JP2013009485A - インバータ装置の電圧バランス回路 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の主回路コンデンサのそれぞれの主回路コンデンサの電圧のアンバランスを低減できるようにしたインバータ装置の電圧バランス回路を提供する。
【解決手段】電圧バランス回路は、交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第１および第２の主回路コンデンサと、第１の主回路コンデンサの端子間に介在した第１の半導体スイッチおよび第２の半導体スイッチと、第２の主回路コンデンサの端子間に介在した第３の半導体スイッチおよび第４の半導体スイッチと、第１および第２の半導体スイッチの共通接続点と第３および第４の半導体スイッチの共通接続点との間に接続されたコンデンサと、を備え、第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで、第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧に応じた電荷を前記コンデンサに充放電し、第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくする。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、インバータ装置の電圧バランス回路に関する。

インバータ装置は、商用交流電源を整流器および主回路コンデンサにより直流電圧に変換した後、半導体スイッチを用いてＰＷＭパルス電圧に応じて負荷（例えば電動機）を駆動する。

主回路コンデンサは、高電圧でも耐圧可能とするため主端子間に直列接続した態様で使用される。このとき主回路コンデンサには漏れ電流が生じる。この主回路コンデンサの漏れ電流には個体差、温度に応じたバラつきがあり、時間経過に伴い複数の主回路コンデンサの電圧分担が変化し主回路コンデンサの耐電圧を超える虞がある。

したがって、一般にバランス抵抗が各主回路コンデンサの端子間に接続されている。これらのバランス抵抗には常に電流が流れるため、商用交流電源が装置に供給されるだけで常に多くの電力損失が発生してしまう。

特開平１０−２９５０８１号公報 特許第３８９３１０３号公報 特開平５−５７８０８号公報

複数の主回路コンデンサのそれぞれの主回路コンデンサの電圧のアンバランスを低減できるようにしたインバータ装置の電圧バランス回路を提供する。

実施形態は、交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第１および第２の主回路コンデンサを備える。また、第１の主回路コンデンサの端子間に介在した第１の半導体スイッチおよび第２の半導体スイッチを備える。また、第２の主回路コンデンサの端子間に介在した第３の半導体スイッチおよび第４の半導体スイッチを備える。さらに、第１および第２の半導体スイッチの共通接続点と前記第３および第４の半導体スイッチの共通接続点との間に接続されたコンデンサを備える。そして、第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで、第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧に応じた電荷をコンデンサに充放電し、第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくする。

実施形態は、交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第１および第２の主回路コンデンサを備える。また、第１の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第１の半導体スイッチを備える。また、第１の半導体スイッチに１次側巻線が直列接続されると共に２次側巻線が第１のダイオードを介して第２の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比１：１の第１のトランスを備える。また、第２の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第２の半導体スイッチを備える。また、第２の半導体スイッチに１次側巻線が直列接続されると共に２次側巻線が第２のダイオードを介して第１の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比１：１の第２のトランスを備える。そして、第１および第２の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくする。

第１実施形態について示すインバータ装置の電気的構成図 主要なノードの電圧、電流変化を示すタイミングチャート 第２実施形態について示す図１相当図 図２相当図

（第１の実施形態）
第１の実施形態について図１および図２を参照して説明する。インバータ装置１は、三相交流電源２を入力する端子Ｒ,Ｓ,Ｔを備え、端子Ｒ，Ｓ，Ｔには整流器３が接続されている。この整流器３は、端子Ｒ，Ｓ，Ｔに入力された三相交流電源２の交流電源を入力し整流する。この整流器３の出力は主電源線Ｎ１およびＮ２に与えられている。

この主電源線Ｎ１およびＮ２間（主端子間に相当）には複数の主回路コンデンサ４ａおよび４ｂが直列接続されており、これらの複数の主回路コンデンサ４ａおよび４ｂは整流器３の整流出力を平滑化し主電源線Ｎ１およびＮ２間に直流電力を出力する。

主回路コンデンサ４ａ、４ｂは、それぞれアルミ電解コンデンサにより構成されているが、これらにはそれぞれ内部抵抗５ａ、５ｂが存在する。主回路コンデンサ４ａ、４ｂは漏れ電流特性、温度特性など特性値に個体差を生じるため、当該個体差に応じた電圧のアンバランスが生じやすい。複数の主回路コンデンサ４ａ、４ｂの静電容量値の比に応じて通常動作時の端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂが決定されるため、本実施形態のように主回路コンデンサ４ａ、４ｂを複数直列接続するときには、同一の静電容量値、同一の耐電圧のコンデンサが用いられる。

これらの主回路コンデンサ４ａ、４ｂによる直流電力はインバータ主回路６に入力されている。インバータ主回路６は入力した直流電力について制御回路７の制御信号に基づいて交流変換し三相交流電力を負荷となるモータ８に供給する。なお、制御回路７は、マイクロコンピュータなどにより構成されている。

さて、主電源線Ｎ１およびＮ２間には４つの半導体スイッチ９ａ〜９ｄが直列接続されている。これらの半導体スイッチ９ａ〜９ｄはそれぞれ例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成される。

これらの半導体スイッチ９ａ〜９ｄのゲートソース間には、それぞれ、駆動回路１０ａ〜１０ｄおよび駆動用ゲート抵抗１１ａ〜１１ｄが図示形態で接続されている。制御回路７が駆動回路１０ａ〜１０ｄにそれぞれ制御信号を与えると、駆動回路１０ａ〜１０ｄはそれぞれ駆動用ゲート抵抗１１ａ〜１１ｄを通じて半導体スイッチ９ａ〜９ｄのゲートソース間に駆動信号を印加する。

半導体スイッチ９ｂおよび９ｃの共通接続点Ｎ３は、主回路コンデンサ４ａおよび４ｂの共通接続点に電気的に接続されている。また、半導体スイッチ９ａおよび９ｂの共通接続点Ｎ４と、半導体スイッチ９ｃおよび９ｄの共通接続点Ｎ５との間にはコンデンサ１２が接続されている。前述したように、コンデンサ４ａおよび４ｂの静電容量値は同一であるが、これらのコンデンサ４ａおよび４ｂの静電容量値とコンデンサ１２の静電容量値との比は１００：１程度に設定されている。

上記構成の特徴部分の作用について図２を参照しながら説明する。図２は、制御動作をタイミングチャートにより示している。この図２において、電圧Ｖ４ａは主回路コンデンサ４ａの端子電圧を示しており、電圧Ｖ４ｂは主回路コンデンサ４ｂの端子電圧を示している。また、電流Ｉ１２は、コンデンサ１２の通電電流を示している。

主回路コンデンサ４ａ、４ｂは、それぞれアルミ電解コンデンサにより構成されているが、個体差、温度条件に応じた漏れ電流特性のバラつきがある。この漏れ電流特性の個体差に起因して、コンデンサ４ｂの漏れ電流がコンデンサ４ａの漏れ電流より大きな場合、コンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂはコンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａよりも低くなる。

主電源線Ｎ１−Ｎ２間の直流電圧は定常状態において整流器３の整流出力の直流電圧とほぼ同等レベルとなるため、時間が経過するとコンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａはコンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂよりも高くなる。本実施形態では、このような場合を想定し、コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａがコンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂよりも過大に上昇した場合を考慮する。

この過大な電圧差を解消するため、本実施形態では、制御回路７が、半導体スイッチ９ａ〜９ｄのスイッチング切換処理を常に行うことで、この電圧のアンバランス状態を解消して電圧バランスを保持する。

制御回路７は、各駆動回路１０ａ〜１０ｄおよび各駆動用ゲート抵抗１１ａ〜１１ｄを通じて各半導体スイッチ９ａ〜９ｄをオンオフさせる。このとき、図２に示すように、制御回路７は、半導体スイッチ９ａおよび９ｃを同時にオンオフし、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄを同時にオンオフする。なお、これらの切換タイミング間には所定のデッドタイムが設けられている。

電圧のアンバランスが解消される前（半導体スイッチ９ａ〜９ｄを全てオフしているとき）には、定常状態におけるコンデンサ１２の端子電圧は主電源線Ｎ１およびＮ２間のほぼ１／２の電圧となる。

半導体スイッチ９ａおよび９ｃがオンすると、コンデンサ４ａおよび１２の蓄積電荷は半導体スイッチ９ａおよび９ｃを通じて分配される。本実施形態では、切換前にはコンデンサ４ａの電圧がコンデンサ１２の電圧よりも高いため、コンデンサ１２には瞬時に電流が図示矢印方向（正方向）に流れる（図２の（Ａ））。

コンデンサ１２の正方向通電電流はコンデンサ４ａの内部抵抗５ａの抵抗値とコンデンサ４ａおよび１２の容量値などによる時定数に応じて減衰し、電圧Ｖ４ａはわずかに低下する（図２の（Ｂ））。なお、この（Ａ）〜（Ｂ）の期間において、コンデンサ４ｂの端子間は開放しているため端子電圧Ｖ４ｂはほとんど変化しない。

その後、制御回路７は、半導体スイッチ９ａおよび９ｃを同時にオンからオフに切換えた（図２の（Ｂ））後、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄを同時にオフからオンに切換える（図２の（Ｃ））。すると、コンデンサ１２および４ｂの蓄積電荷が半導体スイッチ９ｂおよび９ｄを通じて分配されることになり、コンデンサ１２の端子電圧がコンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂよりも高いときには、コンデンサ１２には電流が図示矢印逆方向に瞬時に流れる（図２の（Ｃ））。

コンデンサ４ｂの内部抵抗５ｂの抵抗値とコンデンサ４ｂおよび１２の容量値による時定数に応じてコンデンサ１２の逆方向通電電流は減衰し、電圧Ｖ４ｂはわずかに上昇する程度で落ち着く（図２の（Ｄ））。なお、この（Ｃ）〜（Ｄ）の期間において、コンデンサ４ａの端子間は開放しているため、電圧Ｖ４ａの変化はほとんどない。

その後、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄをオンからオフに同時に切換えた（図２の（Ｄ））後、半導体スイッチ９ａおよび９ｃをオフからオンに同時に切換える（図２の（Ｅ））。すると、コンデンサ４ａの電圧がコンデンサ１２の電圧より低い場合には、コンデンサ４ａから半導体スイッチ９ａおよび９ｂを通じてコンデンサ１２に瞬時に電流が流れる。

この場合、前回のオン切換タイミング（Ａ）より今回のオン切換タイミング（Ｅ）の方がコンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａとコンデンサ１２の電圧との差が少なくなっているため、コンデンサ１２のパルス電流Ｉ１２の最大値は（Ａ）時点よりも（Ｅ）時点の方が小さくなる。その後、前述と同様に、コンデンサ４ａの内部抵抗５ａの抵抗値とコンデンサ４ａおよび１２の容量値などによる時定数に応じてコンデンサ１２の順方向通電電流は減衰し、電圧Ｖ４ａはわずかに低下する。原理的には、このような動作は、電圧Ｖ４ａと電圧Ｖ４ｂとが一致するまで繰り返される。この動作を繰り返すことでコンデンサ４ａ、４ｂの端子の差電圧が次第に減少する。本実施形態では、制御回路７は、これらのオンオフ切換制御を常に行っているため、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂ間の電圧アンバランスを低減でき、電圧バランスを保持できる。

本実施形態によれば、半導体スイッチ９ａ〜９ｄのオンオフを順に繰り返すことで、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂの差電圧に応じた電荷をコンデンサ１２に充放電し、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂ間の差電圧（Ｖ４ａ−Ｖ４ｂ）を徐々に少なくしている。

そして、半導体スイッチ９ａおよび９ｃ、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄのオンオフ切換制御を常に繰り返している。これにより、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの両端子間に電圧バランス用の抵抗を別途接続する必要なく、主回路コンデンサ４ａおよび４ｂの電圧のアンバランスを低減でき、端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂを、それぞれ主電源線Ｎ１−Ｎ２間のほぼ１／２の直流電圧にそれぞれ調整することができる。

（第２の実施形態）
図３および図４は、第２の実施形態の説明を示している。なお、前述実施形態と同一または類似機能を有する部分には、同一符号または類似符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明を行う。

本実施形態では、巻数比１：１のトランス１３ａ（第１のトランスに相当）の一次側巻線が半導体スイッチ９ｅ（第１の半導体スイッチに相当）と直列接続された状態で主回路コンデンサ４ａの端子間（主電源線Ｎ１および接続点Ｎ３間）に接続されている。また、このトランス１３ａの二次側巻線がダイオード１４ａを介して主回路コンデンサ４ｂの端子間（接続点Ｎ３および主電源線Ｎ２間）に接続されている。

また、巻数比１：１のトランス１３ｂ（第２のトランスに相当）の一次側巻線が半導体スイッチ９ｆ（第２の半導体スイッチに相当）と直列接続された状態で主回路コンデンサ４ｂの端子間（接続点Ｎ３および主電源線Ｎ２間）に接続されている。また、このトランス１３ｂの二次側巻線がダイオード１４ｂを介して主回路コンデンサ４ａの端子間（主電源線Ｎ１および接続点Ｎ３間）に接続されている。

半導体スイッチ９ｅ〜９ｆのゲートソース間には、それぞれ、駆動回路１０ｅ〜１０ｆおよび駆動用ゲート抵抗１１ｅ〜１１ｆが図示形態で接続されている。制御回路７は、駆動回路１０ｅ〜１０ｆにそれぞれ制御信号を与えると、駆動回路１０ｅ〜１０ｆはそれぞれ駆動用ゲート抵抗１１ｅ〜１１ｆを通じて半導体スイッチ９ｅ〜９ｆのゲートソース間に駆動信号を印加する。

この実施形態の説明では原理的な回路図を用いて説明するが、実用的には、トランス１３ａの一次側に発生する誘起電圧を抑制するため、トランス１３ａの一次側にインダクタンス、直列抵抗などを構成すると良い。

上記構成の作用について図４を参照しながら説明する。図４に示すように、主回路コンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂが主回路コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａよりも小さい場合、半導体スイッチ９ｆをオフしたまま半導体スイッチ９ｅをオンすると、コンデンサ４ａからトランス１３ａの一次側に瞬時に電流が印加され、この変動電流に応じた誘導起電力がトランス１３ａの一次側に誘起される。

トランス１３ａは、この誘導起電力に応じた交流電圧を二次側に発生させるが、この二次側電圧は、ダイオード１４ａを通じてコンデンサ４ｂに充電される。したがって、主回路コンデンサ４ａの電圧Ｖ４ａは低下すると共に主回路コンデンサ４ｂの電圧Ｖ４ｂは上昇する（図４の（Ｆ））。

この後、半導体スイッチ９ｅをオフした後に半導体スイッチ９ｆをオンしたとしても、主回路コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａが主回路コンデンサ４ｂの端子電圧Ｖ４ｂよりも高ければ、コンデンサ４ｂのトランス１３ｂを通じてコンデンサ４ａに充電されることはない（図４の（Ｇ））。

さらにその後、半導体スイッチ９ｆをオフした後に半導体スイッチ９ｅをオンすると、主回路コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ４ａが端子電圧Ｖ４ｂよりも高いと、トランス１３ａの二次側およびダイオード１４ａを通じてコンデンサ４ｂに充電される（図４の（Ｈ））。トランス１３ａの巻数比を１：１としているため、この動作は、原理的には主回路コンデンサ４ａおよび４ｂの端子電圧Ｖ４ａおよびＶ４ｂ間の差電圧がほぼ０になるまで繰り返される。

なお、前述の説明では、電圧Ｖ４ａが電圧Ｖ４ｂよりも高い場合の例を示したが、電圧Ｖ４ａが電圧Ｖ４ｂよりも低い場合には、半導体スイッチ９ｅがオフで半導体スイッチ９ｆがオンしている間に、端子電圧Ｖ４ｂが上昇すると共に端子電圧Ｖ４ａが下降する。

このような実施形態においても、前述実施形態と同様に、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの端子間に別途電圧バランス用の抵抗を設けることなく、主回路コンデンサ４ａおよび４ｂ間の電圧のアンバランスを低減でき、端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂを、それぞれ主電源線Ｎ１−Ｎ２間のほぼ１／２の直流電圧にそれぞれ調整できる。

（他の実施形態）
前述実施形態では、半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換制御を常に行うようにしているが、半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆの切換回数、切換時間を低減するためには、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂを電圧検出器（図示せず）によって検出し、制御回路７が、これらの端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂの差電圧を算出し、この算出した差電圧が所定電圧（過電圧防止電圧）以上になったときに、半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ駆動制御を開始すると良い。

また、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの何れかの端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂが所定電圧以上となったことを条件としてオンオフ駆動制御を開始しても良い。すると、半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換回数、時間を低減することができる。

制御回路７は、各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂを電圧検出器により検出し、これらの差電圧が所定電圧以下となるまで半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換動作を繰り返し、所定電圧以下となればこれらの半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換動作を停止するようにしても良い。これにより、半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換回数、切換時間を低減することができる。

制御回路７が行う半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換制御は、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂが双方共に所定電圧（許容電圧）以下となるまで行い所定電圧以下のときには行わなくても良い。これは、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂの電圧が所定電圧より低ければ特に半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのオンオフ切換を行う必要がないためである。

この場合、各主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子電圧Ｖ４ａ、Ｖ４ｂの差電圧が許容電圧以下になると半導体スイッチ９ａ〜９ｄまたは９ｅ〜９ｆのスイッチング切換動作を停止することで切換回数、切換時間を低減できる。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを半導体スイッチとして使用したが、同様の半導体スイッチでも適用できる。

第１の実施形態では、半導体スイッチ９ａおよび９ｃを同時にオン（またはオフ）し、その後、半導体スイッチ９ａおよび９ｃを同時にオフ（またはオン）し、さらに、その後、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄを同時にオン（またはオフ）、その後、半導体スイッチ９ｂおよび９ｄを同時にオフ（またはオン）するようにしているが、このオンオフ切換手順はこの手順に限られない。高い端子電圧Ｖ４ａの主回路コンデンサ４ａからコンデンサ１２に充電し、充電されたコンデンサ１２から低い端子電圧Ｖ４ｂの主回路コンデンサ４ｂに放電するように半導体スイッチ９ａ〜９ｄをオンオフ切換えすれば、どのような切換手順でオンオフしても良い。

なお、主回路コンデンサ４ａ、４ｂとして互いに同一の静電容量値、または／および、同一の耐電圧のコンデンサを適用した実施形態を示したが、異なる静電容量値、または／および、異なる耐電圧のコンデンサを用いて構成しても良い。

なお、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの製造メーカは、背景技術欄で述べたバランス抵抗の設計例として、端子電圧Ｖ４ａと端子電圧Ｖ４ｂとの差電圧がコンデンサ定格電圧の所定割合（例えば１０％）に収まるように推奨している。

したがって、これらの端子電圧Ｖ４ａと端子電圧Ｖ４ｂとの差電圧が当該コンデンサ定格電圧の所定割合に到達するまで半導体スイッチ９ａ〜９ｄの切換動作を行うと良い。素子の設計値などによって、端子電圧４ａと端子電圧４ｂとの間の差電圧が、コンデンサ定格電圧の前述の所定割合（例えば１０％）よりも小さくなるように調整すると良い。

このような場合、最大非駆動時間を設定しこの設定時間を下回る所定時間を除いて半導体スイッチ９ａ〜９ｄのオンオフを常に繰り返すことができる。すなわち、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの個体差に応じた漏れ電流の最大値（最大漏れ電流）と、静電容量の最小値（最小静電容量値）に応じて、これらの主回路コンデンサ４ａ、４ｂの定格電圧の所定割合（例えば１０％）の差電圧以上互いに離れることが想定される時間を最大非駆動時間として予め設定し、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、半導体スイッチ９ａ〜９ｄのオンオフを常に繰り返す。すると、半導体スイッチ９ａ〜９ｄの切換時間、切換回数を低減しながら、主回路コンデンサ４ａ、４ｂの各端子間の推奨される差電圧を実現できる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、各実施形態に示した構成に限定されることはなく、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１はインバータ装置、４ａは主回路コンデンサ（第１の主回路コンデンサ）、４ｂは主回路コンデンサ（第２の主回路コンデンサ）、９ａ〜９ｄは半導体スイッチ（第１〜第４の半導体スイッチ）、９ｅ、９ｆは半導体スイッチ（第１、第２の半導体スイッチ）、１２はコンデンサ、１３ａはトランス（第１のトランス）、１３ｂはトランス（第２のトランス）、１４ａはダイオード（第１のダイオード）、１４ｂはダイオード（第２のダイオード）を示す。

Claims (8)

1. 交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第１および第２の主回路コンデンサと、
   前記第１の主回路コンデンサの端子間に介在した第１の半導体スイッチおよび第２の半導体スイッチと、
   前記第２の主回路コンデンサの端子間に介在した第３の半導体スイッチおよび第４の半導体スイッチと、
   前記第１および第２の半導体スイッチの共通接続点と前記第３および第４の半導体スイッチの共通接続点との間に接続されたコンデンサと、を備え、
   前記第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで、前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧に応じた電荷を前記コンデンサに充放電し、前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくすることを特徴とするインバータ装置の電圧バランス回路。
2. 前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が許容電圧未満のとき、または、前記第１および第２の主回路コンデンサの双方の端子電圧が所定電圧以下のときには前記第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフの繰り返しを停止することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置の電圧バランス回路。
3. 前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が所定電圧以上、または、前記第１および第２の主回路コンデンサの何れかが所定電圧以上になったことを条件として前記第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフを開始することを特徴とする請求項１ないし２記載のインバータ装置の電圧バランス回路。
4. 前記第１および第２の主回路コンデンサの個体差に応じた最大の漏れ電流差、および、最小の静電容量値に応じて、これらの第１および第２の主回路コンデンサの定格電圧の所定割合の差電圧以上互いに離れることが想定される時間が最大非駆動時間として予め設定され、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、前記第１ないし第４の半導体スイッチのオンオフを常に繰り返すことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のインバータ装置の電圧バランス回路。
5. 交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第１および第２の主回路コンデンサと、
   前記第１の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第１の半導体スイッチと、
   前記第１の半導体スイッチに１次側巻線が直列接続されると共に２次側巻線が第１のダイオードを介して前記第２の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比１：１の第１のトランスと、
   前記第２の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第２の半導体スイッチと、
   前記第２の半導体スイッチに１次側巻線が直列接続されると共に２次側巻線が第２のダイオードを介して前記第１の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比１：１の第２のトランスと、を備え、
   前記第１および第２の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくすることを特徴とするインバータ装置の電圧バランス回路。
6. 前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が許容電圧未満のとき、または、前記第１および第２の主回路コンデンサの双方の端子電圧が所定電圧以下のときには前記第１および第２の半導体スイッチのオンオフの繰り返しを停止することを特徴とする請求項５記載のインバータ装置の電圧バランス回路。
7. 前記第１および第２の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が所定電圧以上、または前記第１および第２の主回路コンデンサの何れかかが所定電圧以上になったことを条件として前記第１および第２の半導体スイッチのオンオフを開始することを特徴とする請求項５または６記載のインバータ装置の電圧バランス回路。
8. 前記第１および第２の主回路コンデンサの個体差に応じた最大の漏れ電流差、および、最小の静電容量値に応じて、これらの第１および第２の主回路コンデンサの定格電圧の所定割合の差電圧以上互いに離れることが想定される時間が最大非駆動時間として予め設定され、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、前記第１および第２の半導体スイッチのオンオフを常に繰り返すことを特徴とする請求項５ないし７の何れかに記載のインバータ装置の電圧バランス回路。

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