WO2020013015A1 - 可変速発電電動装置 - Google Patents

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WO2020013015A1
WO2020013015A1 PCT/JP2019/026187 JP2019026187W WO2020013015A1 WO 2020013015 A1 WO2020013015 A1 WO 2020013015A1 JP 2019026187 W JP2019026187 W JP 2019026187W WO 2020013015 A1 WO2020013015 A1 WO 2020013015A1
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明 阪東
孝 小宅
一瀬　雅哉
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日立三菱水力株式会社
株式会社日立製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a variable-speed generator / motor connected with a PWM power converter and an AC rotary electric machine.
  • a self-excited voltage-type converter (hereinafter, referred to as “switching element” in the present invention) that performs PWM modulation on a power semiconductor switching element having a self-extinguishing function (hereinafter, referred to as “switching element”) to perform power conversion between AC and DC.
  • a variable-speed generator-motor (hereinafter, referred to as "FPC system” in the present invention) in which a frequency converter having a DC terminal connected behind the VSC converter is connected between an AC system and an AC rotating electric machine. Due to the improvement in the price-performance ratio of frequency converters, applications to renewable energy power generation systems such as wind power are expanding.
  • MMC converter modular multi-level PWM converter
  • VSC converter VSC converter
  • a large-capacity high-voltage generator-motor and a frequency converter are not used without a transformer.
  • Devices can be directly connected, and the application of the FPC method is expected to expand.
  • FIG. 7 shows a circuit of an arm converter constituting the MMC converter.
  • the arm converter comprises a two-terminal converter in which k unit converters are connected in series.
  • the unit converter generates a desired voltage by controlling a modulation factor of a PWM converter using a capacitor as a voltage source.
  • the voltage of the capacitor fluctuates due to charge and discharge in a cycle determined by the AC frequency.
  • Patent Document 1 two sets of three-phase half-wave circuits in which three arm converters are star-connected are provided, and the star connection is two DC terminals, and between the other terminal of each phase arm and the AC power supply terminal. (Hereinafter referred to as "DSMMC converter" in the present invention).
  • Non-Patent Document 1 the DC terminals of two DSMMC converters can be connected behind to provide a variable frequency power supply, one AC terminal can be connected to an AC system, and the other AC terminal can be connected to an AC rotating electric machine.
  • a method is disclosed for a variable speed electric device.
  • Patent Literature 2 discloses that two sets of three-phase half-wave circuits in which three arm converters are star-connected are provided, the star connection is two DC terminals, and the other terminals of the arm of each phase are double star-shaped.
  • a transformer having connected secondary and tertiary windings is connected to cancel out the DC magnetomotive force of the transformer core due to circulating current while using the leakage reactance of the secondary and tertiary windings as a current suppressing element. (Hereinafter, referred to as “DIMMC converter” in the present invention).
  • Patent Document 3 discloses a three-phase half-wave circuit in which three arm converters are star-connected, the star-connection part is a first DC terminal, and secondary and tertiary windings are provided. A transformer is provided and the star-shaped zigzag connection is used as the DC second terminal. The leakage reactance of the zigzag connection secondary and tertiary windings is used as a current suppression circuit element, and the DC magnetomotive force of the transformer core due to circulating current is reduced. A canceling method is disclosed (hereinafter, referred to as “ZCMMC converter” in the present invention).
  • Patent Document 4 discloses an FPC system having the configuration shown in FIGS. 8A, 8B, and 8C and using the above three types of MMC converters.
  • the DIMMC converter it is necessary to form two sets of three-phase AC windings in the 60-degree phase band
  • the ZCMMC converter it is necessary to use three-phase AC windings in the 120-degree phase band. It has been disclosed.
  • Patent Document 4 discloses a method of starting a synchronous generator-motor in consideration of “a decrease in output in a low frequency region” which is a drawback of the MMC converter.
  • a branch point is provided between the AC system and the armature winding of the wound induction machine, and a frequency converter is connected between this branch point and the exciting winding of the wound induction machine.
  • DFS method since the capacity of the frequency converter is determined by the variable speed width centered on the synchronous speed, there is an advantage that the frequency converter can be smaller than the generator motor.
  • a separately-excited current-type converter using a switching element such as a thyristor having no self-extinguishing function (hereinafter, referred to as “LCC converter” in the present invention).
  • LCC converter has the disadvantage of consuming reactive power
  • the short-time overcurrent withstand capability of the switching element is larger than that of the self-extinguishing type element, which is limited by the instantaneous value of the breaking current.
  • variable speed width is ⁇ 8%
  • capacity of the LCC converter is 15% of the generator capacity.
  • capacity of the generator motor is increased by 5% as compared with the case where the VSC converter is applied.
  • the reduction in efficiency as a generator motor due to the total generated loss of the LCC converter and the exciting transformer can be reduced to 0.2% or less.
  • the generation loss of the LCC converter can be suppressed to 0.1% or less, which is the specified stray load loss of the generator motor.
  • Patent Document 6 in a hydroelectric power generation system, a frequency converter having the same configuration as Patent Document 5 and having a bypass switch using “two circuit breakers” or “one circuit breaker and one semiconductor switch” is used. Apply and set a non-flow period for the generator at the time of switching, set to bypass operation during normal operation, and set converter operation when the flow rate is less than the minimum flow rate, minimum head drop, and minimum output.
  • a variable speed operation control device that contributes to improvement in efficiency is disclosed. This claims that "a variable-speed generator-motor device can be realized with a frequency converter having a smaller capacity than a generator.”
  • Patent Documents 9 and 10 disclose a method of providing a commutation period at the time of switching between the bypass operation and the converter operation to ensure the continuity of the synchronous machine current with the excitation winding.
  • Patent Document 10 in order to drive a synchronous motor with a VSC converter and incorporate it into a system in a shockless manner by using the methods of Patent Documents 8 and 9, the system voltage and the motor voltage are obtained by coordinate conversion respectively.
  • a method for controlling the current of a VSC converter so as to reduce the phase difference to zero is disclosed.
  • Non-Patent Document 3 discloses a method of switching from a high-pressure inverter for pumping start to a commercial power supply in a shockless manner using the methods of Patent Documents 8 and 9.
  • the switching timing and the switching method from the excitation control method at the time of driving the high-voltage inverter (excitation current control generally called AER) to the excitation control method at the time of driving with commercial power supply (automatic voltage control generally called AVR) are also disclosed. It has not been.
  • a method is disclosed in which the high-voltage inverter is stopped after the inverter-side circuit breaker is opened.
  • shockless switching cannot be performed in the DSMMC method that requires independent control of alternating current and direct current.
  • the capacitor voltages of the unit converters become uneven, so that it is impossible to return from the commercial power supply to the high-voltage inverter.
  • FIG. 9 shows a case where the present invention is applied to a cage type induction machine using a conventional technique.
  • Patent Document 5 and Patent Document 6 do not refer to the types of generator motors (induction motors, permanent magnet synchronous machines, and synchronous machines with excitation windings). It is assumed that a frequency converter is added to the power generation system to make the speed variable, and that both ends of the circuit breaker are provided with synchronization detectors.
  • a breaker CB1 is provided in the variable frequency power supply, and a breaker CB2 is provided in the bypass circuit.
  • the circuit breaker is opened and closed to switch bidirectionally between bypass operation and converter operation.
  • FIG. 10 shows an operation sequence at the time of switching.
  • the circuit breaker CB2 When the bypass circuit breaker CB2 is opened at time t1 in response to a switching command from the bypass operation to the converter operation, the circuit breaker CB1 is in an asynchronous state at time t2, the circuit breaker CB1 is closed at time t3, the GDB state is at time t4, and the converter operation is started. I do.
  • the period from time t1 to time t4 is the non-energization period.
  • the converter control is switched from the normal operation control to the bypass preparation mode according to the switching command from the converter operation to the bypass operation, and at the time of the electric operation, the speed is set at a speed (synchronous speed or higher) in consideration of the deceleration at the time of the switching.
  • the speed is set to a speed (synchronous speed or less) considering acceleration.
  • the circuit breaker CB1 is opened at time t6.
  • Patent Documents 5 and 6 do not disclose a problem and a solution that necessarily occur in switching between the bypass operation and the converter operation.
  • the first problem is that if the non-flow period of the generator motor that occurs during the switching period is long, the prime mover is accelerated in an unrestrained state during the power generation operation, or is decelerated during the electric operation. Out-of-phase is input in the AC system or frequency converter.
  • the second problem is that in the case of wind turbines and general hydropower equipment that is responsible for supply and demand adjustment, the operation inevitably switches frequently between the bypass operation and the converter operation. There is a problem that the unit replacement cycle is shortened.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a variable speed generator-motor using a cage induction machine.
  • FIG. 11 shows a circuit configuration showing the solution means.
  • the first means is a method disclosed in Patent Documents 9 and 10, in which commutation is performed by providing a current limiting element ACL1 on an AC terminal of a variable speed frequency power supply and a current limiting element ACL2 on an AC terminal of a DC voltage source. The current can be suppressed.
  • the DIMMC converter and the ZCMMC converter have no current limiting element equivalent to ACL2.
  • the built-in circulating current suppressing reactor Xd is a current-limiting element equivalent to (ACL2 ⁇ 2), so that no additional equipment is required.
  • a DSMMC converter can be applied as the DC voltage source of the present invention.
  • variable speed frequency power supply when a two-level converter, a three-level converter, or a five-level converter is applied as the variable speed frequency power supply, it is necessary to add a current limiting reactor or a step-up transformer to the AC terminal side as the current limiting element ACL1. .
  • DIMMC and ZCMMC converters are not applicable for the same reasons as DC voltage sources.
  • the built-in circulating current suppression reactor Xd is a current limiting element equivalent to (ACL1 ⁇ 2), and thus no additional equipment is required.
  • FIGS. 12A and 12B show commutation modes at the time of operation switching realized by the above configuration.
  • the switching from the bypass operation to the converter operation starts when the commutation period starts at the start of operation (GDB) of the variable frequency power supply.
  • GDB start of operation
  • the load switch LS is opened, and the converter operation is started. This eliminates the need to use a circuit breaker to open and close the bypass circuit.
  • the load switch LS is closed to secure the flow path of the commutation current IT, the converter current command IC * is changed to zero, the current is reduced, and the converter is stopped. (GB), and the bypass operation is started.
  • the current of the cage induction machine can be kept constant during the commutation period.
  • the circulating current suppressing reactor DCL2 having a built-in DC voltage source is a current limiting element corresponding to (ACL2 ⁇ 2), it is unnecessary to add the ACL2. For the same reason, it is unnecessary to add ACL1.
  • the IDC and the IC are controlled independently, it is necessary to change the IDC * to zero at the same time as the IC * to reduce the current, and then stop the converter (GB).
  • the intended purpose can be achieved by the above device configuration and operation sequence.
  • a frequency conversion device using a bypass changeover switch and a DSMMC converter, a control changeover, and a power generation device using a cage induction machine which are installed on the premise of constant frequency operation by an AC system.
  • a device is added to maximize both the efficiency of the electrical equipment by bypass operation in the high load area and the efficiency of the machine side by frequency operation in the light load area.
  • the current continuity of the generator motor is ensured and availability is increased, and long life and high reliability are realized by reducing the life burden on equipment due to switching. it can.
  • Circuit diagram showing an embodiment of the present invention Circuit diagram of an arm converter showing an embodiment of the present invention
  • Circuit diagram of a unit converter showing an embodiment of the present invention is a block diagram of a converter control device according to an embodiment of the present invention.
  • 1 is a block diagram of a variable speed control device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a commutation state of a variable speed generator-motor using the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a commutation state of a variable speed generator-motor using the present invention.
  • variable speed generator-motor device According to the present invention, embodiments of the variable speed generator-motor device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
  • the present invention is not limited by the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
  • the three-phase terminals (At, Bt, Ct) of the main transformer 103 are connected via the AC system 101 and the system breaker 102, and the other three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) are connected to the three-phase terminals of the DC power supply device 104A. (U, V, W).
  • the first terminal (P) and the second terminal (N) of the DC power supply 104A are connected to the first terminal (P) and the second terminal (N) of the DC power supply 104B behind.
  • the DC power supply 104B is provided with six arm converters (105UP, 105VP, 105WP, 105UN, 105VN, 105WN) having two terminals (a, b), and three arm converters (105UP, 105VP, 105WP). Is connected to the first terminal (P) of the DC power supply device 104B in a star shape, and the a terminals of the remaining three arm converters (105UN, 105VN, 105WN) are connected to the second terminal (N) of the DC power supply device 104B. Make a star connection.
  • the terminal a of the arm converter (105UP) and the terminal b of the arm converter (105UN) are connected, branched from the connection line and connected to the R terminal of the cage type induction machine 107 via the load switch (LS1) 106. I do.
  • the terminal a of the arm converter (105VP) and the terminal b of the arm converter (105VN) are connected, branched from the connection line, and connected to the S terminal of the cage type induction machine 107 via the load switch (LS1) 106.
  • the terminal a of the arm converter (105WP) and the terminal b of the arm converter (105WN) are connected, branched from the connection line, and connected to the T terminal of the cage type induction machine 107 via the load switch (LS1) 106. .
  • the DC power supply 104A connects the six arm converters 105X having two terminals (a, b) with réelle connections.
  • a branch point is provided in the connection line between the three-phase terminals (R, S, T) of the cage induction machine 107 and the load switch (LS1), and this branch point and the three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) of the main transformer 103 are provided.
  • LS2 bypass switch load switch
  • CB2 overcurrent protection circuit breaker
  • An instrument current transformer 122 is provided between the branch point and the three-phase terminals (R, S, T) of the cage induction machine 107.
  • the overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115 is opened by the overcurrent protection operation of the cage induction machine 107 detected by the current transformer 122 for the instrument. Other switching is performed by the bypass switch load switch (LS2) 114.
  • a transformer for initial charging 116 Between the AC system 101 and the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply 104A, a transformer for initial charging 116, a circuit breaker for initial charging (CBS1) 117, a current limiting resistor 118, a circuit breaker for initial charging (CBS3) 120 is connected.
  • the current limiting resistor 118 and the circuit breaker for initial charging (CBS2) 119 are connected in parallel.
  • # 121 is a variable speed control device that outputs an excitation current command Im * and a torque current command I ⁇ * of the cage type induction machine 107.
  • a variable speed control method for a cage induction machine various methods have been proposed, from vector control for realizing high-speed and high-accuracy torque control, to a simple V / f method (V is voltage, f is frequency).
  • Formula 1 is a basic formula of a cage type induction machine of complex display.
  • Equation 2 The relationship between the three-phase currents IR, IS, IT of the cage induction machine 107 and I1_d, I1_q can be expressed by Equation 2.
  • the phase sequence is R ⁇ S ⁇ T.
  • Equation 2 when the coordinate transformation phase ⁇ is synchronized with the control voltage source V1_dq, I1_dq has a constant value (DC amount) in a steady state.
  • Non-Patent Document 4 the motor direction is positive.
  • each variable is redefined assuming that the power generation direction is positive.
  • Im * is an excitation current command
  • I ⁇ * is a torque current command.
  • variable speed control device 121 an instrument current transformer 122 and an instrument transformer 123 for measuring the line voltage of the three-phase terminals (R, S, T) of the cage type induction machine 107 are provided to the vector operation device 124. Connecting.
  • the vector operation device 124 outputs the voltage VG and the active power P of the cage induction machine 107 to the variable speed control device 121.
  • the voltage and current of the cage induction machine 107 have a variable frequency.
  • Patent Document 7 discloses a variable frequency vector calculation method.
  • Reference numeral 125 denotes a synchronization detector, which is a cage-type induction device for an instrument transformer 126B provided between terminals of the bypass switch load switch (LS2) 114 on the side of the main transformer 103 and an overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115.
  • a voltage from the instrument transformer 126A provided between terminals on the side of the machine 107 is input, and a voltage increase command 90R and a decrease command 90L, and a frequency increase command 15R and a decrease command 15L are output to the variable speed control device 121.
  • a converter control device which is a three-phase AC current (IUN, IVN, IWN, IUP, IVP, IWP) measured by a DC current transformer 129 which measures output currents of six arm converters, and a variable speed control device.
  • the coordinate conversion phase ⁇ of the electrical angle display from 121 and the active power measurement signal P from the vector calculation device 124 are input and controlled, and the gate signal (GateP *) is sent to three arm converters (105UP, 105VP, 105WP). ), And outputs a gate signal (GateN *) to the remaining three arm converters (105UN, 105VN, 105WN).
  • FIGS. 2A and 2B are circuit diagrams of the arm converters 105X, 105UP, 105VP, 105WP, 105UN, 105VN, and 105WN shown in FIG. K unit converters (k is a natural number) having two terminals (x, y) are connected in series, and further connected in series with a current limiting reactor 202.
  • the current limiting reactor 202 may be provided at the terminal a of the arm converter as shown at 105A or at the terminal b of the arm converter as shown at 105B, or any combination thereof.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the unit converter 201 shown in FIGS. 2A and 2B.
  • the unit converter 201 connects a switching element 301 and a switching element 302 constituting a bidirectional chopper circuit to a capacitor 303 as an energy storage element having a voltage source characteristic, and outputs an optical / electrical signal from an optical communication cable 304 connected to a converter controller 128.
  • PWM control is performed by a gate signal to the switching elements 301 and 302 input to the gate driver 307 via the conversion element 305 and the serial / parallel conversion circuit 306, and the average voltage between the two terminals (x, y) is set to 0 and the capacitor voltage Adjust between VC.
  • the capacitor voltage VC is obtained by converting the analog signal output of the DC voltage transformer 308 into the converter controller 128 via the analog / digital converter 309, the parallel / serial converter 310, and the electrical / optical converter 311 via the optical communication cable 304.
  • the current flowing through the switching element is limited to one of the elements 301 and 302, the loss can be suppressed to a minimum.
  • the circuit breaker 102 Before starting operation, the circuit breaker 102 is opened, the capacitor 303 of the DC power supply 104A is discharged, and the cage induction machine 107 is stopped.
  • the circuit breaker for initial charge (CBS3) 120 is closed, then the circuit breaker for initial charge (CBS1) 117 is closed, the current is suppressed by the resistance value of the current limiting resistor 118, and the diode constituting the switching element 302 is formed.
  • the first charge breaker (CBS2) 119 is closed to accelerate charging.
  • voltage VC of capacitor 303 rises to about 1/2 k of DC voltage command VDC *.
  • k is the serial number k of the unit converter 201.
  • the operation of the gate commands GateP * and GateN * of the arm converter 105 is started, and the switching elements 301 and 302 are boosted to the desired value in the capacitor 303 in the chopping mode.
  • the circuit breaker (CBS3) 120 for initial charge is opened to terminate the initial charge operation.
  • the capacitor 303 of the DC power supply device 104A is not discharged. Therefore, in exceptional cases, when the capacitor 303 is discharged spontaneously immediately after a long-term stop, the above-described initial charging operation is unnecessary except immediately after discharging during maintenance and inspection.
  • FIG. 4 is a control block diagram of the converter control device 128 showing the embodiment.
  • # 402A is a moving average arithmetic unit that obtains the number Np of moving averages from the coordinate conversion angular frequency ⁇ from the variable speed control device 121. Then, a moving average calculation is performed.
  • the moving average calculator 402A calculates the DC current IDCP by performing a moving average of the sum of the three-phase AC currents (IUP, IVP, IWP) Np times.
  • Reference numeral 402B denotes a moving average calculator, which calculates the number Np of moving averages from the coordinate conversion angular frequency ⁇ from the variable speed controller 121, similarly to the moving average calculator 402A. Then, a moving average calculation is performed.
  • the moving average calculator 402B performs a moving average of the sum of the three-phase AC currents (IUN, IVN, IWN) Np times to calculate the DC current IDCN.
  • # 403A is a dq converter for performing the operation of Expression 3.
  • Reference numeral 403B denotes a dq converter that performs the operation of Expression 4.
  • the phase order is set to UVW.
  • 404A and 404B are AC current regulators, which divide the command values Im * and I ⁇ * into two so that the command values obtained by dividing the command values Im * and I ⁇ * into two equal values and the measurement calculation values IDP and IQP match.
  • the control calculation is performed so that the command value whose polarity is inverted and the measurement calculation values IDN and IQN match.
  • # 405A is a DC current regulator, which performs control calculation so that the DC current command IDC * obtained by dividing the output command P * and the output voltage VDC * of the DC power supply coincides with the measurement calculation value IDCP.
  • Reference numeral 405B denotes a DC current adjuster that performs control operation so that the DC current command IDC * and the measurement operation value IDCN match.
  • # 406A and 406B are inverse dq conversion calculators for calculating Equation 5.
  • 407A is a DC voltage command correction calculator for the arms 105UP, 105VP, and 105WP
  • 407B is a DC voltage command correction calculator for the arms 105UN, 105VN, and 105WN, and output voltage commands VUP *, VVP *, and VWP for each arm. *, VUN *, VVN *, VWN * are output.
  • phase voltages of the three-phase terminals (R, S, T) of the cage induction machine 107 are (VR *, VS *, VT *)
  • VRN * -VR * + (1/2) ⁇ VDC It becomes.
  • PWM commands 408A and 408B output gate commands GateP * and GateN * from these output voltage commands and capacitor voltage VC of unit converter 201.
  • # 409A is a command switch which selectively outputs the current calculation value ID when the binary selection command value SWa is in the n state, and outputs the previous value output device 410A when the command value is in the t state.
  • the command switch 411A selectively outputs the current command Im * when the binary selection command value SWb is in the a state, and outputs the previous value output unit 410A when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • # 409B is a command switch for selectively outputting the current calculation value IQ when the binary selection command value SWa is in the n state and the previous value output unit 410B when the command value is in the t state.
  • the command switch 411B selectively outputs the torque current command I ⁇ * when the binary selection command value SWb is in the a state, and outputs the previous value output unit 410B when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • # 409C is a command switch that selectively outputs the active power value P when the binary selection command value SWa is in the n state, and outputs the previous value output device 410C when the command value SWa is in the t state.
  • the command switch 411C selectively outputs the active power command P * when the binary selection command value SWb is in the a state, and outputs the previous value output unit 410C when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • the divider 412 outputs the DC current command IDC * from the DC voltage command VDC * and the output of the command switch 411C.
  • a command switch 413 outputs IDC * when the command value SWc is in the n state, and outputs 0 when the command value SWc is in the t state.
  • the gate commands GateP * and GateN * are forcibly stopped by the NOT circuit 414 and the gate output blocking circuits 415A and 415B when the gate block command GB * is 1. Thereby, all the switching elements 301 and 302 of the DC power supply are extinguished.
  • # 416 is a converter control switch, which selectively outputs a command value SWa, a command value SWb, and a command value SWc in two values according to the intended operation mode.
  • FIG. 5 is a control block diagram showing an embodiment of the variable speed control device 121.
  • Reference numeral 501 denotes a voltage command generator, which inputs a voltage increase command 90R and a voltage decrease command 90L from the synchronization detector 125, and outputs a result obtained by integrating the value output from the previous value output device 513A as a voltage command VG *.
  • the generator voltage command correction ⁇ VG * which is the difference between the voltage command VG * and the generator voltage VG input from the vector operation device 124, is converted into the excitation current command correction ⁇ Im * with a constant gain (KV) 502A.
  • the excitation current command generator 504 calculates and outputs an excitation current command Im * from the coordinate conversion angular frequency ⁇ .
  • the excitation current command Im * is added to the excitation current command correction ⁇ Im * and output to the converter control device 128 as the excitation current Im *.
  • # 507 is a speed calculator which calculates the rotation speed N from the output ⁇ m of the rotation phase detector 130.
  • # 508 is a speed command generator, which inputs a frequency increase command 15R and a frequency decrease command 15L from the synchronization detector 125, and outputs the result of integration with the value output from the previous value output device 513D as a speed command N *.
  • variable speed control device 121 compares the result of adding the active power correction command PADD * to the active power command P * with the active power P from the vector operation device 124, and adjusts the result by the active power adjuster 509.
  • the torque current command is I ⁇ *.
  • Variable speed control device 121 outputs the output value or 0 of active power regulator 509 to converter control device 128 as torque current command I ⁇ *.
  • # 510 is a DC voltage command generator which calculates a DC voltage command VDC * from the active power command P * and outputs it to the converter control device 128.
  • # 503B is a command switch which outputs the current command Im * when the command value SW2 is in the n state, and outputs 0 when the command value SW2 is in the t state.
  • # 503C is a command switch which outputs ⁇ N when the command value SW1 is in the s state and 0 when the command value SW1 is in the a state.
  • # 503D is a command switch which outputs the torque current command I ⁇ * when the command value SW2 is in the n state, and outputs 0 when the command value SW2 is in the t state.
  • # 505 is a divider for dividing the torque current command I ⁇ * and the excitation current command Im *.
  • the calculation result by the divider 505 is converted into a slip angular frequency command ⁇ s * via a constant gain 506, and further converted into a slip phase ⁇ s * by an integrator 511.
  • the variable speed controller 121 outputs the coordinate transformation phase ⁇ obtained by adding the slip phase ⁇ s * and the output ⁇ m of the rotation phase detector 130 to the converter controller 128.
  • the output N of the speed calculator 507 is converted to a rotation angular frequency ⁇ m with a constant gain (KN) 502B, and further added to a slip angular frequency command ⁇ s * to become a coordinate conversion angular frequency ⁇ .
  • KN constant gain
  • Is output to The coordinate conversion angular frequency ⁇ is input to the excitation current command generator 504.
  • # 512 is a variable speed control switch, which selectively outputs two values of the command value SW1 and the command value SW2 according to the desired operation mode. Further, it outputs a gate block command GB * to converter controller 128.
  • FIG. 6 is a diagram showing an embodiment of the operation sequence of the present invention. Hereinafter, a method of switching from the bypass operation to the converter operation will be described. First, the state of the bypass operation will be described in order from the upper part of FIG.
  • the command value SWa is in the n state, the previous value output device 410A continues to update the converter current ID, the previous value output device 410B continues to update the converter current IQ, and the previous value output device 410C Continue updating and prepare for switching to converter operation.
  • the command value SWb is in the s state, the command switch 411A keeps updating the converter current ID, the command switch 411B keeps updating the converter current IQ, the command switch 411C keeps updating the active power P, Prepare for switching to converter operation.
  • the command value SWc is in the n state, and the command switch 413 continues to update the DC current command IDC * calculated from the active power P and the DC voltage command VDC *. The above is the state of the converter control device 128.
  • the gate commands GateP * and GateN * to the DC power supply device 104B are such that the gate block command GB * is at level 1 and the gate is stopped (hereinafter referred to as “GB state”). Since the capacitor 303 has been boosted by the chopping operation at the time of the first charge, the DC power supply device 104B does not flow through the diode of the switching element 302.
  • the load switch for bypass switch (LS2) 114 is in a closed state. There are no outputs (90R / 90L, 15R / 15L) from the sync detector 125. The above is the bypass operation state.
  • the command value SWa changes to the state t at the same time
  • the previous value output device 410A holds the current ID at the time of the change in the command value SWa state.
  • the previous value output device 410B holds the current IQ at the time when the command value SWa state changes
  • the previous value output device 410C holds the active power P at the time when the command value SWa state changes.
  • the gate block command GB * is changed to level 0
  • the gate commands GateP * and GateN * are in the gate output state (hereinafter, referred to as “GDB state”), and the DC power supply is set.
  • the device 104B starts operating.
  • the bypass operation period ends at time t2, and the commutation period from the bypass operation to the converter operation starts.
  • Time t3 is determined by a delay set value from time t2. The value is set with allowance for the rise response time of the converter control system. Several cycle periods on the basis of the frequency of the AC system 101 serve as a guide for the set value.
  • the command value SWb changes to the state a at time t3
  • the command switch 411A becomes the current command Im * from the variable speed control device 121
  • the command switch 411B becomes the torque current command I ⁇ *
  • the command switch 411C becomes the active power. Switch to command P *.
  • SW1 is switched to the n state and SWa is switched to the n state, in preparation for switching to the bypass operation.
  • the commutation period from the bypass switch load switch LS2 to the DC power supply device 104B is set as a guide. Since the commutation period can be adjusted to be much shorter than the output change time of the cage induction machine 107, the current of the bypass switch load switch LS2 can be rapidly reduced to zero.
  • the load switch LS2 for bypass switch is opened at time t4, the commutation period ends, and the converter operation period starts.
  • the voltage input to the synchronization detector 125 is in an asynchronous state.
  • the output (90R / 90L, 15R / 15L) is changed to the variable speed controller 121 and the converter controller by excluding the synchronization detection function. 128 is not affected.
  • Time t7 is the time from the synchronization adjustment started at time t6 until the synchronization detector 125 detects the synchronization.
  • the variable speed control is affected by the motor torque fluctuation during power generation and the load torque fluctuation during electric power. Determined by the response time of the system.
  • Time t8 is determined by the time from when the injection command is output one sample period ⁇ t after time t7 to when the circuit is actually closed.
  • the command value SWc is switched to the t state, and the command switch 413 sets the DC current command IDC * to zero. Further, the command value SW2 is switched to the t state, the current command Im * is switched to zero by the command switch 503B, the torque current command I ⁇ * is switched to zero by the command switch 503D, and the current of the DC power supply device 104B is reduced to zero.
  • the gate block command GB * is changed to level 1, the gate commands GateP * and GateN * enter the GB state, and the DC power supply 104B stops.
  • Time t10 is determined by a delay set value from time t9.
  • the value is set with allowance for the rise response time of the converter control system.
  • Several cycle periods on the basis of the frequency of the AC system 101 serve as a guide for the set value.
  • switch SW1 to state a switch SW2 and SWc to state n, switch SWb to state s, and prepare for switching to converter operation.
  • the state returns to the state before time t1.
  • Time t11 is determined by a delay set value from time t10. Although the set value is strictly affected by the motor torque fluctuation at the time of power generation and the load torque fluctuation at the time of electric power, it may be determined by the response time of the active power regulator 509.

Abstract

可変周波数電力変換器と自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置、自動電圧調整器、単位変換器を制御する変換器電流調整器からなる可変速発電電動装置において、直流電圧装置と交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、可変周波数電力変換器と３相カゴ型誘導機の間に第２の３相分岐回路を設け、第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間に第１の負荷開閉器を設け、３相カゴ型誘導機と第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、可変周波数電力変換器で３相カゴ型誘導機を駆動発電する変換器モードからバイパスモードに切替える時は第１の負荷開閉器を閉路し、単位変換器へのゲート指令を停止し、バイパスモードから変換器モードに切替える時は、計器用変流器の電流値から変換器電流調整器の電流指令値を演算し、単位変換器へのゲート指令を開始し、第１の負荷開閉器を開路する。

Description

可変速発電電動装置
　本発明は、ＰＷＭ電力変換器と交流回転電機機械を接続した可変速発電電動装置に関する。
　自己消弧機能を備えた電力用半導体スイッチング素子（以下、本発明では「スイッチング素子」と称す。）をＰＷＭ変調して交流直流間の電力変換する自励式電圧型変換器（以下、本発明では「ＶＳＣ変換器」と称す。）の直流端を背後接続した周波数変換器を交流系統と交流回転電気機械間に接続した可変速発電電動装置（以下、本発明では「ＦＰＣ方式」と称す。)は、周波数変換器の価格性能比の改善により、風力などの再生エネルギー発電システムへの適用が拡大している。
　また、ＶＳＣ変換器のひとつであるモジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称す。）の進歩により、変圧器を介さずに大容量高圧の発電電動機と周波数変換器を直接接続できるようになり、ＦＰＣ方式の適用拡大が予想される。
　図７にＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路を示す。アーム変換器は単位変換器をｋ個直列接続した２端子変換器からなる。単位変換器は、コンデンサを電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所期の電圧を発生させる。コンデンサの電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。
　特許文献１には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける方式が開示されている（以下、本発明では「ＤＳＭＭＣ変換器」と称す）。
　非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して可変周波数電源とし、一方の交流端子を交流系統に接続、他方の交流端子を交流回転電気機械に接続して可変速電動装置とする方法が開示されている。特許文献２には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子を、２重星形結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を接続し、第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＤＩＭＭＣ変換器」と称す)。
　特許文献３には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を設け、この星形結線部を直流の第１端子とし、第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設けて星形千鳥結線部を直流の第２端子とし、千鳥結線第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＺＣＭＭＣ変換器」と称す)。
　特許文献４には、図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃに示す構成で、上記３種類のＭＭＣ変換器を用いたＦＰＣ方式が開示されている。ＤＩＭＭＣ変換器の場合は６０度位相帯の３相交流巻線を２組構成とする必要があること、ＺＣＭＭＣ変換器の場合は１２０度位相帯の３相交流巻線とする必要があることが開示されている。また、特許文献４には、ＭＭＣ変換器の欠点とされる「低周波領域での出力低下」を考慮した同期発電電動機の起動方法が開示されている。
特許第５１８９１０５号公報 国際公開第２００９／１３５５２３号 特許第５２６８７３９号公報 特許第６２４３０８３号公報 特開２００３－８８１９０号公報 特許第６２４６７５３号公報 特許第５５３７０９５号公報 特許第５０４５０５３号公報 特開昭５７－８８８８１号公報 特開昭６２－２４７７７６号公報
萩原誠・西村和敬・赤城泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ：第１報、４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４－５５１ 長谷川勇、濱田鎮教、小堀賢司、庄司豊、「トランスレスマルチレベル高圧インバータの開発」、明電時報、２０１６年、Ｎｏ．３、ｐｐ．３４～３９ 「揚水発電所で電力平準化に貢献する高圧インバータ」、安川ニュース、Ｎｏ．２８９、ｐｐ．９ 電気学会技術者教育委員会パワーエレクトロニクス教育ＷＧ、「電動機駆動の基礎：その２」、第３回パワエレ・セミナー、２０１４年３月、ｐｐ．４６～４７
　可変速発電電動装置の実現方法としては、交流系統と巻線型誘導機の電機子巻線間に分岐点を設け、この分岐点と巻線型誘導機の励磁巻線の間に周波数変換器を接続する二次励磁方式（以下、本発明では「ＤＦＳ方式」と称す。）が先行した。ＤＦＳ方式の場合、周波数変換器の容量が同期速度を中心とする可変速幅で決まるため、発電電動機よりも小さくて済む長所がある。
　また、電力変換装置としては、ＶＳＣ変換器の他に、自己消弧機能を持たないサイリスタなどのスイッチング素子を用いた他励式電流型変換器（以下、本発明では「ＬＣＣ変換器」と称す。）がある。ＬＣＣ変換器には無効電力を消費する短所がある一方、スイッチング素子の短時間過電流耐量が遮断電流の瞬時値で制約される自己消弧型素子に比べて大きいため、系統事故波及時の運転継続を経済的に実現できる長所がある。
　ＤＦＳ方式の場合、ＬＣＣ変換器で消費する無効電力を補償するために発電電動機容量が増加するが、この容量増加は可変速幅が±１０％以下の場合は許容範囲とする意見も根強くある。
　例えば、可変速幅±８％の場合、ＬＣＣ変換器の容量は発電機容量の１５％となる。更に、発電電動機容量はＶＳＣ変換器適用の場合に比べて５％増となる。
　一方、ＬＣＣ変換器と励磁用変圧器の合計発生損失による発電電動装置としての効率低下は０．２％以下を実現できる。ＬＣＣ変換器の発生損失は、発電電動機の規約漂遊負荷損である０．１％以下に抑制できる。
　ＦＰＣ方式の場合、高調波フィルタ装置を含むＶＳＣ変換器効率を９８％とすると、ＶＳＣ変換器容量が発電電動機容量に等しいため、ＶＳＣ変換器と発電電動機の総合効率低下は２％となる。この効率低下はＤＦＳ方式の１０倍になる。発電電動機とＶＳＣ変換器の間に昇圧変圧器を接続する場合、効率低下は更に大きくなる。
　ＦＰＣ方式を水力発電分野に適用する場合、定格出力時の水車最高効率を周波数変換器損失で失う年間電力量が、周波数変換器で速度を下げることによる水車効率上昇分の多くを相殺してしまう例が多い。
　特許文献５では、周波数変換器にバイパススイッチを設け、周波数変換器を介して原動機の最適速度で運転するモード（以下、本発明では「変換器運転」と称す。）と、周波数変換器をバイパスして交流系統に直結し、電気機器側の発生損失を最小に抑える運転モード（以下、本発明では「バイパス運転」と称す。）を備える方式が開示されている。
　特許文献６では、特許文献５と同じ構成で、「２台の遮断器」あるいは「１台の遮断器と１台の半導体スイッチ」を用いたバイパススイッチを備えた周波数変換器を水力発電システムに適用し、切替時に発電機の無通流期間を設け、通常時はバイパス運転とし、最低流量・最低落差・最低出力未満の場合に変換器運転とし、変換器運転で回転速度を低下させて発電効率の向上に寄与する可変速運転制御装置が開示されている。これにより、「発電機よりも容量が小さい周波数変換器で可変速発電電動装置を実現できる。」と主張している。
　特許文献９と特許文献１０では、バイパス運転と変換器運転の切替時に転流期間を設け、励磁巻線付の同期機電流の連続性を確保する方法が開示されている。
　特許文献１０では、特許文献８と特許文献９の方法を用い、ＶＳＣ変換器で同期電動機を駆動して系統にショックレスで併入するために、系統電圧と電動機電圧をそれぞれ座標変換して得られる位相差を零にするようにＶＳＣ変換器を電流制御する方法が開示されている。
　非特許文献３では、特許文献８と特許文献９の方法を用い、揚水始動用の高圧インバータから商用電源にショックレスで切り替える方式が開示されている。しかし、高圧インバータ駆動時の励磁制御方式（一般にはＡＥＲと呼ばれる励磁電流制御）から商用電源で運転する時の励磁制御方式（一般にはＡＶＲと呼ばれる自動電圧制御）への切替時期も切替方法も開示されていない。また、インバータ側遮断器を開いた後で高圧インバータを停止する方式が開示されているが、この方法では、交流電流と直流電流の独立制御が必要なＤＳＭＭＣ方式ではショックレスな切り替えはできない。また、ＤＳＭＭＣ方式の場合、上記方式ではインバータ停止時に単位変換器のコンデンサ電圧が不揃いになるため、商用電源から高圧インバータへの復帰ができない。
　以下、図９で従来技術を用いたカゴ型誘導機に適用する場合を示す。ただし、上記特許文献５と上記特許文献６には発電電動機の種類（誘導機、永久磁石同期機、励磁巻線付同期機）については触れていないため、ここでは、既設のカゴ型誘導機による発電システムに周波数変換器を追加して可変速化する場合を想定し、遮断器の両端には同期検出器が備えられていると仮定する。
　可変周波数電源には遮断器ＣＢ１、バイパス回路には遮断器ＣＢ２を設け、遮断器を開閉してバイパス運転と変換器運転間で双方向に切替する。
　図１０に、切替時の運転シーケンスを示す。
　バイパス運転から変換器運転への切替指令により、時刻ｔ１でバイパス遮断器ＣＢ２を開路すると時刻ｔ２で非同期状態になり、時刻ｔ３で遮断器ＣＢ１を閉路、時刻ｔ４でＧＤＢ状態となり変換器運転を開始する。時刻ｔ１から時刻ｔ４までが無通電期間となる。
　変換器運転からバイパス運転への切替指令により、時刻ｔ５で変換器制御を通常の運転制御からバイパス準備モードに切替、電動運転時は切替時の減速を考慮した速度(同期速度以上)に整定、発電運転時は加速を考慮した速度（同期速度以下）に整定する。回転速度が整定値に達したら時刻ｔ６で遮断器ＣＢ１を開路、無拘束で同期速度に達した時刻ｔ７で同期検出したら、時刻ｔ８で変換器運転を停止、時刻ｔ９でバイパス運転を開始する。
　以上の運転シーケンスで、上記の特許文献５と特許文献６には、バイパス運転と変換器運転の切替で必然的に発生する課題と解決策が開示されていない。
　第１の課題は、切替期間中に発生する発電電動機の無通流期間が長いと、発電運転時は原動機が無拘束状態で加速され、あるいは電動運転時は減速されるため、通流再開時には交流系統あるいは周波数変換器で異相投入となる。
　一方、発電電動機の無通流期間が短いと、負荷遮断時の電圧振幅急変直後の再投入で突発短絡となる。いずれも、過電流による系統動揺、過渡トルクによる機械衝撃が発生する課題がある。この課題は、特許文献６が示唆するように、軽負荷での切替では「課題の影響は軽微」と見なせるが、負荷が重くなるにつれて無視できなくなる。
　第２の課題は、風力発電用途や需給調整機能を担う一般水力発電機器の場合、必然的にバイパス運転と変換器運転を頻繁に切替える運用となるが、バイパススイッチに遮断器を適用すると、遮断器交換周期が短くなる課題がある。
　本発明の目的は、上記の課題を解決し、カゴ型誘導機を用いた可変速発電電動装置を提供することにある。
　図１１に、解決手段を示す回路構成を示す。
　第１の手段は、特許文献９と特許文献１０に開示された方法、可変速周波数電源の交流端子に限流要素ＡＣＬ１を、直流電圧源の交流端子に限流要素ＡＣＬ２を設けることで転流電流を抑制することができる。
　図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃに示すＭＭＣ変換器のうち、ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器はＡＣＬ２相当の限流要素はない。そもそも、これら２種類のＭＭＣ変換器は交流端子から直流電流分ＩＤＣを流すため、バイパス運転には適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄが（ＡＣＬ２÷２）相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
　以上より、本発明の直流電圧源としては、ＭＭＣ変換器のうち、ＤＳＭＭＣ変換器が適用可能である。
　一方、可変速周波数電源として２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器を適用する場合、限流要素ＡＣＬ１として、限流リアクトルあるいは昇圧用変圧器を交流端子側に追加する必要がある。ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器は、直流電圧源と同じ理由で適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄが（ＡＣＬ１÷２）相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
　図１２Ａおよび図１２Ｂに、以上の構成で実現する運転切替時の転流モードを示す。
　バイパス運転から変換器運転への切替は、可変周波数電源の運転開始（ＧＤＢ）で転流期間が開始、切替時の発電機電流ＩＧを電流指令ＩＧ０に保持することで転流電流ＩＴがＩＧに近づき、負荷開閉器ＬＳの電流をほぼ０に絞った上で負荷開閉器ＬＳを開路し、変換器運転を開始する。これによりバイパス回路の開閉に遮断器を使わなくとも済む。
　変換器運転からバイパス運転への切替は、負荷開閉器ＬＳを閉路して転流電流ＩＴの通流路を確保し、変換器電流指令ＩＣ＊をゼロに変えて電流を絞って変換器を停止（ＧＢ）し、バイパス運転を開始する。これにより転流期間中もカゴ型誘導機の電流を一定に保つことができる。直流電圧源内蔵の循環電流抑制用リアクトルＤＣＬ２が（ＡＣＬ２÷２）相当の限流要素となるため、ＡＣＬ２の追加は不要である。同様の理由でＡＣＬ１の追加も不要である。一方、ＤＳＭＭＣ変換器の場合、ＩＤＣとＩＣを独立に制御するため、ＩＣ＊と同時にＩＤＣ＊をゼロに変えて電流を絞った上で変換器を停止（ＧＢ）する必要がある。
　以上の装置構成と運転シーケンスによって所期の目的を達成することができる。
　本発明によれば、交流系統による一定周波数運転を前提に設置された、カゴ型誘導機を用いた発電装置あるいは発電電動装置に、バイパス切替スイッチとＤＳＭＭＣ変換器を用いた周波数変換装置、制御切替装置を追加し、高負荷領域でのバイパス運転で電気機器側効率の最大化、軽負荷領域の周波数運転で機械側効率の最大化を両立させる。また、両運転モードの切替時に転流期間を設けることによって発電電動機の電流連続性を確保して可用性を高め、切替に伴う機器への寿命負担を軽減することによって長寿命・高信頼性を実現できる。
本発明の実施形態を示す回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示す単位変換器の回路図 本発明の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す運転シーケンス ＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の運転シーケンス 本発明の目的の実現手段を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図
　以下に、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
（実施形態）
　図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。
　交流系統１０１と系統遮断器１０２を介して主要変圧器１０３の３相端子（Ａｔ、Ｂｔ、Ｃｔ）を接続、他の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を接続する。直流電源装置１０４Ａの第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第２端子（Ｎ）と背後接続する。
　直流電源装置１０４Ｂには、２端子（ａ、ｂ）を備えたアーム変換器６台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）を設け、アーム変換器３台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）のｂ端子を直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）に星型接続し、残るアーム変換器３台（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）のａ端子を直流電源装置１０４Ｂの第２端子（Ｎ）に星型接続する。アーム変換器（１０５ＵＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＵＮ）のｂ端子を接続し、その接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＲ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＶＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＶＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＳ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＷＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＷＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＴ端子に接続する。
　直流電源装置１０４Ａは、２端子（ａ、ｂ）を備えた６台のアーム変換器１０５Ｘをグレンツ結線する。
　カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）と負荷開閉器（ＬＳ１）の接続線に分岐点を設け、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。前記分岐点とカゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）間に計器用変流器１２２を設ける。過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は、計器用変流器１２２で検出するカゴ型誘導機１０７の過電流保護動作で開路する。その他の開閉は、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４による。
　交流系統１０１と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間を、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７、限流抵抗器１１８、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を介して接続する。限流抵抗器１１８と初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を並列接続する。
　１２１は可変速制御装置で、カゴ型誘導機１０７の励磁電流指令Ｉｍ＊とトルク電流指令Ｉτ＊を出力する。カゴ型誘導機の可変速制御方法としては、高速高精度トルク制御を実現するベクトル制御から、簡便なＶ／ｆ方式（Ｖは電圧、ｆは周波数）まで種々の方法が提案されている。
　本発明では、上記の非特許文献４に開示された数式・記号に準拠、制御方法を一部簡略化した実施形態を示す。
　数式１は、複素表示のカゴ型誘導機の基本式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、電流値Ｉ１＿ｄｑは実部ｄ軸、虚数部ｑ軸で複素数表示した値で、（Ｉ１＿ｄｑ＝Ｉ１＿ｄ＋ｊ×Ｉ１＿ｑ）となる。また、ｐは微分演算子、ωは座標変換位相θの角周波数を示す。
　カゴ型誘導機１０７の３相電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴとＩ１＿ｄ、Ｉ１＿ｑの関係は数式２で表せる。ここでは、相順をＲ→Ｓ→Ｔとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　数式２で、座標変換位相θを制御電圧源Ｖ１＿ｄｑに同期させると、定常状態ではＩ１＿ｄｑは一定値（直流量）となる。
　以上、非特許文献４では電動機方向を正としている。以下、本実施形態では発電方向を正として各変数を再定義する。
　まず、非特許文献４に開示された制御方式を簡略化し、電流指令値Ｉ１＿ｄｑ＊を（Ｉ１＿ｄｑ＊＝Ｉｍ＊＋ｊ・Ｉτ＊）とする。Ｉｍ＊は励磁電流指令、Ｉτ＊はトルク電流指令となる。ここでトルク指令τ＊とトルク電流指令Ｉτ＊の関係は、Ｉτ＊＝τ＊／（Ｌｍ・Ｉｍ＊）とする。また、すべり周波数ωｓはωｓ＝（ｒ‘２／Ｌｍ）・（Ｉτ＊／Ｉｍ＊）に設定する。
　可変速制御装置１２１において、計器用変流器１２２と、カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。ベクトル演算装置１２４はカゴ型誘導機１０７の電圧ＶＧ、有効電力Ｐを可変速制御装置１２１に出力する。ここで、カゴ型誘導機１０７の電圧・電流は可変周波数である。特許文献７に可変周波数のベクトル演算方法が開示されている。
　１２５は同期検出器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５のカゴ型誘導機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１２１に出力する。
　１２８は変換器制御装置で、６台のアーム変換器の出力電流を計測する直流電流変成器１２９が計測した３相交流電流（ＩＵＮ、ＩＶＮ、ＩＷＮ、ＩＵＰ、ＩＶＰ、ＩＷＰ）、可変速制御装置１２１からの電気角表示の座標変換位相θ、ベクトル演算装置１２４からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、３台のアーム変換器（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）にゲート信号（ＧａｔｅＰ＊）を出力し、残る３台のアーム変換器（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）にゲート信号（ＧａｔｅＮ＊）を出力する。
　図２Ａおよび図２Ｂは、図１に示すアーム変換器１０５Ｘ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮの回路図である。２端子（ｘ、ｙ）を備えたｋ台（ｋは自然数）の単位変換器２０１を直列接続し、更に限流リアクトル２０２と直列接続する。限流リアクトル２０２は、１０５Ａに示すようにアーム変換器の端子ａに設けても、１０５Ｂに示すようにアーム変換器の端子ｂに設けても、何れを任意に組み合わせてもよい。
　図３は、図２Ａおよび図２Ｂに示す単位変換器２０１の回路図である。単位変換器２０１は双方向チョッパ回路を構成するスイッチング素子３０１とスイッチング素子３０２を電圧源特性のエネルギー蓄積素子としてコンデンサ３０３に接続し、変換器制御装置１２８と接続した光通信ケーブル３０４から光・電気変換素子３０５、シリアル・パラレル変換回路３０６を介してゲートドライバ３０７に入力されるスイッチング素子３０１と３０２へのゲート信号でＰＷＭ制御し、２端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を０とコンデンサ電圧ＶＣの間で調整する。一方、コンデンサ電圧ＶＣは、直流電圧変成器３０８のアナログ信号出力をアナログ・ディジタル変換器３０９とパラレル・シリアル変換回路３１０、電気・光変換素子３１１を介して光通信ケーブル３０４で変換器制御装置１２８に帰還する。この構成によれば、スイッチング素子に流れる電流は３０１または３０２の何れか１素子に限られるため、損失を最小に抑えることができる。
　以上、図１、図２Ａ、図２Ｂ、図３の実施形態において、運転開始時のシーケンスを説明する。
　運転開始前は系統遮断器１０２を開路、直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３は放電済み、カゴ型誘導機１０７は停止状態とする。
　最初に、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を閉路、続いて初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７を閉路、限流抵抗器１１８の抵抗値で電流を抑制し、スイッチング素子３０２を構成するダイオードを介して直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を充電開始、コンデンサの電圧ＶＣの上昇と共に減衰する初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７の電流が所期の値になったら初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を閉路して充電を加速する。これにより、コンデンサ３０３の電圧ＶＣは直流電圧指令ＶＤＣ＊の約１／２ｋ相当まで上昇する。ただし、ｋは単位変換器２０１の直列数ｋとする。続いて、アーム変換器１０５のゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を動作開始し、スイッチング素子３０１と３０２をチョッピングモードでコンデンサ３０３を所期の値まで昇圧する。昇圧終了後、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を開路して初充電操作を終了する。
　ただし、通常停止時は直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を放電しない。従って、例外的に、長期停止直後でコンデンサ３０３が自然放電された場合、保守点検時に放電させた直後を除けば、上記の初充電操作は不要である。
　続いて、系統遮断器（ＣＢ１）１０２を閉路して主要変圧器を充電し、運転待機状態とする。
　図４は、実施形態を示す変換器制御装置１２８の制御ブロック図である。
　４０２Ａは移動平均演算器で、可変速制御装置１２１からの座標変換角周波数ωから移動平均回数Ｎｐ回を求める。その上で移動平均演算する。ここで、サンプル周期をΔｔとすると、ω＝２×π／（Ｎｐ×Δｔ）の関係が成り立つ。移動平均演算器４０２Ａは、３相交流電流（ＩＵＰ、ＩＶＰ、ＩＷＰ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＰを演算する。４０２Ｂは移動平均演算器で、移動平均演算器４０２Ａと同様に、可変速制御装置１２１からの座標変換角周波数ωから移動平均回数Ｎｐ回を求める。その上で移動平均演算する。移動平均演算器４０２Ｂは、３相交流電流（ＩＵＮ、ＩＶＮ、ＩＷＮ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＮを演算する。
　４０３Ａはｄ－ｑ変換器で、数式３の演算を行う。４０３Ｂはｄ－ｑ変換器で、数式４の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　４０４Ａと４０４Ｂは交流電流調整器で、指令値Ｉｍ＊、Ｉτ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＰ、ＩＱＰが一致するように、指令値Ｉｍ＊、Ｉτ＊を２等分して極性を反転した指令値と計測演算値ＩＤＮ、ＩＱＮが一致するように制御演算する。
　４０５Ａは直流電流調整器で、出力指令Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＰが一致するように制御演算する。４０５Ｂは直流電流調整器で、前記直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＮが一致するように制御演算する。
　４０６Ａと４０６Ｂは逆ｄ－ｑ変換演算器で、数式５を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　４０７Ａはアーム１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰへの直流電圧指令補正演算器、４０７Ｂはアーム１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮへの直流電圧指令補正演算器であり、各アームへの出力電圧指令ＶＵＰ＊、ＶＶＰ＊、ＶＷＰ＊、ＶＵＮ＊、ＶＶＮ＊、ＶＷＮ＊を出力する。
　以上より、カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の相電圧を（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム変換器１０５ＵＰとアーム変換器１０５ＵＮへの出力電圧指令は、
　　ＶＲＰ＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
　　ＶＲＮ＊＝－ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。
　これらの出力電圧指令と単位変換器２０１のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器４０８Ａと４０８Ｂでゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を出力する。
　４０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器４１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令Ｉｍ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。
　４０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器４１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時はトルク電流指令Ｉτ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。
　４０９Ｃは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は有効電力値Ｐを、指令値ＳＷａがｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。これにより、指令値がｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の有効電力値Ｐを保持出力する。指令切替器４１１Ｃは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は有効電力指令Ｐ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。
　直流電圧指令ＶＤＣ＊と指令切替器４１１Ｃの出力とから、割り算器４１２は直流電流指令ＩＤＣ＊を出力する。４１３は指令切替器で、指令値ＳＷｃがｎ状態の時はＩＤＣ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＮＯＴ回路４１４とゲート出力阻止回路４１５Ａ、４１５Ｂにより、ゲートブロック指令ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置のスイッチング素子３０１、３０２は全数が消弧される。
　４１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂ、指令値ＳＷｃを各々２値選択出力する。
　図５は、可変速制御装置１２１の実施形態を示す制御ブロック図である。
　５０１は電圧指令発生器で、同期検出器１２５からの電圧上げ指令９０Ｒ、電圧下げ指令９０Ｌを入力し、前回値出力器５１３Ａが出力する値に積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。
　電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４から入力される発電機電圧ＶＧの差である発電機電圧指令補正ΔＶＧ＊は、一定利得（ＫＶ）５０２Ａで励磁電流指令補正ΔＩｍ＊に変換される。励磁電流指令発生器５０４は、座標変換角周波数ωから励磁電流指令Ｉｍ＊を演算して出力する。励磁電流指令Ｉｍ＊は励磁電流指令補正ΔＩｍ＊と加算され、励磁電流Ｉｍ＊として変換器制御装置１２８に出力される。
　指令切替器５０３Ａは、指令値ＳＷ１がｓ状態の時、電圧指令補正ΔＶＧ＊を選択し、指令値ＳＷ１がａ状態の時、ΔＶＧ＊＝０を選択し、出力する。
　５０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θｍから回転速度Ｎを演算する。
　５０８は速度指令発生器で、同期検出器１２５からの周波数上げ指令１５Ｒ、周波数下げ指令１５Ｌを入力し、前回値出力器５１３Ｄが出力する値に積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
　速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）５０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換される。可変速制御装置１２１は、この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算した結果と、ベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐとを突き合わせ、これを有効電力調整器５０９で調整してトルク電流指令Ｉτ＊とする。可変速制御装置１２１は、有効電力調整器５０９の出力値または０をトルク電流指令Ｉτ＊として変換器制御装置１２８に出力する。
　５１０は直流電圧指令発生器で、有効電力指令Ｐ＊から直流電圧指令ＶＤＣ＊を演算し、変換器制御装置１２８に出力する。
　５０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は電流指令Ｉｍ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時はトルク電流指令Ｉτ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　５０５は割り算器で、トルク電流指令Ｉτ＊と励磁電流指令Ｉｍ＊の割り算を行う。割り算器５０５による計算結果は、一定利得５０６を経てすべり角周波数指令ωｓ＊に変換され、さらに、積分器５１１ですべり位相θｓ＊に変換される。可変速制御装置１２１は、このすべり位相θｓ＊と回転位相検出器１３０の出力θｍを加算して得られる座標変換位相θを変換器制御装置１２８に出力する。尚、本実施形態では発電方向を正とし、θ＝θｍ＋θｓ＊とする。
　一方、速度演算器５０７の出力Ｎは、一定利得（ＫＮ）５０２Ｂで回転角周波数ωｍに変換され、さらに、すべり角周波数指令ωｓ＊と加算されて座標変換角周波数ωとなり、変換器制御装置１２８に出力される。また、座標変換角周波数ωは励磁電流指令発生器５０４へ入力される。
　５１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック指令ＧＢ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
　図６は、本発明の運転シーケンスの実施形態を示す図である。
　以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
　最初にバイパス運転時の状態を図６の上段から順に説明する。
　ＳＷ１はａ状態、指令切替器５０３Ａは、電圧補正指令ΔＶＧ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力する。指令切替器５０３Ｃは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力する。以上が可変速制御装置１２１の状態である。
　指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器４１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器４１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器４１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器４１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器４１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、指令切替器４１１Ｃは有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｃはｎ状態、指令切替器４１３は有効電力Ｐと直流電圧指令ＶＤＣ＊から演算した直流電流指令ＩＤＣ＊の更新を続ける。以上が変換器制御装置１２８の状態である。
　直流電源装置１０４Ｂへのゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１、ゲート停止状態（以下、「ＧＢ状態」と称す。）である。初充電時にコンデンサ３０３をチョッピング動作で昇圧してあるため、スイッチング素子３０２のダイオードを介して直流電源装置１０４Ｂが通流することはない。
　バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検出器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
　時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、これと同時に指令値ＳＷａが状態ｔに変わり、前回値出力器４１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値出力器４１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持し、前回値出力器４１０Ｃは指令値ＳＷａ状態変化時点の有効電力Ｐを保持する。
　時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲート出力状態（以下、「ＧＤＢ状態」と称す。）となり、直流電源装置１０４Ｂが動作開始する。
　時刻ｔ２でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ３は時刻ｔ２からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。時刻ｔ３で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器４１１Ａは可変速制御装置１２１からの電流指令Ｉｍ＊に、指令切替器４１１Ｂはトルク電流指令Ｉτ＊に、指令切替器４１１Ｃは有効電力指令Ｐ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１２８の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ３でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
　時刻ｔ４はバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２から直流電源装置１０４Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間はカゴ型誘導機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ４でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を開路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
　時刻ｔ５で同期検出器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検出機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１２１と変換器制御装置１２８に影響を与えることはない。
　以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
　時刻ｔ６でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ１がｓ状態に変わり、指令切替器５０３Ａは電圧補正指令ΔＶＧ＊となる。これにより、同期検出器１２５からの電圧上げ指令９０Ｒおよび電圧下げ指令９０Ｌによる発電機電圧調整を開始する。指令切替器５０３Ｃは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検出器１２５からの周波数上げ指令１５Ｒおよび周波数下げ指令１５Ｌによる発電機回転速度調整を開始する。
　時刻ｔ７で同期検出器１２５が同期を検出する。時刻ｔ７は時刻ｔ６で開始した同期調整から同期検出器１２５が同期を検出するまでの時間で、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、可変速制御系の応答時間で決まる。
　時刻ｔ８でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路する。時刻ｔ８は時刻ｔ７から１サンプル周期Δｔ後に投入指令を出力してから実際に閉路するまでの時間で決まる。
　時刻ｔ８で変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ９で指令値ＳＷｃをｔ状態に切替、指令切替器４１３で直流電流指令ＩＤＣ＊をゼロにする。また、指令値ＳＷ２をｔ状態に切替、指令切替器５０３Ｂで電流指令Ｉｍ＊をゼロに、指令切替器５０３Ｄでトルク電流指令Ｉτ＊をゼロに切替、直流電源装置１０４Ｂの電流をゼロに絞る。
　本実施形態によれば、ＧＢ状態の前に電流指令をゼロに切り替えて電流制御系の応答で電流を絞るため、安定な運転モード切替を実現する効果がある。
　時刻ｔ１０でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１０４Ｂが停止する。
　時刻ｔ１０は時刻ｔ９からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。
　時刻ｔ１０で直流電源装置１０４Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
　時刻ｔ１１でＳＷ１をａ状態に切替、ＳＷ２、ＳＷｃをｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
　時刻ｔ１１は時刻ｔ１０からの遅れ設定値によって決まる。その設定値は、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、有効電力調整器５０９の応答時間で決めて良い。
１０１　交流系統
１０２　系統遮断器
１０３　主要変圧器
１０４Ａ、１０４Ｂ　直流電源装置
１０５、１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ　アーム変換器
１０６　負荷開閉器
１０７　カゴ型誘導機
１１４　バイパススイッチ用負荷開閉器
１１５　過電流保護用遮断器
１１６　初充電用変圧器
１１７、１１９、１２０　初充電用遮断器
１１８　限流抵抗器
１２１　可変速制御装置
１２２　計器用変流器
１２３、１２６Ａ、１２６Ｂ　計器用変圧器
１２４　ベクトル演算装置
１２５　同期検出器
１２８　変換器制御装置
１２９　直流電流変成器
１３０　回転位相検出器
２０１　単位変換器
２０２　限流リアクトル
３０１、３０２　スイッチング素子
３０３　コンデンサ
３０４　光通信ケーブル
３０５　光・電気変換素子
３０６　シリアル・パラレル変換回路
３０７　ゲートドライバ
３０８　直流電圧変成器
３０９　アナログ・ディジタル変換器
３１０　パラレル・シリアル変換回路
３１１　電気・光変換素子
４０２Ａ、４０２Ｂ　移動平均演算器
４０３Ａ、４０３Ｂ　ｄ－ｑ変換器
４０４Ａ、４０４Ｂ　交流電流調整器
４０５Ａ、４０５Ｂ　直流電流調整器
４０６Ａ、４０６Ｂ　逆ｄ－ｑ変換器
４０７Ａ、４０７Ｂ　直流電圧指令補正演算器
４０８Ａ、４０８Ｂ　ＰＷＭ演算器
４０９Ａ、４０９Ｂ、４０９Ｃ、４１１Ａ、４１１Ｂ、４１１Ｃ、４１３、５０３Ａ、５０３Ｂ、５０３Ｃ、５０３Ｄ　指令切替器
４１０Ａ、４１０Ｂ、４１０Ｃ、５１３Ａ、５１３Ｄ　前回値出力器
４１２、５０５　割り算器
４１４　ＮＯＴ回路
４１５Ａ、４１５Ｂ　ゲート出力阻止回路
４１６　変換器制御切替器
５０１　電圧指令発生器
５０２Ａ、５０２Ｂ、５０６　一定利得
５０４　励磁電流指令発生器
５０７　速度演算器
５０８　速度指令発生器
５０９　有効電力調整器
５１０　直流電圧指令発生器
５１１　積分器
５１２　可変速制御切替器

Claims (3)

  1. 　電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器であって、このｋ個（ｋは１以上の自然数）の単位変換器と１個の限流リアクトルと１個の直流電流変成器とを直列接続した２端子のアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側３端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子と交流側３端子で並列接続した可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と３相カゴ型誘導機の交流３端子を接続し、前記直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように前記単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    　前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相カゴ型誘導機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相カゴ型誘導機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    　前記可変周波数電力変換器で前記３相カゴ型誘導機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相カゴ型誘導機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  2. 　第２の３相分岐回路と第１の負荷開閉器の間に交流遮断器を設け、計器用変流器で過電流を検出して前記交流遮断器を開路することを特徴とする請求項１に記載の可変速発電電動装置。
  3. 　第２の３相分岐回路と前記可変周波数電力変換器の間に第２の負荷開閉器を設け、変換器モードからバイパスモードに切替える時は単位変換器へのゲート指令を阻止し、続いて前記第２の負荷開閉器を開路する装置を第１のモード切替装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は前記第２の負荷開閉器を閉路し、続いて切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の可変速発電電動装置。
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