WO2020026566A1 - スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置 - Google Patents

スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2020026566A1
WO2020026566A1 PCT/JP2019/020351 JP2019020351W WO2020026566A1 WO 2020026566 A1 WO2020026566 A1 WO 2020026566A1 JP 2019020351 W JP2019020351 W JP 2019020351W WO 2020026566 A1 WO2020026566 A1 WO 2020026566A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
power supply
supply circuit
terminal
switching element
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/020351
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
史宏 佐藤
内野　禎敬
正宏 平賀
啓輔 田邉
Original Assignee
株式会社日立産機システム
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立産機システム filed Critical 株式会社日立産機システム
Priority to CN201980040826.1A priority Critical patent/CN112368928B/zh
Priority to EP19843331.0A priority patent/EP3832873A4/en
Publication of WO2020026566A1 publication Critical patent/WO2020026566A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device including a switching power supply circuit for obtaining DC voltages having different voltage specifications from a DC voltage unit.
  • switching power supply circuits such as flyback converters as insulated power supply circuits that receive an AC voltage to obtain a DC voltage and further obtain a DC voltage having a different voltage specification from the DC voltage.
  • These switching power supply circuits receive a supply of DC power from a DC voltage unit, switch the primary side of the transformer by a PWM control circuit, and output DC voltages having different voltage specifications.
  • the voltage of the DC voltage section becomes higher as the input AC voltage becomes higher, and it is necessary to correspond to a voltage from 350 V to more than 1000 V according to the AC voltage.
  • a switching element used in a known switching power supply circuit is a MOSFET having a withstand voltage of several hundred volts in the case of receiving 200 VAC, and a MOSFET having a withstand voltage exceeding 1000 V in the case of receiving 400 VAC.
  • a switching element with a withstand voltage exceeding 1000 V has a high cost and is a problem.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose circuit configurations in which a plurality of MOSFETs with a withstand voltage of several hundred V are combined in series. In these circuit configurations, it is possible to perform switching within a range that does not exceed the withstand voltage of each MOSFET by sharing a DC voltage exceeding 1000 V with a plurality of MOSFETs with a withstand voltage of several hundred volts. The cost of the switching element can be reduced as compared with the case where an element is used.
  • FIG. 1 of Patent Document 1 discloses a DC voltage source, two capacitors connected between terminals of the DC voltage source and connected in series, and a secondary voltage of a transformer fed back to obtain a desired secondary voltage of the transformer.
  • a second switching element connected in series to the first switching element and configured to synchronize with the switching of the first switching element; a second switching element; and a DC voltage source.
  • a switching power supply circuit in which a midpoint between the two capacitors and a gate terminal of the second switching element are connected via a gate drive circuit composed of a resistor and a diode in parallel. It has been disclosed.
  • the voltage applied to the first switching element is the potential difference between the voltage on the low voltage side of the DC voltage source and the voltage at the connection point of the two capacitors
  • the voltage applied to the second switching element is the voltage of the two capacitors. It becomes the potential difference between the connection point and the voltage on the high voltage side of the DC voltage source. For this reason, when the voltages of the two capacitors are substantially equal, a voltage of approximately half of the voltage of the DC voltage source is applied to each switching element, and the switching operation can be performed within a range not exceeding the withstand voltage.
  • the energy supplied to the two capacitors when the first switching element is turned off is larger than the energy supplied from the two capacitors when the first switching element is turned on, the voltage of the two capacitors is reduced.
  • FIG. 2 of Patent Document 2 shows that between a connection point of two capacitors and an intermediate point of the primary winding of the transformer in order to solve the voltage imbalance of the two capacitors which is concerned in Patent Document 1.
  • the structure of the transformer is complicated, there are problems such as an increase in the cost of the transformer and difficulty in designing the transformer.
  • the present invention has been made in view of the above background art and problems, to give an example, a DC voltage source, a transformer having one of primary windings connected to a high voltage side of the DC voltage source, and a gate terminal provided to a controller.
  • a first switching element having a source terminal connected to the low voltage side of the DC voltage source, a drain terminal connected to the other primary winding of the transformer, and a source terminal connected to the drain terminal of the first switching element.
  • the second switching element a Zener diode connected between the gate and the source of the second switching element, a gate drive circuit having one connected to the gate terminal of the second switching element, and the other terminal of the gate drive circuit And a capacitor connected between the DC voltage source and the high voltage side terminal of the DC voltage source. Providing a current path flowing a current toward voltage side.
  • voltage imbalance of a plurality of capacitors can be suppressed with a simple circuit configuration.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a switching power supply circuit described in Patent Document 1.
  • 9 is an operation waveform of the switching power supply circuit described in Patent Document 1.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to the first embodiment.
  • 4 is an operation waveform of the switching power supply circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of a switching power supply circuit according to the first and second embodiments.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an example of a switching power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an example of a switching power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an example of a switching power supply circuit according to a second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a basic configuration of a switching power supply circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a detailed configuration of a switching power supply circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of a switching power supply circuit according to a fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a basic configuration of a switching power supply circuit according to a fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a specific example of a switching power supply circuit according to a fifth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram illustrating an example of a power conversion device according to a sixth embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the switching power supply circuit 1 described in FIG.
  • This switching power supply circuit 1 includes a DC voltage source Vin, a series body of two capacitors Cb1 and Cb2 connected between terminals of the DC voltage source Vin, and one of primary windings on a high voltage side of the DC voltage source Vin.
  • the gate terminal is connected, the source terminal is connected to the low voltage side of the DC voltage source Vin, the drain terminal is connected to the node Vn1, and the switching element S1 is connected to the node Vn1.
  • a switching element S2 having a drain terminal connected to the other end of the primary winding of the transformer Tr, and a zener diode ZD1 between the gate terminal and the source terminal of the switching element S2, and a series connection of two capacitors Cb1 and Cb2.
  • a diode D1 and a resistor R1 are connected between the connection node Vn2 and the gate terminal of the switching element S2. It is equipped with a column body.
  • the switching element S1 switches upon receiving a signal from the controller CTRL, and the controller CTRL operates to set, for example, the voltage of the secondary winding of the transformer Tr to a desired voltage.
  • the switching element S2 is configured to synchronize with the switching of the switching element S1, and when the switching element S1 is turned on from the off state, the drain-source voltage of the switching element S1 decreases and becomes substantially zero. As a result, the voltage of the node Vn1 becomes substantially equal to the voltage on the low voltage side of the DC voltage source Vin, and the potential difference between the node Vn2 and the node Vn1 is applied to the resistor R1 and the Zener diode ZD1, and Vn2 ⁇ R1 ⁇ ZD1 ⁇ Vn1 The current I1 flows through the path, and the switching element S2 is turned on.
  • the switching element S1 when the switching element S1 is turned off from the on state, the voltage between the drain and the source of the switching element S1 rises and eventually exceeds the voltage of the node Vn2. As a result, the voltage of the node Vn1 becomes higher than the voltage of the node Vn2, the current I2 flows through the path of Vn1, ZD1, D1, and Vn2, and the switching element S2 is turned off.
  • the voltage Vin is applied to the primary side of the transformer Tr while both the switching elements S1 and S2 are on, and the energy stored in the transformer Tr while the switching elements S1 and S2 are both off. To the secondary side of the transformer.
  • the current I1 flowing through the gate of S2 when the switching element S2 is turned on charges the capacitor Cb1 and discharges the capacitor Cb2, whereas the current I1 flows through the gate of S2 when the switching element S2 is turned off.
  • the current I2 charges the capacitor Cb1 and discharges Cb2. Therefore, when the current flowing through the gate when the switching element S2 is turned on does not match the current flowing through the gate when the switching element S2 is turned off, the voltages of the capacitors Cb1 and Cb2 are not equal in the circuit disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 2 shows operation waveforms of the conventional circuit shown in FIG.
  • S1Vgs and S2Vgs are gate-source voltages of the switching elements S1 and S2
  • S1Vds and S2Vds are drain-source voltages of the switching elements S1 and S2.
  • S1Vgs exceeds the threshold voltage of the element
  • the switching element S1 turns on, and S1Vds becomes approximately 0V.
  • both S1Vds and S2Vds are approximately 0V, the current of the capacitors Cb1 and Cb2 discharges and increases in the negative direction. This current flows through the Tr primary winding, and the current of the Tr primary winding increases in the positive direction.
  • the current I1 for charging the capacitor Cb1 and discharging the capacitor Cb2 after the switching element S1 is turned on is different from the current I2 for discharging the capacitor Cb1 after the switching element S1 is turned off and charging the capacitor Cb2. It turns out to be dominant. Therefore, in Patent Document 1, it can be seen that when the values of the resistors Rb1 and Rb2 are substantially equal, the voltage of the capacitor Cb2 becomes higher than the voltage of Cb1. Therefore, there is a concern that the potential difference between the voltage on the low voltage side of the DC voltage source and the voltage at the connection point of the two capacitors may exceed the withstand voltage of the first switching element.
  • FIG. 3 shows a basic configuration of the switching power supply circuit 1 according to the present embodiment.
  • a DC voltage source Vin a transformer Tr having one of primary windings connected to the high voltage side of the DC voltage source Vin, a gate terminal connected to the controller CTRL,
  • a switching element S1 having a source terminal connected to the low voltage side of the voltage source Vin, a switching element having a drain terminal connected to the other of the primary windings of the transformer Tr, and a source terminal connected to the drain terminal of the switching element S1;
  • S2 a Zener diode ZD1 connected between the gate and source of the switching element S2, a gate drive circuit GD having one connected to the gate terminal of the switching element S2, and the other terminal of the gate drive circuit GD and a DC voltage source.
  • a capacitor C1 connected between the high-voltage terminal of Vin and the capacitor C1; Providing a current path I3 passing a current flows from the connection point of the road-GD to the low voltage side of the DC voltage source.
  • the switching element S2 is configured to synchronize with the switching of the switching element S1, similarly to the circuit described in Patent Document 1 shown in FIG.
  • the gate drive circuit GD is configured by a parallel connection of a resistor R1 and a diode D1 as shown in FIG.
  • the drain-source voltage of the switching element S1 rises and eventually exceeds the voltage of the node Vn3.
  • the voltage of the node Vn1 becomes higher than the voltage of the node Vn3, the current I2 'flows through the path of Vn1, ZD1, D1, Vn3, C1, and Vn4, and the switching element S2 is turned off.
  • the capacitor C1 when only the capacitor C1 is connected, the capacitor C1 is charged in the direction in which the current flows from the node Vn3 to the node Vn4 due to the imbalance between the currents I1 'and I2', so that the voltage of the node Vn3 gradually decreases. Therefore, a current path I3 is provided in a direction from the node Vn3 to the low voltage side of the DC voltage source Vin.
  • the voltage of the capacitor C1 becomes a voltage value determined by the currents I1 ', I2', and I3 flowing through the capacitor C1, and therefore, by adjusting the value of I3, the voltage of the node Vn3 is reduced. It is possible to adjust the voltage of the capacitor C1 so as to have a desired value.
  • the capacitor C1 is added between the high voltage side of the DC voltage source Vin and the node Vn3, and the current path I3 is provided between the node Vn3 and the low voltage side of the DC voltage source Vin. I have.
  • the current flowing through the switching elements S1, S2 and the transformer Tr and the applied voltage can be made the same as those of the conventional circuit in a circuit configuration having only one capacitor.
  • the circuit configuration is such that voltage imbalance does not occur in principle.
  • Patent Document 1 the difference between Patent Document 1 and the present embodiment is the direction of the current of Cb1 during the period when both of the switching elements S1 and S2 are on.
  • Patent Document 1 shown in FIG. 1 when both of the switching elements S1 and S2 are in an on state, both the capacitors Cb1 and Cb2 perform a discharging operation, and the current increases in a negative direction (see FIG. 2).
  • I1 in order to supply power to the transformer, if Cb2 is used as a current path, the current path is configured so that a current flows through the low voltage side of the DC voltage source ⁇ Cb2 ⁇ Cb1 ⁇ the high voltage side of the DC voltage source Is done.
  • the capacitor Cb1 performs the charging operation according to the current in the current path. Current flows from the high voltage side of the DC voltage source ⁇ Cb1 ⁇ Cb2 ⁇ the low voltage side of the DC voltage source.
  • FIG. 5 shows, as an example of the gate drive circuit GD, a case where a resistor R1 is connected to the gate terminal of the switching element S2 in the circuit shown in FIG.
  • a resistor R1 is connected to the gate terminal of the switching element S2 in the circuit shown in FIG.
  • the rise and fall time of the gate voltage when the switching element S2 is turned on and off is extended, so that the switching noise generated from the switching element S2 can be reduced.
  • the rise and fall time of the gate voltage when the switching element S2 is turned on and off is reduced, so that the loss generated in the switching element S2 is reduced.
  • FIG. 6 shows an example of a gate drive circuit GD in which a diode D1 is connected in parallel with the resistor R1 in the circuit shown in FIG.
  • the fall time of the gate voltage when the switching element S2 is turned off is shorter than that of the circuit shown in FIG. 5, and the loss when the switching element S2 is turned off is reduced. I do. Therefore, the efficiency is improved as compared with the circuit shown in FIG.
  • the resistor R1 and the diode D1 to the gate drive circuit GD, the conversion efficiency and the switching noise level of the switching power supply circuit 1 can be adjusted.
  • FIG. 7 shows an example of the gate drive circuit GD in which the inductor L1 is connected to the gate terminal of the switching element S2.
  • the addition of the inductor L1 increases the impedance between the gate terminal of the switching element S2 and the node Vn3 and the impedance between the Zener diode ZD1 and the node Vn3.
  • the current flowing through the gate terminal of the switching element S2 and the Zener diode ZD1 caused by the parasitic capacitance can be reduced, and the switching element S2 can be prevented from being erroneously fired.
  • FIG. 8 shows a case where a capacitor Cgs is connected between the gate and the source of the switching element S2 as an example of the gate drive circuit GD.
  • a capacitor Cgs is connected between the gate and the source of the switching element S2 as an example of the gate drive circuit GD.
  • the gate voltage of the switching element S2 is reduced. It is possible to make the increasing speed longer than in the circuits shown in FIGS. 5 to 7, and it is possible to suppress erroneous firing of the switching element S2.
  • the switching power supply 1 according to the third embodiment will be described with reference to FIGS. Note that the common points with the first and second embodiments will not be described repeatedly.
  • the current path I3 described in the first embodiment is replaced with a load Load.
  • the voltage of the capacitor C1 is adjusted by the current path I3.
  • a control power supply used in the device and a load such as an LED are connected.
  • the energy consumed in the current path I3 can be effectively used, and the efficiency of the entire switching power supply circuit is improved.
  • FIG. 10 shows, as an example of the present embodiment, a circuit diagram in the case where the control power supply of the controller CTRL is applied to the load Load.
  • resistors R2 and R3 are added between the node Vn3 and the low voltage side of the DC voltage source Vin to separate the potential difference between the voltage of the node Vn3 and the voltage of the low voltage side of the DC voltage source Vin. Then, the values of the resistors R2 and R3 are set so as to have an appropriate value as the power supply voltage of the controller CTRL.
  • the load Load is provided in the current path I3.
  • the energy conventionally consumed in the current path I3 can be used inside the switching power supply circuit, and the efficiency of the switching power supply circuit is improved.
  • FIG. 11 shows a basic configuration of the switching power supply circuit 1 according to the fourth embodiment of the present invention. Note that the common points with the first to third embodiments will not be described repeatedly.
  • the current path I3 is connected to the circuit shown in FIG. 1 from the connection point of the capacitors Cb1 and Cb2 toward the low voltage side of the DC voltage source Vin. This makes it possible to discharge the voltage of the capacitor Cb2 and to flow a current for charging the voltage of the capacitor Cb1 in response to the problem that the voltage of the capacitor Cb2 becomes higher than the voltage of the capacitor Cb1 in the conventional circuit. Voltage imbalance can be suppressed.
  • the voltage of the capacitors Cb1 and Cb2 is determined by the total value of the current I1 flowing when S1 is turned on, the current I2 flowing when S1 is turned off, and the current I3 flowing from the node Vn2 to the low voltage side of the DC voltage source Vin. .
  • the current path I3 is provided in the circuit shown in FIG. 1 so that a current flows from the node Vn3 toward the low voltage side of the DC voltage source Vin. This makes it possible to suppress the influence of voltage imbalance, which has been a problem in the related art.
  • the gate drive circuit GD shown in FIG. 11 includes passive components such as resistors, diodes, inductors, and capacitors so as to obtain desired characteristics with respect to various design elements such as conversion efficiency and switching noise as described in the third embodiment. It consists of.
  • the switching power supply circuit 1 according to the fifth embodiment will be described with reference to FIGS. Note that the common points with the first to fourth embodiments will not be described repeatedly.
  • the current path I3 described in the fourth embodiment is replaced with a load Load.
  • the voltages of the capacitors Cb1 and Cb2 are adjusted by the current path I3.
  • the control circuit used inside the switching power supply circuit is connected to the portion where the current path I3 is connected in the past. It is characterized by connecting a power supply and a load such as an LED. As a result, the energy consumed in the current path I3 can be effectively used, and the efficiency of the entire system is improved.
  • FIG. 13 shows, as an example of the present embodiment, a circuit diagram in the case where the power supply of the controller CTRL is applied to the load Load.
  • resistors R2 and R3 are added between the node Vn3 and the low voltage side of the DC voltage source Vin to divide the potential difference between the node Vn3 and the low voltage side of the DC voltage source Vin.
  • the values of the resistors R2 and R3 are set so as to have an appropriate value as the power supply voltage of the CTRL.
  • the load Load is provided in the current path I3.
  • the energy conventionally consumed in the current path I3 can be used inside the switching power supply circuit, and the efficiency of the switching power supply circuit is improved.
  • FIG. 14 in the present embodiment, as an example of an application of the switching power supply circuit 1 shown in FIGS. 11 to 13, an inverter circuit which inputs power from an AC power supply and outputs power to an AC load such as a motor.
  • the circuit configuration in the case where the present invention is applied will be described.
  • the switching power supply circuit 1 is a power conversion device including a rectifier circuit including diodes DB1 to DB6 which receives power from an AC power supply and an inverter circuit including switching elements Q1 to Q6. Built in.
  • the voltage at the output of the rectifier circuit is a DC voltage Vdc corresponding to the voltage of the AC system.
  • the capacitor C1 and the current path I3 are connected in series, and in FIGS.
  • a DC voltage Vdc is applied to a series body of capacitors Cb1 and Cb2. Then, the switching power supply circuit 1 outputs a secondary voltage of the transformer Tr as shown in FIGS. 3, 5 to 13.
  • the circuit configuration in the case where the switching power supply circuit 1 is applied to the power conversion device including the inverter circuit that inputs the AC power from the AC power supply and outputs the AC power has been described.
  • the application of the switching power supply circuit 1 is not limited to this, and the switching power supply circuit 1 can be similarly applied to a DC input or DC output power converter.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described above.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of one embodiment can be added to the configuration of another embodiment.
  • Tr switching power supply circuit
  • S1, S2 switching element
  • ZD1 Zener diode
  • D1 diode
  • R1, R2, R3, Rb1, Rb2 resistor
  • CTRL control circuit
  • Cb1, Cb2, C1 capacitor
  • GD gate drive circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

スイッチング素子を複数直列に接続した構成のスイッチング電源回路において、２つのコンデンサの接続点と高電圧側スイッチング素子のゲートを接続した際にコンデンサの電圧不平衡が生じる。　上記課題を解決するために、直流電圧源と、直流電圧源の高電圧側に１次巻き線の一方が接続されたトランスと、コントローラにゲート端子が接続され、直流電圧源の低電圧側にソース端子が接続された第１スイッチング素子と、トランスの１次巻き線の他方にドレイン端子が接続され、第１スイッチング素子のドレイン端子にソース端子が接続された第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子のゲート－ソース間に接続されたツェナダイオードと、第２スイッチング素子のゲート端子に一方が接続されたゲートドライブ回路と、ゲートドライブ回路の他方の端子と直流電圧源の高電圧側端子との間に接続されたコンデンサを備え、コンデンサとゲートドライブ回路の接続点から直流電圧源の低電圧側に向かって電流を流す電流経路を設ける。

Description

スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置
　本発明は、直流電圧部から電圧仕様の異なる直流電圧を得るスイッチング電源回路を備えた電力変換装置に関するものである。
　従来、交流電圧を受電して直流電圧を得、更にこの直流電圧から電圧仕様の異なる直流電圧を得る絶縁電源回路としてフライバックコンバータ等の種々のスイッチング電源回路がある。これらのスイッチング電源回路は、直流電圧部から直流電力の供給を受けてトランスの一次側をＰＷＭ制御回路によりスイッチングし、電圧仕様の異なる直流電圧を出力するものである。この直流電圧部の電圧は、入力される交流電圧が高圧になるほど高くなり、その交流電圧に応じて３５０Ｖから１０００Ｖを超える電圧まで対応する必要がある。公知のスイッチング電源回路に用いられるスイッチング素子は、交流２００Ｖ受電の場合は数百Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥＴであるのに対し、交流４００Ｖ受電の場合は１０００Ｖを超える耐圧を有するＭＯＳＦＥＴを備える必要があった。特に１０００Ｖを超える耐圧のスイッチング素子はコストが高く課題であった。
　これらの課題を解決する手段として、複数の数百Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥＴを直列に組み合わせる回路構成が特許文献１、特許文献２に記されている。これらの回路構成では１０００Ｖを超過する直流電圧を、複数の数百Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥＴで分担することで各ＭＯＳＦＥＴの耐圧を超過しない範囲でスイッチングすることが可能であり、従来１０００Ｖを超える耐圧のスイッチング素子を用いていた場合に比べてスイッチング素子部のコストを低減できる。
米国公開公報ＵＳ２０１１／０２６１５９４Ａ１ 特開２００８－９２７９１号公報
　特許文献１の図１には、直流電圧源と、直流電圧源の端子間に接続され直列に接続される２つのコンデンサと、トランスの２次側電圧をフィードバックしトランスの２次側電圧を所望の電圧に制御する第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子に直列に接続され、第１スイッチング素子のスイッチングに同期するように回路を構成した第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子と直流電圧源の高電圧側との間にトランスを備え、２つのコンデンサの中間点と、第２スイッチング素子のゲート端子が、抵抗とダイオードの並列体からなるゲートドライブ回路を介して接続されるスイッチング電源回路が開示されている。したがって、第１スイッチング素子に印加される電圧は、直流電圧源の低電圧側の電圧と２つのコンデンサの接続点の電圧の電位差となり、第２スイッチング素子に印加される電圧は、２つのコンデンサの接続点と直流電圧源の高電圧側の電圧の電位差となる。このため、２つのコンデンサの電圧が概ね等しい場合、各スイッチング素子には直流電圧源の電圧の概ね半分程度の電圧が印加され、耐圧を超過しない範囲でのスイッチング動作が可能となる。しかしながら、第１スイッチング素子がターンオンする際に２つのコンデンサから供給されるエネルギーより、第１スイッチング素子がターンオフする際に２つのコンデンサに供給されるエネルギーの方が大きいため、２つのコンデンサの電圧が均等にならず接続点の電圧が直流電圧源の半分の電圧よりも高くなる懸念がある。このため、直流電圧源の低電圧側の電圧と２つのコンデンサの接続点の電圧の電位差が第１スイッチング素子の耐圧を超過する懸念があり課題であった。
　また、特許文献２の図２には、特許文献１で懸念される２つのコンデンサの電圧アンバランスを解決するために、２つのコンデンサの接続点と前記トランスの１次巻き線の中間点の間に抵抗とダイオードの直列体を追加する回路構成が開示されている。このため、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子が共にオンしている期間に、トランスの１次巻き線に直流電圧源の電圧が生じるため、２つのコンデンサの接続点とトランスの１次巻き線の中間点を接続することにより、２つのコンデンサの接続点の電圧が直流電圧源の半分の電圧よりも高い場合に、２つのコンデンサの接続点からトランスの１次巻き線の中間点に向けて電流が流れるため、２つのコンデンサの電圧アンバランスが抑制される。しかしながら、トランスの構造が複雑になるため、トランスのコストアップやトランスの設計難といった課題があった。
　本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、直流電圧源と、直流電圧源の高電圧側に１次巻き線の一方が接続されたトランスと、コントローラにゲート端子が接続され、直流電圧源の低電圧側にソース端子が接続された第１スイッチング素子と、トランスの１次巻き線の他方にドレイン端子が接続され、第１スイッチング素子のドレイン端子にソース端子が接続された第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子のゲート－ソース間に接続されたツェナダイオードと、第２スイッチング素子のゲート端子に一方が接続されたゲートドライブ回路と、ゲートドライブ回路の他方の端子と直流電圧源の高電圧側端子との間に接続されたコンデンサを備え、コンデンサとゲートドライブ回路の接続点から直流電圧源の低電圧側に向かって電流を流す電流経路を設ける。
　本発明によれば、簡素な回路構成で複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる。
特許文献１に記載のスイッチング電源回路の回路図である。 特許文献１に記載のスイッチング電源回路の動作波形である。 実施例１におけるスイッチング電源回路の回路図である。 実施例１におけるスイッチング電源回路の動作波形である。 実施例２におけるスイッチング電源回路の回路図である。 実施例１、２におけるスイッチング電源回路の一例を示した回路図である。 実施例２におけるスイッチング電源回路の一例を示した回路図である。 実施例２におけるスイッチング電源回路の一例を示した回路図である。 実施例３におけるスイッチング電源回路の基本構成を示した回路図である。 実施例３におけるスイッチング電源回路の詳細構成を示した回路図である。 実施例４におけるスイッチング電源回路の回路図である。 実施例５におけるスイッチング電源回路の基本構成を示した回路図である。 実施例５におけるスイッチング電源回路の具体例を示した回路図である。 実施例６における電力変換装置の一例を示した回路図である。
　以下、本発明の実施例について図面を参照しながら詳細に説明する。
　図１は、特許文献１の図１に記載されているスイッチング電源回路１の回路図である。このスイッチング電源回路１は、直流電圧源Ｖｉｎと、直流電圧源Ｖｉｎの端子間に接続された２つのコンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の直列体と、直流電圧源Ｖｉｎの高電圧側に１次巻き線の一方が接続されたトランスＴｒと、コントローラＣＴＲＬにゲート端子が接続され、ソース端子が直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側に、ドレイン端子がノードＶｎ１に接続されたスイッチング素子Ｓ１と、ソース端子がノードＶｎ１に、ドレイン端子がトランスＴｒの１次巻き線の他方に接続されたスイッチング素子Ｓ２と、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子とソース端子の間にツェナダイオードＺＤ１を備え、２つのコンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の直列体の接続点ノードＶｎ２と、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子との間に、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ１の並列体を備えている。
　スイッチング素子Ｓ１はコントローラＣＴＲＬの信号を受けてスイッチングし、コントローラＣＴＲＬは例えばトランスＴｒの２次巻き線の電圧を所望の電圧とするように動作する。
　スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングに同期するように回路を構成されており、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態からターンオンした場合、スイッチング素子Ｓ１のドレイン－ソース間電圧は減少し概ねゼロとなる。その結果、ノードＶｎ１の電圧は、直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側の電圧と概ね等しくなり、ノードＶｎ２とノードＶｎ１の電位差が抵抗Ｒ１、ツェナダイオードＺＤ１に印加され、Ｖｎ２→Ｒ１→ＺＤ１→Ｖｎ１の経路で電流Ｉ１が流れ、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。
　一方、スイッチング素子Ｓ１がオン状態からターンオフした場合、スイッチング素子Ｓ１のドレイン－ソース間電圧は上昇しやがてノードＶｎ２の電圧を超過する。その結果、ノードＶｎ１の電圧がノードＶｎ２の電圧より高くなり、Ｖｎ１→ＺＤ１→Ｄ１→Ｖｎ２の経路で電流Ｉ２が流れ、スイッチング素子Ｓ２がターンオフする。
　そして、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がいずれもオンしている期間にトランスＴｒの１次側にＶｉｎの電圧を印加し、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がいずれもオフしている期間にトランスＴｒに蓄えたエネルギーをトランスの２次側に伝達する。
　図１に示す従来回路では、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする際にＳ２のゲートに流れる電流Ｉ１はコンデンサＣｂ１を充電、Ｃｂ２を放電するのに対し、スイッチング素子Ｓ２がターンオフする際にＳ２のゲートに流れる電流Ｉ２はコンデンサＣｂ１を充電、Ｃｂ２を放電する。従って、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする際にゲートに流れる電流とターンオフする際にゲートに流れる電流が一致しない場合、特許文献１に示す回路では、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の電圧が等しくならない。
　図２に、図１に示す従来回路の動作波形を示す。図２において、Ｓ１Ｖｇｓ、Ｓ２Ｖｇｓはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のゲート－ソース間電圧、Ｓ１Ｖｄｓ、Ｓ２Ｖｄｓはスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のドレイン－ソース間電圧である。Ｓ１Ｖｇｓが素子の閾値電圧を超過すると、スイッチング素子Ｓ１がオンしＳ１Ｖｄｓが概ね０Ｖになる。Ｓ１Ｖｄｓ、Ｓ２Ｖｄｓ共に概ね０Ｖの時にコンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の電流が放電し負方向に増加します。この電流はＴｒ１次巻線に流れており、Ｔｒ１次巻線の電流が正方向に増大する。
　図２に示すように、スイッチング素子Ｓ１をターンオンした後に、コンデンサＣｂ１を充電、Ｃｂ２を放電する電流Ｉ１に対し、スイッチング素子Ｓ１をターンオフした後にコンデンサＣｂ１を放電、Ｃｂ２を充電する電流Ｉ２の方が支配的であることが分かる。従って、特許文献１では抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２の値が概ね等しい場合、コンデンサＣｂ２の電圧がＣｂ１の電圧より高くなることが分かる。このため、直流電圧源の低電圧側の電圧と２つのコンデンサの接続点の電圧の電位差が第１スイッチング素子の耐圧を超過する懸念があり課題であった。
　そこで、これを解決するための本実施例について以下説明する。
　図３は、本実施例におけるスイッチング電源回路１の基本構成である。図３に示すように本実施例では、直流電圧源Ｖｉｎと、直流電圧源Ｖｉｎの高電圧側に１次巻き線の一方が接続されたトランスＴｒと、コントローラＣＴＲＬにゲート端子が接続され、直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側にソース端子が接続されたスイッチング素子Ｓ１と、トランスＴｒの１次巻き線の他方にドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｓ１のドレイン端子にソース端子が接続されたスイッチング素子Ｓ２と、スイッチング素子Ｓ２のゲート－ソース間に接続されたツェナダイオードＺＤ１と、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子に一方が接続されたゲートドライブ回路ＧＤと、ゲートドライブ回路ＧＤの他方の端子と直流電圧源Ｖｉｎの高電圧側端子との間に接続されたコンデンサＣ１を備え、コンデンサＣ１とゲートドライブ回路ＧＤの接続点から直流電圧源の低電圧側に向かって電流を流す電流経路Ｉ３を設ける。
　以下、本実施例の回路動作について簡単に述べる。図３に示す回路において、スイッチング素子Ｓ２は、図１に示す特許文献１に記載の回路と同様に、スイッチング素子Ｓ１のスイッチングに同期するように回路を構成されている。尚、本実施例の動作を説明するにあたり、ゲートドライブ回路ＧＤは図６に示すように抵抗Ｒ１とダイオードＤ１の並列体で構成されるものとする。
　スイッチング素子Ｓ１がオフ状態からターンオンした場合、スイッチング素子Ｓ１のドレイン－ソース間電圧は減少し概ねゼロとなる。その結果、ノードＶｎ１の電圧は、直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側の電圧と概ね等しくなり、ノードＶｎ４とノードＶｎ１の電位差がコンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、ツェナダイオードＺＤ１に印加され、Ｖｎ４→Ｃ１→Ｖｎ３→Ｒ１→ＺＤ１→Ｖｎ１の経路で電流Ｉ１’が流れ、スイッチング素子Ｓ２がターンオンする。
　一方、スイッチング素子Ｓ１がオン状態からターンオフした場合、スイッチング素子Ｓ１のドレイン－ソース間電圧は上昇しやがてノードＶｎ３の電圧を超過する。その結果、ノードＶｎ１の電圧がノードＶｎ３の電圧より高くなり、Ｖｎ１→ＺＤ１→Ｄ１→Ｖｎ３→Ｃ１→Ｖｎ４の経路で電流Ｉ２’が流れ、スイッチング素子Ｓ２がターンオフする。
　ここで、コンデンサＣ１のみを接続した場合、電流Ｉ１’とＩ２’のアンバランスによりコンデンサＣ１はノードＶｎ３からノードＶｎ４に電流が流れる方向に充電されるため、ノードＶｎ３の電圧が徐々に低下する。そこで、ノードＶｎ３から直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側に向かう方向に電流経路Ｉ３を設ける。電流経路Ｉ３を設けることによって、コンデンサＣ１の電圧は、コンデンサＣ１に流れる電流Ｉ１’、Ｉ２’、Ｉ３により決定される電圧値となるため、Ｉ３の値を調整することにより、ノードＶｎ３の電圧を所望の値とするようにコンデンサＣ１の電圧を調整することが可能となる。
　以上述べたように本実施例では、直流電圧源Ｖｉｎの高電圧側とノードＶｎ３の間にコンデンサＣ１を追加し、ノードＶｎ３と直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側の間に電流経路Ｉ３を設けている。これにより、コンデンサをひとつしか設けない回路構成でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、トランスＴｒに流れる電流や印加される電圧を従来回路と同様にすることが可能となるため、従来生じていた複数のコンデンサの電圧アンバランスが原理的に生じない回路構成となる。
　なお、特許文献１と本実施例の差異点として、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がいずれもオンしている期間のＣｂ１の電流の向きが挙げられる。図１に示す特許文献１では、図２に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がいずれもオン状態では、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２が共に放電動作し、その電流が負方向に増加し（図２中のＩ１）、トランスへ電力を供給するため、仮にＣｂ２を電流経路とした場合、直流電圧源の低電圧側→Ｃｂ２→Ｃｂ１→直流電圧源の高電圧側と電流を流すように電流経路が構成される。これに対し、図３に示す本実施例では、図４の動作波形に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がいずれもオン状態の場合、コンデンサＣｂ１は電流経路の電流に従い充電動作となるため、直流電圧源の高電圧側→Ｃｂ１→Ｃｂ２→直流電圧源の低電圧側と電流が流れる。
　次に、図５～図８を用いて実施例２のスイッチング電源回路１について説明する。なお、実施例１との共通点は重複説明を省略する。
　図５には、ゲートドライブ回路ＧＤの一例として、図３に示す回路に対し、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子に抵抗Ｒ１を接続した場合を示す。ここで、抵抗Ｒ１の値を増大させることで、スイッチング素子Ｓ２がターンオン、ターンオフする際のゲート電圧の立ち上がり、立ち下がり時間が延伸するため、スイッチング素子Ｓ２から生じるスイッチングノイズを低減することが可能となる。一方、抵抗Ｒ１の値を減少させることで、スイッチング素子Ｓ２がターンオン、ターンオフする際のゲート電圧の立ち上がり、立ち下がり時間が短縮するため、スイッチング素子Ｓ２で生じる損失が減少する。
　図６には、ゲートドライブ回路ＧＤの一例として、図５に示す回路に対し、抵抗Ｒ１に並列にダイオードＤ１を接続している。図６に示すように、ダイオードＤ１を接続することにより、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした際のゲート電圧の立ち下がり時間が図５に示す回路よりも短縮し、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ時の損失が低下する。このため、図５に示す回路よりも効率が向上する。以上のように、ゲートドライブ回路ＧＤに抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を接続することで、スイッチング電源回路１の変換効率やスイッチングノイズレベルを調整することが可能となる。
　図７には、ゲートドライブ回路ＧＤの一例として、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子にインダクタＬ１を接続した場合を示す。図７に示すように、インダクタＬ１を追加することで、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子とノードＶｎ３の間のインピーダンス、及びツェナダイオードＺＤ１とノードＶｎ３の間のインピーダンスが増加するため、スイッチング素子の寄生インダクタンス、寄生容量により生じるスイッチング素子Ｓ２のゲート端子やツェナダイオードＺＤ１に流れる電流を減少させ、スイッチング素子Ｓ２が誤点弧することを抑制することが可能となる。
　図８には、ゲートドライブ回路ＧＤの一例として、スイッチング素子Ｓ２のゲート－ソース間にコンデンサＣｇｓを接続した場合を示す。図８に示すように、コンデンサＣｇｓを接続することにより、スイッチング素子の寄生インダクタンス、寄生容量により生じる電流がスイッチング素子Ｓ２のゲート端子やツェナダイオードＺＤ１に流れた場合に、スイッチング素子Ｓ２のゲート電圧が増加する速度を図５～図７に示す回路よりも長くすることが可能となり、スイッチング素子Ｓ２の誤点弧を抑制することが可能となる。
　以上述べたように本実施例によれば、スイッチング素子Ｓ２のゲート端子に接続されるゲートドライブ回路ＧＤに、抵抗、ダイオード、インダクタ、コンデンサ等の受動部品を接続することで、効率、ノイズ、誤動作といったスイッチング電源回路１の種々の設計要素に対する動作特性を所望の値とするように調整することが可能となる。
　次に、図９、図１０を用いて実施例３のスイッチング電源１について説明する。なお、実施例１、２との共通点は重複説明を省略する。本実施例では、実施例１で述べた電流経路Ｉ３を負荷Ｌｏａｄに置き換えている。
　実施例１に示す回路では、電流経路Ｉ３によりコンデンサＣ１の電圧を調整していたが、図９に示すように本実施例では、従来電流経路Ｉ３が接続されていた部分に、スイッチング電源回路内部で使用する制御電源や、ＬＥＤ等の負荷を接続することを特徴としている。これにより、従来電流経路Ｉ３で消費していたエネルギーを有効活用できるため、スイッチング電源回路全体の効率が向上する。
　図１０に本実施例の一例として、負荷ＬｏａｄにコントローラＣＴＲＬの制御電源を適用した場合の回路図を示す。図１０に示すように、ノードＶｎ３と直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側との間に、抵抗Ｒ２、Ｒ３を追加し、ノードＶｎ３の電圧と直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側の電圧の電位差を分圧し、コントローラＣＴＲＬの電源電圧として適当な値となる様に、抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を設定する。
　以上述べたように本実施例では、実施例１で述べた回路の具体的な構成として、電流経路Ｉ３に負荷Ｌｏａｄを設けている。これにより、従来電流経路Ｉ３で消費していたエネルギーをスイッチング電源回路内部で使用することができ、スイッチング電源回路の効率が向上する。
　図１１は、本発明の実施例４におけるスイッチング電源回路１の基本構成である。尚、実施例１～３との共通点は重複説明を省略する。
　図１１に示すように本実施例では、図１に示す回路に対し、コンデンサＣｂ１とＣｂ２の接続点から、直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側に向かって電流経路Ｉ３を接続している。これにより、従来回路でコンデンサＣｂ２の電圧がＣｂ１の電圧よりも高くなってしまう課題に対し、コンデンサＣｂ２の電圧を放電、Ｃｂ１の電圧を充電する電流を流すことが可能となり、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の電圧アンバランスを抑制することが可能となる。即ち、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の電圧は、Ｓ１がターンオンした際に流れる電流Ｉ１、Ｓ１がターンオフした際に流れる電流Ｉ２、ノードＶｎ２から直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側に流れる電流Ｉ３の合計値によって定まる。
　以上述べたように本実施例では、図１に示す回路に対しノードＶｎ３から直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側に向けて電流を流すように電流経路Ｉ３を設けている。これにより、従来課題であった電圧アンバランスの影響を抑制することが可能となる。
　尚、図１１に示すゲートドライブ回路ＧＤは、実施例３で述べたように変換効率やスイッチングノイズといった種々の設計要素に対し所望の特性を得るように抵抗、ダイオード、インダクタ、コンデンサ等の受動部品で構成される。
　次に、図１２、図１３を用いて実施例５のスイッチング電源回路１について説明する。尚、実施例１～４との共通点は重複説明を省略する。本実施例では、実施例４で述べた電流経路Ｉ３を負荷Ｌｏａｄに置き換えている。
　実施例４に示す回路では、電流経路Ｉ３によりコンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の電圧を調整していたが、本実施例では、従来電流経路Ｉ３が接続されていた部分に、スイッチング電源回路内部で使用する制御電源や、ＬＥＤ等の負荷を接続することを特徴としている。これにより、従来電流経路Ｉ３で消費していたエネルギーを有効活用できるため、システム全体の効率が向上する。
　図１３に本実施例の一例として、負荷ＬｏａｄにコントローラＣＴＲＬの電源を適用した場合の回路図を示す。図１３に示すように、ノードＶｎ３と直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側との間に、抵抗Ｒ２、Ｒ３を追加し、ノードＶｎ３と直流電圧源Ｖｉｎの低電圧側の電位差を分圧することによりコントローラＣＴＲＬの電源電圧として適当な値となる様に、抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を設定する。
　以上述べたように本実施例では、実施例４で述べた回路の具体的な構成として、電流経路Ｉ３に負荷Ｌｏａｄを設けている。これにより、従来電流経路Ｉ３で消費していたエネルギーをスイッチング電源回路内部で使用することができ、スイッチング電源回路の効率が向上する。
　次に、図１４を用いて本実施例について説明する。尚、実施例１～５との共通点は重複説明を省略する。
　図１４に示すように本実施例では、図１１～図１３に述べたスイッチング電源回路１の適用先の一例として、交流電源から電力を入力し、モータ等の交流負荷に電力を出力するインバータ回路に適用した場合の回路構成について述べる。
　図１４に示すように本実施例のスイッチング電源回路１は、交流電源から電力を入力しダイオードＤＢ１～ＤＢ６から成る整流回路と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６から成るインバータ回路とで構成される電力変換装置に組み込まれている。整流回路の出力部の電圧は、交流系統の電圧に応じた直流電圧Ｖｄｃとなり、図３、図５～図１０に示す回路ではコンデンサＣ１と電流経路Ｉ３の直列体に、図１１～図１３に示すスイッチング電源回路１では、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２の直列体に、直流電圧Ｖｄｃが印加されている。そして、スイッチング電源回路１は、図３、図５～図１３に示すように、トランスＴｒの２次側電圧を出力する。
　以上述べたように本実施例では、交流電源からの交流電力を入力し、交流電力を出力するインバータ回路からなる電力変換装置に、スイッチング電源回路１を適用した場合の回路構成について述べた。またスイッチング電源回路１の適用先はこれに限らず、直流入力或いは直流出力の電力変換装置に関しても同様に適用可能である。
　なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
１：スイッチング電源回路、Ｔｒ：トランス、Ｓ１，Ｓ２：スイッチング素子、ＺＤ１：ツェナダイオード、Ｄ１：ダイオード、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒｂ１，Ｒｂ２：抵抗、ＣＴＲＬ：制御回路、Ｃｂ１，Ｃｂ２，Ｃ１：コンデンサ、ＧＤ：ゲートドライブ回路

Claims (11)

  1. 直流電圧源と、
    前記直流電圧源の高電圧側に1次巻き線の一方の端子が接続されたトランスと、
    前記直流電圧源の低電圧側にソース端子が接続された第１スイッチング素子と、
    前記第１スイッチング素子のゲート端子にゲート信号を出力するコントローラと、
    前記第１スイッチング素子のドレイン端子にソース端子が接続され、前記トランスの１次巻き線の他方の端子にドレイン端子が接続された第２スイッチング素子と、
    前記第２スイッチング素子のゲート端子にカソード端子が、前記第２スイッチング素子のソース端子にアノード端子が接続されたツェナダイオードと、
    前記第２スイッチング素子のゲート端子に接続されたゲートドライブ回路と、
    前記直流電圧源の高電圧側に一方の端子が接続された第１コンデンサを備え、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記ゲートドライブ回路が接続されており、前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側の間に電流が流れる電流経路を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 請求項１に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子がいずれもオンしている期間に前記電流が流れる経路は、前記直流電圧源の高電圧側から前記第１コンデンサを経由し前記直流電圧源の低電圧側に向かって電流を流すことを特徴とするスイッチング電源回路。
  3. 請求項１に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側の間に接続される電流経路は、スイッチング電源回路内部で消費される負荷であることを特徴とするスイッチング電源回路。
  4. 請求項１に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側との間に接続される電流経路は、第１スイッチング素子のゲート端子に信号を送信するコントローラの電源であることを特徴とするスイッチング電源回路。
  5. 請求項１から４の何れか1項に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記ゲートドライブ回路は、少なくとも抵抗、ダイオード、インダクタ、コンデンサの何れかひとつを含むことを特徴とするスイッチング電源回路。
  6. 請求項１に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側の間に第２コンデンサが接続されることを特徴とするスイッチング電源回路。
  7. 請求項６に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサと前記第２コンデンサのそれぞれに並列に抵抗が接続されることを特徴とするスイッチング電源回路。
  8. 請求項６または７に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側の間に接続される電流経路は、スイッチング電源回路内部で消費される負荷であることを特徴とするスイッチング電源回路。
  9. 請求項６または７に記載のスイッチング電源回路であって、
    前記第１コンデンサの他方の端子と前記直流電圧源の低電圧側の間に接続される電流経路は、第１スイッチング素子のゲート端子に信号を送信するコントローラの電源であることを特徴とするスイッチング電源回路。
  10. 請求項６から９の何れか1項に記載のスイッチング電源回路であって、前記ゲートドライブ回路は、少なくとも抵抗、ダイオード、インダクタ、コンデンサの何れかひとつを含むことを特徴とするスイッチング電源回路。
  11. 交流電圧源と、前記交流電圧源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路で整流された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備え、前記直流電圧の高電圧側と低電圧側の端子間に、請求項１から１０の何れか1項に記載のスイッチング電源回路が接続されることを特徴とする電力変換装置。
PCT/JP2019/020351 2018-08-02 2019-05-22 スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置 WO2020026566A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201980040826.1A CN112368928B (zh) 2018-08-02 2019-05-22 开关电源电路和具有开关电源电路的电力转换装置
EP19843331.0A EP3832873A4 (en) 2018-08-02 2019-05-22 SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT AND POWER CONVERSION DEVICE THEREOF

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-146117 2018-08-02
JP2018146117A JP7149757B2 (ja) 2018-08-02 2018-08-02 スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020026566A1 true WO2020026566A1 (ja) 2020-02-06

Family

ID=69231196

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/020351 WO2020026566A1 (ja) 2018-08-02 2019-05-22 スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP3832873A4 (ja)
JP (1) JP7149757B2 (ja)
CN (1) CN112368928B (ja)
WO (1) WO2020026566A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3836373A4 (en) * 2019-03-14 2022-03-09 OMRON Corporation VOLTAGE COMPENSATION CIRCUIT FOR SEMICONDUCTOR DEVICE

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005520474A (ja) * 2002-03-14 2005-07-07 タイコ・エレクトロニクス・コーポレイション ３端子低電圧パルス幅変調制御ｉｃ
JP2008092791A (ja) 2006-09-29 2008-04-17 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas スイッチモード電源システムおよびこのシステムを備えた可変速駆動装置
US20110261594A1 (en) 2010-04-27 2011-10-27 Power Integrations, Inc. Power supply with input filter-controlled switch clamp circuit
JP2013215086A (ja) * 2012-03-30 2013-10-17 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas スイッチ式電力供給システムに使用される制御デバイス

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3260617B2 (ja) * 1996-02-26 2002-02-25 エヌイーシーワイヤレスネットワークス株式会社 スイッチング電源の駆動回路
JP3237633B2 (ja) * 1998-12-02 2001-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN101572491B (zh) * 2008-04-28 2011-09-28 群康科技(深圳)有限公司 开关电源电路及其运作方法
CN101814828A (zh) * 2009-02-24 2010-08-25 王立扬 一种功率开关器件串联电路
CN107431429B (zh) * 2015-03-31 2020-07-14 利纳克有限公司 具有缓冲电路的反激式转换器
JP6819256B2 (ja) * 2016-12-07 2021-01-27 富士電機株式会社 駆動回路及び該回路を含んでなる半導体モジュール
WO2020012583A1 (ja) * 2018-07-11 2020-01-16 株式会社日立産機システム スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005520474A (ja) * 2002-03-14 2005-07-07 タイコ・エレクトロニクス・コーポレイション ３端子低電圧パルス幅変調制御ｉｃ
JP2008092791A (ja) 2006-09-29 2008-04-17 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas スイッチモード電源システムおよびこのシステムを備えた可変速駆動装置
US20110261594A1 (en) 2010-04-27 2011-10-27 Power Integrations, Inc. Power supply with input filter-controlled switch clamp circuit
JP2013215086A (ja) * 2012-03-30 2013-10-17 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas スイッチ式電力供給システムに使用される制御デバイス

Also Published As

Publication number Publication date
EP3832873A1 (en) 2021-06-09
JP2020022313A (ja) 2020-02-06
EP3832873A4 (en) 2022-04-13
CN112368928A (zh) 2021-02-12
JP7149757B2 (ja) 2022-10-07
CN112368928B (zh) 2023-08-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4819902B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置
US10644607B2 (en) Auxiliary power supply apparatus and method for isolated power converters
US8432710B2 (en) Power conversion apparatus
US11979091B2 (en) Merged voltage-divider forward converter
Stillwell et al. A 5-level flying capacitor multi-level converter with integrated auxiliary power supply and start-up
US20140268894A1 (en) Dc-dc converter
EP3758209A1 (en) Semiconductor device
US10193464B2 (en) DC-DC converter
JP2008125217A (ja) スイッチング電源装置
US20070076458A1 (en) Timing control circuit for lossless switching converter
US7848119B2 (en) Direct current to direct current converter
US6437518B1 (en) Lighting circuit for an electric discharge lamp
JP2013222978A (ja) パルス信号出力回路
JP7122379B2 (ja) スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置
WO2020026566A1 (ja) スイッチング電源回路およびそれを備えた電力変換装置
US20210126549A1 (en) Power switcher, power rectifier, and power converter
US6400582B1 (en) Dual forward power converter utilizing coupling capacitors for improved efficiency
US9564819B2 (en) Switching power supply circuit
US11190107B2 (en) Auxiliary power supply circuit, power supply apparatus, and power supply circuit
JP5814009B2 (ja) インバータ装置の電圧バランス回路
CN106558996B (zh) 用于获得恒定输出电压的改进的dc-dc变压装置
JP6394823B2 (ja) 電力変換装置
KR20110131912A (ko) 넓은 범위의 출력 전압을 출력할 수 있는 차량용 충전기
CN112713790B (zh) 电力切换器以及电力整流器
JP2018121377A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19843331

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019843331

Country of ref document: EP

Effective date: 20210302