CN101814828A

CN101814828A - 一种功率开关器件串联电路

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Publication number: CN101814828A
Application number: CN200910046491A
Authority: CN
Inventors: 王立扬
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2009-02-24
Filing date: 2009-02-24
Publication date: 2010-08-25

Abstract

本发明提供了一种功率变换器中功率开关器件的串联电路，目的在于解决现有功率开关器件串联时电压不平衡问题，它包括：由电阻R1、R2和电容C1、C2进行分压得到电压源Va，功率开关器件的负载RL，有一定驱动能力的频率发生器，稳压二极管Z，快恢复二极管D，启动电阻R3等组成。本发明通过设定电压源Va，将功率开关器件的平衡电压钳位在Va的值上；由于此电路简单，使得系统可靠性大大地提高，使用此单元电路可将低压成熟的大功率开关器件在更高电压下应用成为可能并能够实现。

Description

一种功率开关器件串联电路

技术领域

本发明涉及功率变换电路中的功率开关器件串联的电路，本发明中的功率开关器件是指：电流型驱动的功率三极管和电压型驱动的功率场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

背景技术

目前功率半导体开关器件有：功率三极管、功率场效应管(MOSFET)和绝缘栅双极晶体管(IGBT)，功率三极管是电流型驱动，MOSFET和IGBT为电压型驱动，在输入电压很高的情况下，有很多的功率开关器件的耐压很难再往上提高，以MOSFET为例，目前只做到1200V，即使这样，此时MOSFET的开通电阻非常大，有好几个欧姆以上，电流只能做到2A，功率很小，很难向大功率发展；而低压的MOSFET开通电阻现在已做得非常低，能达到毫欧姆级，目前600V的MOSFET做得很成熟，电流很大，开通电阻也能达到毫欧姆级，所以经常会将电压较低的MOSFET进行串联使用，以便增加MOSFET可以承受的耐压，实现产品满足高输入电压的要求，但是串联使用又受到电压均衡的限制，而引电压不平衡的因索有以下几个方面：

1.静态不平衡的问题，在MOS的静态阻断期间，均衡条件是由串联各开关器件的截止特性所决定的，晶体管的截止电流越高则在串联时所分得的电压则越低，MOS和IGBT的截止漏电流的温度系数为正值，是随着温度上升而上升的，为了获得最优化化的静态平衡状态，可以通过并联电阻的方法来减小不同的截止漏电流的影响。

2.动态不平衡的问题，图4表格中将是决定动态平衡的所有因素，这些因素将最终导致串联开关器件开关时的差异，最先关断和最后开通的开关器件将承受最高的电压，因此也将承受最高的开关损耗。因此动态不平衡是决定功率开器件串联使用的关键，最优化化的动态平衡总是建立在驱动信号传输时间偏差为最小的基础上。下面有几种解决措施：

(1).增加无源吸收网络(RC和RCD)可有效地支持动态平衡问题，(如图1、图2、图3所示)，但是通过附加RC和RCD无源网络来提高可靠性的方法会导致无源元件成本的可观增加(因为这些无源器件必须承受高压的元件)，同时也会引起高额附加损耗，另外还有，系统的定量特性和实际电路的工作点有关。

(2).有源均衡，通过调整延迟时间来对开关时间进行校正，可以很好地解决均衡问题，同时不需要任何额外的无源器件，且在开关器件中不会产生任何的附加损耗。但这需要高精度的驱动电路和时间控制电路，这样使系统的复杂程度增加，同时可靠性也较差。

由此可见，上述几种方案均不能很好地解决功率器件的串联问题。由于上述几种因素的因响，使得功率开关器件的串联技术很难在实际应用中得到很好地应用。

发明内容

本发明的目的在于用一个简单的方案就能实现解决功率开关器件串联时电压不平衡问题，同时可靠性也大大地提高，使用此技术可将低压成熟的大功率开关器件在更高电压下应用成为可能并能够实现。

本发明的原理是：以二个功率场效应管(MOSFET)串联为例来说明本发明的原理，假定输入电压为V_in，需要这两个开关MOS的耐压应为输入电压的一半，用电容、电阻串联分压而得到一个电压源Va，这个电压源Va等于输入电压的一半；将电压源Va用电阻串联连结到第二MOS的栅极，来控制第二开关MOS的导通与关断；用一个快速开关二极管的阳极连结至第一开关MOS的漏极和第二开关MOS的源极，阴极连结至电压源Va，作用是将第一开关MOS的漏极电压钳位在Va处；用一个稳压二极管连结至第二开关MOS的栅极，阳极连结至第二开关MOS的源极，用来保护第二开关MOS；第一开关MOS的栅极连结至频率发生器，由频率发生器控制第一开关MOS；当第一开关MOS的栅极受到频率发生器的高电平控制信号时，第一开关MOS导通，第一开关MOS的漏极电压开始下降，也就是第二开关MOS的源极电压开始下降，当下降到Va减去开关器件MOS的导通时所需的栅源极电压差时，第二开关MOS开始导通，这样两个开关MOS在导通期间，电压是同时下降的，使开关器件达到了动态的电压平衡；当频率发生器控制信号由高电平转变为低电平时，第一开关MOS开始截止，这时第一开关MOS的漏极电压从零电压处开始上升，当上升到Va时，不再上升，因为用一个快速二极管的阳极连结到第一开关MOS的漏极，二极管的阴极连结到电压源Va，这样将第一开关MOS的漏极电压钳位在电压源Va的值上，同时由于第二开关MOS的源极电压和栅极电压均为电压源Va，所以第二开关MOS的栅源极电压差为零，这样第二开关MOS开始关断，第二开关MOS的漏极电压从电压源Va处开始上升，直到等于输入电压，此时第二开关MOS的漏源极电压输入电压减去电压源Va的值，也就是等于Va的值，这样这二个开关器件达到了平衡；由此可见，通过本发明，可将这二个开关器件在静态和动态均能达到电压平衡，同时电路简单可靠，不需要复杂的控制电路。

为达到上述目的，本发明是通过以下的技术措施来实现的，一种功率开关器件串联电路包括：由电阻R1、R2和电容C1、C2进行分压得到电压源Va，功率开关器件的负载RL，有一定驱动能力的频率发生器，稳压二极管Z，快恢复二极管D，启动电阻R3等组成。直流输入电压V_in一路依次串接负载RL、第二开关MOS、第一开关MOS到输入直流电压的地，另一路依次串接第一电容C1、第二电容C2到输入直流电压的地，第一电阻R1、第二电阻R2分别并联连接到第一电容C1、第二电容C2的两端；第三电阻R3一端连结电压源Va，另一端连结至第二MOSFET的栅极；快恢复二极管D的阴极连结于第一电容C1、第二电容C2的结点处，即连结到电压源Va，阳极连结至第二开关MOS的源极；稳压二极管Z的阴极连结至第二开关MOS的栅极，阳极连结至第二开关MOS的源极，参见图5。

其中，所述功率开关器件Q1、Q2在本明的实施例中是指的N沟道MOSFET管，本发明的功率开关器件(串连技术中)不仅指的是MOSFET，而且包含有IGBT、功率三极管，在实施例中用MOSFET来说明本发明的技术具有可行性的。

其中，V_D1、V_D2分别表示第一、第二MOS管在静态时的漏极电压；V_D1′、V_D2′分别表示第一、第二MOS管在动态时的漏极电压；V_DS1、V_DS2分别表示第一、第二MOS管的漏源极电压差；V_G1、V_G2分别表示第一、第二MOS管的栅极电压；V_GS1、V_GS2分别表示第、第二MOS管的栅源极电压差；V_GS(SOA)表示MOS管的栅源极安全电压差；

其中，第一电容C1一端接输入直流电源正极，另一端接第二电容的一端，第二电容的另一端接地，第一电阻R1并联连接在第一电容C1两端，第二电阻R2并联连接在第二电容C2两端，第一电容C1、第二电容C2和第一电阻R1、第二电阻R2将输入直流电源V_in进行分压而得到电压源Va，即电压源Va和输入电压是线性关系，如果C1＝C2，R1＝R2，则得到如下关系：

V_in＝2Va.-----------------------------------------------式(1)

其中，所述稳压二极管是齐纳二极管，稳压二极管稳压时的电压值为V_Z，作用是保护第二开关MOS不被损坏，在本发明中是大于MOS的导通时所需要栅源极V_GS(th)，小于V_GS(SOA)。

其中，快恢复二极管D的作用是将第一开关MOS的漏极电压钳位在Va处，也就是将第一开关MOS的漏源极电压差钳位在Va的值上，这样第二开关MOS的漏源极电压差也被钳位在Va的值上。

其中，V_DF表示二极管正向导通时的正向压降，为表述方便，忽略各种二极管之间的差异，均指快恢复二极管D和稳压二极管Z的正向压降。

其中，第三电阻R3是连结到第二MOS的栅极，作用是给第二MOS启动用，对于电流型驱动的功率开关器件，第三电阻R3可用恒流二极管替代或用恒流电路替代。

本发明只说明了二个功率开关器件串联的单元电路，附图8是三个功率器件串联电路的应用，在三个以上功率开关器件串联时，只需将本单元电路扩展即可；即如果有n个开关器件需要串联，可用电容、电阻将输入电压分压成(n-1)个等份，使每个开关器件的电压平衡在输入电压的n等份上。

本发明实例是以功率场效应管MOSFET为例来说明具有技术可行性，对于绝缘栅双极晶体管(IGBT)的应用是和功率开关MOSFET一致的，因为IGBT也是电压型控制器件；对于电流型控制器件功率三管来讲，只需将第三电阻R3用恒流电路替代，效果更好。

与现有技术相比，本发明具有以下特点：

1很好地解决了功率开关器件的耐压不平衡的问题，使功率器件不管是在静态还是在动态部能处平衡状态。

2本发明的特点在于设置的电压源Va是随着输入电压V_in的变化而变化的，这样可以使每个开关器件在输入电压变化的情况下，每个开关器件的电压仍为电压源Va值，即为输入电压的一半。

3本发明的另一个特点是只需要一个驱动电路去控制第一功率开关器件就可实现上述功能，减去了其它的功率开关器件所需的驱动电路，同时也不需要高精度的时间控制电路，这样解决了每个开关MOS需要的驱动电路的时间关系，使系统电路简单可靠，增加了系统的可靠性，降低了成本。

附图说明

图1、图2、图3是现有技术电路原理图。

图4是列出了影响功率开关器件电压平衡的因素表格。

图5是本发明的电路原理图。

图6是本发明实施一例中输入电压为500V时的波形。

图7是本发明实施一例中输入电压为1000V时的波形。

图8是本发明在多个开关器件串联时的电路原理图。

图9是本明原理在反激式变换器中的应用原理图时开关波形。

图10是本明原理在第一、第二开关器件上的电压波形。

具体实施方式

实施例一

如图5所示，在上述实施方案中对电路和各元器件的功能作了详细描述，下面对该电路在以一个周期中的各状态进行详细说明。

第一状态，第一开关MOS管Q1和第二开关MOS管Q2均在静态平衡状态，在静止状态下，有如下关系：

V_D2＝V_in------------------------------------式(2)

V_DS1+V_DS2＝V_in------------------------------式(3)

V_DS2＝V_D2-V_D1-------------------------------式(4)

V_DS1＝V_D1-0V--------------------------------式(5)

具体实现方式如下：第一开关器件Q1受到驱动信号Dr的控制，当Dr为低0V时，Q1是关断的，此时Q1的漏极V_D1有以下几种情况：

(1).若V_D1低于Va，且低于(Va-Vz)，二极管D是截止的，Q2的栅源极电压是为V_GS2＝V_Z＝V_GS(th)，这样使Q2导通，此时V_D1电压会上升，当上升到(Va+V_DF)时，二极管D开始导通，将V_D1电压钳位在(Va+V_DF)的值上，而此时第二MOS管栅源极电压V_GS2＝-V_DF，所以Q2是在截止状态，由式(1)、式(2)、式(3)、式(4)可知：Q2的漏源极电压V_DS2＝(Va-V_DF)；忽略V_DF的影响，V_DS2＝Va＝V_DS1，由此可见在静态时，第一、第二MOS的漏源极电压是达到平衡状态的。

(2).若V_D1等于(Va+V_DF)，上述(1)已说明这二个开关MOS均是截止的，即：V_DS2＝V_DS1；

(3).若V_D1大于(Va+V_DF)，此时Q2也是截止的，但此时二极管D是导通的，将V_D1电压钳位在(Va+V_DF)的值上，所以Q2的漏源极电压V_DS2＝(V_D2-V_D1)＝[V_in-(Va+V_DF)]＝(Va-V_DF)，忽略V_DF的影响，V_DS2＝V_DS1＝Va；

由以上说明，可见在静态状态下，只要设定电压源Va，就能使第一、第二开关管MOS的耐压是相等的，均为设定电压源Va的值。

第二状态，当频率发生器的驱动信号Dr为高电平时(为开关管MOS导通时所需要的电平)，Q1开始导通，此时Q2仍为截止，由于开关管MOS输出电容的行在，Q1的V_D1不是立极为零的，而是从Va处往下降的，当下降到V_D1′＝(Va-V_GS(th))时，由于Q2的栅极电压为V_G2＝Va，所以Q2的栅源极电压为V_GS2＝(V_G2-V_D1′)＝V_GS(th)，此时Q2开时导通。

第三状态，Q1和Q2继续导通，在此期间开关器件不存在耐压不平衡的问题，第一、第二MOS的漏极电压V_D1′、V_D2′继续下降，由于第二MOS的栅极是通过第三电阻R3连结到电压源Va的，所以第二MOS的栅极V_G2＝Va是不变的，由于V_D1′在不断地下降，也就是第二MOS的源极在不断地下降，所以第二MOS的栅源极电压V_GS2＝(V_G2-V_D1′)，随着V_D1′的不断下降，第二MOS的栅源极电压V_GS2会不断地增大，如果增大到超过V_GS(SOA)这样会损坏MOSFET；解决办法是将Q2的栅极和源极并接一个稳压二极管Z，稳压管稳压时的值V_Z要小于V_GS(SOA)的值，这样使Q2的安全可靠性得到了保障，同时Q2仍保持在导通状态，这时第二MOS的栅极电压：V_G2＝V_D1′+V_Z，是随着V_D1′的变化而变化，但栅源极电压差V_GS2终保持在V_/的值上，也就是保持在V_GS(th)范围内，Q2始终在导通状态。

第四状态，Q1和Q2继续导通，当V_D2和V_D1的电平下降到最低电平0V时，输入直流电源Vin全部给负载RL供电。

第五状态，当频率发生器的驱动信号Dr为低电平0V时，Q1先开始截止，由于开关器件的输出电容的影响，使得Q1的V_D1电压从0V开始上升，此时Q2仍处于导通状态。

第六状态，由于Q2的栅极电压：V_G2＝V_D1′+V_Z，所以Q2的栅极电压V_G2是随着V_D1′的上升而上升的，但是V_GS2始终保持在V_Z的值所以Q2继续导通。

第七状态，当Q1的V_D1′电压上升到V_D1′＝(Va-V_Z)时，Q2的栅极电压为：V_G2＝(V_D1′+V_Z)＝Va，Q2的栅源极电压差V_GS2仍为V_Z，仍处于导通状态，随着V_D1′的不断上升，稳压二极管不再稳压，Q2的栅源极电压差V_GS2将从V_Z逐渐减小到0V，也就是Q2从导通状态准备向关断状态过渡。

第八状态，当Q1的V_D1′电压上升到Va+V_DF时，此时二极管D正向导通，将Q1的漏极电压V_D1的钳位在(Va+V_DF)的值上，Q1的V_D1电压不再上升；由于Q2的栅极电压为V_G2＝Va，所以此时Q2的栅源极电压差V_GS2＝(V_G2-V_D1)＝-V_DF，Q2处于关断，此时Q2的漏极电压V_D2′将从(Va+V_DF)处开始上升，直到等于输入直流电源V_in，此时V_DS2＝(V_D2-V_D1)＝[V_in-(Va+V_DF)]＝(Va-V_DF)；忽略V_DF的影响，第一、第二MOS的漏源极电压差相等，即V_DS1＝V_DS2；此时，系统又进入静态平衡状态，分析详见上述第一状态。

附图6是本实施例在输入电压为500V时，这二个开关MOS漏极的一个周期开关波形；附图7是本实施例在输入电压为1000V时，这二个开关MOS漏极的一个周期开关波形；从图中可见，这二个开关MOS无论在导通还是关断时，电压是达到了平衡，而且平衡电压是随着输入电压的变化而变化的，即平衡电压始终为输入电压的一半。

综上所述，由此可见，在静态时，通过设定电压源Va，将每一个开关MOS的漏源极电压差平衡在Va的值上；在动态时，最先开通的和最先关断的总是第-MOS，开通时第一MOS的漏源极电压差从Va处开始下降，一直下降到(Va-V_DF)时，第二MOS开始导通，可见导通第一、第二MOS均工作在安全状态下；在关断时第一MOS的漏源极电压差V_DS1从0V开始上升直到(Va+V_DF)的值上时，被二极管D钳位在此值上，不再上升，同时第二MOS开始关断，第二MOS的漏源极电压差V_DS2从(Va+V_DF)值开始上升直到等于输入直流电压V_in，由此可见在关断时第、第二MOS也均工作在安全状态下。

实施例二

如图9所示，相对实施例一不同的是，负载为高频变压器，因此这二个开关MOS不仅要承受的输入电压，还要承受由输出电压反射回来的反射电压V_R；在这种情况下，设定的电压源Va′应等于输入电压V_in加反射电压的一半，即Va′＝(V_in+V_R)，而不是等于输入电压V_in的一半，这样可将每个开关MOS的电压平衡在Va′的值上。

图10是实施例二的开关MOS漏极的一个周期开关波形。

本发明不局限于上述实施方式，任何入在本发明的启示下得出的其他任何与本发明相同或相近的产品，均属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种功率开关器件串联的电路，包括：由电阻R1、R2和电容C1、C2进行分压得到电压源Va，功率开关器件的负载RL，有一定驱动能力的频率发生器，稳压二极管Z，快恢复二极管D，启动电阻R3等组成。直流输入电压V_in一路依次串接负载RL、第二开关MOS、第一开关MOS到输入直流电压的地，另一路依次串接第一电容C1、第二电容C2到输入直流电压的地，第一电阻R1、第二电阻R2分别并联连接到第一电容C1、第二电容C2的两端；第三电阻R3一端连结电压源Va，另一端连结至第二MOSFET的栅极；快恢复二极管D的阴极连结于第一电容C1、第二电容C2的结点处，即连结到电压源Va，阳极连结至第二开关MOS的源极；稳压二极管Z的阴极连结至第二开关MOS的栅极，阳极连结至第二开关MOS的源极。

2.根据权利要求1所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于所述功率开关器件Q1、Q2在本明的实施例中是指的N沟道MOSFET管，本发明的功率开关器件(串连技术中)不仅指的是MOSFET，而且包含有IGBT、功率三极管，在实施例中用MOSFET来说明本发明的技术具有可行性的。

3.根据权利要求1所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于第一电容C1一端接输入直流电源正极，另一端接第二电容的一端，第二电容的另一端接地，第一电阻R1并联连接在第一电容C1两端，第二电阻R2并联连接在第二电容C2两端，第一电容C1、第二电容C2利第一电阻R1、第二电阻R2将输入直流电源V_in进行分压而得到电压源Va，即电压源Va和输入电压V_in是线性关系，如果C1＝C2，R1＝R2，则得到如下关系：V_in＝2Va.

4.根据权利要求1所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于其中，所述稳压二极管是齐纳二极管，稳压二极管稳压时的电压值为V_Z，作用是保护第二开关MOS不被损坏，在本发明中是大于MOS的导通时所需要栅源极V_GS(th)，小于V_GS(SOA)。

5.根据权利要求1所述的所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于快恢复二极管D的作用是将第一开关MOS的漏极电压钳位在Va处，也就是将第一开关MOS的漏源极电压差钳位在Va的值上，这样第二开关MOS的漏源极电压差也被钳位在Va的值上。

6.根据权利要求1所述的所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于第三电阻R3是连结到第二MOS的栅极，作用是给第二MOS启动用，对于电流型驱动的功率开关器件，第三电阻R3可用恒流二极管替代或恒流电路替代。

7.根据权利要求1所述的所述的功率开关器件串联的电路，其特征在于本发明只实例中只说明了二个功率开关器件串联的单元电路，在三个以上功率开关器件串联时，只需将本单元电路扩展即可；即如果有n个开关器件需要串联，可用电容、电阻将输入电压分压成(n-1)个等份，使每个开关器件的电压平衡在输入电压的n等份上。