CN110336549B - 一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路 - Google Patents

一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，包括：驱动电路、耦合电路和限幅缓冲电路；驱动电路用于将接收的驱动信号转换为第一电压控制型器件的驱动电压，控制第一电压控制型器件的开通与关断；耦合电路用于在驱动电路开通或关断第一电压控制型器件的过程中，通过电容放电或充电控制第二电压控制型器件的开通与关断；限幅缓冲电路用于均衡第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断时源极与漏极间的电压。本发明基于限幅缓冲电路，大大减轻了第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断过程中的串联电压不均衡，使得可靠性更强。

Description

一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路
技术领域
本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路。
背景技术
以MOSFET、IGBT等电压控制型器件为核心的电力电子电路正朝着高压大功率的方向发展，然而却受制于单个器件的耐压水平。为此，采用电压控制型器件的串联是一种最为直接的方式，可在不增加主拓扑结构以及控制算法复杂度的情况下，很好地满足高压大功率的需求。近些年来随着宽禁带器件理论研究的深入和工艺水平的提高，使得MOSFET、IGBT由传统的Si基逐步向SiC基过渡，损耗大大减小，耐压水平亦得到了一定程度的提升，而电压控制型器件的串联依旧为一大研究热点，以更适用于高压的场合。其共性问题在于解决串联应用中的电压不均衡：包括断态时的静态电压不均衡，以及开通和关断过程中的动态电压不均衡。前者一般通过并联均压电阻的方式来解决，实现较为简单；而后者需要控制器件的开通和关断过程，实现较为复杂，亦是研究的重点所在。
为了解决串联过程中的动态电压不均衡问题，已有相关研究提供了一些解决方案，有无源缓冲方法和主动均压方法两大类。无源缓冲方法的电路结构较为简单，可靠性强，其中在各串联器件两端并联RC、RCD等缓冲电路是最为常见的一种无源缓冲方法，但同时会额外带来很大的损耗，包括使器件开关速度大大减缓造成的额外损耗，以及缓冲电路上的损耗；主动均压方法通过对器件的驱动侧做出控制来实现串联均压，灵活性强，因此研究的十分广泛，包括调节各串联器件驱动信号的延迟，调节驱动电压的波形，动态改变驱动电阻的阻值，在电压型驱动电路的基础上增加额外的受控电流源，各串联器件两端电压跟随同一参考信号等。但是上述方法均依赖于良好的控制，且电路较为复杂。
为了简化结构拓扑，有研究提出了单驱动电路，其最大的特点是仅需一个器件的标准驱动电路即可驱动整个串联支路，相比之下，该驱动电路仅由简单的无源元件构成，且元件数量大大减小。但随着主回路电流的增大，其电压不均衡程度愈发严重。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供了一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，旨在解决双电压控制型器件串联过程中的动态电压不均衡的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，包括：驱动电路、耦合电路和限幅缓冲电路；
驱动电路的第一节点与第一电压控制型器件的栅极相连，其第二节点与第一电压控制型器件的源极连接；耦合电路的第一节点、第二节点和第三节点分别与第二电压控制型器件的漏极、栅极和源极连接，其第四节点与驱动电路的第三节点连接；其第五节点与第一电压控制型器件的源极连接；限幅缓冲电路的第一节点与负载电感连接；其第二节点与第二电压控制型器件的漏极连接；其第三节点与第一电压控制型器件的源极连接；其第四节点与母线电压中点连接；
驱动电路用于将接收的驱动信号转换为第一电压控制型器件的驱动电压，控制第一电压控制型器件的开通与关断；
耦合电路用于在驱动电路开通或关断第一电压控制型器件的过程中，通过电容放电或充电控制第二电压控制型器件的开通与关断；
限幅缓冲电路用于均衡第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断时源极与漏极间的电压。
优选地，驱动电路包括：驱动电源、栅极驱动电阻Rg1、稳压二极管D1和稳压二极管D2；
驱动电源通过栅极驱动电阻Rg1连接至第一电压控制型器件的栅极；稳压二极管D1和稳压二极管D2反向串联，连接至第一电压控制型器件的栅极和源极之间；
驱动电源用于提供开通和关断第一电压控制型器件的驱动电压；
稳压二极管D1和稳压二极管D2用于保护第一电压控制型器件；
栅极驱动电阻用于消除第一电压控制型器件驱动过程的栅极振荡。
优选地，耦合电路包括：静态电压均衡电阻Rs1、静态电压均衡电阻Rs2、静态电压均衡电阻Rs3、静态电压均衡电阻Rs4、稳压二极管D3、稳压二极管D4、稳压二极管D5、栅极驱动电阻Rg2和耦合驱动电容Ca；
稳压二极管D5的阴极与第二电压控制型器件的漏极连接，其阳极与串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的一端连接；串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的另一端与驱动电路的驱动电源连接；串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的中点通过栅极驱动电阻Rg2与第二电压控制型器件的栅极连接；耦合驱动电容Ca并联在静态电压均衡电阻Rs3的两端；静态电压均衡电阻Rs1并联在第一电压控制型器件的漏极与源极之间；静态电压均衡电阻Rs2并联在第二电压控制型器件的漏极与源极之间；稳压二极管D3与稳压二极管D4反向串联，连接至第二电压控制型器件的栅极和源极之间；
静态电压均衡电阻Rs1、静态电压均衡电阻Rs2、静态电压均衡电阻Rs3、静态电压均衡电阻Rs4和稳压二极管D5用于第一电压控制型器件和第二电压控制型器件串联过程的静态电压均衡；栅极驱动电阻Rg2和耦合驱动电容Ca用于驱动第二电压控制型器件；稳压二极管D3与稳压二极管D4用于保护第二电压控制型器件；
优选地，限幅缓冲电路包括：缓冲电感La、电阻Ra、电阻Rb、缓冲电容Cd1、缓冲电容Cd2、缓冲电容Cb、二极管Da和二极管Db；
缓冲电感La串联在第一电压控制型器件和第二电压控制型器件串联支路上；二极管Da与电阻Ra串联后并联在缓冲电感La两端，构成开通缓冲电路，用于开通过程的串联均压；
缓冲电容Cd1并联在第一电压控制型器件的两端，缓冲电容Cd2并联在第一电压控制型器件的两端，构成关断缓冲电路，用于关断过程的串联均压；
缓冲电容Cb与二极管Db串联后并联在第一电压控制型器件的两端；电阻Rb的一端与二极管Db阳极连接，其另一端与直流母线电容的中点连接，构成限幅电路，用于关断过程的串联均压。
优选地，第一电压控制型器件和第二电压控制型器件为IGBT或MOSFET；
优选地，驱动电压为第一电压Vdd或第二电压Vee；
驱动电压为第一电压Vdd时，若第一电压控制型器件和第二电压控制型器件的漏源极电压均为0，其栅源极电压均为第一电压Vdd，则第一电压控制型器件和第二电压控制型器件处于通态；
驱动电压为第二电压Vee时，若第一电压控制型器件和第二电压控制型器件的漏源极电压均为直流母线电容的中点电压，其栅源极电压为第二电压Vee，则第一电压控制型器件和第二电压控制型器件处于断态；
所述第一电压Vdd为20V；所述第二电压Vee为-5V。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：
1、本发明将驱动电路和耦合电路相结合，使得第一电压控制型器件和第二电压控制型器件均得以开通和关断，但两者同时在开通和关断过程中会出现较大程度的漏源极电压不均衡，因此，本发明进一步结合限幅缓冲电路，大大减轻第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断过程中的串联电压不均衡，使得可靠性更强。
2、本发明以单驱动电路作为控制串联器件开关的基础，大大减小了所用元件的数量以及成本。
附图说明
图1是本发明提供的基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路图；
图2是本发明提供的单驱动串联均压电路的开通过程波形示意图；
图3是本发明提供的单驱动串联均压电路的关断过程波形示意图；
图4是本发明提供的单驱动串联均压电路的仿真波形示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明为电压控制型器件IGBT或MOSFET提供了一种单驱动串联均压电路，将驱动电路和耦合电路相结合，使得第一电压控制型器件和第二电压控制型器件均得以开通和关断，但两者同时在开通和关断过程中会出现较大程度的漏源极电压不均衡，因此，本发明进一步结合限幅缓冲电路，以大大减轻第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断过程中的串联电压不均衡，使得可靠性更强。
本发明以单驱动电路作为控制串联器件开关的基础，大大减小了所用元件的数量以及成本。
提供了一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，包括：驱动电路、耦合电路和限幅缓冲电路；
驱动电路的第一节点与第一电压控制型器件的栅极相连，其第二节点与第一电压控制型器件的源极连接；耦合电路的第一节点、第二节点和第三节点分别与第二电压控制型器件的漏极、栅极和源极连接，其第四节点与驱动电路的第三节点连接；其第五节点与第一电压控制型器件的源极连接；限幅缓冲电路的第一节点与负载电感连接；其第二节点与第二电压控制型器件的漏极连接；其第三节点与第一电压控制型器件的源极连接；其第四节点与母线电压中点连接；
驱动电路用于将接收的驱动信号转换为第一电压控制型器件的驱动电压，控制为第一电压控制型器件的开通与关断；
耦合电路用于在驱动电路开通或关断第一电压控制型器件的过程中，通过电容放电或充电控制第二电压控制型器件的开通与关断；
限幅缓冲电路用于均衡第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断时源极与漏极间的电压。
优选地，第一电压控制型器件和第二电压控制型器件为IGBT或MOSFET；
优选地，驱动电压为第一电压Vdd或第二电压Vee；
优选地，驱动电压为第一电压Vdd时，若所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件的漏源极电压均为0，其栅源极电压均为第一电压Vdd，则所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件处于通态；
驱动电压为第二电压Vee时，若所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件的漏源极电压均为直流母线电容的中点电压，其栅源极电压为第二电压Vee，则第一电压控制型器件和第二电压控制型器件处于断态。
实施例
图1为本发明提供的一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，以SiCMOSFET串联应用于双脉冲测试电路为例，
图1均压电路基于简单的双脉冲测试电路，即：负载为并联续流二极管D的感性负载LD的感性负载L，主电压为Vdc，直流母线电容的中点电压为Vdc/2，均压电路中的驱动电路包括：驱动电源、栅极驱动电阻Rg1、20.1V稳压二极管D1和5.1V稳压二极管D2；
驱动电源通过栅极驱动电阻Rg1连接至第一SiC MOSFET的栅极；20.1V稳压二极管D1和5.1V稳压二极管D2反向串联，连接至第一SiC MOSFET的栅极和源极之间；
驱动电源用于提供开通和关断第一SiC MOSFET的驱动电压；20.1V稳压二极管D1和5.1V稳压二极管D2用于保护第一SiC MOSFET；栅极驱动电阻Rg1用于消除第一SiC MOSFET驱动过程的栅极振荡。
驱动电源为第一电压Vdd或第二电压Vee；第一电压Vdd为+20V；第二电压Vee为-5V；
耦合电路包括：静态电压均衡电阻Rs1、静态电压均衡电阻Rs2、静态电压均衡电阻Rs3、静态电压均衡电阻Rs4、20.1V稳压二极管D3、5.1V稳压二极管D4、5V稳压二极管D5、栅极驱动电阻Rg2和耦合驱动电容Ca；
5V稳压二极管D5的阴极与第二SiC MOSFET的漏极连接，其阳极与串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的一端连接；串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的另一端与驱动电路的驱动电源连接；串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的中点通过栅极驱动电阻Rg2与第二SiC MOSFET的栅极连接；耦合驱动电容Ca并联在静态电压均衡电阻Rs3的两端；静态电压均衡电阻Rs1并联在第一SiC MOSFET的漏极与源极之间；静态电压均衡电阻Rs2并联在第二SiC MOSFET的漏极与源极之间；20.1V稳压二极管D3与5.1V稳压二极管D4反向串联，连接至第二SiC MOSFET的栅极和源极之间；
静态电压均衡电阻Rs1、静态电压均衡电阻Rs2、静态电压均衡电阻Rs3、静态电压均衡电阻Rs4和5V稳压二极管D5用于第一SiC MOSFET和第二SiC MOSFET串联过程的静态电压均衡；栅极驱动电阻Rg2和耦合驱动电容Ca用于驱动第二SiC MOSFET；稳压二极管D3与稳压二极管D4用于保护第二SiC MOSFET；
限幅缓冲电路包括：缓冲电感La、电阻Ra、电阻Rb、缓冲电容Cd1、缓冲电容Cd2、缓冲电容Cb、二极管Da和二极管Db；
缓冲电感La串联在第一电压控制型器件和第二电压控制型器件串联支路上；二极管Da与电阻Ra串联后并联在缓冲电感La两端，构成开通缓冲电路，用于开通过程的串联均压；
缓冲电容Cd1并联在第一SiC MOSFET的两端，缓冲电容Cd2并联在第一SiC MOSFET的两端，构成关断缓冲电路，用于关断过程的串联均压；
缓冲电容Cb与二极管Db串联后并联在第一SiC MOSFET的两端；电阻Rb的一端与二极管Db阳极连接，其另一端与直流母线电容的中点连接，构成限幅电路，用于关断过程的串联均压。
图2为实施例提供的基于限幅缓冲电路的单驱动串联均压电路的开通过程波形示意图，以SiC MOSFET串联应用于双脉冲测试电路为例，详述如下：
t0～t1：驱动电路的驱动电压为Vee(-5V)时，第一SiC MOSFET(T1)的栅源极电压Vgs1为Vee；在耦合电容Ca的作用下，第二SiC MOSFET(T2)的栅极电压Vgs2近似为Vee；第一SiCMOSFET和第二SiC MOSFET均处于可靠的断态；稳压二极管D2和稳压二极管D4的击穿电压为5.1V，以提供第一SiC MOSFET和第二SiC MOSFET的负压保护；
t1～t2：t1时刻，驱动电路接收开通驱动信号，其驱动电压由Vee(-5V)切换至Vdd(+20V)；第一SiC MOSFET的输入电容开始被充电，Vgs1由-5V开始上升；t2时刻，Vgs1到达米勒电压，驱动电流依次流经耦合电容Ca、栅极驱动电阻Rg2、第二SiC MOSFET的驱动侧和第一SiCMOSFET，第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1开始下降；
t2～t3：随着第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1的下降，缓冲电感La两端的电压会随之增加，在当前瞬态第二SiC MOSFET的漏源极电压保持不变，因此，避免了开通过电压的产生，使得串联电压均衡；在t2时刻，第二SiC MOSFET的栅源极电压开始上升，并在t3时刻到达米勒电压，第二SiC MOSFET的漏源极电压Vds2开始下降，流过串联支路的电流id开始上升；
t3～t4：t3时刻，第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1降至0，栅源极电压Vgs1从米勒电压继续上升；
t4～t5：t5时刻，第二SiC MOSFET的漏源极电压Vds2降至0，栅源极电压Vgs2从米勒电压继续上升。
t5～t6：t6时刻，第一SiC MOSFET、第二SiC MOSFET的栅源极电压Vgs1、Vgs2基本上到达正驱动电压Vdd，开通过程结束。
图3为实施例提供的基于限幅缓冲电路的单驱动串联均压电路的关断过程波形示意图，以SiC MOSFET串联应用于双脉冲测试电路为例，详述如下：
t0～t1：驱动电路的驱动电压为Vdd(+20V)时，第一SiC MOSFET(T1)的栅源极电压Vgs1为Vdd，漏源极电压Vds1近似为0V；经过耦合驱动电容Ca，第二SiC MOSFET的栅源极电压Vgs2近似为+20V；则第一SiC MOSFET和第二SiC MOSFET均处于可靠的通态；稳压二极管D1和稳压二极管D3的击穿电压为20.1V，以提供第一SiC MOSFET和第二SiC MOSFET的栅极的正压保护；
t1～t2：t1时刻，驱动电路接收到关断驱动信号，其驱动电压由Vdd(+20V)切换至Vee(-5V)；第一SiC MOSFET的输入电容开始放电，栅源极电压Vgs1由+20V开始下降；同时驱动电流依次流经第二SiC MOSFET的驱动侧、栅极驱动电阻Rg2、耦合电容Ca、驱动电压源Vee(-5V)，因此，第二SiC MOSFET的栅源极电压Vgs2开始下降；第一SiC MOSFET的栅源极电压Vgs1相比于第二SiC MOSFET的栅源极电压Vgs2下降更快，到达米勒平台电压后漏源极电压Vds1、Vds2略微上升。
t2～t3：t2时刻，第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1开始急剧上升，电流更多流经第二SiC MOSFET的驱动侧、栅极电阻Rg2、耦合电容Ca、驱动电压源Vee(-5V)；
t3～t4：t3时刻，第二SiC MOSFET的漏源极电压Vds2开始急剧上升，且速率高于第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1；由于第一SiC MOSFET的漏源极电压Vds1率先上升，因此率先在t4时刻到达Vdc/2，并由关断限幅电路限制在Vdc/2，第一SiC MOSFET的栅源极电压Vgs1从米勒电压继续下降；
t4～t5：t5时刻，第二SiC MOSFET的漏源极电压Vds2上升至Vdc/2，其栅源极电压Vgs2从米勒电压继续下降，流过串联支路的电流id开始下降；
t5～t6：t6时刻，第一SiC MOSFET、第二SiC MOSFET的栅源极电压Vgs1、Vgs2基本上到达负驱动电压Vee，关断过程结束。
图4为实施例提供的基于限幅缓冲电路的单驱动串联均压电路的LTspice仿真波形示意图，以SiC MOSFET串联应用于双脉冲测试电路为例，详述如下：
Vdc＝1500V；L＝32mH；La＝1μH；Rg1＝5Ω；Rg2＝20Ω；Ra＝1Ω；Rb＝1kΩ；
Rs1＝Rs2＝Rs3＝Rs4＝100kΩ；Ca＝70pF；Cb＝1μF；Cd1＝100pF；Cd2＝100pF；
仿真得到的波形如图4所示，从图4可知，本发明可驱动串联的SiC MOSFET，且大大减小了开关过程的串联电压不均衡现象。
综上所述，本发明为电压控制型器件IGBT或MOSFET提供了一种单驱动串联均压电路，将驱动电路和耦合电路相结合，使得第一电压控制型器件和第二电压控制型器件均得以开通和关断，但两者同时在开通和关断过程中会出现较大程度的漏源极电压不均衡，因此，本发明进一步结合限幅缓冲电路，以大大减轻第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断过程中的串联电压不均衡，使得可靠性更强。
本发明以单驱动电路作为控制串联器件开关的基础，大大减小了所用元件的数量以及成本。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于双电压控制型器件的单驱动串联均压电路，其特征在于，包括：驱动电路、耦合电路和限幅缓冲电路；
所述驱动电路的第一节点与第一电压控制型器件的栅极相连，其第二节点与第一电压控制型器件的源极连接；用于将接收的驱动信号转换为第一电压控制型器件的驱动电压，控制第一电压控制型器件的开通与关断；
所述耦合电路的第一节点、第二节点和第三节点分别与第二电压控制型器件的漏极、栅极和源极连接，其第四节点与驱动电路的第三节点连接，其第五节点与第一电压控制型器件的源极连接；用于在驱动电路开通或关断第一电压控制型器件的过程中，通过电容放电或充电控制第二电压控制型器件的开通与关断；
所述限幅缓冲电路的第一节点与负载电感连接，其第二节点与第二电压控制型器件的漏极连接，其第三节点与第一电压控制型器件的源极连接；其第四节点与母线电压中点连接；用于均衡第一电压控制型器件和第二电压控制型器件在开通和关断时源极与漏极间的电压。
2.根据权利要求1所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述驱动电路包括：驱动电源、栅极驱动电阻Rg1、稳压二极管D1和稳压二极管D2；
驱动电源通过栅极驱动电阻Rg1连接至第一电压控制型器件的栅极；稳压二极管D1和稳压二极管D2反向串联，连接至第一电压控制型器件的栅极和源极之间；
驱动电源用于提供开通和关断第一电压控制型器件的驱动电压；稳压二极管D1和稳压二极管D2用于保护第一电压控制型器件；栅极驱动电阻Rg1用于消除第一电压控制型器件驱动过程的栅极振荡。
3.根据权利要求1或2所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述耦合电路包括：静态电压均衡电阻Rs1、静态电压均衡电阻Rs2、静态电压均衡电阻Rs3、静态电压均衡电阻Rs4、稳压二极管D3、稳压二极管D4、稳压二极管D5、栅极驱动电阻Rg2和耦合驱动电容Ca；
所述稳压二极管D5的阴极与第二电压控制型器件的漏极连接，其阳极与串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的一端连接；所述串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的另一端与驱动电路的驱动电源连接；所述串联的静态电压均衡电阻Rs4和静态电压均衡电阻Rs3的中点通过栅极驱动电阻Rg2与第二电压控制型器件的栅极连接；所述耦合驱动电容Ca并联在静态电压均衡电阻Rs3的两端；所述静态电压均衡电阻Rs1并联在第一电压控制型器件的漏极与源极之间；所述静态电压均衡电阻Rs2并联在第二电压控制型器件的漏极与源极之间；所述稳压二极管D3与所述稳压二极管D4反向串联，连接至第二电压控制型器件的栅极和源极之间；
所述静态电压均衡电阻Rs1、所述静态电压均衡电阻Rs2、所述静态电压均衡电阻Rs3、所述静态电压均衡电阻Rs4和所述稳压二极管D5用于第一电压控制型器件和第二电压控制型器件串联过程的静态电压均衡；所述栅极驱动电阻Rg2和所述耦合驱动电容Ca用于驱动第二电压控制型器件；所述稳压二极管D3与所述稳压二极管D4用于保护第二电压控制型器件。
4.根据权利要求3所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述限幅缓冲电路包括：缓冲电感La、电阻Ra、电阻Rb、缓冲电容Cd1、缓冲电容Cd2、缓冲电容Cb、二极管Da和二极管Db；
所述缓冲电感La串联在第一电压控制型器件和第二电压控制型器件串联支路上；所述二极管Da与电阻Ra串联后并联在所述缓冲电感La两端，构成开通缓冲电路，用于开通过程的串联均压；
所述缓冲电容Cd1并联在第一电压控制型器件的两端，所述缓冲电容Cd2并联在第一电压控制型器件的两端，构成关断缓冲电路，用于关断过程的串联均压；
所述缓冲电容Cb与所述二极管Db串联后并联在第一电压控制型器件的两端；所述电阻Rb的一端与二极管Db阳极连接，其另一端与直流母线电容的中点连接，构成限幅电路，用于关断过程的串联均压。
5.根据权利要求1所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述第一电压控制型器件和第二电压控制型器件为IGBT或MOSFET。
6.根据权利要求2所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述驱动电压为第一电压Vdd或第二电压Vee；
所述驱动电压为第一电压Vdd时，若所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件的漏源极电压均为0，其栅源极电压均为第一电压Vdd，则所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件处于通态；
所述驱动电压为第二电压Vee时，若所述第一电压控制型器件和所述第二电压控制型器件的漏源极电压均为直流母线电容的中点电压，其栅源极电压为第二电压Vee，则第一电压控制型器件和第二电压控制型器件处于断态。
7.根据权利要求6所述的单驱动串联均压电路，其特征在于，所述第一电压Vdd为20V；所述第二电压Vee为-5V。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111654179B (zh) * 2020-06-23 2021-07-27 华中科技大学 一种电压控制型半导体器件串联均压方法及均压电路
CN112114237B (zh) * 2020-09-04 2022-03-01 重庆大学 基于门极电荷变化的igbt模块内部缺陷监测方法及电路

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201533296U (zh) * 2009-12-04 2010-07-21 深圳青铜剑电力电子科技有限公司 一种单个或多个串联连接的绝缘栅器件的驱动电路
CN101814828A (zh) * 2009-02-24 2010-08-25 王立扬 一种功率开关器件串联电路
CN102594103A (zh) * 2012-03-20 2012-07-18 思源清能电气电子有限公司 基于高电压输入反激拓扑的串联场效应管驱动电路
CN204271892U (zh) * 2014-12-12 2015-04-15 中国电建集团中南勘测设计研究院有限公司 一种负载侧控制igbt串联均压电路
CN105811943A (zh) * 2016-04-06 2016-07-27 华中科技大学 一种应用于串联压接型igbt的集成驱动装置
CN106685195A (zh) * 2017-01-23 2017-05-17 全球能源互联网研究院 一种用于igbt串联的自适应均压电路及电力电子设备

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101483424B (zh) * 2008-12-31 2011-04-06 中国电力科学研究院 适用于大功率igbt商用驱动芯片的软关断电路
EP2913925B1 (en) * 2014-02-26 2021-03-31 General Electric Technology GmbH Balancing and/or discharge resistor arrangements

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101814828A (zh) * 2009-02-24 2010-08-25 王立扬 一种功率开关器件串联电路
CN201533296U (zh) * 2009-12-04 2010-07-21 深圳青铜剑电力电子科技有限公司 一种单个或多个串联连接的绝缘栅器件的驱动电路
CN102594103A (zh) * 2012-03-20 2012-07-18 思源清能电气电子有限公司 基于高电压输入反激拓扑的串联场效应管驱动电路
CN204271892U (zh) * 2014-12-12 2015-04-15 中国电建集团中南勘测设计研究院有限公司 一种负载侧控制igbt串联均压电路
CN105811943A (zh) * 2016-04-06 2016-07-27 华中科技大学 一种应用于串联压接型igbt的集成驱动装置
CN106685195A (zh) * 2017-01-23 2017-05-17 全球能源互联网研究院 一种用于igbt串联的自适应均压电路及电力电子设备

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