CN107431429B - 具有缓冲电路的反激式转换器 - Google Patents

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Abstract

一种用于电致动器系统的电源的反激式转换器(21)，包括具有缓冲电容器(23)的缓冲电路，缓冲电容器(23)用于在一次电流(Iprim)被切断时积累存储在反激式变压器(4)的漏电感中的能量。缓冲电路还包括与缓冲电容器(23)串联的可控开关元件(24)，其中控制端子连接到电压基准。当缓冲电容器电压超过基准电压时，可控开关元件(24)可以处于导通模式。以这种方式，漏电感能量可以被转移到二次侧，而不是在缓冲电路中的电阻器中耗散。这提高了转换器的功率效率并且降低了电磁干扰。同时，技术方案非常简单并且可以以低成本实现。

Description

具有缓冲电路的反激式转换器
技术领域
本发明涉及包括用在电致动器系统的电源中的缓冲电路的反激式转换器；包括整流器桥、缓冲器电容器和至少一个这种反激式转换器的电源；以及包括至少一个电致动器和至少一个这种电源的致动器系统。
背景技术
在许多应用中,开关模式电源用于从例如AC电网(mains net)或DC电压源向通常需要稳压电源的电子设备供电。这种设备的示例是具有多个线性电致动器的致动器系统。这种致动器系统通常用于可调节的家具(诸如可调节的桌子、床和椅子)，但是线性电致动器也用于其它几种工业产品，其中线性电致动器可以集成到用于调节机械可移动部件的机械结构中。在这些应用中，开关模式电源具有低损耗和紧凑结构的优点。
在这些应用中使用的许多开关模式电源基于反激式转换器，反激式转换器是一种在输入和输出之间电流隔离(galvanic isolation)的可以用于AC/DC和DC/DC转换二者的转换器类型。如果反激式转换器用于AC/DC转换，那么桥式整流器和电容器布置在AC干线电源(mains supply)和转换器本身之间。反激式转换器的主要部件是反激式变压器，反激式变压器的一次侧连接到被布置成接通或切断变压器中的一次电流的可控开关元件(通常为MOSFET晶体管的形式)。变压器的二次绕组通过二极管连接到与负载(即，由电源供电的设备)并联的电容器。
当开关晶体管处于其导通状态时，变压器的一次侧连接到输入电压，使得能量在变压器中积累，而在二次侧，二极管被反向偏置，从而防止二次电流流动。当开关晶体管处于其非导通状态时，一次电流不能流动，而在二次侧，二极管正向偏置，从而允许二次电流流动。在该阶段，前一阶段中在变压器中积累的能量现在从变压器转移到二次侧。
通常，通过基于与输出电压相关的电流隔离反馈信号以一定的速率和一定的占空比接通和切断开关晶体管，由脉宽调制控制电路依赖于由被供电的设备消耗的电力来控制输出电压。
由于反激式变压器不是理想的，它将具有一定的杂散电感或漏电感，杂散电感或漏电感可以被认为是与一次绕组串联的小电感器。虽然当开关晶体管切断时，在开关晶体管导通时在变压器中积累的能量从一次侧转移到二次侧，但是在漏电感中积累的少量能量将不转移。因此，开关晶体管的断开将造成晶体管上的高且尖锐的电压峰，电感器从DC电流突然断开时总是这样。实际上，漏电感与开关晶体管的寄生源极-漏极电容将形成串联谐振电路并且造成阻尼高频振荡。
这种高频振荡可以是其它电路中的电磁干扰的源，于是需要防止这种干扰。另外，开关晶体管上的电压可能高到使得开关晶体管可能损坏或破坏，或者使得必须使用具有超过该较高电压电平的额定电压的更昂贵的晶体管类型。
这些问题可以通过所谓的缓冲电路来消除，所述缓冲电路提供在开关晶体管周围的短期替代电流路径，使得可以通过去除在漏电感中积累的能量的量而将漏电感更安全地放电。
这种缓冲电路的已知示例由与缓冲电容器和电阻器的并联组合串联的缓冲二极管组成。漏电感电流现在可以发现通过缓冲二极管和缓冲电容器的低阻抗路径，使得漏电感能量被转移到缓冲电容器，然后在电阻器中耗散。
虽然这种缓冲电路确实防止了开关晶体管上的高电压尖峰发生，但是由于在电阻器中耗散的能量而在电路中损耗的功率使反激式转换器的整体效率降低。
能够将存储在缓冲电容器中的能量再循环到变压器的一次绕组的无损缓冲电路也是已知的。在授予FSP Technology公司的US2009268489A1中公开了一个示例。通常，已知的无损缓冲电路需要能够适应变化的负载情况，这是通过使用与脉宽调制控制电路的频率和占空比同步的定时器电路来实现的。但是，由于部件数量高，这种电路的实现相当复杂，因此也是高成本的。
发明内容
因此，本发明的实施例的目的是提供具有缓冲电路的反激式转换器，其中缓冲电路可以积累漏电感能量并以无损的方式将其返回到变压器，从而提高功率效率，并且其可以利用少量部件并以低成本实现。
根据本发明的实施例，其目的在用于电致动器系统的电源中的反激式转换器中实现，反激式转换器包括：具有一次绕组和二次绕组的反激式变压器；与所述二次绕组串联连接的二极管和缓冲器电容器，以在所述缓冲器电容器上提供输出电压；开关晶体管，被布置成依赖于指示所述输出电压的反馈信号以由控制电路确定的速率和占空比接通和切断通过所述一次绕组的一次电流；以及缓冲电路，被布置成与所述一次绕组并联，并且包括用于在所述一次电流被切断时积累存储在所述反激式变压器的漏电感中的能量的缓冲电容器。当缓冲电路还包括电压基准以及可控开关元件时，该目的被实现，其中电压基准被配置为当所述一次电流被切断时提供指示从所述反激式变压器的二次绕组反射(reflect)到一次绕组的电压电平的基准电压；可控开关元件与所述缓冲电容器串联布置并且具有连接到所述电压基准的控制端子，使得当所述缓冲电容器上的电压超过所述基准电压时可控开关元件被布置成处于导通模式。
通过具有与缓冲电容器串联的可控开关元件并且只要缓冲电容器电压超过与反射电压对应的基准电压就控制开关元件被接通，确保漏电感中积累的能量的量首先积累在缓冲电容器中，使得避免高电压峰，然后允许其回转(swing back)到变压器中。以这种方式，漏电感能量可以转移到二次侧，而不是在缓冲电路中的电阻器中耗散。这提高了转换器的功率效率。同时，技术方案非常简单，因此可以以低成本实现，因为不需要与脉宽调制控制电路的频率和占空比同步。
在一些实施例中，当所述一次电流被切断时，基准电压基本上等于从所述反激式变压器的二次绕组反射到一次绕组的电压电平。在这种情况下，电压基准可以包括经由串联电阻器连接在所述反激式变压器的一次绕组两端的电容器。这是实现电压基准的非常简单的方式，使得当缓冲电容器电压超过来自二次绕组的反射电压时，电压基准可以直接用于控制可控开关元件接通。
在一些实施例中，可控开关元件包括场效应晶体管。另外，可控开关元件可以包括连接在所述场效应晶体管的漏极端子和源极端子之间的二极管。场效应晶体管是市售的低成本部件，并且当其包括集成的二极管时，可以避免使用单独的缓冲二极管。
在反激式转换器的实施例中，缓冲电容器连接在所述场效应晶体管的源极端子与连接所述反激式变压器的一次绕组的一端和所述开关晶体管的节点之间；所述场效应晶体管的漏极端子连接到所述反激式变压器的一次绕组的另一端；并且电压基准包括连接在所述场效应晶体管的栅极端子与连接所述反激式变压器的一次绕组和所述开关晶体管的节点之间的电容器，以及连接在所述栅极端子与所述反激式变压器的一次绕组的所述另一端之间的串联电阻器。
缓冲电路还可以包括连接在所述场效应晶体管的栅极端子与源极端子之间的齐纳二极管，所述齐纳二极管被布置成用于在反激式转换器初始启动时对电压基准电容器充电。这确保了当电路接通时电压基准非常快地采取其预期值。
电源可以包括整流器桥、缓冲器电容器和至少一个如上所述的反激式转换器。以这种方式，可以从AC电网对电源供电，并且电源受益于反激式转换器的所述优点。
致动器系统可以包括至少一个电致动器和至少一个如上所述的电源。这允许设计紧凑且功率高效的致动器系统。
附图说明
下面将参考附图更充分地描述本发明的实施例，其中
图1示出了众所周知的反激式转换器的示意图；
图2示出了图1的反激式转换器的电压和电流波形的示例；
图3示出了图1的反激式转换器的电压波形的示例，其包括由于漏电感引起的高频振荡；
图4示出了具有已知缓冲电路的第一示例的反激式转换器的图；
图5示出了图4的反激式转换器的电压波形的示例；
图6示出了具有已知缓冲电路的第二示例的反激式转换器的图；
图7示出了具有改进的缓冲电路的实施例的反激式转换器的示意图；
图8示出了图7的反激式转换器的电压波形的示例；
图9示出了根据图7修改的反激式转换器的测得电压波形的示例；
图10示出了具有图7的反激式转换器的电源的图；
图11示出了电驱动线性致动器；
图12示出了图11的电驱动线性致动器的纵向截面；
图13示出了第一实施例中的升降柱，其包括作为驱动单元的电驱动线性致动器；
图14示出了图13中的升降柱的分解透视图；
图15示出了第一实施例中的医院病床的示意图；
图16示出了第二实施例中的医院病床的示意图；
图17示出了第二实施例中的升降柱，其包括作为驱动单元的电驱动线性致动器；
图18示出了图17的升降柱，其中伸缩(telescopically)布置的外壳(profile)已被移除；以及
图19示出了利用升降柱的高度可调节的示意图。
具体实施方式
图1示出了其中可以使用本发明的众所周知的反激式转换器1的图。首先，将对反激式转换器的基本结构和功能进行描述。
反激式转换器1是输入和输出之间电流隔离并且被配置为将电压源2的输入电压Vin转换成供给负载3的输出电压Vout的开关模式电源。在图1中，电压源2被示为DC电压。如果转换器要用在AC/DC转换中，那么可以通过桥式整流器和电容器从例如AC干线电源提供输入电压。
反激式转换器1的主要部件是反激式变压器4，其一次侧连接到被布置成接通和切断变压器4中的一次电流的可控开关元件(通常为MOSFET晶体管5的形式)。变压器4的二次绕组通过二极管6连接到与负载3并联的电容器7。
当开关晶体管5处于其闭合(即，导通)状态时，变压器4的一次侧直接连接到输入电压源2，使得能量积累在变压器4中。在二次侧，二极管6由于变压器极性而被反向偏置，从而防止二次电流流动。在该阶段，电容器7向负载3供给能量。当开关晶体管5处于其断开(即，非导通)状态时，一次电流不能在变压器4中流动。在二次侧，二极管6被正向偏置，从而允许二次电流从变压器流出。在该阶段，在前一阶段中在变压器4中积累的能量现在从变压器4转移到电容器7和负载3。因此，反激式变压器4也可以被认为是双绕组电感器，因为，与通常的变压器相比，电流不会同时在变压器的两个绕组中流动。变压器4具有匝数比n1:n2，该匝数比可以被选择为依赖于反激式转换器的使用而允许宽范围的输出电压。
由脉宽调制控制电路8依赖于由负载3消耗的电力来控制输出电压的平均值。这是通过以一定的速率和一定的占空比接通和切断开关晶体管5来实现的。占空比是总周期(即，由脉宽调制控制电路限定的周期性函数的周期)中开关晶体管5接通的部分，并且占空比越高导致被供给到负载3的总功率越高。为了执行这种调节，脉宽调制控制电路8需要与输出电压相关的反馈信号。该反馈信号可以以维持一次侧和二次侧之间的隔离的不同的方式来生成。一种是在二次侧使用光耦合器将信号发送到控制电路8。另一种是在反激式变压器4上使用单独的绕组，并且第三种是在开关晶体管5切断的时段内对反射到一次侧的电压幅度进行采样。反馈信号的生成在图1中未示出，因为本发明与该信号无关。
图2通过示出在开关晶体管5的接通和切断状态下电压和电流波形的示例来图示反激式转换器1的功能。在所示的示例中，输入电压Vin可以是300V，输出电压Vout可以是40V，并且匝数比n1:n2可以是4。在这里要注意的是，由于反激式变压器并不像通常的变压器一样工作，因此输入电压Vin与输出电压Vout之间的关系不一定等于匝数比n1:n2。
在时间t0，开关晶体管5接通。假设转换器已经运行，使得电容器7被充电至标称输出电压Vout。电流Iprim将开始流过一次绕组，这将在二次绕组上感应出电压。但是，由于二次绕组的极性，二极管6将被反向偏置，并且将没有二次电流Isec流过。因此二次绕组可以被认为是断开的，因此，从电容器7供应负载电流，并且变压器4的一次侧可以被认为仅仅是电感器。电感器中的电流不能快速变化，因此如图2中所示，一次电流Iprim将线性增加，其结果是能量在变压器4中积累。在该阶段中，除了由一次电流增加造成的接通电阻上的小的电压降，开关晶体管5上的电压VFET将保持为零。在该阶段期间在二次绕组上感应出的电压将是输入电压Vin除以匝数比n1:n2。
在时间t1，开关晶体管5切断并且一次电流Iprim中断。时间(t1-t0)除以周期T对应于由脉宽调制控制电路8确定的占空比。变压器4将尝试维持磁通量，并且由于一次电流Iprim中断，所以这只能通过在二次绕组上感应出足够高的电压以使二极管6正向偏置来实现，这使得二次电流Isec将开始流动。在时间t1，在变压器4中积累的能量现在转移到电路的二次侧。二次电流lsec的起始值将是恰在时间t1之前的一次电流Iprim乘以匝数比n1:n2。如果忽略二极管6上的电压降，那么在二次绕组上感应出的电压将等于Vout，并且该电压将被反射到一次侧，使得现在将在一次绕组上出现电压Vout乘以匝数比n1:n2。由于变压器的极性，这意味着开关晶体管5上的总电压VFET将迅速增加到该电压加上输入电压Vin，如图2中所示。因此，开关晶体管5的额定电压必须超过该电压电平。
除非同时开关晶体管5再次被接通，否则这种情况将持续，直到变压器4中积累的所有能量都已被转移到电容器7和负载3。在时间t2，二次电流Isec将为零，并且一次绕组上的从二次侧反射的电压将消失。但是，如可以预期的，开关晶体管5上的电压VFET将不会直接降低到输入电压Vin的电平。开关晶体管5将具有寄生源极-漏极电容，其在时间t2将被充电至开关晶体管5上的电压VFET，即，输入电压Vin加反射电压。变压器本身也可能具有小的寄生电容。因此，一次绕组的电感现在将与该被充电的电容器形成串联谐振电路，并且导致阻尼振荡，如图2中所示。阻尼是由一次绕组中不可避免的小电阻造成的。
在时间t3，开关晶体管5再次接通，并且串联谐振电路中的任何剩余能量将在开关晶体管中耗散，使得阻尼振荡将停止。如上所述，电流Iprim将再次开始流过一次绕组，并且波形将重复。
注意，从t2到t3的阻尼振荡的持续时间将依赖于脉宽调制控制电路8的占空比而变化。对于较高的占空比，从t0到t1的时间将较长，使得在变压器4中积累较多的能量。因此，能量被转移到二次侧的从t1到t2的时间也将较长，使得与图2相比，t2将更接近t3，t3由周期T限定。如果t2变为等于t3，那么将不会发生阻尼振荡，并且，如果占空比进一步增加，那么，当开关晶体管5再次接通时，将仍然有二次电流流动，使得一次电流不会像图2中那样从零开始。因此反激式转换器将以连续模式运行。
但是，图2中所示的开关晶体管5上的电压VFET的波形不完全正确。变压器4不是理想的。它将具有一定的杂散电感或漏电感，其可以被认为是与变压器4的一次绕组串联的小电感器。虽然如上面所描述的，当开关晶体管5切断时在变压器中积累的能量从一次侧转移到二次侧，但是对于在漏电感中积累的少量能量来说不是这样的。因此，开关晶体管5的断开将造成高且尖锐的电压峰，当电感器从DC电流突然断开时总是这样的情况。实际上，漏电感将与上述开关晶体管5的寄生源极-漏极电容形成串联谐振电路，从而造成阻尼高频振荡，如图3中所示。由于漏电感的小尺寸，与在时间t2(当积累的所有能量都已经转移到二次侧时)发生的振荡相比，这种振荡将具有高得多的频率并且被更强烈地阻尼。这种高频振荡造成至少两个问题。一个是它是其它电路中的电磁干扰的源，于是需要保护其它电路免受这种干扰。另一个是开关晶体管5上的电压VFET将达到比图2中高得多的电压电平。因此，除非开关晶体管5的额定电压超过该较高的电压电平，否则其可能损坏或破坏。
这些问题可以通过所谓的缓冲电路来消除，缓冲电路在开关晶体管5周围提供短期替代电流路径，使得可以更安全地将漏电感放电。在图4的反激式转换器11中示出了这种缓冲电路的已知示例。
在图4中，缓冲电路包括与缓冲电容器13和电阻器14的并联组合串联的缓冲二极管12。漏电感电流现在可以发现通过缓冲二极管12和缓冲电容器13的低阻抗路径。在从t1到t2的时间间隔期间，即，当能量从一次侧转移到二次侧时，不考虑缓冲二极管12上的电压降，缓冲二极管12将确保缓冲电容器13被充电至大约反射的二次电压的电压，即，输出电压Vout乘以匝数比n1:n2。注意，缓冲电容器13的二极管端具有较高的电位，使得该节点(即，图4中的节点A)处的电压将等于(同样，不考虑二极管电压降)开关晶体管5上的电压VFET，即，输入电压Vin加缓冲电容器电压。
在另外两个时间间隔(即从t0到t1和从t2到t3)期间，缓冲二极管12被反向偏置，使得缓冲电容器13在这些时间间隔期间维持其电荷。
在开关晶体管5切断的时刻t1，如图3中所示，开关晶体管5上的电压VFET将迅速增加。但是，一旦电压超过输入电压Vin加缓冲电容器电压，即，大约输出电压Vout乘以匝数比n1:n2，缓冲二极管12将被正向偏置并开始对缓冲电容器13充电。这意味着缓冲电容器13现在可以被认为与由开关晶体管5的寄生源极-漏极电容和漏电感形成的串联谐振电路中的该电容并联耦合。如果将缓冲电容器13选择为具有比寄生源极-漏极电容大得多的电容，那么将仍然发生如图3中所示的高频振荡的振荡，但现在振荡将具有低得多的频率和低得多的幅度。这在图5中示出。
因此，根据这种振荡，电压VFET将增加，如图5中所示。如果仍然假定电压电平足够高从而忽略缓冲二极管12上的电压降，那么当缓冲电容器13被来自漏电感的能量充电时，节点A的电压将跟随该电压。当在时间t4到达振荡的第一顶部时，串联谐振电流将改变方向，并且缓冲二极管12将再次被反向偏置。因此，缓冲电容器13再次与由寄生源极-漏极电容和漏电感组成的串联谐振电路断开，并且串联谐振电路将以先前的高频率继续振荡。但是，由于大部分能量现在已经被转储到缓冲电容器13中，因此幅度将比从前低得多，这也可以在图5中看出。
由于缓冲二极管12现在被反向偏置，因此缓冲电容器电压将不再跟随振荡，而是将保持在其被充电的电压。为了防止在缓冲电容器13上积聚过大的电压，在其两端提供电阻器14。该电阻器的目的是耗散从漏电感转储到缓冲电容器13中的能量，因此该电阻器应当被选择为足够小(即，具有低电阻值)以确保在一个周期T中从漏电感转储的能量的量可以在下一个周期T中转储新的能量的量之前被耗散。另一方面，如果较多的能量被耗散，那么缓冲电容器电压将下降至低于从二次侧反射的电压，然后缓冲器二极管12将被过早地正向偏置，使得应当已经被转移到二次侧的能量的一部分将消失在缓冲电容器13中。在图5所示的示例中示出，从时间t4开始，由于能量在电阻器14中被耗散，所以节点A的电压缓慢减小，使得其在下一个周期中的时间t 1处已经达到输入电压Vin加反射电压。
图6示出了具有与图4中的缓冲电路非常相似的缓冲电路的反激式转换器15。唯一的区别是缓冲二极管12和缓冲电容器13与电阻器14的并联组合已经在串联连接中交换位置，使得缓冲二极管12连接到输入电压Vin而缓冲电容器13连接到开关晶体管5的漏极端子。该电路的功能与上述相同，并且缓冲电容器电压也将与上述相同。但是，图6中的节点B的电压将不同于图4中的节点A的电压，因为缓冲电容器13的另一端现在连接到开关晶体管5的漏极端子而不是输入电压Vin。
虽然图4和6中所示的缓冲电路确实防止了图3中所示的高电压峰的发生，但是如上所述，由于在电阻器14中耗散的能量而在电路中损耗的电力降低了反激式转换器的总体效率。
没有该缺点的改进的缓冲电路的实施例在下面描述并在图7中示出。与图6的反激式转换器15类似，图7的反激式转换器21的缓冲电路具有在变压器4的一次绕组上串联耦合的缓冲二极管22和缓冲器电容器23。n沟道MOSFET晶体管24形式的可控开关元件与缓冲二极管22并联耦合，其源极端子连接到缓冲器二极管22和缓冲电容器23之间的节点D，并且其漏极端子连接到输入电压Vin。要注意的是，MOSFET晶体管具有可以代替缓冲二极管22的集成的所谓体二极管。但是，在下文中，缓冲二极管22和MOSFET晶体管24被示为分离的部件，以便于更容易地解释功能，但实际上不需要二极管作为单独的部件。MOSFET晶体管24的栅极端子连接到被布置成作为基准电压工作的电容器25，如下面将要描述的。另外，电阻器26连接在电容器25和输入电压Vin之间，并且齐纳二极管27连接在MOSFET晶体管24的栅极和源极端子之间。
缓冲二极管22和缓冲电容器23的功能原理上与上面关于图4和6所述的相同，因此在大部分时间内缓冲电容器23上的电压VC将大约为被反射到变压器4的一次绕组的电压，即，输出电压Vout乘以匝数比n1:n2。初始地，当转换器接通时，通过连接到输入电压Vin的高欧姆电阻26，经由齐纳二极管27向充当电压基准的电容器25供应来自缓冲电容器23的能量，然后将电容器25稳定到与反射电压对应的电压电平，即，输出电压Vout乘以匝数比n1:n2。该基准电压确保当缓冲电容器23上的电压超过基准电压时，MOSFET晶体管24接通，如下面将要描述的。
大约在开关晶体管5切断的时间t1，该缓冲电路的作用类似于图4和6的电路。这意味着，在时间t1，开关晶体管5上的电压VFET将如图5所示那样快速增加。该缓冲电路的波形在图8中示出。当电压VFET超过输入电压Vin加缓冲电容器电压(即，输出电压Vout乘以匝数比n1:n2)时，缓冲二极管22将被正向偏置并开始对缓冲电容器23充电。因此，在这里也可以认为缓冲电容器23与由开关晶体管5的寄生源极-漏极电容和漏电感形成的串联谐振电路中的该电容并联耦合。同样，将发生具有较低频率和较低幅度的振荡，如图5中的情况。
因此，如图8中所示，电压VFET将根据这种振荡而增加。缓冲电容器23上的电压VC将相应地增加。一旦该电压超过电容器25上的基准电压，MOSFET晶体管24的栅极端子上的电压将高于其源极端子上的电压，因此MOSFET晶体管24将接通，从而与缓冲二极管22并联地导通。但是，在这时，因为缓冲二极管22仍然与晶体管并联导通，所以导通的MOSFET晶体管24将不会产生任何差别。
当在时间t4到达振荡的第一顶部时，串联谐振电流将改变方向，并且缓冲二极管22将再次被反向偏置。但是，MOSFET晶体管24将继续导通，因此，缓冲电容器23将保持连接到由寄生源极-漏极电容和漏电感形成的串联谐振电路，并且串联谐振电路将继续以较低的频率振荡。这意味着从t1到t4转储到缓冲电容器23的来自漏电感的能量现在将被允许回转到变压器4的一次绕组中。变压器现在将充当电流同时在两个绕组中流动的通常的变压器，因此能量将被转移到二次侧而不是在缓冲电路中损耗。
在时间t5，缓冲电容器23的电压将再次达到电容器25上的基准电压，导致MOSFET晶体管24被切断，使得缓冲电容器23再次与由寄生源极-漏极电容和漏电感形成的串联谐振电路断开。因此，串联谐振电路现在将继续以先前的高频率振荡，并且在开关晶体管5上的电压VFET中将发生该频率的负半周。但是，由于相当一部分能量已经被转移到变压器的二次侧，因此幅度将低于图3中所示的原始振荡，如也可以在图8中看出的。由于缓冲二极管22和MOSFET晶体管24都不导通，因此该负尖峰将不在缓冲电容器23的电压中发生。当在负尖峰结束时电压VFET再次达到输入电压Vin加缓冲电容器电压(即，Vin加输出电压Vout乘以匝数比n1:n2)时，缓冲二极管22将被正向偏置，并且从时间t1开始的情况将重复。因此，如图8中所示，来自漏电感的能量再次被转移到缓冲电容器23，但是具有比以前更低的幅度，并且MOSFET晶体管24确保能量可以再次回转到变压器4中。这以更低的幅度重复，直到所有能量已经被转移，或者直到时间t2或t3中的任何一个发生(如果其应当首先发生)。
因此，由缓冲电容器23和基准电压电容器25之间的电压差控制的MOSFET晶体管24确保在漏电感中积累的能量的量现在被转移到二次侧，而不是像图4和6所示的缓冲电路的情况那样在电阻器中耗散。同时，该技术方案非常简单，因此可以以低成本实现。
为了示出上面给出的缓冲电路的效果，利用新的缓冲电路对通常用于电致动器的一类标准开关模式电源进行了修改。测量开关晶体管的漏极端子上的电压。如果没有缓冲电路，那么测得的峰电压大约为700伏，这意味着，为了避免开关晶体管的损坏或破坏，晶体管的额定电压可能需要为800或900伏。虽然具有这种额定值的晶体管是可用的，但部件成本明显增加。图9示出了安装有给出的缓冲电路的开关晶体管的漏极端子上的电压的测得的波形。可以看出，当开关晶体管切断时的最大电压降低到大约450伏。该时刻之后的第一个半周期指示缓冲电路按预期工作，即，通过首先将漏电感能量充电到缓冲电容器中然后使其无损地返回到一次绕组中(在一次绕组中将其转移到二次绕组)来避免高电压峰。这也可以通过与图8进行比较来看出。
注意，在图7中，缓冲二极管22和MOSFET晶体管24被示为分离的部件，以便于更容易解释给出的缓冲电路的功能。但是，实际上，MOSFET晶体管包括可以执行缓冲二极管的功能的所谓的体二极管。换言之，只需要一个部件，因为缓冲二极管可以被认为集成在MOSFET晶体管中。这也用图10中的MOSFET晶体管34示出，图10示出了用于将AC电压(例如，干线电源)转换成用于电致动器的DC电压的电源31。因此，在图10中，负载由电致动器33表示。如图7中所示，来自干线电源的AC电压在桥式整流器32中被整流，并且在被馈送到反激式转换器之前，在电容器35中被缓冲。然后，反激式转换器的输出被供应给电致动器33。
正如图4和6中缓冲二极管12和缓冲电容器13与电阻器14的并联组合在串联连接中交换位置那样，也可以通过交换缓冲电容器23与包括缓冲二极管的MOSFET晶体管24或34的位置来修改图7和10给出的缓冲电路，使得MOSFET晶体管连接到开关晶体管5的漏极端子并且缓冲电容器连接到输入电压Vin。在那种情况下，MOSFET晶体管应当是p沟道MOSFET，而不是图7和10中所示的n沟道MOSFET。在其它方面，功能将与上述相同。
在上述实施例中，MOSFET晶体管24或34用作可控开关元件，以实现改进的缓冲电路的效果。但是，可控开关元件也可以用其它部件类型来实现。作为一个示例，可以使用绝缘栅双极晶体管IGBT来代替MOSFET晶体管。但是，在那种情况下，仍然需要单独的缓冲二极管，因为IGBT不具有集成的体二极管。
电压基准也可以以与图7中所示的电容器25不同的方式来实现。电容器的优点在于它是非常简单的实现方式，但是也可以使用当一次电流被切断时能够提供基本上等于从二次侧反射到一次侧的电压的基准电压的其它电子电路。
图11示出了包括驱动杆的一类线性致动器36。驱动杆也被称为内管37。线性致动器36包括外管38和马达壳体39。线性致动器36还包括在内管37的外端处的前安装件40和在马达壳体39处的后安装件41。图12示出了图11中的线性致动器的截面图。线性致动器36包括主轴(spindle)单元，主轴单元由其上布置有主轴螺母43的主轴42组成。主轴螺母43可以被固定以防止旋转。内管37固定到主轴螺母43，因此可以依赖于主轴42的旋转方向移入和移出外管38。由可逆电动马达44经由变速器(transmission)驱动主轴42。在这里，变速器包括连续地布置在电动马达44的驱动轴上的蜗杆以及固定到主轴42的蜗轮45。轴承46进一步地固定到主轴42。轴承46可以是例如球轴承或滚子轴承。这里仅描述了线性致动器36的主要部件。但是，线性致动器36也可以装备有例如制动设备、附加轴承、快速释放机构等。
图13示出了以其完全缩回位置绘出的被实现为升降柱47的另一个线性致动器。图14示出了图13中的升降柱47的放大的(downscaled)分解图。升降柱47包括下部构件48、中间构件49(其可伸缩地延伸出下部构件48)以及最内部构件50(其可以与中间构件49延伸出下部构件48的程度同步地延伸出中间构件49)。如从图14可以看出的，升降柱47包括具有可逆DC马达的线性致动器51，其中可逆DC马达具有齿轮52，齿轮52驱动主轴53。升降柱47还包括链条单元54，其经由主轴螺母与主轴53驱动连接。依赖于主轴53的旋转方向，升降柱可以伸出或缩回。
图15示出了医院病床55，其具有配备有驱动轮57的下部框架56以及上部框架58。上部框架58装配有用于床垫(未示出)的可调节承载表面59。承载表面59包括靠背部分60、铰接的腿支撑部分61和它们之间的固定的中间部分62。可以通过每个线性致动器63、64来调节靠背和腿支撑部分60、61，使得承载表面59可以采取不同的外形。上部框架58在每个端部利用连杆(link)机构65、66连接到下部框架56。可以通过连接到连杆机构65、66的一对线性致动器67、68来升高和降低上部框架58。所有线性致动器63、64、67、68都连接到包含控制器的控制箱69。控制箱69可以容易地由图10中所述的电源31供电，由此可以降低功耗。控制箱69连接到一个或多个操作单元，诸如手动控制器70和集成到床55的床头板中的操作面板71以及可能的其它外围装备。包括致动器63、64、67、68、控制箱69和操作单元70、71的致动器系统被称为线性致动器系统。
图16示出了与图15中的病床不同的实施例中的医院和护理病床72的示意图。在这里，下部框架56和上部框架58不通过连杆机制连接，而是经由被设计为如图13和14中所述的升降柱73、74的两个线性致动器连接。
图17示出了升降柱75形式的线性致动器，其具有在彼此内部布置的三个伸缩构件76、77、78，其中最外部构件76的下端预期固定到例如脚部。在最内部构件78的上端具有壳体79，壳体79垂直于升降柱75的伸缩构件76、77、78的宽侧定位。壳体79的侧面和端部(与伸缩构件76、77、78的高度处于同一水平)配备有螺钉孔80，例如用于将升降柱75安装到台面/承载台面的框架。附图中的图18示出了升降柱75的主轴单元，其包括外管81，外管81的下端保持在最外部构件76的底部。管81的顶部固定有具有用于中空主轴82的内螺纹的耦合器，其中顶部同样配备有具有用于实心主轴83的内螺纹的耦合器。实心主轴83的最外端连接到壳体79中的马达单元。
图19图示了以透视图示出的高度可调节的台子84，其中台面85被描绘为透明的。其上安装有台面85的承载框架86包括两个平行的纵向构件87和两个平行的横向构件88。图17和18中所述类型的两个升降柱89在这里通过桁架90互连，以提高高度可调节的台子84的稳定性。期望将升降柱的马达壳体91和控制箱92安装在由这些纵向构件87和横向构件88给出的尺寸(即，长度、宽度和高度)内。每个升降柱89的下端包括脚部92，高度可调节的台子84立在其上。升降柱连接到控制箱92，控制箱92又连接到操作单元93。通过操作操作单元93来调节高度可调节的台子84。为了降低功耗，控制箱92可以由图10中所述的电源31供电。
换言之，公开了用于电致动器系统的电源中的反激式转换器。反激式转换器包括：具有一次绕组和二次绕组的反激式变压器；与所述二次绕组串联连接的二极管和缓冲器电容器，以在所述缓冲器电容器上提供输出电压；开关晶体管，被布置成依赖于指示所述输出电压的反馈信号以由控制电路确定的速率和占空比接通和切断通过所述一次绕组的一次电流；以及缓冲电路，被布置成与所述一次绕组并联，并且包括用于在所述一次电流被切断时积累存储在所述反激式变压器的漏电感中的能量的缓冲电容器。缓冲电路还包括电压基准，电压基准被配置为当所述一次电流被切断时提供指示从所述反激式变压器的二次绕组反射到一次绕组的电压电平的基准电压；以及与所述缓冲电容器串联布置并且具有连接到所述电压基准的控制端子的可控开关元件，使得当所述缓冲电容器上的电压超过所述基准电压时，可控开关元件被布置成处于导通模式。
通过具有与缓冲电容器串联的可控开关元件，并且只要缓冲电容器电压超过与反射电压对应的基准电压就控制开关元件接通，确保漏电感中积累的能量的量首先积累在缓冲电容器中从而避免高电压峰，然后允许其回转到变压器中。以这种方式，漏电感能量可以转移到二次侧，而不是在缓冲电路中的电阻器中耗散。这提高了转换器的功率效率。同时，技术方案非常简单，因此可以以低成本实现，因为不需要与脉宽调制控制电路的频率和占空比的同步。
在一些实施例中，当所述一次电流被切断时，基准电压基本上等于从所述反激式变压器的二次绕组反射到一次绕组的电压电平。在这种情况下，电压基准可以包括经由串联电阻器连接在所述反激式变压器的一次绕组两端的电容器。这是实现电压基准的非常简单的方式，使得当缓冲电容器电压超过来自二次绕组的反射电压时，它可以被直接用于控制可控开关元件接通。
在一些实施例中，可控开关元件包括场效应晶体管。另外，可控开关元件可以包括连接在所述场效应晶体管的漏极端子和源极端子之间的二极管。场效应晶体管是市售的低成本部件，并且当其包括集成的二极管时，可以避免使用单独的缓冲二极管。
在反激式转换器的实施例中，缓冲电容器连接在所述场效应晶体管的源极端子与连接所述反激式变压器的一次绕组的一端和所述开关晶体管的节点之间；所述场效应晶体管的漏极端子连接到所述反激式变压器的一次绕组的另一端；并且电压基准包括连接在所述场效应晶体管的栅极端子与连接所述反激式变压器的一次绕组和所述开关晶体管的节点之间的电容器，以及连接在所述栅极端子与所述反激式变压器的一次绕组的所述另一端之间的串联电阻器。
缓冲电路还可以包括连接在所述场效应晶体管的栅极端子与源极端子之间的齐纳二极管，所述齐纳二极管被布置成用于在反激式转换器初始启动时对电压基准电容器充电。这确保当电路接通时电压基准非常快地达到其预期值。
电源可以包括整流器桥、缓冲器电容器和至少一个如上所述的反激式转换器。以这种方式，可以从AC电网向电源供电，并且电源受益于反激式转换器的所述优点。
致动器系统可以包括至少一个电致动器和至少一个如上所述的电源。这允许设计紧凑且功率高效的致动器系统。
虽然已经描述和示出了本发明的各种实施例，但是本发明不限于此，而是还可以在所附权利要求中限定的主题的范围内以其它方式实施。

Claims (9)

1.一种反激式转换器(21)，用于电致动器系统的电源，所述反激式转换器包括：
·具有一次绕组和二次绕组的反激式变压器(4)；
·二极管(6)和第一电容器(7)，与所述二次绕组串联连接，以在所述第一电容器(7)上提供输出电压(Vout)；
·开关晶体管(5)，被布置成依赖于指示所述输出电压(Vout)的反馈信号以由控制电路(8)确定的速率和占空比接通和切断通过所述一次绕组的一次电流(IPrim)；以及
·缓冲电路，被布置成与所述一次绕组并联，并且包括用于在所述一次电流(Iprim)被切断时积累存储在所述反激式变压器(4)的漏电感中的能量的第二电容器(23)，
其特征在于，所述缓冲电路还包括：
·电压基准(25)，被配置为当所述一次电流(Iprim)被切断时提供指示从所述反激式变压器(4)的二次绕组反射到所述反激式变压器(4)的一次绕组的电压电平的基准电压；以及
·可控开关元件(24；34)，与所述第二电容器(23)串联布置并且具有连接到所述电压基准的控制端子，使得当所述第二电容器(23)上的电压超过所述基准电压时可控开关元件(24；34)被布置成处于导通模式。
2.如权利要求1所述的反激式转换器，其特征在于，当所述一次电流(Iprim)被切断时，所述基准电压基本上等于从所述反激式变压器(4)的二次绕组反射到所述反激式变压器(4)的一次绕组的电压电平。
3.如权利要求2所述的反激式转换器，其特征在于，所述电压基准包括经由串联电阻器(26)连接在所述反激式变压器(4)的一次绕组两端的电容器(25)。
4.如权利要求1至3中任一项所述的反激式转换器，其特征在于，所述可控开关元件(24；34)包括场效应晶体管。
5.如权利要求4所述的反激式转换器，其特征在于，所述可控开关元件(24；34)还包括连接在所述场效应晶体管的漏极端子和源极端子之间的二极管。
6.如权利要求5所述的反激式转换器，其特征在于
·所述第二电容器(23)连接在所述场效应晶体管(24；34)的源极端子与连接所述反激式变压器(4)的一次绕组的一端和所述开关晶体管(5)的节点之间；
·所述场效应晶体管(24；34)的漏极端子连接到所述反激式变压器(4)的一次绕组的另一端；并且
·所述电压基准包括连接在所述场效应晶体管(24；34)的栅极端子与连接所述反激式变压器(4)的一次绕组和所述开关晶体管(5)的节点之间的电容器(25)，以及连接在所述栅极端子与所述反激式变压器(4)的一次绕组的所述另一端之间的串联电阻器(26)。
7.如权利要求6所述的反激式转换器，其特征在于，缓冲电路还包括连接在所述场效应晶体管(24；34)的栅极端子与源极端子之间的齐纳二极管(27)，所述齐纳二极管(27)被布置成用于在反激式转换器初始启动时对电压基准电容器(25)进行充电。
8.一种电源(31)，包括整流器桥(32)、第三电容器(35)和至少一个如权利要求1至7中任一项所述的反激式转换器(21)。
9.一种致动器系统，包括至少一个电致动器(36、47、75)和至少一个如权利要求8所述的电源(31)。
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