) of the linear conductor 113 are connected to the ground conductor 104 by vias 114. For this reason, in the calculation model 111, the via 114 of the resonator 112 and the via 109 of the input / output line 108 extend in the same direction with respect to the thickness direction of the dielectric substrate 102, and are in the same direction.
  • the external Q hardly changes even when the gap G1 is changed, and is, for example, 80 or more.
  • the calculation model 101 having the reverse via it can be seen that the external Q becomes smaller as the gap G1 becomes smaller.
  • the gap G1 has a negative value
  • the external Q becomes lower than 10.
  • the linear conductor 106 and the input / output line 108 overlap as in the calculation model 115 according to the first modification shown in FIG.
  • the specific bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • the linear conductor 106 and the input / output line 108 do not need to directly overlap.
  • the linear conductor 106 and the input / output line 108 may indirectly overlap with each other via the intermediate conductor 117 serving as another conductor.
  • the intermediate conductor 117 is located between the linear conductor 106 and the input / output line 108 in the thickness direction of the dielectric substrate 102.
  • the intermediate conductor 117 overlaps the linear conductor 106 and overlaps the input / output line 108.
  • the intermediate conductor 117 is a conductor having a length smaller than half the wavelength corresponding to the resonance frequency of the resonator or the frequency of the stop band. That is, the intermediate conductor 117 is a non-resonant electrode, and does not resonate at the frequencies of the pass band and the stop band required for the filter.
  • the vias 12A and 12B of the resonator 10 and the vias 15A and 15B of the input / output lines 13 and 14 extend in the thickness direction of the dielectric substrate 2. It extends in the opposite direction. For this reason, even in the bandpass filter 1 according to the first embodiment, the specific bandwidth of the bandpass filter can be increased.
  • FIG. 11 shows an example of the result.
  • the reflection coefficient S11 increases in the negative direction from 0 dB and the transmission coefficient S21 approaches 0 dB near the pass band of 25 to 31 GHz.
  • the band-pass filter 1 is a band-pass filter having a pass characteristic of, for example, a specific bandwidth of 15% or more.
  • the fractional bandwidth is obtained by dividing the bandwidth BW shown in FIG. 11 by the central frequency of 28 GHz.
  • the band-pass filter 1 includes the dielectric substrate 2, the ground conductors 6, 7 provided on the first surface 2A and the second surface 2B of the dielectric substrate 2, and the dielectric substrate 2, , A resonator 8 having a linear conductor 11 provided inside the dielectric substrate 2, a resonator 8 having a linear conductor 11 provided inside the dielectric substrate 2, and a resonator 8, the resonator 10, and an external circuit.
  • the input / output line 13 and the input / output line 14 are connected and the resonator 8 and the resonator 10 are connected in parallel.
  • the resonator 8 has both ends of the linear conductor 9 open
  • the resonator 10 has both ends of the linear conductor 11 connected to one of the first surface 2A and the second surface 2B of the dielectric substrate 2.
  • a pair of vias 12A and 12B respectively connected to the ground conductor 6 of the first substrate 2 and the other input / output line 13 of the first surface 2A and the second surface 2B of the dielectric substrate 2 that are different from the vias 12A and 12B. 7 is provided, and the input / output line 14 is provided with a via 15B connected to the other ground conductor 7 different from the vias 12A and 12B of the first surface 2A and the second surface 2B of the dielectric substrate 2. ing.
  • the resonator 8 becomes an odd-mode resonator with both ends open, and the resonator 10 becomes an even-mode resonator with both ends connected to the ground conductor 6.
  • These odd mode resonators and even mode resonators are connected in parallel between the input / output line 13 and the input / output line 14 to form a resonator parallel coupling filter.
  • the vias 12A and 12B of the even mode resonator (resonator 10) and the vias 15A and 15B of the input / output lines 13 and 14 are opposite (alternate) to each other with respect to the thickness direction of the dielectric substrate 2. They extend and are connected to different ground conductors 6,7.
  • the external Q of the resonator 10 becomes smaller as compared with the case where the vias 12A and 12B of the resonator 10 and the vias 15A and 15B of the input / output lines 13 and 14 are connected to the same ground conductor, and the band pass is reduced.
  • the fractional bandwidth of the filter 1 can be increased.
  • the feature of the second embodiment is that it is located between two resonators, penetrates the dielectric substrate in the thickness direction, and has a ground conductor on the first surface of the dielectric substrate and a ground conductor on the second surface of the dielectric substrate. It has a through via for connecting to a conductor.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the band pass filter 16 according to the second embodiment is substantially the same as the band pass filter 1 according to the first embodiment, and includes a dielectric substrate 2, ground conductors 6, 7, resonators 8, 10, and input / output lines 13, 14. It has.
  • the bandpass filter 16 includes a through via 17.
  • the through via 17 is located between the two resonators 8 and 10, penetrates the dielectric substrate 2 in the thickness direction, and the ground conductor 6 on the first surface 2 ⁇ / b> A of the dielectric substrate 2 and the The two surfaces 2B are connected to the ground conductor 7.
  • the through via 17 is arranged, for example, near an intermediate position between the resonator 8 and the resonator 10 in the Y-axis direction.
  • the external Q of the resonator 25 is reduced, and the specific bandwidth of the bandpass filter 21 can be increased.
  • the band-pass filter 16 is located between the two resonators 8 and 10, penetrates the dielectric substrate 2 in the thickness direction, and connects to the ground conductor 6 on the first surface 2 ⁇ / b> A of the dielectric substrate 2.
  • a through via 17 is provided for connecting the ground conductor 7 on the second surface 2 ⁇ / b> B of the body substrate 2.
  • the attenuation pole can be arranged in a necessary frequency region, and a desired frequency characteristic of the transmission coefficient S21 can be obtained.
  • the coupling characteristics between the two resonators 8, 10 and the first input / output line 13 and the second input / output line 14 can be stabilized.
  • a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the feature of the third embodiment resides in that a linear conductor provided inside a dielectric substrate is provided, and another even mode resonator coupled to the even mode resonator is provided.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the band-pass filter 21 according to the third embodiment is substantially the same as the band-pass filter 1 according to the first embodiment, and includes a dielectric substrate 2, ground conductors 6, 7, resonators 22, 25, and input / output lines 28, 29. It has.
  • the band pass filter 21 includes another resonator 31 coupled to the resonator 25.
  • the resonator 22 is provided inside the dielectric substrate 2 (see FIGS. 14 to 17).
  • the resonator 22 has a linear conductor 23.
  • the linear conductor 23 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5 and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the length dimension D21 of the linear conductor 23 in the X-axis direction is set to, for example, ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the first resonance frequency.
  • the first end 23A of the linear conductor 23 is located on the first end side in the X-axis direction, and is covered with the insulating layers 4 and 5.
  • the second end 23B of the linear conductor 23 is located on the second end side in the X-axis direction, and is covered with the insulating layers 4 and 5.
  • the first end 23A and the second end 23B of the linear conductor 23 are open.
  • the resonator 22 forms a half-wavelength resonator and an odd-mode resonator.
  • the first end 23A of the linear conductor 23 faces the coupling conductor 24A with the insulating layer 4 interposed therebetween.
  • the second end 23B of the linear conductor 23 faces the coupling conductor 24B with the insulating layer 4 interposed therebetween.
  • the coupling conductors 24A and 24B are located between the insulating layers 3 and 4, and extend in the Y-axis direction.
  • the coupling conductor 24A faces the first end 23A of the linear conductor 23 and also faces the coupling portion 28B of the input / output line 28.
  • the coupling conductor 24B faces the second end 23B of the linear conductor 23 and the coupling portion 29B of the input / output line 29.
  • the resonator 25 is provided inside the dielectric substrate 2 (see FIGS. 14 to 17).
  • the resonator 25 has a linear conductor 26.
  • the linear conductor 26 is located between the insulating layer 3 and the insulating layer 4, and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the linear conductor 26 is separated from the linear conductor 23 in the Y-axis direction.
  • the linear conductor 26 extends in the X-axis direction in parallel with the linear conductor 23.
  • the length dimension D22 of the linear conductor 26 in the X-axis direction is set to, for example, ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the second resonance frequency.
  • the length dimension D22 is a length dimension from the center of the via 27A to the center of the via 27B.
  • the length obtained by adding the height of the vias 27A and 27B to the length D22 may be set to ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the second resonance frequency.
  • the length dimension D22 of the linear conductor 26 is larger than the length dimension D21 of the linear conductor 23, for example.
  • the length D22 of the linear conductor 26 may be smaller than or the same as the length D21 of the linear conductor 23.
  • the odd mode resonance frequency is lower than the even mode resonance frequency.
  • the frequency of the transmission zero (attenuation pole) is higher than the pass band.
  • the odd mode resonance frequency is higher than the even mode resonance frequency.
  • the frequency of the transmission zero (attenuation pole) is lower than the pass band.
  • the first end 26A of the linear conductor 26 is located on the first end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 27A serving as a first via. .
  • the second end 26B of the linear conductor 26 is located on the second end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 27B serving as a first via.
  • the vias 27A and 27B are formed by columnar conductors that extend through the insulating layer 3 and extend in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the first end 26A and the second end 26B of the linear conductor 26 are short-circuited to the ground conductor 6.
  • the resonator 25 forms a half-wavelength resonator and an even-mode resonator.
  • the pair of input / output lines 28 and 29 connect the two resonators 22 and 25 and an external circuit, and the two resonators 22 and 25 are connected in parallel (see FIGS. 14 and 15).
  • the input / output line 28 is a first input / output line.
  • the input / output line 28 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5 at the first end side in the X-axis direction.
  • the input / output line 29 is a second input / output line.
  • the input / output line 29 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5 on the second end side in the X-axis direction.
  • the input / output line 28 is arranged at a position closer to the first ends 23A, 26A than the second ends 23B, 26B of the linear conductors 23, 26 of the two resonators 22, 25.
  • the input / output line 28 includes a transmission line unit 28A, a first coupling unit 28B, and a second coupling unit 28C.
  • the transmission line portion 28A is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
  • the first coupling portion 28B branches off from the transmission line portion 28A, extends toward the resonator 22, and faces the coupling conductor 24A in the thickness direction with the insulating layer 4 interposed therebetween.
  • the first coupling portion 28B is coupled to the first end 23A of the linear conductor 23 via the coupling conductor 24A. At this time, the capacitive coupling is dominant in the coupling between the first coupling portion 28B of the input / output line 28 and the first end 23A of the linear conductor 23.
  • the second coupling portion 28C branches from the transmission line portion 28A and extends toward the resonator 25, and is disposed at a position closer to the first end 26A of the linear conductor 26 than to the first end 23A of the linear conductor 23. I have.
  • the second coupling portion 28C is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 30A serving as a second via.
  • the via 30 ⁇ / b> A is formed of a columnar conductor that extends through the insulating layer 5 in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the via 30A of the input / output line 28 is located near the via 27A of the resonator 25 and at a position different from the via 27A in the Y-axis direction.
  • the via 30A of the input / output line 28 and the via 27A of the resonator 25 extend in the opposite direction to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2 (see FIGS. 14, 16, and 17).
  • the second coupling portion 28C is coupled to the first end 26A of the linear conductor 26. At this time, the magnetic coupling is dominant in the coupling between the second coupling portion 28C of the input / output line 28 and the first end 26A of the linear conductor 26.
  • the input / output line 29 is arranged at a position closer to the second ends 23B, 26B than the first ends 23A, 26A of the linear conductors 23, 26 of the two resonators 22, 25.
  • the input / output line 29 includes a transmission line unit 29A, a first coupling unit 29B, and a second coupling unit 29C.
  • the transmission line portion 29A is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction.
  • the first coupling portion 29B branches from the transmission line portion 29A, extends toward the resonator 22, and faces the coupling conductor 24B in the thickness direction with the insulating layer 4 interposed therebetween.
  • the first coupling portion 29B is coupled to the second end 23B of the linear conductor 23 via the coupling conductor 24B. At this time, the coupling between the first coupling portion 29B of the input / output line 29 and the second end 23B of the linear conductor 23 is dominated by capacitive coupling.
  • the second coupling portion 29C branches from the transmission line portion 29A, extends toward the resonator 25, and is disposed at a position closer to the second end 26B of the linear conductor 26 than to the second end 23B of the linear conductor 23. I have.
  • the second coupling portion 29C is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 30B serving as a second via.
  • the via 30 ⁇ / b> B is formed of a columnar conductor that extends through the insulating layer 5 in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the via 30B of the input / output line 29 is located near the via 27B of the resonator 25 and at a position different from the via 27B in the Y-axis direction.
  • the via 30B of the input / output line 29 and the via 27B of the resonator 25 extend in the opposite direction to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2 (see FIGS. 14 and 17).
  • the second coupling portion 29C is coupled to the second end 26B of the linear conductor 26. At this time, the magnetic coupling is dominant in the coupling between the second coupling portion 29C of the input / output line 29 and the second end 26B of the linear conductor 26.
  • the resonator 31 is provided inside the dielectric substrate 2 (see FIGS. 14 to 17).
  • the resonator 31 has a linear conductor 32.
  • the linear conductor 32 is located between the insulating layer 4 and the insulating layer 5, and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the linear conductor 32 is separated from the linear conductor 26 in the Y-axis direction.
  • the linear conductor 32 extends in the X-axis direction in parallel with the linear conductor 26.
  • the linear conductor 32 is arranged at a position different from the linear conductor 26 in the thickness direction of the dielectric substrate 2.
  • the linear conductor 32 may be arranged at the same position as the linear conductor 26 in the thickness direction of the dielectric substrate 2, that is, between the insulating layer 3 and the insulating layer 4.
  • the linear conductor 32 has the same length dimension D22 as the linear conductor 26, for example.
  • the linear conductor 32 and the linear conductor 26 may have different lengths.
  • the first end 32A of the linear conductor 32 is located on the first end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 33A serving as a third via.
  • the second end 32B of the linear conductor 32 is located on the second end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 33B serving as a third via.
  • the vias 33A and 33B are formed of columnar conductors that extend through the insulating layer 5 and extend in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the vias 33A and 33B of the resonator 31 are arranged near the vias 27A and 27B of the resonator 25.
  • the vias 33A and 33B of the resonator 31 are disposed on the opposite side of the vias 27A and 27B of the resonator 25 from the vias 30A and 30B of the input / output lines 28 and 29 in the Y-axis direction.
  • the first end 32A and the second end 32B of the linear conductor 32 are short-circuited to the ground conductor 7.
  • the resonator 25 forms a half-wavelength resonator and an even-mode resonator.
  • the linear conductor 32 is arranged on the opposite side of the linear conductor 23 in the Y-axis direction with the linear conductor 26 interposed therebetween. Therefore, the resonator 31 is not coupled to the resonator 22, but is coupled to the resonator 25. Further, the vias 33A and 33B of the resonator 31 and the vias 27A and 27B of the resonator 25 extend in the opposite direction to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2 (FIGS. 14 and 16). , FIG. 17).
  • the through via 34 is located between the two resonators 22 and 25, penetrates the dielectric substrate 2 in the thickness direction, and the ground conductor 6 on the first surface 2 ⁇ / b> A of the dielectric substrate 2 and the first via of the dielectric substrate 2.
  • the two surfaces 2B are connected to the ground conductor 7.
  • the through via 34 is arranged, for example, near an intermediate position between the resonator 22 and the resonator 25 in the Y-axis direction.
  • the coupling coefficient can be increased by connecting the vias 27A and 27B of the resonator 25 and the vias 33A and 33B of the resonator 31 to different ground conductors 6 and 7, respectively. I found it.
  • the calculation model 121 shown in FIG. 18 in which the vias of the two resonators coupled to each other are in the opposite direction, and the via hole of the two resonators coupled to each other shown in FIG.
  • the coupling coefficient was calculated.
  • the calculation model 121 includes a dielectric substrate 122, ground conductors 123 and 124, and two resonators 125 and 128 (see FIG. 18).
  • the ground conductor 123 is provided on the first surface 122A of the dielectric substrate 122.
  • the ground conductor 124 is provided on the second surface 122B of the dielectric substrate 122.
  • the resonator 125 has a linear conductor 126 provided inside the dielectric substrate 122.
  • the first end 126A and the second end 126B of the linear conductor 126 are connected to the ground conductor 123 by vias 127A and 127B.
  • the resonator 128 includes a linear conductor 129 provided inside the dielectric substrate 122.
  • the linear conductor 129 extends in parallel with the linear conductor 126 without being in contact with the linear conductor 126.
  • the first end 129A and the second end 129B of the linear conductor 129 are connected to the ground conductor 124 by vias 130A and 130B.
  • the vias 127A and 127B of the resonator 125 and the vias 130A and 130B of the resonator 128 extend in the opposite direction (alternating direction) with respect to the thickness direction of the dielectric substrate 122, and Has become a via.
  • the calculation model 131 includes a dielectric substrate 122, ground conductors 123 and 124, and two resonators 125 and 128, similarly to the calculation model 121 (see FIG. 19). However, the first end 126A and the second end 126B of the linear conductor 126 are connected to the ground conductor 124 by vias 132A and 132B. For this reason, in the calculation model 131, the vias 132A and 132B of the resonator 125 and the vias 130A and 130B of the resonator 128 extend in the same direction with respect to the thickness direction of the dielectric substrate 122, forming a via in the same direction. ing.
  • the coupling coefficient tends to decrease as the gap G2 becomes smaller.
  • the calculation model 121 having the reverse via it can be seen that the coupling coefficient increases as the gap G2 decreases. In particular, when the gap G2 becomes 0.2 mm or less, the coupling coefficient becomes larger than 10%. As a result, the bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • the vias 27A and 27B of the resonator 25 and the vias 33A and 33B of the resonator 31 are reversed in the thickness direction of the dielectric substrate 2. Extending in the direction. For this reason, also in the band-pass filter 21 according to the third embodiment, the specific bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • FIG. 21 shows an example of the result.
  • the reflection coefficient S11 increases in the negative direction from 0 dB near the pass band of 27 to 30 GHz, and the transmission coefficient S21 approaches 0 dB.
  • the band-pass filter 21 is a band-pass filter having a pass characteristic of, for example, a specific bandwidth of 10% or more.
  • the external Q of the resonator 25 is reduced, and the specific bandwidth of the bandpass filter 21 can be increased.
  • another resonator 31 coupled to the resonator 25 is provided on the dielectric substrate 2, so that three-stage Cul-de-Sac coupling consisting of three resonators 22, 25, and 31 is provided.
  • a filter can be configured.
  • the three-stage Cul-de-Sac coupling filter has a coupling configuration including a resonator that is not directly coupled to the input stage and the output stage. In the band-pass filter 21 shown in FIG. 15, the resonator 31 is not directly coupled to the input stage and the output stage. For this reason, a steep attenuation characteristic can be obtained as compared with the band pass filter 1 according to the first embodiment including the two resonators 8 and 10.
  • the resonator 25 includes vias 27A and 27B connected to both ends of the linear conductor 26 and connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2, and the resonator 31 includes: Vias 33A and 33B are provided connected to both ends of the linear conductor 32 and connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2.
  • the two resonators 25 and 31 become even mode resonators whose both ends are connected to the ground conductors 6 and 7.
  • the vias 27A and 27B of the resonator 25 and the vias 33A and 33B of the resonator 31 extend in directions opposite to the thickness direction of the dielectric substrate 2 and are connected to different ground conductors 6 and 7, respectively. ing.
  • the coupling coefficient between the two resonators 25 and 31 becomes larger than when the vias 27A and 27B of the resonator 25 and the vias 33A and 33B of the resonator 31 are connected to the same ground conductor.
  • the fractional bandwidth of the pass filter 21 can be widened.
  • the vias 27A and 27B of the resonator 25 are both connected to the same ground conductor 6, they may be connected to different ground conductors 6 and 7.
  • the via 27A of the resonator 25 may be connected to the ground conductor 6, and the via 27B of the resonator 25 may be connected to the ground conductor 7.
  • the via 33A of the resonator 31 is connected to the ground conductor 7, and the via 33B of the resonator 31 is connected to the ground conductor 6. Even with such a configuration, the specific bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • the band-pass filter 21 is located between the two resonators 22 and 25, penetrates the dielectric substrate 2 in the thickness direction, and connects the ground conductor 6 on the first surface 2 ⁇ / b> A of the dielectric substrate 2 to the dielectric substrate 2.
  • the second via 2 has a through via 34 for connecting the ground conductor 7 to the second surface 2B.
  • a feature of the fourth embodiment is that two even mode resonators are coupled, and the via of one even mode resonator and the via of the other even mode resonator are connected to different ground conductors.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the band-pass filter 41 according to the fourth embodiment is substantially the same as the band-pass filter 1 according to the first embodiment, and includes a dielectric substrate 2, ground conductors 6, 7, resonators 42 and 45, and input / output lines 48 and 49. It has.
  • the resonator 42 is provided inside the dielectric substrate 2.
  • the resonator 42 has a linear conductor 43.
  • the linear conductor 43 is located inside the dielectric substrate 2 and formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the length dimension of the linear conductor 43 in the X-axis direction is set to, for example, ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the first resonance frequency.
  • the length dimension of the linear conductor 43 in the X-axis direction is, for example, the length dimension from the center of the via 44A to the center of the via 44B.
  • the first end 43A of the linear conductor 43 is located on the first end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 44A serving as a first surface side via. ing.
  • the second end 43B of the linear conductor 43 is located on the second end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 44B serving as a first surface side via.
  • the vias 44A and 44B are formed of columnar conductors extending in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the first end 43A and the second end 43B of the linear conductor 43 are short-circuited to the ground conductor 6.
  • the resonator 42 constitutes a half-wavelength resonator and an even-mode resonator.
  • the resonator 45 is provided inside the dielectric substrate 2.
  • the resonator 45 has a linear conductor 46.
  • the linear conductor 46 is formed inside the dielectric substrate 2 and is formed in an elongated strip shape extending in the X-axis direction which is the length direction.
  • the linear conductor 46 is separated from the linear conductor 43 in the Y-axis direction.
  • the linear conductor 46 extends in the X-axis direction in parallel with the linear conductor 43.
  • the length of the linear conductor 46 in the X-axis direction is set, for example, to ⁇ of the wavelength in the dielectric substrate 2 corresponding to the second resonance frequency.
  • the length dimension of the linear conductor 46 in the X-axis direction is, for example, the length dimension from the center of the via 47A to the center of the via 47B.
  • the length of the linear conductor 46 may be different from or the same as the length of the linear conductor 43.
  • the first end 46A of the linear conductor 46 is located on the first end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 47A serving as a second surface side via. ing.
  • the second end 46B of the linear conductor 46 is located on the second end side in the X-axis direction, and is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 47B serving as a second surface side via.
  • the vias 47A and 47B are formed of columnar conductors extending in the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the first end 46A and the second end 46B of the linear conductor 46 are short-circuited to the ground conductor 7.
  • the resonator 45 forms a half-wavelength resonator and an even-mode resonator.
  • the pair of input / output lines 48 and 49 connect the two resonators 42 and 45 and an external circuit, and the two resonators 42 and 45 are connected in series.
  • the pair of input / output lines 48 and 49 are disposed on both sides of the two resonators 42 and 45 in the Y-axis direction, respectively.
  • One input / output line 48 is located on the first end side in the Y-axis direction.
  • the other input / output line 49 is located on the second end side in the Y-axis direction.
  • the input / output line 48 is a first input / output line.
  • the input / output line 48 is arranged at a position closer to the first end 43A than to the second end 43B of the linear conductor 43 of the resonator 42.
  • the input / output line 48 may be arranged at a position closer to the second end 43B than to the first end 43A of the linear conductor 43 of the resonator 42.
  • the input / output line 48 is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 50A serving as a line-side via connected to input / output.
  • the via 50A of the input / output line 48 and the via 44A of the resonator 42 extend in the direction opposite to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the input / output line 48 is arranged on the side opposite to the resonator 45 with the resonator 42 interposed therebetween. As a result, the input / output line 48 is not coupled to the resonator 45 but is coupled to the resonator 42.
  • the input / output line 49 is a second input / output line.
  • the input / output line 49 is arranged at a position closer to the first end 46A than to the second end 46B of the linear conductor 46 of the resonator 45.
  • the input / output line 49 may be arranged at a position closer to the second end 46B than to the first end 46A of the linear conductor 46 of the resonator 45.
  • the input / output line 49 is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 50B serving as a line-side via connected to the input / output.
  • the via 50B of the input / output line 49 and the via 47A of the resonator 45 extend in the direction opposite to the thickness direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 2.
  • the input / output line 49 is arranged on the opposite side of the resonator 45 with respect to the resonator 45.
  • the input / output line 49 is not coupled to the resonator 42 but is coupled to the resonator 45.
  • the two resonators 42 and 45 are connected in series between the pair of input / output lines 48 and 49.
  • the band-pass filter 41 of the fourth embodiment includes the dielectric substrate 2, the ground conductors 6 and 7 provided on the first surface 2 ⁇ / b> A and the second surface 2 ⁇ / b> B of the dielectric substrate 2, respectively, and the dielectric substrate 2. And a resonator 45 having a linear conductor 46 provided inside the dielectric substrate 2 and coupled to the resonator 42. .
  • the resonator 42 includes a pair of first surface side vias 44A and 44B connecting both ends of the linear conductor 43 to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2, respectively. Is provided with a pair of second surface side vias 47A, 47B for connecting both ends of the linear conductor 46 to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2, respectively.
  • the two resonators 42 and 45 become even mode resonators having both ends connected to the ground conductors 6 and 7.
  • the vias 44A and 44B of the resonator 42 and the vias 47A and 47B of the resonator 45 extend in directions opposite to the thickness direction of the dielectric substrate 2 and are connected to different ground conductors 6 and 7, respectively. ing.
  • the coupling coefficient between the two resonators 42 and 45 becomes larger than when the vias 44A and 44B of the resonator 42 and the vias 47A and 47B of the resonator 45 are connected to the same ground conductor.
  • the bandwidth of the band-pass filter 41 can be increased.
  • the band-pass filter 41 connects the two resonators 42 and 45 to an external circuit, and includes an input / output line 48 and an input / output line 49 in which the two resonators 42 and 45 are connected in series. Therefore, the two resonators 42 and 45 are connected in series between the input / output line 48 and the input / output line 49, and can form a resonator cascade connection filter.
  • the input / output line 48 is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by the line-side via 50A, and is coupled to the linear conductor 43 of the resonator 42.
  • the input / output line 49 is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a line-side via 50B, and is coupled to the linear conductor 46 of the resonator 45.
  • the coupling between the input / output line 48 and the linear conductor 43 is dominated by magnetic field coupling.
  • the coupling between the input / output line 49 and the linear conductor 46 is dominated by magnetic field coupling.
  • the via 44A of the resonator 42 and the via 50A of the input / output line 48 extend in opposite directions to the thickness direction of the dielectric substrate 2 and are connected to different ground conductors 6,7.
  • the external Q of the resonator 42 is reduced as compared with the case where the via 44A of the resonator 42, which is an even mode resonator, and the via 50A of the input / output line 48 are connected to the same ground conductor.
  • the fractional bandwidth of the filter 41 can be increased. This effect can be obtained even between the resonator 45 and the input / output line 49.
  • the input / output lines 48 and 49 are not in contact with the linear conductors 43 and 46 of the resonators 42 and 45.
  • the present invention is not limited to this.
  • input / output lines 52 and 53 in contact with linear conductors 43 and 46 of resonators 42 and 45, respectively, as in a bandpass filter 51 according to a third modification shown in FIG. May be provided. That is, in the third modified example, the input / output line 52 is the first input / output line, and is directly connected to the linear conductor 43 of the resonator 42.
  • the input / output line 53 is a second input / output line, and is directly connected to the linear conductor 46 of the resonator 45.
  • a feature of the fifth embodiment is that, in one even mode resonator, the first end of the linear conductor is connected to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate, and the second end of the linear conductor is connected to the dielectric.
  • the other even mode resonator is connected to the ground conductor on the second surface of the dielectric substrate, and is connected to the ground conductor on the second surface of the body substrate. Is connected to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate.
  • the band-pass filter 54 according to the fifth embodiment is substantially the same as the band-pass filter 41 according to the fourth embodiment, and includes the dielectric substrate 2, the ground conductors 6, 7, the resonators 42, 45, and the input / output lines 48, 49. It has.
  • the resonator 42 has a linear conductor 43.
  • the first end 43A of the linear conductor 43 is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 55A serving as a first surface side via.
  • the second end 43B of the linear conductor 43 is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 55B serving as a second surface side via.
  • the resonator 45 has a linear conductor 46.
  • the first end 46A of the linear conductor 46 is connected to the ground conductor 7 on the second surface 2B of the dielectric substrate 2 by a via 56A serving as another second surface side via.
  • the second end 43B of the linear conductor 46 is connected to the ground conductor 6 on the first surface 2A of the dielectric substrate 2 by a via 56B serving as another first surface side via.
  • the coupling coefficient between the two resonators 42 and 45 increases, and the specific bandwidth of the bandpass filter 41 can be increased.
  • a feature of the sixth embodiment is that a communication device is configured using a band-pass filter. Note that, in the sixth embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the communication device 61 includes an antenna 62, an antenna duplexer 63, a power amplifier 64, a low-noise amplifier 65, a transmission circuit 66, and a reception circuit 67.
  • the transmission circuit 66 is connected to the antenna 62 via the power amplifier 64 and the antenna duplexer 63.
  • the receiving circuit 67 is connected to the antenna 62 via the low noise amplifier 65 and the antenna duplexer 63.
  • the antenna duplexer 63 includes a changeover switch 63A and two bandpass filters 63B and 63C.
  • the changeover switch 63A selectively connects one of the transmission circuit 66 and the reception circuit 67 to the antenna 62.
  • the changeover switch 63A selectively switches the transmission state and the reception state of the communication device 61.
  • the bandpass filter 63B on the transmission side is connected between the changeover switch 63A and the power amplifier 64.
  • the bandpass filter 63C on the receiving side is connected between the changeover switch 63A and the low noise amplifier 65.
  • the bandpass filters 63B and 63C are configured by, for example, the bandpass filter 1 according to the first embodiment. Note that the band-pass filters 63B and 63C may be configured by the band-pass filters 16, 21, 41, and 54 according to the second to fifth embodiments.
  • the linear conductors 9, 11, 23, 26, 32, 43, and 46 of the resonators 8, 10, 22, 25, 31, 42, and 45 are formed linearly. However, it may be formed in a curved shape or a bent shape.
  • the band-pass filter As the band-pass filter, the communication device, and the resonator included in the above embodiment, for example, the following embodiments can be considered.
  • a first substrate having a dielectric substrate, ground conductors respectively provided on first and second surfaces of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate is provided.
  • a band-pass filter comprising: a first resonator and a first input / output line and a second input / output line in which the second resonator is connected in parallel, wherein the first resonator has Both ends of the linear conductor are open, and the second resonator connects the two ends of the linear conductor to the ground conductor on one of the first and second surfaces of the dielectric substrate.
  • One via is provided, and the first input / output line is provided between a first surface and a second surface of the dielectric substrate.
  • a second via connected to the other ground conductor different from the first via, wherein the second input / output line is connected to the first via of the first surface and the second surface of the dielectric substrate. It is characterized in that another second via connected to the other ground conductor is provided.
  • the first resonator becomes an odd-mode resonator having both ends open
  • the second resonator becomes an even-mode resonator having both ends connected to the ground conductor.
  • These odd mode resonators and even mode resonators are connected in parallel between the first input / output line and the second input / output line to form a resonator parallel coupling filter.
  • the first via of the even mode resonator and the second via of the input / output line extend in mutually opposite directions with respect to the thickness direction of the dielectric substrate, and are connected to mutually different ground conductors.
  • the external Q of the even mode resonator is smaller than that of the case where the first via of the even mode resonator and the second via of the input / output line are connected to the same ground conductor, and the ratio of the bandpass filter is reduced. Bandwidth can be increased.
  • the semiconductor device further includes a third resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate, the third resonator being coupled to the second resonator.
  • the resonator of No. 3 includes a pair of third vias respectively connecting both ends of the linear conductor to the other of the first and second surfaces of the dielectric substrate, the ground conductor being different from the first via. It is characterized by that. With this configuration, a so-called Cul-de-Sac coupling filter can be configured.
  • the dielectric substrate penetrates the dielectric substrate in a thickness direction and is located between the first resonator and the second resonator, A through via is provided for connecting the ground conductor on the first surface of the body substrate to the ground conductor on the second surface of the dielectric substrate.
  • the linear conductor of the second resonator, the first input / output line, and the second input / output line are connected to each other by the dielectric material. It is characterized in that it overlaps in the thickness direction of the body substrate via an insulating layer. With this configuration, the external Q of the even mode resonator is reduced, and the specific bandwidth of the band-pass filter can be increased.
  • the linear conductor of the second resonator, the first input / output line, and the second input / output line are connected to another electrode, conductor, or line. It is characterized by being directly overlapped without intervening.
  • the linear conductor of the second resonator, the first input / output line, and the second input / output line are different from each other by another electrode, conductor, or line. Are indirectly overlapped with each other.
  • a first substrate having a dielectric substrate, ground conductors provided on first and second surfaces of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate.
  • a band-pass filter comprising: a resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate; and a second resonator coupled to the first resonator.
  • the first resonator includes a pair of first surface side vias respectively connecting both ends of the linear conductor to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate, and the second resonator includes the linear resonator. It is characterized in that a pair of second surface side vias is provided for connecting both ends of the conductor to the ground conductor on the second surface of the dielectric substrate.
  • the first resonator and the second resonator become even mode resonators whose both ends are connected to the ground conductor.
  • the first surface side via of the first resonator that is an even mode resonator and the second surface side via of the second resonator that is an even mode resonator are positioned with respect to the thickness direction of the dielectric substrate. Extend in opposite directions to each other and are connected to different ground conductors.
  • the coupling coefficient of the two even-mode resonators is larger than that in the case where the vias of the two even-mode resonators are connected to the same ground conductor, and the fractional bandwidth can be increased.
  • a first substrate having a dielectric substrate, ground conductors provided on first and second surfaces of the dielectric substrate, and a linear conductor provided inside the dielectric substrate.
  • a band-pass filter comprising: a resonator having a linear conductor provided inside the dielectric substrate; and a second resonator coupled to the first resonator.
  • a first surface via that connects a first end of the linear conductor to the ground conductor on a first surface of the dielectric substrate; and a second end of the linear conductor that connects the second end of the linear conductor to the dielectric substrate.
  • the first resonator and the second resonator are connected to an external circuit, and the first resonator and the second resonator are connected.
  • the first resonator and the second resonator are connected.
  • the first resonator and the second resonator are connected in series between the first input / output line and the second input / output line, so that a resonator cascade connection filter can be configured.
  • the first input / output line is connected to the ground conductor on the second surface of the dielectric substrate by one of the line-side vias, and the first resonator
  • the second input / output line is connected to the ground conductor on the first surface of the dielectric substrate by the other line-side via, and is connected to the linear conductor of the second resonator. It is characterized by being combined.
  • the first surface side via of the one resonator and the one line side via of the one input / output line extend in opposite directions to the thickness direction of the dielectric substrate and are connected to different ground conductors.
  • the second-surface-side via of the other resonator and the other line-side via of the other input / output line extend in opposite directions with respect to the thickness direction of the dielectric substrate and are connected to different ground conductors.
  • the external Q of the resonator becomes smaller than when the via of the resonator (even mode resonator) and the via of the input / output line are connected to the same ground conductor, and the specific bandwidth of the band-pass filter. Can be expanded.
  • one of the pair of input / output lines is directly connected to a linear conductor of the one resonator, and One of the input / output lines is directly connected to the linear conductor of the other resonator.
  • the pair of input / output lines can be directly coupled to the two resonators.
  • the communication device includes the bandpass filter according to any one of the first to eleventh aspects.
  • a dielectric substrate ground conductors respectively provided on the first and second surfaces of the dielectric substrate, a first input / output line and a second input / output line provided on the dielectric substrate are provided.
  • a linear conductor provided inside the dielectric substrate, and both ends of the linear conductor are connected to the first surface and the second surface of the dielectric substrate.
  • a pair of first vias respectively connected to one of the ground conductors, wherein the first input / output line is different from the first via of the first surface and the second surface of the dielectric substrate.

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Abstract

帯域通過フィルタ（１）は、誘電体基板（２）の内部に設けられた線状導体（９），（１１）を有する２つの共振器（８），（１０）と、２つの共振器（８），（１０）が並列接続された一対の入出力線路（１３），（１４）と、を備えている。共振器（８）は、その線状導体（９）の両端が開放されている。共振器（１０）は、その線状導体（１１）の両端を誘電体基板（２）の第１面（２Ａ）のグランド導体（６）に接続するビア（１２Ａ），（１２Ｂ）を備えている。一対の入出力線路（１３），（１４）は、誘電体基板（２）の第２面（２Ｂ）のグランド導体（７）に接続するビア（１５Ａ），（１５Ｂ）を備えている。

Description

帯域通過フィルタ、通信装置および共振器
　本開示は、例えばマイクロ波、ミリ波等の高周波の電磁波（高周波信号）に用いて好適な帯域通過フィルタ、通信装置および共振器に関する。
　線状導体からなる共振器を備え、所望の帯域の高周波信号を通過させる帯域通過フィルタが知られている。非特許文献１には、複数の共振器を並列に結合させた共振器並列結合フィルタが開示されている。共振器並列結合フィルタは、２つの共振器が一対の入出力線路の間に並列に接続されている。このとき、２つの共振器は、互いに位相を反転させる必要がある。非特許文献１に開示された共振器並列結合フィルタは、両端が開放された奇モード共振器と、両端がグランドに短絡された偶モード共振器とを備え、これらの奇モード共振器と偶モード共振器とが一対の入出力線路の間に並列に接続されている。
M.Ohira, T.Kato and Z.Ma, "A novel microstrip filter structure consisting of transversal resonator array and its fully canonical bandpass filter design", 2015 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp.(IMS 2015), Phoenix, AZ, May 2015.
　ところで、共振器並列結合フィルタは、比帯域幅が５％以下となった狭帯域フィルタでの適用例がある。しかしながら、比帯域幅が５％を超える共振器並列結合フィルタは、実現されていない。その理由は、偶モード共振器の外部Ｑ、結合係数を、比帯域幅が５％を超えるフィルタに必要となる値にすることができないためである。このような課題は、偶モード共振器を直列に接続した共振器直列結合フィルタでも生じる。
　本発明の一実施形態の目的は、比帯域幅を広げることが可能な帯域通過フィルタ、通信装置および共振器を提供することにある。
　本発明の一実施形態は、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第２の共振器と、前記第１の共振器および前記第２の共振器と外部回路とを接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器が並列接続された第１の入出力線路および第２の入出力線路と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の両端が開放され、前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面と第２面のうち一方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１ビアを備え、前記第１の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する第２ビアを備え、前記第２の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する他の第２ビアを備えたことを特徴としている。
　本発明の一実施形態は、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１面側ビアを備え、前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第２面側ビアを備えたことを特徴としている。
　本発明の一実施形態は、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する第１面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する第２面側ビアと、を備え、前記第２の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する他の第２面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する他の第１面側ビアと、を備えたことを特徴としている。
　本発明の一実施形態によれば、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
本発明の第１の実施形態による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 図１中の帯域通過フィルタを示す平面図である。 帯域通過フィルタを図２中の矢示III－III方向からみた断面図である。 帯域通過フィルタを図２中の矢示IV－IV方向からみた断面図である。 共振器のビアと入出力線路のビアが逆方向となった場合の計算モデルを示す平面図である。 図５中の計算モデルを矢示VI－VI方向からみた断面図である。 共振器のビアと入出力線路のビアが同方向となった場合の計算モデルを示す図６と同様位置の断面図である。 共振器と入出力線路との間の隙間と外部Ｑとの関係を示す特性線図である。 第１の変形例による計算モデルを示す図６と同様位置の断面図である。 第２の変形例による計算モデルを示す図６と同様位置の断面図である。 第１の実施形態による帯域通過フィルタについて、透過係数と反射係数の周波数特性を示す特性線図である。 本発明の第２の実施形態による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 第２の実施形態による帯域通過フィルタについて、透過係数の周波数特性を示す特性線図である。 本発明の第３の実施形態による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 図１４中の帯域通過フィルタを示す平面図である。 帯域通過フィルタを図１５中の矢示XVI－XVI方向からみた断面図である。 帯域通過フィルタを図１５中の矢示XVII－XVII方向からみた断面図である。 互いに結合する２つの共振器のビアが逆方向となった場合の計算モデルを示す斜視図である。 互いに結合する２つの共振器のビアが同方向となった場合の計算モデルを示す斜視図である。 ２つの共振器間の隙間と結合係数との関係を示す特性線図である。 第３の実施形態による帯域通過フィルタについて、透過係数と反射係数の周波数特性を示す特性線図である。 本発明の第４の実施形態による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 第３の変形例による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 本発明の第５の実施形態による帯域通過フィルタを示す斜視図である。 本発明の第６の実施形態による通信装置を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態による帯域通過フィルタ、通信装置および共振器を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
　図１ないし図４は本発明の第１の実施形態による帯域通過フィルタ１を示している。帯域通過フィルタ１は、誘電体基板２、グランド導体６，７、共振器８，１０、入出力線路１３，１４を備えている。
　誘電体基板２は、互いに直交するＸ軸方向、Ｙ軸方向およびＺ軸方向のうち例えばＸ軸方向およびＹ軸方向に対して平行に広がる平板状に形成されている。誘電体基板２は、例えば低温同時焼成セラミックス多層基板（ＬＴＣＣ多層基板）によって形成されている。誘電体基板２は、第１の主面となる第１面２Ａから第２の主面となる第２面２Ｂに向けてＺ軸方向に積層した３層の絶縁層３～５（図３、図４参照）を有している。各絶縁層３～５は、１０００℃以下の低温で焼成可能な絶縁性のセラミックス材料からなり、薄い層状に形成されている。
　なお、誘電体基板２は、ＬＴＣＣ多層基板に限らず、例えば樹脂材料からなる絶縁層を積層した多層基板でもよい。誘電体基板２は、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板でもよい。誘電体基板２は、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板でもよい。誘電体基板２は、ＬＴＣＣ多層基板以外のセラミックス多層基板でもよい。さらに、誘電体基板２は、可撓性を有するフレキシブル基板でもよく、熱可塑性を有するリジッド基板でもよい。
　グランド導体６，７は、例えば銅、銀等の導電性金属材料を用いて形成されている。なお、グランド導体６，７は、アルミニウム、金またはこれらの合金を主成分とする金属材料によって形成してもよい。グランド導体６は、誘電体基板２の第１面２Ａに設けられている。グランド導体７は、誘電体基板２の第２面２Ｂに設けられている。グランド導体６，７は、外部のグランドに接続される。グランド導体６，７は、誘電体基板２の全面を覆っている。
　共振器８は、誘電体基板２の内部に設けられている（図１～図４参照）。共振器８は、第１の共振器である。共振器８は、線状導体９を有している。線状導体９は、絶縁層３と絶縁層４との間に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。図２に示すように、線状導体９のＸ軸方向の長さ寸法Ｄ11は、例えば第１の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。線状導体９の第１端９Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、絶縁層３，４によって覆われている。線状導体９の第２端９Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、絶縁層３，４によって覆われている。線状導体９の第１端９Ａおよび第２端９Ｂは、開放されている。これにより、共振器８は、半波長共振器かつ奇モード共振器を構成している。
　なお、奇モード共振器とは、両端が開放され、共振器の長さが共振周波数で決まる波長の１／２であり、電圧が中心で０になり、入力端と出力端で極性が異なる共振器をいう。偶モード共振器とは、両端が短絡され、共振器の長さが共振周波数で決まる波長の１／２であり、電圧が両端でゼロになり、電圧が中央で最大または最小となる共振器をいう。
　共振器１０は、誘電体基板２の内部に設けられている（図１～図４参照）。共振器１０は、第２の共振器である。共振器１０は、線状導体１１を有している。線状導体１１は、絶縁層３と絶縁層４との間に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。線状導体１１は、線状導体９とＹ軸方向に離間している。線状導体１１は、線状導体９と並行な状態で、Ｘ軸方向に延びている。
　図２に示すように、線状導体１１のＸ軸方向の長さ寸法Ｄ12は、例えば第２の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。長さ寸法Ｄ12は、ビア１２Ａの中心からビア１２Ｂの中心までの長さ寸法である。なお、長さ寸法Ｄ12にビア１２Ａ，１２Ｂの高さ寸法を加えた寸法が、第２の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されてもよい。線状導体１１の長さ寸法Ｄ12は、線状導体９の長さ寸法Ｄ11と同じ値でもよく、異なる値でもよい。
　線状導体１１の長さ寸法Ｄ12が線状導体９の長さ寸法Ｄ11よりも小さい場合には、偶モードの共振周波数よりも奇モードの共振周波数が低い。この場合、図１１に示すように、伝送零点（減衰極）の周波数は、通過帯域よりも高くなる。
　一方、線状導体１１の長さ寸法Ｄ12が線状導体９の長さ寸法Ｄ11よりも大きい場合には、偶モードの共振周波数よりも奇モードの共振周波数が高い。この場合、伝送零点（減衰極）の周波数は、通過帯域よりも低くなる。
　線状導体１１の第１端１１Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、第１ビアとなるビア１２Ａによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。線状導体１１の第２端１１Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、第１ビアとなるビア１２Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。ビア１２Ａ，１２Ｂは、絶縁層３を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。線状導体１１の第１端１１Ａおよび第２端１１Ｂは、グランド導体６に短絡されている。これにより、共振器１０は、半波長共振器かつ偶モード共振器を構成している。
　一対の入出力線路１３，１４は、２つの共振器８，１０と外部回路とを接続し、２つの共振器８，１０が並列接続されている（図１、図２参照）。入出力線路１３は、第１の入出力線路である。入出力線路１３は、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、絶縁層４と絶縁層５との間に配置されている。入出力線路１４は、第２の入出力線路である。入出力線路１４は、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、絶縁層４と絶縁層５との間に配置されている。
　入出力線路１３は、２つの共振器８，１０の線状導体９，１１のうち第２端９Ｂ，１１Ｂよりも第１端９Ａ，１１Ａに近い位置に配置されている。入出力線路１３は、伝送線路部１３Ａ、第１結合部１３Ｂおよび第２結合部１３Ｃを備えている。伝送線路部１３Ａは、Ｘ軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。第１結合部１３Ｂは、伝送線路部１３Ａから分岐して共振器８に向けて延び、絶縁層４を挟んで線状導体９の第１端９Ａと厚さ方向で対向している。第１結合部１３Ｂは、線状導体９の第１端９Ａに結合されている。このとき、入出力線路１３の第１結合部１３Ｂと線状導体９の第１端９Ａとの結合は、容量結合が支配的である。
　第２結合部１３Ｃは、伝送線路部１３Ａから分岐して共振器１０に向けて延び、線状導体９の第１端９Ａよりも線状導体１１の第１端１１Ａに近い位置に配置されている。第２結合部１３Ｃは、第２ビアとなるビア１５Ａによって、誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア１５Ａは、絶縁層５を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。入出力線路１３のビア１５Ａは、共振器１０のビア１２Ａの近傍であって、ビア１２ＡとＹ軸方向の異なる位置に配置されている。入出力線路１３のビア１５Ａと共振器１０のビア１２Ａとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている（図１、図３、図４参照）。第２結合部１３Ｃは、線状導体１１の第１端１１Ａに結合されている。このとき、入出力線路１３の第２結合部１３Ｃと線状導体１１の第１端１１Ａとの結合は、磁界結合が支配的である。
　入出力線路１４は、２つの共振器８，１０の線状導体９，１１のうち第１端９Ａ，１１Ａよりも第２端９Ｂ，１１Ｂに近い位置に配置されている。入出力線路１４は、入出力線路１３と同様に、伝送線路部１４Ａ、第１結合部１４Ｂおよび第２結合部１４Ｃを備えている。伝送線路部１４Ａは、Ｘ軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。第１結合部１４Ｂは、伝送線路部１４Ａから分岐して共振器８に向けて延び、絶縁層４を挟んで線状導体９の第２端９Ｂと厚さ方向で対向している。第１結合部１４Ｂは、線状導体９の第２端９Ｂに結合されている。このとき、入出力線路１４の第１結合部１４Ｂと線状導体９の第２端９Ｂとの結合は、容量結合が支配的である。
　第２結合部１４Ｃは、伝送線路部１４Ａから分岐して共振器１０に向けて延び、線状導体９の第２端９Ｂよりも線状導体１１の第２端１１Ｂに近い位置に配置されている。第２結合部１４Ｃは、第２ビアとなるビア１５Ｂによって、誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア１５Ｂは、絶縁層５を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。入出力線路１４のビア１５Ｂは、共振器１０のビア１２Ｂの近傍であって、ビア１２ＢとＹ軸方向の異なる位置に配置されている。入出力線路１４のビア１５Ｂと共振器１０のビア１２Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている（図１、図４参照）。第２結合部１４Ｃは、線状導体１１の第２端１１Ｂに結合されている。このとき、入出力線路１４の第２結合部１４Ｃと線状導体１１の第２端１１Ｂとの結合は、磁界結合が支配的である。
　次に、図５ないし図８を参照して、共振器１０のビア１２Ａ，１２Ｂおよび入出力線路１３，１４のビア１５Ａ，１５Ｂと、外部Ｑとの関係について説明する。
　入出力線路１３，１４と偶モード共振器からなる共振器１０とを主に磁界結合によって結合させる場合には、これらによる外部Ｑが大きくなり易い。この結果、帯域通過フィルタの比帯域幅が狭くなる傾向がある。
　これに対し、本願発明者が鋭意検討した結果、共振器１０のビア１２Ａ，１２Ｂと入出力線路１３，１４のビア１５Ａ，１５Ｂとを互いに異なるグランド導体６，７に接続することによって、外部Ｑを低下させることが可能であることが分かった。この効果を確認するために、図５および図６に示す逆方向のビアを備えた計算モデル１０１と、図７に示す同方向のビアを備えた計算モデル１１１について、外部Ｑを算出した。
　ここで、計算モデル１０１は、誘電体基板１０２、グランド導体１０３，１０４、共振器１０５、入出力線路１０８を備えている。グランド導体１０３は、誘電体基板１０２の第１面１０２Ａに設けられている。グランド導体１０４は、誘電体基板１０２の第２面１０２Ｂに設けられている。共振器１０５は、偶モード共振器であって、誘電体基板１０２の内部に設けられた線状導体１０６を備えている。線状導体１０６の両端（一方のみ図示）は、ビア１０７によってグランド導体１０３に接続されている。入出力線路１０８は、ビア１０７の近傍に位置して、誘電体基板１０２の内部に設けられている。入出力線路１０８は、ビア１０９によってグランド導体１０４に接続されている。このため、計算モデル１０１では、共振器１０５のビア１０７と入出力線路１０８のビア１０９とが誘電体基板１０２の厚さ方向に対して逆方向（互い違い）に向けて延び、逆方向ビアとなっている。
　計算モデル１１１は、計算モデル１０１とほぼ同様に、誘電体基板１０２、グランド導体１０３，１０４、共振器１１２、入出力線路１０８を備えている。共振器１１２は、計算モデル１０１の共振器１０５と同様に、偶モード共振器であって、誘電体基板１０２の内部に設けられた線状導体１１３を備えている。但し、線状導体１１３の両端（一方のみ図示）は、ビア１１４によってグランド導体１０４に接続されている。このため、計算モデル１１１では、共振器１１２のビア１１４と入出力線路１０８のビア１０９とが誘電体基板１０２の厚さ方向に対して同方向に向けて延び、同方向ビアとなっている。
　これらの計算モデル１０１，１１１について、共振器１０５，１１２の線状導体１０６，１１３と入出力線路１０８との間の隙間Ｇ1と外部Ｑとの関係を求めた。その結果を、図８に示す。
　図８に示すように、同方向ビアを備えた計算モデル１１１では、隙間Ｇ1を変化させても外部Ｑは殆ど変化せず、例えば８０以上になっている。これに対し、逆方向ビアを備えた計算モデル１０１では、隙間Ｇ1が小さくなるに従って、外部Ｑが小さくなることが分かる。特に、隙間Ｇ1が負の値となったとき、外部Ｑは１０よりも低下する。隙間Ｇ1が負の値となる場合には、図９に示す第１の変形例による計算モデル１１５のように、線状導体１０６と入出力線路１０８とが重なり合う。これにより、計算モデル１０１では、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　なお、線状導体１０６と入出力線路１０８とは、直接的に重なり合う必要はない。例えば、図１０に示す第２の変形例による計算モデル１１６のように、他の導体となる中間導体１１７を介して、線状導体１０６と入出力線路１０８とは、間接的に重なり合ってもよい。この場合、中間導体１１７は、誘電体基板１０２の厚さ方向に対して、線状導体１０６と入出力線路１０８との間に位置している。中間導体１１７は、線状導体１０６と重なり合うと共に、入出力線路１０８と重なり合っている。なお、中間導体１１７は、共振器の共振周波数あるいは阻止帯域の周波数相当の波長の１／２よりも小さい長さの導体である。即ち、中間導体１１７は、非共振電極であり、フィルタに要求されている通過帯域および阻止帯域の周波数では共振しない。
　第１の実施形態による帯域通過フィルタ１も、計算モデル１０１と同様に、共振器１０のビア１２Ａ，１２Ｂおよび入出力線路１３，１４のビア１５Ａ，１５Ｂとが誘電体基板２の厚さ方向に対して逆方向に延びている。このため、第１の実施形態による帯域通過フィルタ１でも、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第１の実施形態による帯域通過フィルタ１の周波数特性を確認するために、ＳパラメータのＳ11（反射係数）とＳ21（透過係数）の周波数特性を求めた。その結果の一例を図１１に示す。
　図１１に示すように、本実施形態の帯域通過フィルタ１では、通過帯域である２５～３１ＧＨｚ付近で、反射係数Ｓ11は０ｄＢよりもマイナス方向に増加し、透過係数Ｓ21は０ｄＢに近付いている。これにより、帯域通過フィルタ１は、例えば比帯域幅を１５％以上の通過特性を有する帯域通過フィルタとなることを確認した。このとき、比帯域幅は、図１１に示した帯域幅ＢＷを中心周波数である２８ＧＨｚで割ったものである。
　かくして、第１の実施形態による帯域通過フィルタ１は、誘電体基板２と、誘電体基板２の第１面２Ａおよび第２面２Ｂにそれぞれ設けられたグランド導体６，７と、誘電体基板２の内部に設けられた線状導体９を有する共振器８と、誘電体基板２の内部に設けられた線状導体１１を有する共振器１０と、共振器８および共振器１０と外部回路とを接続し、共振器８と共振器１０が並列接続された入出力線路１３および入出力線路１４と、を備えている。
　これに加え、共振器８は、その線状導体９の両端が開放され、共振器１０は、その線状導体１１の両端を誘電体基板２の第１面２Ａと第２面２Ｂのうち一方のグランド導体６にそれぞれ接続する一対のビア１２Ａ，１２Ｂを備え、入出力線路１３は、誘電体基板２の第１面２Ａと第２面２Ｂのうちビア１２Ａ，１２Ｂとは異なる他方のグランド導体７に接続するビア１５Ａを備え、入出力線路１４は、誘電体基板２の第１面２Ａと第２面２Ｂのうちビア１２Ａ，１２Ｂとは異なる他方のグランド導体７に接続するビア１５Ｂを備えている。
　このように構成したことにより、共振器８は両端が開放された奇モード共振器になり、共振器１０は両端がグランド導体６に接続された偶モード共振器になる。これらの奇モード共振器および偶モード共振器は、入出力線路１３と入出力線路１４との間に並列接続され、共振器並列結合フィルタを構成する。このとき、偶モード共振器（共振器１０）のビア１２Ａ，１２Ｂと入出力線路１３，１４のビア１５Ａ，１５Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向に対して互いに逆方向（互い違い）に延び、互いに異なるグランド導体６，７に接続されている。この結果、共振器１０のビア１２Ａ，１２Ｂと入出力線路１３，１４のビア１５Ａ，１５Ｂとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、共振器１０の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタ１の比帯域幅を広げることができる。
　次に、図１２および図１３を用いて、本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態の特徴は、２つの共振器の間に位置して誘電体基板を厚さ方向に貫通し、誘電体基板の第１面のグランド導体と誘電体基板の第２面のグランド導体とを接続する貫通ビアを備えたことにある。なお、第２の実施形態において、第１の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
　第２の実施形態による帯域通過フィルタ１６は、第１の実施形態による帯域通過フィルタ１とほぼ同様に、誘電体基板２、グランド導体６，７、共振器８，１０、入出力線路１３，１４を備えている。これに加え、帯域通過フィルタ１６は、貫通ビア１７を備えている。
　貫通ビア１７は、２つの共振器８，１０の間に位置して誘電体基板２を厚さ方向に貫通し、誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６と誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７とを接続している。貫通ビア１７は、例えばＹ軸方向に対して共振器８と共振器１０との間の中間位置付近に配置されている。
　かくして、このように構成された第２の実施形態においても、共振器２５の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタ２１の比帯域幅を広げることができる。
　例えば、貫通ビア１７を省いた場合には、キャビティに起因する不要な共振が発生することがある。これにより、図１３中の破線に示すように、必要な周波数領域（例えば通過帯域の低周波側）に減衰極が生成されないという問題がある。これに対し、帯域通過フィルタ１６は、２つの共振器８，１０の間に位置して誘電体基板２を厚さ方向に貫通し、誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６と誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７とを接続する貫通ビア１７を備えている。このように構成したことにより、帯域通過フィルタ１６を含むパッケージ全体の不要な共振を抑制することができる。この結果、図１３中の実線に示すように、必要な周波数領域に減衰極を配置することができ、所望な透過係数Ｓ21の周波数特性を得ることができる。これに加え、２つの共振器８，１０と第１の入出力線路１３および第２の入出力線路１４との間の結合特性を安定させることができる。
　次に、図１４ないし図１７を用いて、本発明の第３の実施形態について説明する。第３の実施形態の特徴は、誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、偶モード共振器に結合される他の偶モード共振器を備えたことにある。なお、第３の実施形態において、第１の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
　第３の実施形態による帯域通過フィルタ２１は、第１の実施形態による帯域通過フィルタ１とほぼ同様に、誘電体基板２、グランド導体６，７、共振器２２，２５、入出力線路２８，２９を備えている。これに加えて、帯域通過フィルタ２１は、共振器２５に結合される他の共振器３１を備えている。
　共振器２２は、誘電体基板２の内部に設けられている（図１４～図１７参照）。共振器２２は、線状導体２３を有している。線状導体２３は、絶縁層４と絶縁層５との間に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。図１５に示すように、線状導体２３のＸ軸方向の長さ寸法Ｄ21は、例えば第１の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。線状導体２３の第１端２３Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、絶縁層４，５によって覆われている。線状導体２３の第２端２３Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、絶縁層４，５によって覆われている。線状導体２３の第１端２３Ａおよび第２端２３Ｂは、開放されている。これにより、共振器２２は、半波長共振器かつ奇モード共振器を構成している。
　線状導体２３の第１端２３Ａは、絶縁層４を挟んで結合導体２４Ａと対向している。線状導体２３の第２端２３Ｂは、絶縁層４を挟んで結合導体２４Ｂと対向している。結合導体２４Ａ，２４Ｂは、絶縁層３と絶縁層４との間に位置して、Ｙ軸方向に延びている。結合導体２４Ａは、線状導体２３の第１端２３Ａに対向すると共に、入出力線路２８の結合部２８Ｂと対向している。結合導体２４Ｂは、線状導体２３の第２端２３Ｂに対向すると共に、入出力線路２９の結合部２９Ｂと対向している。これにより、共振器２２は、入出力線路２８，２９に結合されている。このとき、共振器２２と入出力線路２８，２９との結合は、容量結合が支配的である。
　共振器２５は、誘電体基板２の内部に設けられている（図１４～図１７参照）。共振器２５は、線状導体２６を有している。線状導体２６は、絶縁層３と絶縁層４との間に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。線状導体２６は、線状導体２３とＹ軸方向に離間している。線状導体２６は、線状導体２３と並行な状態で、Ｘ軸方向に延びている。
　図１５に示すように、線状導体２６のＸ軸方向の長さ寸法Ｄ22は、例えば第２の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。長さ寸法Ｄ22は、ビア２７Ａの中心からビア２７Ｂの中心までの長さ寸法である。なお、長さ寸法Ｄ22にビア２７Ａ，２７Ｂの高さ寸法を加えた寸法が、第２の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されてもよい。線状導体２６の長さ寸法Ｄ22は、例えば線状導体２３の長さ寸法Ｄ21よりも大きな値になっている。なお、線状導体２６の長さ寸法Ｄ22は、線状導体２３の長さ寸法Ｄ21よりも小さい値でもよく、同じ値でもよい。
　線状導体２６の長さ寸法Ｄ22が線状導体２３の長さ寸法Ｄ21よりも小さい場合には、偶モードの共振周波数よりも奇モードの共振周波数が低い。この場合、伝送零点（減衰極）の周波数は、通過帯域よりも高くなる。
　一方、線状導体２６の長さ寸法Ｄ22が線状導体２３の長さ寸法Ｄ21よりも大きい場合には、偶モードの共振周波数よりも奇モードの共振周波数が高い。この場合、伝送零点（減衰極）の周波数は、通過帯域よりも低くなる。
　線状導体２６の第１端２６Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、第１ビアとなるビア２７Ａによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。線状導体２６の第２端２６Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、第１ビアとなるビア２７Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。ビア２７Ａ，２７Ｂは、絶縁層３を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。線状導体２６の第１端２６Ａおよび第２端２６Ｂは、グランド導体６に短絡されている。これにより、共振器２５は、半波長共振器かつ偶モード共振器を構成している。
　一対の入出力線路２８，２９は、２つの共振器２２，２５と外部回路とを接続し、２つの共振器２２，２５が並列接続されている（図１４、図１５参照）。入出力線路２８は、第１の入出力線路である。入出力線路２８は、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、絶縁層４と絶縁層５との間に配置されている。入出力線路２９は、第２の入出力線路である。入出力線路２９は、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、絶縁層４と絶縁層５との間に配置されている。
　入出力線路２８は、２つの共振器２２，２５の線状導体２３，２６のうち第２端２３Ｂ，２６Ｂよりも第１端２３Ａ，２６Ａに近い位置に配置されている。入出力線路２８は、伝送線路部２８Ａ、第１結合部２８Ｂおよび第２結合部２８Ｃを備えている。伝送線路部２８Ａは、Ｘ軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。第１結合部２８Ｂは、伝送線路部２８Ａから分岐して共振器２２に向けて延び、絶縁層４を挟んで結合導体２４Ａと厚さ方向で対向している。第１結合部２８Ｂは、結合導体２４Ａを介して線状導体２３の第１端２３Ａに結合されている。このとき、入出力線路２８の第１結合部２８Ｂと線状導体２３の第１端２３Ａとの結合は、容量結合が支配的である。
　第２結合部２８Ｃは、伝送線路部２８Ａから分岐して共振器２５に向けて延び、線状導体２３の第１端２３Ａよりも線状導体２６の第１端２６Ａに近い位置に配置されている。第２結合部２８Ｃは、第２ビアとなるビア３０Ａによって、誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア３０Ａは、絶縁層５を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。入出力線路２８のビア３０Ａは、共振器２５のビア２７Ａの近傍であって、ビア２７ＡとＹ軸方向の異なる位置に配置されている。入出力線路２８のビア３０Ａと共振器２５のビア２７Ａとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている（図１４、図１６、図１７参照）。第２結合部２８Ｃは、線状導体２６の第１端２６Ａに結合されている。このとき、入出力線路２８の第２結合部２８Ｃと線状導体２６の第１端２６Ａとの結合は、磁界結合が支配的である。
　入出力線路２９は、２つの共振器２２，２５の線状導体２３，２６のうち第１端２３Ａ，２６Ａよりも第２端２３Ｂ，２６Ｂに近い位置に配置されている。入出力線路２９は、入出力線路２８と同様に、伝送線路部２９Ａ、第１結合部２９Ｂおよび第２結合部２９Ｃを備えている。伝送線路部２９Ａは、Ｘ軸方向に延びる細長い帯状に形成されている。第１結合部２９Ｂは、伝送線路部２９Ａから分岐して共振器２２に向けて延び、絶縁層４を挟んで結合導体２４Ｂと厚さ方向で対向している。第１結合部２９Ｂは、結合導体２４Ｂを介して線状導体２３の第２端２３Ｂに結合されている。このとき、入出力線路２９の第１結合部２９Ｂと線状導体２３の第２端２３Ｂとの結合は、容量結合が支配的である。
　第２結合部２９Ｃは、伝送線路部２９Ａから分岐して共振器２５に向けて延び、線状導体２３の第２端２３Ｂよりも線状導体２６の第２端２６Ｂに近い位置に配置されている。第２結合部２９Ｃは、第２ビアとなるビア３０Ｂによって、誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア３０Ｂは、絶縁層５を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。入出力線路２９のビア３０Ｂは、共振器２５のビア２７Ｂの近傍であって、ビア２７ＢとＹ軸方向の異なる位置に配置されている。入出力線路２９のビア３０Ｂと共振器２５のビア２７Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている（図１４、図１７参照）。第２結合部２９Ｃは、線状導体２６の第２端２６Ｂに結合されている。このとき、入出力線路２９の第２結合部２９Ｃと線状導体２６の第２端２６Ｂとの結合は、磁界結合が支配的である。
　共振器３１は、誘電体基板２の内部に設けられている（図１４～図１７参照）。共振器３１は、線状導体３２を有している。線状導体３２は、絶縁層４と絶縁層５との間に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。線状導体３２は、線状導体２６とＹ軸方向に離間している。線状導体３２は、線状導体２６と並行な状態で、Ｘ軸方向に延びている。線状導体３２は、誘電体基板２の厚さ方向で線状導体２６と異なる位置に配置されている。この場合、Ｙ軸方向の離間寸法を変えることなく、線状導体３２と線状導体２６との間の距離を大きくすることができるため、結合強度の調整が可能になる。なお、線状導体３２は、誘電体基板２の厚さ方向で線状導体２６と同じ位置、即ち絶縁層３と絶縁層４との間に配置されていてもよい。
　線状導体３２は、例えば線状導体２６と同じ長さ寸法Ｄ22を有している。なお、線状導体３２と線状導体２６とは、異なる長さ寸法を有していてもよい。
　線状導体３２の第１端３２Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、第３ビアとなるビア３３Ａによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。線状導体３２の第２端３２Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、第３ビアとなるビア３３Ｂによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア３３Ａ，３３Ｂは、絶縁層５を貫通して誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂは、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂの近傍に配置されている。これに加え、共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂは、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂを挟んでＹ軸方向で入出力線路２８，２９のビア３０Ａ，３０Ｂとは反対側に配置されている。線状導体３２の第１端３２Ａおよび第２端３２Ｂは、グランド導体７に短絡されている。これにより、共振器２５は、半波長共振器かつ偶モード共振器を構成している。
　また、線状導体３２は、線状導体２６を挟んでＹ軸方向で線状導体２３とは反対側に配置されている。このため、共振器３１は、共振器２２には結合せず、共振器２５に結合する。さらに、共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂと共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている（図１４、図１６、図１７参照）。
　貫通ビア３４は、２つの共振器２２，２５の間に位置して誘電体基板２を厚さ方向に貫通し、誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６と誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７とを接続している。貫通ビア３４は、例えばＹ軸方向に対して共振器２２と共振器２５との間の中間位置付近に配置されている。
　次に、図１８ないし図２０を参照して、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂおよび共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂと、結合係数との関係について説明する。
　偶モード共振器からなる２つの共振器２５，３１を結合させる場合には、これらの結合係数が小さくなり易い。この結果、帯域通過フィルタの比帯域幅が狭くなる傾向がある。
　これに対し、本願発明者が鋭意検討した結果、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂおよび共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂを互いに異なるグランド導体６，７に接続することによって、結合係数が増大可能であることが分かった。この効果を確認するために、図１８に示す互いに結合する２つの共振器のビアが逆方向となった計算モデル１２１と、図１９に示す互いに結合する２つの共振器のビアが同方向となった計算モデル１３１について、結合係数を算出した。
　ここで、計算モデル１２１は、誘電体基板１２２、グランド導体１２３，１２４、２つの共振器１２５，１２８を備えている（図１８参照）。グランド導体１２３は、誘電体基板１２２の第１面１２２Ａに設けられている。グランド導体１２４は、誘電体基板１２２の第２面１２２Ｂに設けられている。共振器１２５は、誘電体基板１２２の内部に設けられた線状導体１２６を備えている。線状導体１２６の第１端１２６Ａと第２端１２６Ｂは、ビア１２７Ａ，１２７Ｂによってグランド導体１２３に接続されている。共振器１２８は、誘電体基板１２２の内部に設けられた線状導体１２９を備えている。線状導体１２９は、線状導体１２６と非接触な状態で、線状導体１２６と並行に延びている。線状導体１２９の第１端１２９Ａと第２端１２９Ｂは、ビア１３０Ａ，１３０Ｂによってグランド導体１２４に接続されている。このため、計算モデル１２１では、共振器１２５のビア１２７Ａ，１２７Ｂと共振器１２８のビア１３０Ａ，１３０Ｂとが誘電体基板１２２の厚さ方向に対して逆方向（互い違い）に向けて延び、逆方向ビアとなっている。
　計算モデル１３１は、計算モデル１２１とほぼ同様に、誘電体基板１２２、グランド導体１２３，１２４、２つの共振器１２５，１２８を備えている（図１９参照）。但し、線状導体１２６の第１端１２６Ａと第２端１２６Ｂは、ビア１３２Ａ，１３２Ｂによってグランド導体１２４に接続されている。このため、計算モデル１３１では、共振器１２５のビア１３２Ａ，１３２Ｂと共振器１２８のビア１３０Ａ，１３０Ｂとが誘電体基板１２２の厚さ方向に対して同方向に向けて延び、同方向ビアとなっている。
　これらの計算モデル１２１，１３１について、共振器１２５，１２８の線状導体１２６，１２９の間の隙間Ｇ2と結合係数との関係を求めた。その結果を、図２０に示す。
　図２０に示すように、同方向ビアを備えた計算モデル１３１では、隙間Ｇ2が小さくなるに従って結合係数が減少する傾向がある。これに対し、逆方向ビアを備えた計算モデル１２１では、隙間Ｇ2が小さくなるに従って、結合係数が大きくなることが分かる。特に、隙間Ｇ2が０．２ｍｍ以下になったとき、結合係数が１０％よりも大きくなる。これにより、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第３の実施形態による帯域通過フィルタ２１も、計算モデル１２１と同様に、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂおよび共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂとが誘電体基板２の厚さ方向に対して逆方向に延びている。このため、第３の実施形態による帯域通過フィルタ２１でも、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第３の実施形態による帯域通過フィルタ２１のフィルタリング特性を確認するために、ＳパラメータのＳ11（反射係数）とＳ21（透過係数）の周波数特性を求めた。その結果の一例を図２１に示す。
　図２１に示すように、本実施形態の帯域通過フィルタ２１では、通過帯域である２７～３０ＧＨｚ付近で、反射係数Ｓ11は０ｄＢよりもマイナス方向に増加し、透過係数Ｓ21は０ｄＢに近付いている。これにより、帯域通過フィルタ２１は、例えば比帯域幅を１０％以上の通過特性を有する帯域通過フィルタとなることを確認した。
　かくして、このように構成された第３の実施形態においても、共振器２５の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタ２１の比帯域幅を広げることができる。また、第３の実施形態では、誘電体基板２には共振器２５に結合する他の共振器３１を設けたから、３つの共振器２２，２５，３１からなる３段のCul-de-Sac結合フィルタを構成することができる。３段のCul-de-Sac結合フィルタは、入力段と出力段に直接結合しない共振器を含む結合構成となっている。図１５に示す帯域通過フィルタ２１は、共振器３１が入力段と出力段に直接結合されていない。このため、２つの共振器８，１０からなる第１の実施形態による帯域通過フィルタ１に比べて、急峻な減衰特性を得ることができる。
　さらに、共振器２５は、その線状導体２６の両端に接続して設けられ、誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されたビア２７Ａ，２７Ｂを備え、共振器３１は、その線状導体３２の両端に接続して設けられ、誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されたビア３３Ａ，３３Ｂを備えている。
　このように構成したことにより、２つの共振器２５，３１は両端がグランド導体６，７に接続された偶モード共振器になる。このとき、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂと共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体６，７に接続されている。この結果、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂと共振器３１のビア３３Ａ，３３Ｂとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、２つの共振器２５，３１の結合係数が大きくなり、帯域通過フィルタ２１の比帯域幅を広げることができる。
　なお、共振器２５のビア２７Ａ，２７Ｂは、両方とも同じグランド導体６に接続されたが、互いに異なるグランド導体６，７に接続されてもよい。例えば、共振器２５のビア２７Ａはグランド導体６に接続され、共振器２５のビア２７Ｂはグランド導体７に接続されてもよい。この場合、共振器３１のビア３３Ａはグランド導体７に接続され、共振器３１のビア３３Ｂはグランド導体６に接続される。このような構成でも、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　また、帯域通過フィルタ２１は、２つの共振器２２，２５の間に位置して誘電体基板２を厚さ方向に貫通し、誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６と誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７とを接続する貫通ビア３４を備えている。このように構成したことにより、第２の実施の形態による帯域通過フィルタ１６と同様に、帯域通過フィルタ２１を含むパッケージ全体の不要な共振を抑制することができる。この結果、必要な周波数領域に減衰極を配置することができ、所望な透過係数Ｓ21の周波数特性を得ることができる。これに加え、２つの共振器２２，２５と入出力線路２８，２９との間の結合特性を安定させることができる。
　次に、図２２を用いて、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態の特徴は、２つの偶モード共振器が結合すると共に、一方の偶モード共振器のビアと他方の偶モード共振器のビアとが互いに異なるグランド導体に接続されたことにある。なお、第４の実施形態において、第１の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
　第４の実施形態による帯域通過フィルタ４１は、第１の実施形態による帯域通過フィルタ１とほぼ同様に、誘電体基板２、グランド導体６，７、共振器４２，４５、入出力線路４８，４９を備えている。
　共振器４２は、誘電体基板２の内部に設けられている。共振器４２は、線状導体４３を有している。線状導体４３は、誘電体基板２の内部に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。線状導体４３のＸ軸方向の長さ寸法は、例えば第１の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。線状導体４３のＸ軸方向の長さ寸法は、例えばビア４４Ａの中心からビア４４Ｂの中心までの長さ寸法である。
　線状導体４３の第１端４３Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、第１面側ビアとなるビア４４Ａによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。線状導体４３の第２端４３Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、第１面側ビアとなるビア４４Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。ビア４４Ａ，４４Ｂは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。線状導体４３の第１端４３Ａおよび第２端４３Ｂは、グランド導体６に短絡されている。これにより、共振器４２は、半波長共振器かつ偶モード共振器を構成している。
　共振器４５は、誘電体基板２の内部に設けられている。共振器４５は、線状導体４６を有している。線状導体４６は、誘電体基板２の内部に位置して、長さ方向となるＸ軸方向に延びた細長い帯状に形成されている。線状導体４６は、線状導体４３とＹ軸方向に離間している。線状導体４６は、線状導体４３と並行な状態で、Ｘ軸方向に延びている。
　線状導体４６のＸ軸方向の長さ寸法は、例えば第２の共振周波数に対応した誘電体基板２内の波長の１／２に設定されている。線状導体４６のＸ軸方向の長さ寸法は、例えばビア４７Ａの中心からビア４７Ｂの中心までの長さ寸法である。線状導体４６の長さ寸法は、線状導体４３の長さ寸法と異なる値でもよく、同じ値でもよい。
　線状導体４６の第１端４６Ａは、Ｘ軸方向の第１端側に位置して、第２面側ビアとなるビア４７Ａによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。線状導体４６の第２端４６Ｂは、Ｘ軸方向の第２端側に位置して、第２面側ビアとなるビア４７Ｂによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。ビア４７Ａ，４７Ｂは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に延びる柱状の導体によって形成されている。線状導体４６の第１端４６Ａおよび第２端４６Ｂは、グランド導体７に短絡されている。これにより、共振器４５は、半波長共振器かつ偶モード共振器を構成している。
　一対の入出力線路４８，４９は、２つの共振器４２，４５と外部回路とを接続し、２つの共振器４２，４５が直列接続されている。一対の入出力線路４８，４９は、２つの共振器４２，４５を挟んでＹ軸方向の両側にそれぞれ配置されている。一方の入出力線路４８は、Ｙ軸方向の第１端側に位置している。他方の入出力線路４９は、Ｙ軸方向の第２端側に位置している。
　入出力線路４８は、第１の入出力線路である。入出力線路４８は、共振器４２の線状導体４３のうち第２端４３Ｂよりも第１端４３Ａに近い位置に配置されている。なお、入出力線路４８は、共振器４２の線状導体４３のうち第１端４３Ａよりも第２端４３Ｂに近い位置に配置してもよい。入出力線路４８は、入出力に繋がる線路側ビアとなるビア５０Ａによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。入出力線路４８のビア５０Ａと共振器４２のビア４４Ａとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている。入出力線路４８は、共振器４２を挟んで共振器４５とは反対側に配置されている。これにより、入出力線路４８は、共振器４５とは結合せず、共振器４２に結合している。
　入出力線路４９は、第２の入出力線路である。入出力線路４９は、共振器４５の線状導体４６のうち第２端４６Ｂよりも第１端４６Ａに近い位置に配置されている。なお、入出力線路４９は、共振器４５の線状導体４６のうち第１端４６Ａよりも第２端４６Ｂに近い位置に配置してもよい。入出力線路４９は、入出力に繋がる線路側ビアとなるビア５０Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。入出力線路４９のビア５０Ｂと共振器４５のビア４７Ａとは、誘電体基板２の厚さ方向（Ｚ軸方向）に対して逆方向に延びている。入出力線路４９は、共振器４５を挟んで共振器４２とは反対側に配置されている。これにより、入出力線路４９は、共振器４２とは結合せず、共振器４５に結合している。この結果、２つの共振器４２，４５は、一対の入出力線路４８，４９の間に直列接続されている。
　かくして、第４の実施形態の帯域通過フィルタ４１は、誘電体基板２と、誘電体基板２の第１面２Ａおよび第２面２Ｂにそれぞれ設けられたグランド導体６，７と、誘電体基板２の内部に設けられた線状導体４３を有する共振器４２と、誘電体基板２の内部に設けられた線状導体４６を有し、共振器４２と結合する共振器４５と、を備えている。
　これに加え、共振器４２は、その線状導体４３の両端を誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６にそれぞれ接続する一対の第１面側ビア４４Ａ，４４Ｂを備え、共振器４５は、その線状導体４６の両端を誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７にそれぞれ接続する一対の第２面側ビア４７Ａ，４７Ｂを備えている。
　このように構成したことにより、２つの共振器４２，４５は両端がグランド導体６，７に接続された偶モード共振器になる。このとき、共振器４２のビア４４Ａ，４４Ｂと共振器４５のビア４７Ａ，４７Ｂとは、誘電体基板２の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体６，７に接続されている。この結果、例えば共振器４２のビア４４Ａ，４４Ｂと共振器４５のビア４７Ａ，４７Ｂとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、２つの共振器４２，４５の結合係数が大きくなり、帯域通過フィルタ４１の比帯域幅を広げることができる。
　また、帯域通過フィルタ４１は、２つの共振器４２，４５と外部回路とを接続し、２つの共振器４２，４５が直列接続された入出力線路４８および入出力線路４９を備えている。このため、２つの共振器４２，４５は、入出力線路４８と入出力線路４９との間に直列接続され、共振器縦続接続フィルタを構成することができる。
　入出力線路４８は、線路側ビア５０Ａによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続され、共振器４２の線状導体４３に結合されている。入出力線路４９は、線路側ビア５０Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続され、共振器４５の線状導体４６に結合されている。入出力線路４８と線状導体４３との結合は、磁界結合が支配的である。入出力線路４９と線状導体４６との結合は、磁界結合が支配的である。
　このとき、共振器４２のビア４４Ａと入出力線路４８のビア５０Ａとは、誘電体基板２の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体６，７に接続されている。この結果、偶モード共振器である共振器４２のビア４４Ａと入出力線路４８のビア５０Ａとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、共振器４２の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタ４１の比帯域幅を広げることができる。この効果は、共振器４５と入出力線路４９との間でも、得ることができる。
　なお、第４の実施形態では、入出力線路４８，４９は、共振器４２，４５の線状導体４３，４６と非接触であるものとした。本発明はこれに限らず、例えば、図２３に示す第３の変形例による帯域通過フィルタ５１のように、共振器４２，４５の線状導体４３，４６にそれぞれ接触した入出力線路５２，５３を備えていてもよい。即ち、第３の変形例では、入出力線路５２は、第１の入出力線路であり、共振器４２の線状導体４３に直接的に接続されている。入出力線路５３は、第２の入出力線路であり、共振器４５の線状導体４６に直接的に接続されている。第３の変形例による帯域通過フィルタ５１でも、第４の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　次に、図２４を用いて、本発明の第５の実施形態について説明する。第５の実施形態の特徴は、一方の偶モード共振器は、その線状導体の第１端が誘電体基板の第１面のグランド導体に接続され、その線状導体の第２端が誘電体基板の第２面のグランド導体に接続されており、他方の偶モード共振器は、その線状導体の第１端が誘電体基板の第２面のグランド導体に接続され、その線状導体の第２端が誘電体基板の第１面のグランド導体に接続されたことにある。なお、第５の実施形態において、第４の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
　第５の実施形態による帯域通過フィルタ５４は、第４の実施形態による帯域通過フィルタ４１とほぼ同様に、誘電体基板２、グランド導体６，７、共振器４２，４５、入出力線路４８，４９を備えている。
　共振器４２は、線状導体４３を有している。線状導体４３の第１端４３Ａは、第１面側ビアとなるビア５５Ａによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。線状導体４３の第２端４３Ｂは、第２面側ビアとなるビア５５Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。
　共振器４５は、線状導体４６を有している。線状導体４６の第１端４６Ａは、他の第２面側ビアとなるビア５６Ａによって誘電体基板２の第２面２Ｂのグランド導体７に接続されている。線状導体４６の第２端４３Ｂは、他の第１面側ビアとなるビア５６Ｂによって誘電体基板２の第１面２Ａのグランド導体６に接続されている。
　かくして、このように構成された第５の実施形態においても、２つの共振器４２，４５の結合係数が大きくなり、帯域通過フィルタ４１の比帯域幅を広げることができる。
　次に、図２５を用いて、本発明の第６の実施形態について説明する。第６の実施形態の特徴は、帯域通過フィルタを用いて通信装置を構成したことにある。なお、第６の実施形態において、第１の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
　第６の実施形態による通信装置６１は、アンテナ６２、アンテナ共用器６３、電力増幅器６４、低雑音増幅器６５、送信回路６６、受信回路６７を備えている。送信回路６６は、電力増幅器６４およびアンテナ共用器６３を介して、アンテナ６２に接続されている。受信回路６７は、低雑音増幅器６５およびアンテナ共用器６３を介して、アンテナ６２に接続されている。
　アンテナ共用器６３は、切替スイッチ６３Ａと、２つの帯域通過フィルタ６３Ｂ，６３Ｃとを備えている。切替スイッチ６３Ａは、アンテナ６２に対して、送信回路６６と受信回路６７とのうちいずれか一方を選択的に接続する。切替スイッチ６３Ａは、通信装置６１の送信状態および受信状態を選択的に切り替える。送信側の帯域通過フィルタ６３Ｂは、切替スイッチ６３Ａと電力増幅器６４との間に接続されている。受信側の帯域通過フィルタ６３Ｃは、切替スイッチ６３Ａと低雑音増幅器６５との間に接続されている。帯域通過フィルタ６３Ｂ，６３Ｃは、例えば第１の実施形態による帯域通過フィルタ１によって構成されている。なお、帯域通過フィルタ６３Ｂ，６３Ｃは、第２ないし第５の実施形態による帯域通過フィルタ１６，２１，４１，５４によって構成されてもよい。
　かくして、このように構成された第６の実施形態においても、帯域通過フィルタ６３Ｂ，６３Ｃの比帯域幅を広げることができる。
　なお、前記各実施形態では、共振器８，１０，２２，２５，３１，４２，４５の線状導体９，１１，２３，２６，３２，４３，４６は、直線状に形成されるものとしたが、湾曲形状や屈曲形状に形成されてもよい。
　前記各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。
　次に、上記実施形態に含まれる帯域通過フィルタ、通信装置および共振器として、例えば、以下に述べる態様のものが考えられる。
　第１の態様としては、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第２の共振器と、前記第１の共振器および前記第２の共振器と外部回路とを接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器が並列接続された第１の入出力線路および第２の入出力線路と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の両端が開放され、前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面と第２面のうち一方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１ビアを備え、前記第１の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する第２ビアを備え、前記第２の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する他の第２ビアを備えたことを特徴としている。
　このように構成したことにより、第１の共振器は両端が開放された奇モード共振器になり、第２の共振器は両端がグランド導体に接続された偶モード共振器になる。これらの奇モード共振器および偶モード共振器は、第１の入出力線路と第２の入出力線路との間に並列接続され、共振器並列結合フィルタを構成する。このとき、偶モード共振器の第１ビアと入出力線路の第２ビアとは、誘電体基板の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体に接続されている。この結果、偶モード共振器の第１ビアと入出力線路の第２ビアとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、偶モード共振器の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第２の態様としては、第１の態様において、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第２の共振器に結合される第３の共振器を備え、前記第３の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第３ビアを備えたことを特徴としている。このように構成したことにより、所謂Cul-de-Sac結合フィルタを構成することができる。
　第３の態様としては、第１または第２の態様において、前記第１の共振器と前記第２の共振器との間に位置して前記誘電体基板を厚さ方向に貫通し、前記誘電体基板の第１面のグランド導体と前記誘電体基板の第２面のグランド導体とを接続する貫通ビアを備えたことを特徴としている。このように構成したことにより、帯域通過フィルタを含むパッケージ全体の不要な共振を抑制することができる。これに加え、２つの共振器と入出力線路との間の結合特性を安定させることができる。
　第４の態様としては、第１ないし第３のいずれかの態様において、前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、前記誘電体基板の厚さ方向に絶縁層を介して重なり合っていることを特徴としている。このように構成したことにより、偶モード共振器の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第５の態様としては、第４の態様において、前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、他の電極、導体、あるいは線路を介することなく直接的に重なり合っていることを特徴としている。
　第６の態様としては、第４の態様において、前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、他の電極、導体、あるいは線路を介して間接的に重なり合っていることを特徴としている。
　第７の態様としては、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１面側ビアを備え、前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第２面側ビアを備えたことを特徴としている。
　このように構成したことにより、第１の共振器と第２の共振器は両端がグランド導体に接続された偶モード共振器になる。このとき、偶モード共振器である第１の共振器の第１面側ビアと偶モード共振器である第２の共振器の第２面側ビアとは、誘電体基板の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体に接続されている。この結果、２つの偶モード共振器のビアが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、２つの偶モード共振器の結合係数が大きくなり、比帯域幅を広げることができる。
　第８の態様としては、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、前記第１の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する第１面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する第２面側ビアと、を備え、前記第２の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する他の第２面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する他の第１面側ビアと、を備えたことを特徴としている。
　第９の態様としては、第７または第８の態様において、前記第１の共振器および前記第２の共振器と外部回路とを接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器が直列接続された第１の入出力線路および第２の入出力線路を備えたことを特徴としている。このため、第１の共振器と第２の共振器は、第１の入出力線路と第２の入出力線路との間に直列接続され、共振器縦続接続フィルタを構成することができる。
　第１０の態様としては、第９の態様において、前記第１の入出力線路は、一方の線路側ビアによって前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続され、前記第１の共振器の線状導体に結合され、前記第２の入出力線路は、他方の線路側ビアによって前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続され、前記第２の共振器の線状導体に結合されたことを特徴としている。
　このとき、一方の共振器の第１面側ビアと一方の入出力線路の一方の線路側ビアとは、誘電体基板の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体に接続されている。同様に、他方の共振器の第２面側ビアと他方の入出力線路の他方の線路側ビアとは、誘電体基板の厚さ方向に対して互いに逆方向に延び、互いに異なるグランド導体に接続されている。この結果、共振器（偶モード共振器）のビアと入出力線路のビアとが互いに同じグランド導体に接続された場合に比べて、共振器の外部Ｑが小さくなり、帯域通過フィルタの比帯域幅を広げることができる。
　第１１の態様としては、第９の態様において、前記一対の入出力線路のうち一方の入出力線路は、前記一方の共振器の線状導体に直接的に接続され、前記一対の入出力線路のうち一方の入出力線路は、前記他方の共振器の線状導体に直接的に接続されたことを特徴としている。これにより、２つの共振器に一対の入出力線路をそれぞれ直接的に結合させることができる。
　第１２の態様の通信装置は、第１ないし第１１のいずれかの態様による帯域通過フィルタを備えている。
　第１３の態様としては、誘電体基板と、前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、前記誘電体基板に設けられた第１の入出力線路および第２の入出力線路と、を備えた共振器であって、前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体と、前記線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面および第２面のうち一方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１ビアと、を備え、前記第１の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する第２ビアを備え、前記第２の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する他の第２ビアを備えたことを特徴としている。
　１，１６，２１，４１，５１，５４　帯域通過フィルタ
　２　誘電体基板
　２Ａ　第１面
　２Ｂ　第２面
　６，７　グランド導体
　８，２２，４２　共振器（第１の共振器）
　１０，２５，４５　共振器（第２の共振器）
　９，１１，２３，２６，３２，４３，４６　線状導体
　９Ａ，１１Ａ，２３Ａ，２６Ａ，３２Ａ，４３Ａ，４６Ａ　第１端
　９Ｂ，１１Ｂ，２３Ｂ，２６Ｂ，３２Ｂ，４３Ｂ，４６Ｂ　第２端
　１２Ａ，１２Ｂ，２７Ａ，２７Ｂ　ビア（第１ビア）
　１３，２８，４８，５２　入出力線路（第１の入出力線路）
　１４，２９，４９，５３　入出力線路（第２の入出力線路）
　１５Ａ，１５Ｂ，３０Ａ，３０Ｂ　ビア（第２ビア）
　３１　共振器（第３の共振器）
　３３Ａ，３３Ｂ　ビア（第３ビア）
　１７，３４　貫通ビア
　４４Ａ，４４Ｂ　ビア（第１面側ビア）
　４７Ａ，４７Ｂ　ビア（第２面側ビア）
　５０Ａ，５０Ｂ　ビア（線路側ビア）
　５５Ａ　ビア（第１面側ビア）
　５５Ｂ　ビア（第２面側ビア）
　５６Ａ　ビア（他の第２面側ビア）
　５６Ｂ　ビア（他の第１面側ビア）
　６１　通信装置
　６３Ｂ，６３Ｃ　帯域通過フィルタ

Claims (13)

  1. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第２の共振器と、
    　前記第１の共振器および前記第２の共振器と外部回路とを接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器が並列接続された第１の入出力線路および第２の入出力線路と、を備えた帯域通過フィルタであって、
    　前記第１の共振器は、その線状導体の両端が開放され、
    　前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面と第２面のうち一方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１ビアを備え、
    　前記第１の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する第２ビアを備え、
    　前記第２の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する他の第２ビアを備えたことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  2. 　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第２の共振器に結合される第３の共振器を備え、
    　前記第３の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第３ビアを備えたことを特徴とする請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
  3. 　前記第１の共振器と前記第２の共振器との間に位置して前記誘電体基板を厚さ方向に貫通し、前記誘電体基板の第１面のグランド導体と前記誘電体基板の第２面のグランド導体とを接続する貫通ビアを備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の帯域通過フィルタ。
  4. 　前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、前記誘電体基板の厚さ方向に絶縁層を介して重なり合っていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の帯域通過フィルタ。
  5. 　前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、他の電極、導体、あるいは線路を介することなく直接的に重なり合っていることを特徴とする請求項４に記載の帯域通過フィルタ。
  6. 　前記第２の共振器の線状導体と前記第１の入出力線路および前記第２の入出力線路とは、他の電極、導体、あるいは線路を介して間接的に重なり合っていることを特徴とする請求項４に記載の帯域通過フィルタ。
  7. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、
    　前記第１の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１面側ビアを備え、
    　前記第２の共振器は、その線状導体の両端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第２面側ビアを備えたことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  8. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有する第１の共振器と、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体を有し、前記第１の共振器と結合する第２の共振器と、を備えた帯域通過フィルタであって、
    　前記第１の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する第１面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する第２面側ビアと、を備え、
    　前記第２の共振器は、その線状導体の第１端を前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続する他の第２面側ビアと、その線状導体の第２端を前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続する他の第１面側ビアと、を備えたことを特徴とする帯域通過フィルタ。
  9. 　前記第１の共振器および前記第２の共振器と外部回路とを接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器が直列接続された第１の入出力線路および第２の入出力線路を備えたことを特徴とする請求項７または８に記載の帯域通過フィルタ。
  10. 　前記第１の入出力線路は、一方の線路側ビアによって前記誘電体基板の第２面の前記グランド導体に接続され、前記第１の共振器の線状導体に結合され、
    　前記第２の入出力線路は、他方の線路側ビアによって前記誘電体基板の第１面の前記グランド導体に接続され、前記第２の共振器の線状導体に結合されたことを特徴とする請求項９に記載の帯域通過フィルタ。
  11. 　前記第１の入出力線路は、前記第１の共振器の線状導体に直接的に接続され、
    　前記第２の入出力線路は、前記第２の共振器の線状導体に直接的に接続されたことを特徴とする請求項９に記載の帯域通過フィルタ。
  12. 　前記請求項１ないし１１のいずれかに記載の帯域通過フィルタを備えた通信装置。
  13. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板の第１面および第２面にそれぞれ設けられたグランド導体と、
    　前記誘電体基板に設けられた第１の入出力線路および第２の入出力線路と、を備えた共振器であって、
    　前記誘電体基板の内部に設けられた線状導体と、前記線状導体の両端を前記誘電体基板の第１面および第２面のうち一方の前記グランド導体にそれぞれ接続する一対の第１ビアと、を備え、
    　前記第１の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する第２ビアを備え、
    　前記第２の入出力線路は、前記誘電体基板の第１面と第２面のうち前記第１ビアとは異なる他方の前記グランド導体に接続する他の第２ビアを備えたことを特徴とする共振器。
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