CN112368928B - 开关电源电路和具有开关电源电路的电力转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明解决如下问题：在多个开关元件串联连接的开关电源电路中，当两个电容器间的连接点与高电压侧开关元件的栅极连接时会发生电容器的电压不平衡。为了解决该问题，提供开关电源电路，包括：直流电压源；初级绕组的一侧端子连接到直流电压源的高电压侧的变压器；栅极端子连接至控制器且源极端子连接到直流电压源的低电压侧的第1开关元件；漏极端子连接到变压器的初级绕组的另一侧端子且源极端子连接到第1开关元件的漏极端子的第2开关元件；连接在第2开关元件的栅极‑源极间的齐纳二极管；一个端子连接到第2开关元件的栅极端子的栅极驱动电路；连接在栅极驱动电路的另一个端子和直流电压源的高电压侧端子间的电容器。提供电流路径：电流从电容器和栅极驱动电路之间的连接点流向直流电压源的低电压侧。

Description

开关电源电路和具有开关电源电路的电力转换装置

技术领域

本发明涉及一种包括开关电源电路的电力转换装置，该开关电源电路用于从直流电压部获得具有不同电压规格的直流电压。

背景技术

现有技术中，存在作为绝缘电源电路的反激式转换器等的各种开关电源电路，其接收交流电压以获得直流电压，并进一步从该直流电压获得具有不同电压规格的直流电压。这些开关电源电路从直流电压部接收直流电力的供给，通过PWM控制电路开关变压器的初级侧，输出具有不同电压规格的直流电压。该直流电压部的电压随着输入的交流电压变高而增加，有必要根据该交流电压来处理从350V到超过1000V的电压。在公知的开关电源电路中使用的开关元件是在接收200V交流电的情况下具有几百伏耐压的MOSFET，而在接收400V交流电的情况下有必要提供耐压超过1000V的MOSFET。特别地，具有超过1000V的耐压的开关元件存在成本昂贵的问题。

作为解决这些问题的手段，在专利文献1和专利文献2中记载了将具有几百V的耐压的多个MOSFET串联组合的电路结构。在这些电路结构中，能够通过在具有几百V耐压的多个MOSFET之间分担超过1000V的直流电压，在不超过每个MOSFET的耐压的范围内开关，与现有的使用超过1000V的耐压的开关元件的情况相比，能够降低开关元件部的成本。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利公报US2011/0261594A1

专利文献2：日本特开2008-92791号公报

发明内容

发明要解决的课题

在专利文献1的图1所公开的开关电源电路中，包括：直流电压源；连接在直流电压源的端子之间并串联连接的两个电容器；对变压器的次级侧电压进行反馈而将变压器的次级侧电压控制为期望电压的第1开关元件；与第1开关元件串联连接并且具有被配置为与第1开关元件的开关同步的电路的第2开关元件，并在第2开关元件和直流电压源的高电压侧之间具有变压器，两个电容器之间的中间点与第2开关元件的栅极端子经由由电阻和二极管的并联体组成的栅极驱动电路连接。因此，施加到第1开关元件的电压是直流电压源的低电压侧的电压与两个电容器的连接点处的电压之间的电位差，施加到第2开关元件的电压是两个电容器的连接点与直流电压源的高电压侧的电压之间的电位差。因此，当两个电容器的电压基本相等时，将直流电压源的电压的大约一半的电压施加到每个开关元件，并且能够在不超过耐压的范围内进行开关动作。然而，由于当第1开关元件关断时提供给两个电容器的能量大于当第1开关元件接通时从两个电容器提供的能量，因此担心两个电容器的电压将不均匀，连接点处的电压将高于直流电压源的一半电压。因此，存在直流电压源的低电压侧的电压与两个电容器之间的连接点的电压之间的电位差超过第1开关元件的耐压的担忧问题。

此外，在专利文献2的图2公开的电路结构中，为了解决专利文献1中所担忧的两个电容器之间的电压不平衡，在两个电容器的连接点和上述变压器的初级绕组的中间点之间，追加电阻和二极管的串联体。因此，当第1开关元件和第2开关元件都接通时，在变压器的初级绕组中产生直流电压源的电压，从而通过连接两个电容器的连接点和变压器的初级绕组的中间点，使得两个电容器的连接点处的电压高于直流电压源的一半电压时，电流从两个电容器的连接点向变压器的初级绕组的中间点流动，所以两个电容器之间的电压不平衡得到了抑制。然而，由于变压器的结构变得复杂，因此存在诸如变压器成本增加和设计变压器困难的问题。

用于解决课题的方法

鉴于上述背景技术和问题，作为一例，本发明的开关电源电路，包括：直流电压源；初级绕组的一侧连接到直流电压源的高电压侧的变压器；栅极端子连接至控制器并且源极端子连接到直流电压源的低电压侧的第1开关元件；漏极端子连接到变压器的初级绕组的另一侧并且源极端子连接到第1开关元件的漏极端子的第2开关元件；连接在第2开关元件的栅极-源极间的齐纳二极管；一侧连接到第2开关元件的栅极端子的栅极驱动电路；连接在栅极驱动电路的另一个端子和直流电压源的高电压侧端子之间的电容器。设置了电流路径，其中，电流从电容器和栅极驱动电路之间的连接点流向直流电压源的低电压侧。

发明的效果

根据本发明，能够通过简单的电路结构抑制多个电容器的电压不平衡。

附图说明

图1是专利文献1中记载的开关电源电路的电路图。

图2是专利文献1所记载的开关电源电路的动作波形。

图3是实施例1中的开关电源电路的电路图。

图4是实施例1中的开关电源电路的动作波形。

图5是实施例2中的开关电源电路的电路图。

图6是示出实施例1、2中的开关电源电路的一例的电路图。

图7是示出实施例2中的开关电源电路的一例的电路图。

图8是示出实施例2中的开关电源电路的一例的电路图。

图9是示出实施例3中的开关电源电路的基本结构的电路图。

图10是示出实施例3中的开关电源电路的详细结构的电路图。

图11是实施例4中的开关电源电路的电路图。

图12是示出实施例5中的开关电源电路的基本结构的电路图。

图13是示出实施例5中的开关电源电路的具体例的电路图。

图14是示出实施例6中的电力转换装置的一例的电路图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述本发明的实施例。

(实施例1)

图1是专利文献1的图1所记载的开关电源电路1的电路图。该开关电源电路1包括：直流电压源Vin；连接在直流电压源Vin的端子之间的两个电容器Cb1、Cb2的串联体；初级绕组的一侧连接到直流电压源Vin的高电压侧的变压器Tr；栅极端子连接到控制器CTRL、源极端子连接到直流电压源Vin的低电压侧、漏极端子连接到节点Vn1的开关元件S1；源极端子连接到节点Vn1、漏极端子连接到变压器Tr的初级绕组的另一侧的开关元件S2；和设置在开关元件S2的栅极端子和源极端子之间的齐纳二极管ZD1，在两个电容器Cb1、Cb2的串联体的连接点节点Vn2和开关元件S2的栅极端子之间，具有二极管D1和电阻R1的并联体。

开关元件S1接收控制器CTRL的信号并进行切换，控制器CTRL例如进行动作以将变压器Tr的次级绕组的电压设置为所需电压。

开关元件S2以与开关元件S1的开关同步的方式构成电路，当开关元件S1从断开状态接通时，开关元件S1的漏极-源极间电压减小到几乎为零。由此，节点Vn1的电压变得基本上等于直流电压源Vin的低电压侧的电压，节点Vn2和节点Vn1之间的电位差被施加到电阻R1和齐纳二极管ZD1，电流I1在Vn2→R1→ZD1→Vn1的路径中流动，开关元件S2接通。

另一方面，当开关元件S1从导通状态关断时，开关元件S1的漏极-源极间电压升高，并最终超过节点Vn2的电压。由此，节点Vn1的电压变得高于节点Vn2的电压，电流I2在路径Vn1→ZD1→D1→Vn2的路径中流动，开关元件S2关断。

在开关元件S1、S2均导通的期间，将Vin电压施加至变压器Tr的初级侧，而在开关元件S1、S2均断开的期间，将变压器Tr所存储的能量传递到变压器的次级侧。

在图1所示的现有电路中，当开关元件S2接通时，流过开关元件S2的栅极的电流I1对电容器Cb1充电并使Cb2放电，而当开关元件S2关断时流过开关元件S2的栅极的电流I2对电容器Cb1放电并使Cb2充电。因此，在专利文献1所示的电路中，如果在开关元件S2接通时流过栅极的电流与关断开时流过栅极的电流不一致，则电容器Cb1、Cb2的电压不相等。

图2示出了图1所示的现有电路的动作波形。在图2中，S1Vgs、S2Vgs是开关元件S1、S2的栅极-源极间电压，而S1Vds、S2Vds是开关元件S1、S2的漏极-源极间电压。当S1Vgs超过元件的阈值电压时，开关元件S1导通，S1Vds变为大约0V。当S1Vds、S2Vds两者都近似为0V时，电容器Cb1、Cb2的电流放电并且在负方向上增大。该电流流过Tr初级绕组，并且Tr初级绕组的电流沿正方向增加。

如图2所示可知，与在使开关元件S1接通之后对电容器Cb1进行充电和而使Cb2放电的电流I1相反，在使开关元件S1关断之后对电容器Cb1进行放电和对电容器Cb2进行充电的电流I2更占支配地位。因此，在专利文献1中可以看出，当电阻Rb1、Rb2的值基本相同时，电容器Cb2的电压变得高于Cb1的电压。因此，存在直流电压源的低电压侧的电压与两个电容器之间的连接点的电压之间的电位差超过第1开关元件的耐压的担忧问题。

于是，下面将说明用于解决该问题的本实施例。

图3示出了本实施例中的开关电源电路1的基本结构。如图3所示，在本实施例中，包括：直流电压源Vin；初级绕组的一侧连接到直流电压源Vin的高电压侧的变压器Tr；栅极端子连接到控制器CTRL、源极端子连接到直流电压源Vin的低电压侧的开关元件S1；漏极端子连接到变压器Tr的初级绕组的另一侧、源极端子连接到开关元件S1的漏极端子的开关元件S2；连接在开关元件S2的栅极-源极间的齐纳二极管ZD1；一侧连接到开关元件S2的栅极端子的栅极驱动电路GD；连接在栅极驱动电路GD的另一侧的端子与直流电压源Vin的高电压侧端子之间的电容器C1，并且设置有电流路径I3，该电流路径I3使电流从电容器C1和栅极驱动电路GD的连接点流向直流电压源的低电压侧。

在下文中，将简要描述本实施例的电路动作。在图3所示的电路中，开关元件S2以与图1所示的专利文献1中记载的电路相同的方式与开关元件S1的开关同步地构成电路。在说明本实施例的动作时，栅极驱动电路GD由电阻R1和二极管D1的并联体构成，如图6所示。

当开关元件S1从断开状态接通时，开关元件S1的漏极-源极间电压减小几乎变为零。由此，节点Vn1的电压变得基本上等于直流电压源Vin的低电压侧的电压，并且节点Vn4和节点Vn1之间的电位差被施加到电容器C1，电阻R1和齐纳二极管ZD1，并且电流I1'在Vn3→R1→ZD1→Vn1的路径中流动，并且开关元件S2接通。

另一方面，当开关元件S1从导通状态关断时，开关元件S1的漏极-源极间电压升高，并最终超过节点Vn3的电压。由此，节点Vn1的电压变得高于节点Vn3的电压，电流I2'在Vn1→ZD1→D1→Vn3的路径中流动，并且开关元件S2关断。

在此，当仅连接电容器C1时，由于电流I1'和电流I2'的不平衡I2'成为支配地位，所以电容器C1在从节点Vn3朝向节点Vn4电流流动而被放电，所以节点Vn3的电压逐渐下降。于是，在从节点Vn3朝向直流电压源Vin的低电压侧的方向上设置电流路径I3。通过设置电流路径I3，电容器C1的电压成为由电流I1'、I2'和I3决定的电压值，所以通过调整I3的值，能够调节电容器C1的电压以使节点Vn3的电压成为期望值。

如上所述，在本实施例中，在直流电压源Vin的高电压侧与节点Vn3之间追加电容器C1，并且在节点Vn3与直流电压源Vin的低电压侧之间设置电流路径I3。由此，通过仅设置一个电容器的电路结构，就能够使流过开关元件S1，S2以及变压器Tr的电流和施加的电压与以往的电路相同，从而成为原理上不会发生现有技术中所发生的多个电容器的电压不平衡的电路结构。

作为专利文献1和本实施例之间的区别，可以列举在开关元件S1、S2都接通的期间内的Cb1的电流方向。在图1所示的专利文献1中，如图2所示，在开关元件S1、S2都导通的状态下，电容器Cb1、Cb2均放电动作，并且其电流沿负方向增加(图2中的I1)，为了向变压器供电，如果将Cb2用作电流路径，则以使电流从直流电压源的低电压侧→Cb2→Cb1→直流电压源的高电压侧流动的方式构成电流路径。另一方面，在图3所示的本实施例中，如图4的动作波形所示，当开关元件S1、S2都处于导通状态时，电容器C1根据电流路径中的电流进行充电动作，所以电流从直流电压源的高电压侧→C1→电流路径13→直流电压源的低电压侧流动。

(实施例2)

接下来，将参照图5～图8说明实施例2的开关电源电路1。将省略重复说明与实施例1的共同点。

图5示出了作为栅极驱动电路GD的示例的情况，其中，相对于图3所示的电路，将电阻R1连接到开关元件S2的栅极端子。在此，通过增大电阻R1的值，当开关元件S2接通和关断时栅极电压的上升和下降时间被延长，从而能够减小从开关元件S2产生的开关噪声。另一方面，通过减小电阻R1的值，缩短了当开关元件S2接通和关断时栅极电压的上升和下降时间，从而减小了在开关元件S2中产生的损耗。

在图6中，作为栅极驱动电路GD的示例，相对于图5所示的电路，将二极管D1与电阻R1并联连接。如图6所示，与图5所示的电路相比，通过连接二极管D1，缩短了开关元件S2关断时栅极电压的下降时间，并且减少了开关元件S2关断时的损耗。因此，与图5所示的电路相比，效率得到了提高。如上所述，通过将电阻R1和二极管D1连接于栅极驱动电路GD，能够调节开关电源电路1的转换效率和开关噪声电平。

图7示出了作为栅极驱动电路GD的示例的情况，其中，将电感器L1连接到开关元件S2的栅极端子。如图7所示，通过追加电感器L1，开关元件S2的栅极端子与节点Vn3之间的阻抗以及齐纳二极管ZD1与节点Vn3之间的阻抗增加，从而能够减少由开关元件的寄生电感、寄生电容引起的流过开关元件S2的栅极端子和齐纳二极管ZD1的电流，并且能够抑制开关元件S2错误地引燃。

图8示出了作为栅极驱动电路GD的示例的情况，其中，电容器Cgs连接在开关元件S2的栅极-源极间。如图8所示，通过连接电容器Cgs，当由开关元件的寄生电感和寄生电容产生的电流流过开关元件S2的栅极端子和齐纳二极管ZD1时，能够使开关元件S2的栅极电压的增加速度比图5～图7所示的电路更长，并且能够抑制开关元件S2的错误引燃。

如上所述，根据本实施例，通过将电阻、二极管、电感器和电容器等的无源部件连接至与开关元件S2的栅极端子连接的栅极驱动电路GD，能够针对效率、噪声和故障等的开关电源电路1的各种设计元素来调整动作特性，以获得期望值。

(实施例3)

接下来，将参照图9和图10说明实施例3的开关电源1。省略重复说明与实施例1、2的共同点。在本实施例中，将实施例1中说明的电流路径I3替换为负载Load。

在实施例1所示出的电路中，可以通过电流路径I3调节电容器C1的电压，但是如图9所示，在本实施例中，其特征在于，将在开关电源电路内部使用的控制电源和LED等负载连接到与现有电流路径I3所连接的部分。由此，能够有效地利用现有电流路径I3中消耗的能量，从而提高整个开关电源电路的效率。

图10示出了作为本实施例的示例的，当将控制器CTRL的控制电源适用于负载Load时的电路图。如图10所示，在节点Vn3和直流电压源Vin的低电压侧之间，追加了电阻R2、R3，以对节点Vn3的电压和直流电压源Vin的低电压侧的电压之间的电位差进行分压使得作为控制器CTRL的电源电压成为适当的值方式，设定电阻R2、R3的值。

如上所述，在本实施例中，作为在实施例1中说明的电路的具体结构，在电流路径I3中设置负载Load。由此，能够在开关电源电路内部使用现有电流路径I3中消耗的能量，提高开关电源电路的效率。

(实施例4)

图11是根据本发明的实施例4的开关电源电路1的基本结构。省略重复说明与实施例1～3的共同点。

如图11所示，在本实施例中，相对于图1所示的电路，从电容器Cb1与Cb2的连接点向直流电压源Vin的低电压侧连接电流路径I3。由此，能够使电容器Cb2的电压放电并且使对Cb1的电压充电的电流通过，以解决现有电路中的电阻Rb1、Rb2的值大致相等情况下电容器Cb2的电压变得高于Cb1的电压的问题，能够抑制电容器Cb1、Cb2的电压不平衡。即，电容器Cb1、Cb2的电压由S1接通时流动的电流I1，S1关断时流动的电流I2和从节点Vn2流到直流电压源Vin的低电压侧的电流I3的总和决定。

如上所述，在本实施例中，设置电流路径I3，以使得相对于图1所示电路使电流从节点Vn3流向直流电压源Vin的低电压侧。这使得能够抑制现有课题的电压不平衡的影响。

图11所示的栅极驱动电路GD由电阻、二极管、电感器、电容器等无源部件构成，以针对如实施例3中所述的转换效率和开关噪声等设计要素获得所期望的特性。

(实施例5)

接下来，将参照图12和图13说明实施例5的开关电源电路1。将省略重复说明与实施例1～4的共同点。在本实施例中，将实施例4中说明的电流路径I3替换为负载Load。

在实施例4中示出的电路中，由电流路径I3调节电容器Cb1、Cb2的电压，但是在本实施例中，其特征在于，将在开关电源电路内部使用的控制电源、LED等负载连接于现有电流路径I3所连接的部分。由此，能够有效地利用现有电流路径I3中消耗的能量，从而提高整个系统的效率。

作为本实施例的示例，图13示出当将控制器CTRL的电源适用于负载Load时的电路图。如图13所示，在节点Vn3和直流电压源Vin的低电压侧之间追加电阻R2、R3，以对节点Vn3和直流电压源Vin的低电压侧的之间的电位差进行分压从而使控制器CTRL的电源电压变为适当值的方式，设定电阻R2和R3的值。

如上所述，在本实施例中，作为在实施例4中说明的电路的具体结构，在电流路径I3中设置负载Load。由此，能够在开关电源电路内部使用现有电流路径I3中消耗的能量，提高开关电源电路的效率。

(实施例6)

接下来，将参考图14说明本实施例。将省略重复说明与实施例1～5的共同点。

如图14所示，在本实施例中，作为图11～13中所述的开关电源电路1的适用对象的示例，将说明当应用于逆变电路时的电路结构，其中，从交流电源输入电力，并且将电力输出到电动机等的交流负载。

如图14所示，本实施例的开关电源电路1组装到：从交流电源输入电力，由二极管DB1～DB6构成的整流电路和由开关元件Q1～Q6构成的逆变电路所构成的电力转换装置中。整流电路的输出部的电压成为与交流系统的电压相对应的直流电压Vdc，在图3，图5～图10所示的电路中，对电容器C1与电流路径I3的串联体施加直流电压Vdc，在图11～图13所示的开关电源电路1中，对电容器Cb1、Cb2的串联体施加直流电压Vdc。然后，如图3、图5～图13所示，开关电源电路1输出变压器Tr的次级侧电压。

如上所述，在本实施例中，描述了当将开关电源电路1适用于由从交流电源输入交流电力并输出交流电力的逆变电路结构的电力转换装置时的电路结构。此外，开关电源电路1的适用对象不限于此，也能够将其应用于用于直流输入或直流输出的电力转换装置。

本发明不限于以上实施例，包括各种变形例。例如，上述实施例是为了容易理解本发明而进行详细地说明的内容，未必限定于具有说明的全部的结构的内容。另外，能够将某实施例的结构的一部分置换为其他实施例的结构，另外，也能够在某实施例的结构中加入其他实施例的结构。另外，能够对各实施例的结构的一部分进行其他结构的追加、删除、替换。

附图标记说明

1：开关电源电路

Tr：变压器

S1，S2：开关元件

ZD1：齐纳二极管

D1：二极管

R1，R2，R3，Rb1，Rb2：电阻

CTRL：控制电路

Cb1，Cb2，C1：电容器

GD：栅极驱动电路。

Claims (9)

1.一种开关电源电路，其特征在于，包括：

直流电压源；

初级绕组的一个端子连接到所述直流电压源的高电压侧的变压器；

源极端子连接到所述直流电压源的低电压侧的第1开关元件；

将栅极信号输出到所述第1开关元件的栅极端子的控制器；

源极端子以第1连接点连接到所述第1开关元件的漏极端子、漏极端子连接到所述变压器的初级绕组的另一个端子的第2开关元件；

阴极端子连接至所述第2开关元件的栅极端子、阳极端子连接至所述第2开关元件的源极端子的齐纳二极管；

连接到所述第2开关元件的栅极端子的栅极驱动电路；和

一个端子连接到所述直流电压源的高电压侧的第1电容器，

所述第1电容器的另一个端子与所述栅极驱动电路在第2连接点连接，并且具有在所述第1电容器的另一个端子与所述直流电压源的低电压侧之间流动电流的电流路径，

在所述第1开关元件和所述第2开关元件都导通的期间所述电流流动的路径中，电流从所述直流电压源的高电压侧经由所述第1电容器流向所述直流电压源的低电压侧，

在所述第1开关元件从断开状态接通的情况下，电流从所述直流电压源的高电压侧在所述第1电容器、所述第2连接点、所述栅极驱动电路、所述齐纳二极管和所述第1连接点的路径中流动，

在所述第1开关元件从导通状态关断的情况下，电流从所述第1连接点在所述齐纳二极管、所述栅极驱动电路、所述第2连接点、所述第1电容器和所述直流电压源的高电压侧的路径中流动。

2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：

连接在所述第1电容器的另一个端子与所述直流电压源的低电压侧之间的电流路径是在开关电源电路内部被消耗的负载。

3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：

连接在所述第1电容器的另一个端子与所述直流电压源的低电压侧之间的电流路径是用于向第1开关元件的栅极端子发送信号的控制器的电源。

4.如权利要求1～3中任一项所述的开关电源电路，其特征在于：

所述栅极驱动电路至少包括电阻、二极管、电感器和电容器中的任一者。

5.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：

第2电容器连接在所述第1电容器的另一端与所述直流电压源的低电压侧之间，

在所述第1电容器和所述第2电容器分别并联连接有相等电阻值的电阻。

6.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于：

连接在所述第1电容器的另一个端子与所述直流电压源的低电压侧之间的电流路径是在开关电源电路内部被消耗的负载。

7.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于：

连接在所述第1电容器的另一端与所述直流电压源的低电压侧之间的电流路径是用于将信号发送到所述第1开关元件的栅极端子的控制器的电源。

8.如权利要求5～7中的任一项所述的开关电源电路，其特征在于：

所述栅极驱动电路至少包括电阻、二极管、电感器和电容器中的任一者。

9.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

交流电压源；

对来自所述交流电压源的交流电压进行整流的整流电路；和

将由所述整流电路整流后的直流电压转换为交流电压的逆变电路，

在所述直流电压的高电压侧与低电压侧的端子之间连接有权利要求1～8中任一项所述的开关电源电路。