CN112385136A

CN112385136A - 可变速发电电动装置

Info

Publication number: CN112385136A
Application number: CN201980045681.4A
Authority: CN
Inventors: 阪东明; 小宅孝; 一濑雅哉
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Mitsubishi Hydro Corp
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Mitsubishi Hydro Corp
Priority date: 2018-07-09
Filing date: 2019-07-01
Publication date: 2021-02-19
Also published as: WO2020013015A1; EP3823158A1; EP3823158A4; JPWO2020013015A1; US20210118611A1

Abstract

在由通过可变频率电力转换器和自激式电压型转换器构成的直流电压装置、自动电压调整器、控制单位转换器的转换器电流调整器组成的可变速发电电动装置中，在直流电压装置与交流系统之间设置第一3相分支电路，在可变频率电力转换器与3相笼型感应电动机之间设置第二3相分支电路，在第一3相分支电路与第二3相分支电路之间设置第一负荷开闭器，在3相笼型感应器与第二3相分支电路之间设置仪表用变流器，通过可变频率电力转换器从对3相笼型感应电动机进行驱动发电的转换器模式切换为旁路模式时，使第一负荷开闭器闭路，停止针对单位转换器的门指令，在从旁路模式切换为转换器模式时，根据仪表用变流器的电流值来运算转换器电流调整器的电流指令值，开始针对单位转换器的门指令，使第一负荷开闭器开路。

Description

可变速发电电动装置

技术领域

本发明涉及连接了PWM电力转换器和交流旋转电气机械的可变速发电电动装置。

背景技术

可变速发电电动装置(以下，在本发明中称为“FPC方式”)通过改善变频器的价格性能比来扩大对风力等再生能量发电系统的应用，该可变速发电电动装置将背后连接了自激式电压型转换器(以下，在本发明中称为“VSC转换器”)的直流端的变频器连接于交流系统与交流旋转电气机械之间，所述自激式电压型转换器将具备自消弧功能的电力用半导体开关元件(以下，在本发明中称为“开关元件”)进行PWM调制来进行交流直流间的电力转换。

另外，通过作为VSC转换器之一的模块化多电平PWM转换器(以下，在本发明中称为“MMC转换器”)的进步，能够不经由变压器而直接连接大容量高压的发电电动机和变频器，预想FPC方式的应用扩大。

图7表示构成MMC转换器的臂转换器的电路。臂转换器由串行连接了k个单位转换器而成的2端子转换器构成。单位转换器通过控制以电容器为电压源的PWM转换器的调制率来产生所期望的电压。电容器的电压通过由交流频率决定的周期的充放电而发生变动。

在专利文献1中公开了如下方式：设置2组星形接线了3台臂转换器的3相半波电路，将星形接线设为直流2端子，在各相的臂的其他端子与交流电源端子之间设置循环电流抑制电抗器(以下，在本发明中称为“DSMMC转换器”)。

非专利文献1中公开了如下方法：将2台DSMMC转换器的直流端子背后连接并作为可变频率电源，将一方的交流端子与交流系统连接，将另一方的交流端子与交流旋转电气机械连接并作为可变速电动装置。在专利文献2中公开了如下方法：设置2组星形接线了3台臂转换器的3相半波电路，将星形接线设为直流2端子，将各相的臂的其他端子与具备2重星形接线后的第二次绕组和第三次绕组的变压器连接，将第二次绕组和第三次绕组的泄露电抗器设为电流抑制元件，并且抵消由循环电流引起的变压器铁芯的直流磁动势(以下，在本发明中称为“DIMMC转换器”)。

在专利文献3中公开了如下方法：设置将3台臂转换器星形接线后的3相半波电路，将该星形接线部设为直流的第一端子，设置具备第二次绕组和第三次绕组的变压器，将星形交错接线部设为直流的第二端子，将交错接线的第二次绕组和第三次绕组的泄露电抗器设为电流抑制电路元件，并且抵消由循环电流引起的变压器铁芯的直流磁动势(以下，在本发明中称为“ZCMMC转换器”)。

在专利文献4中，公开了在图8A、图8B、图8C所示的结构中使用了所述3种MMC转换器的FPC方式。在DIMMC转换器的情况下，需要将60度相位带的3相交流绕组设为2组结构，在ZCMMC转换器的情况下，需要设为120度相位带的3相交流绕组。另外，在专利文献4中公开了考虑作为MMC转换器的缺点的“低频区域中的输出降低”的同步发电电动机的启动方法。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5189105号公报

专利文献2：国际公开第2009/135523号

专利文献3：日本专利第5268739号公报

专利文献4：日本专利第6243083号公报

专利文献5：日本特开2003-88190号公报

专利文献6：日本专利第6246753号公报

专利文献7：日本专利第5537095号公报

专利文献8：日本专利第5045053号公报

专利文献9：日本特开昭57-88881号公报

专利文献10：日本特开昭62-247776号公报

非专利文献

非专利文献1：萩原诚、西村和敬、赤城泰文、《使用模块化多电平PWM逆变器的高压电机驱动器：第一报、400V、15kW微模型的实验验证》、电气学会论文杂志D、2010年4月、130卷、4号、pp.544-551

非专利文献2：长谷川勇、滨田镇教、小堀贤司、庄司丰、“转基因多电平高压逆变器的开发”、明电时报、2016年、No.3、pp.34～39

非专利文献3：“在扬水发电站对电力均衡化做出贡献的高压逆变器”、安川新闻、No.289、pp.9

非专利文献4：电气学会技术者教育委员会电源电子教育WG、“电动机驱动的基础：其2”、第三次电力能源研讨会、2014年3月、pp.46～47

发明内容

发明要解决的课题

作为可变速发电电动装置的实现方法，之前有在交流系统与绕线型感应电动机的电枢绕组之间设置分支点并在该分支点与绕线型感应电动机的励磁绕组之间连接变频器的二次励磁方式(以下，在本发明中称为“DFS方式”)。在DFS方式的情况下，由于变频器的容量由以同步速度为中心的可变速幅度决定，因此具有比发电机小亦可的优点。

另外，作为电力转换装置，除了VSC转换器以外，还有使用了不具有自消弧功能的晶闸管等开关元件的他激式电流型转换器(以下，在本发明中称为“LCC转换器”)。LCC转换器存在消耗无效电力的缺点，另一方面，开关元件的短时间过电流耐量比由切断电流的瞬时值限制的自消弧型元件大，因此具有能够经济地实现系统事故波及时的继续运转的优点。

在DFS方式的情况下，为了补偿在LCC转换器中消耗的无效电力而发电电动机容量增加，但该容量增加在可变速幅度为±10％以下的情况下作为允许范围的意见也有增强。

例如，在可变速幅度为±8％的情况下，LCC转换器的容量为发电机容量的15％。此外，与应用VSC转换器的情况相比，发电电动机容量增加了5％。

另一方面，作为由LCC转换器和励磁用变压器的合计产生损失引起的发电电动机的效率下降能够实现0.2％以下。LCC转换器的产生损失能够抑制在发电电动机的规则漂移负荷损失即0.1％以下。

在FPC方式的情况下，若将包含高次谐波滤波器装置的VSC转换器效率设为98％，则由于VSC转换器容量与发电电动机容量相等，因此VSC转换器与发电电动机的综合效率下降成为2％。该效率降低成为DFS方式的10倍。在将升压变压器连接于发电电动机和VSC转换器之间的情况下，效率下降进一步变大。

在将FPC方式应用于水力发电领域的情况下，有很多以变频器损失丧失额定输出时的水轮机最高效率的年电力量抵消了在变频器中降低速度所带来的水轮机效率上升量的大部分的例子。

在专利文献5中公开的方式具备：在变频器设置旁通开关并经由变频器以原动机的最佳速度运转的模式(以下，在本发明中称为“转换器运转”)、将变频器旁通而直接连结于交流系统并将电气设备侧的产生损失抑制为最小的运转模式(以下，在本发明中称为“旁通运转”)。

在专利文献6中公开了一种可变速运转控制装置，其与专利文献5相同的结构，将具备使用了“2台断路器”或“1台断路器和1台半导体开关”的旁通开关的变频器应用于水力发电系统，在切换时设置发电机的无导通间隔，在通常时为旁通运转，在低于最低流量、最低落差、最低输出的情况下设为转换器运转，在转换器运转中使旋转速度降低而有助于发电效率的提高。由此，主张“可通过容量比发电机小的变频器来实现可变速发电电动装置”。

在专利文献9和专利文献10中，公开了在旁路运转和转换器运转的切换时设置转流期间来确保带有励磁绕组的同步电动机电流的连续性的方法。

在专利文献10中，公开了如下方法：使用专利文献8和专利文献9的方法，为了通过VSC转换器来驱动同步电动机而无冲击地并入系统，对VSC转换器进行电流控制，以使对系统电压和电动机电压分别进行坐标转换而得到的相位差为零。

在非专利文献3中，公开了使用专利文献8和专利文献9的方法从扬水启动用的高压逆变器无冲击地切换到商用电源的方式。但是，从高压逆变器驱动时的励磁控制方式(一般称为AER的励磁电流控制)向以商用电源运转时的励磁控制方式(一般称为AVR的自动电压控制)的切换时期和切换方法还没有被公开。另外，公开了在打开逆变器侧断路器之后停止高压逆变器的方式，但在该方法中，在需要交流电流和直流电流的独立控制的DSMMC方式中不能进行无冲击的切换。另外，在DSMMC方式的情况下，在所述方式中在逆变器停止时单位转换器的电容器电压变得不一致，因此无法从商用电源向高压逆变器复原。

以下，在图9中示出应用于使用了现有技术的笼型感应电动机的情况。但是，在所述专利文献5和所述专利文献6中没有涉及发电电动机的种类(感应电动机、永磁同步机、带励磁绕组的同步机)，因此，在此假定在现有的笼型感应电动机的发电系统中追加变频器而进行可变速化的情况，假设在断路器的两端具备同步检测器。

在可变频率电源设置有断路器CB1，在旁通电路设置有断路器CB2，对断路器进行开闭并在旁通运转和转换器运转之间双向地进行切换。

图10表示切换时的运转时序。

根据从旁路运转向转换器运转的切换指令，若在时刻t1使旁路断路器CB2开路，则在时刻t2成为非同步状态，在时刻t3使断路器CB1闭路，在时刻t4成为GDB状态，开始转换器运转。从时刻t1到时刻t4成为无通电期间。

根据从转换器运转向旁通运转的切换指令，在时刻t5将转换器控制从通常的运转控制切换为旁通准备模式，在电动运转时整定为考虑了切换时的减速的速度(同步速度以上)，在发电运转时整定为考虑了加速的速度(同步速度以下)。在旋转速度达到整定值后，在时刻t6将断路器CB1开路、在无约束下达到同步速度的时刻t7进行同步检测后，在时刻t8停止转换器运转，在时刻t9开始旁通运转。

在以上的运转时序中，在所述的专利文献5和专利文献6中没有公开在旁通运转和转换器运转的切换中必然产生的课题和解决方案。

第一课题在于，若在切换期间中产生的发电电动机的无导通间隔较长，则在发电运转时原动机以无约束状态被加速，或者在电动运转时被减速，因此在导通再次开始时通过交流系统或者变频器成为异相投入。

另一方面，若发电电动机的无导通间隔短，则在负荷切断时的电压振幅骤变紧后的再接通中成为突发短路。均存在产生由过电流引起的系统摇摆、由过渡转矩引起的机械冲击的课题。该课题如专利文献6所示，在轻负荷下的切换中可视为“课题的影响轻微”，但随着负荷变重而无法忽视。

第二课题是在承担风力发电用途和供需调整功能的一般水力发电设备的情况下，必然成为频繁地切换旁通运转和转换器运转的运用，但若将断路器应用于旁通开关，则存在断路器更换周期变短的课题。

本发明的目的在于提供一种解决所述课题而使用了笼型感应电动机的可变速发电电动装置。

用于解决课题的手段

图11示出表示解决方案的电路结构。

第一单元通过在专利文献9和专利文献10所公开的方法、在可变速频率电源的交流端子设置限流元件ACL1，在直流电压源的交流端子设置限流元件ACL2，能够抑制转流电流。

在图8A、图8B、图8C所示的MMC转换器中，DIMMC转换器和ZCMMC转换器不具有相当于ACL2的限流元件。原本，这2种MMC转换器从交流端子流过直流电流部分IDC，因此无法应用于旁路运转。在DSMMC转换器的情况下，内置的循环电流抑制用电抗器Xd成为相当于(ACL2÷2)的限流元件，因此不需要追加设备。

根据以上内容，作为本发明的直流电压源能够应用MMC转换器中的DSMMC转换器。

另一方面，在作为可变速频率电源而应用2级转换器、3级转换器、5级转换器的情况下，作为限流元件ACL1需要将限流电抗器或升压用变压器追加到交流端子侧。DIMMC转换器和ZCMMC转换器由于与直流电压源相同的理由而无法应用。在DSMMC转换器的情况下，内置的循环电流抑制用电抗器Xd成为相当于(ACL1÷2)的限流元件，因此不需要追加设备。

图12A及图12B表示通过以上的结构实现的运转切换时的转流模式。

从旁路运转向转换器运转的切换通过在可变频率电源的运转开始(GDB)来开始转流期间，通过将切换时的发电机电流IG保持为电流指令IG0使转流电流IT接近IG，在将负荷开闭器LS的电流缩小为大约0的基础上使负荷开闭器LS开路，开始转换器运转。由此，在旁通回路的开闭中不使用断路器亦可。

从转换器运转向旁通运转的切换使负荷开闭器LS闭路来确保转流电流IT的导通路，将转换器电流指令IC*变为零，缩小电流使转换器停止(GB)，并开始旁通运转。由此，在转流期间中也能够将笼型感应电动机的电流保持为恒定。由于内置直流电压源的循环电流抑制用电抗器DCL2成为相当于(ACL2÷2)的限流元件，因此不需要追加ACL2。出于同样的理由，也不需要追加ACL1。另一方面，在DSMMC转换器的情况下，为了独立地控制IDC和IC，需要在与IC*的同时将IDC*变为零并缩小电流的基础上使转换器停止(GB)。

通过以上的装置结构和运转时序能够实现所期望的目的。

发明效果

根据本发明，在以基于交流系统的恒定频率运转为前提而设置的、使用了笼型感应电动机的发电装置或者发电电动装置中追加使用了旁通切换开关和DSMMC转换器的变频装置、控制切换装置，通过高负荷区域中的旁路运转来兼顾电气设备侧效率的最大化、在轻负荷区域的频率运转中的机械侧效率的最大化。另外，通过在两种运转模式的切换时设置转流期间来确保发电电动机的电流连续性，从而提高可用性，通过减轻伴随切换的对设备的寿命负担，能够实现长寿命、高可靠性。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式的电路图。

图2A是表示本发明的实施方式的臂转换器的电路图。

图2B是表示本发明的实施方式的臂转换器的电路图。

图3是表示本发明的实施方式的单位转换器的电路图。

图4是表示本发明的实施方式的转换器控制装置的框图。

图5是表示本发明的实施方式的可变速度控制装置的框图。

图6是表示本发明的实施方式的运转时序。

图7是构成MMC转换器的臂转换器的电路图。

图8A是连接了MMC转换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图8B是连接了MMC转换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图8C是连接了MMC转换器与发电电动机的可变速发电电动装置的电路图。

图9是使用现有技术的可变速发电电动装置的电路图。

图10是使用了现有技术的可变速发电电动装置的运转时序。

图11是表示本发明的目的的实现手段的电路图。

图12A是表示使用了本发明的可变速发电电动装置的转流状态的电路图。

图12B是表示使用了本发明的可变速发电电动装置的转流状态的电路图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的可变速发电电动装置的实施例进行详细说明。另外，本发明并不限定于该实施例。

(实施方式)

图1是表示本发明的实施方式的电路图。

经由交流系统101和系统断路器102连接主变压器103的3相端子(At、Bt、Ct)，连接其他3相端子(Ut、Vt、Wt)和直流电源装置104A的3相端子(U、V、W)。直流电源装置104A的第一端子(P)和第二端子(N)与直流电源装置104B的第一端子(P)、第二端子(N)背后连接。

在直流电源装置104B设置具备2端子(a、b)的臂转换器6台(105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN)，将臂转换器3台(105UP、105VP、105WP)的b端子与直流电源装置104B的第一端子(P)星形连接，将剩下的臂转换器3台(105UN、105VN、105WN)的a端子与直流电源装置104B的第二端子(N)星形连接。将臂转换器(105UP)的a端子和臂转换器(105UN)的b端子连接，从该连接线分支并经由负荷开闭器(LS1)106与笼型感应电动机107的R端子连接。将臂转换器(105VP)的a端子和臂转换器(105VN)的b端子连接，从连接线分支并经由负荷开闭器(LS1)106与笼型感应电动机107的S端子连接。将臂转换器(105WP)的a端子和臂转换器(105WN)的b端子连接，从连接线分支并经由负荷开闭器(LS1)106与笼型感应电动机107的T端子连接。

直流电源装置104A将具备2个端子(a、b)的6台臂转换器105X进行洛伦兹接线。

在笼型感应电动机107的3相端子(R、S、T)和负荷开闭器(LS1)的连接线上设置分支点，经由旁路开关用负荷开闭器(LS2)114、过电流保护用断路器(CB2)115将该分支点和主要变压器103的3相端子(Ut、Vt、Wt)之间连接。在所述分支点与笼型感应电动机107的3相端子(R、S、T)之间设置仪表用变流器122。过电流保护用断路器(CB2)115通过用仪表用变流器122检测出的笼型感应电动机107的过电流保护动作而进行开路。其他开闭由旁路开关用负荷开闭器(LS2)114进行。

经由初充电用变压器116、初充电用断路器(CBS1)117、限流电阻器118、初充电用断路器(CBS3)120将交流系统101与直流电源装置104A的3相端子(U、V、W)之间连接。将限流电阻器118和初充电用断路器(CBS2)119并行连接。

附图标记121是可变速控制装置，输出笼型感应电动机107的励磁电流指令Im*和转矩电流指令Iτ*。作为笼型感应电动机的可变速控制方法，从实现高速高精度转矩控制的矢量控制到简便的V/f方式(V为电压，f为频率)提出了各种方法。

在本发明中，示出按照所述非专利文献4所公开的数学式、符号将控制方法部分简化后的实施方式。

数学式1是复显示的笼型感应电动机的基本式。

[数学式1]

在此，电流值I1_dq是通过实部d轴、虚数部q轴复数显示的值，成为(I1_dq＝I1_d+j×I1_q)。另外，p表示微分运算符，ω表示坐标转换相位θ的角频率。

笼型感应电动机107的3相电流IR、IS、IT与I1_d、I1_q之间的关系用数学式2表示。在此，将相序设为R→S→T。

[数学式2]

在数学式2中，当使坐标转换相位θ与控制电压源V1_dq同步时，在稳定状态下I1_dq成为恒定值(直流量)。

以上，在非专利文献4中，将电动机方向设为正。以下，在本实施方式中，将发电方向设为正并对各变量进行再定义。

首先，简化非专利文献4所公开的控制方式，将电流指令值I1_dq*设为(I1_dq*＝Im*+j·Iτ*)。Im*是励磁电流指令，Iτ*是转矩电流指令。这里，转矩指令τ*与转矩电流指令Iτ*之间的关系为Iτ*＝τ*/(Lm·Im*)。另外，滑动频率ωs设定为ωs＝(r‘2/Lm)·(Iτ*/Im*)。

在可变速控制装置121中，将仪表用变流器122和测量笼型感应电动机107的3相端子(R、S、T)的线间电压的仪表用变压器123与矢量运算装置124连接。矢量运算装置124将笼型感应电动机107的电压VG、有效功率P向可变速控制装置121输出。在此，笼型感应电机107的电压/电流为可变频率。在专利文献7中公开了可变频率的矢量运算方法。

附图标记125是同步检测器，输入来自设置在旁路开关用负荷开闭器(LS2)114的主要变压器103侧的端子间的仪表用变压器126B的电压和来自设置在过电流保护用断路器(CB2)115的笼型感应电动机107侧的端子间的仪表用变压器126A的电压，将电压上升指令90R和下降指令90L、频率上升指令15R和下降指令15L输出到可变速控制装置121。

附图标记128是转换器控制装置，输入由测量6台臂转换器的输出电流的直流电流变压器129测量到的3相交流电流(IUN、IVN、IWN、IUP、IVP、IWP)、来自可变速控制装置121的电角显示的坐标转换相位θ、来自矢量运算装置124的有效功率测量信号P并进行控制运算，向3台臂转换器(105UP、105VP、105WP)输出门信号(GateP*)，向剩余的3台臂转换器(105UN、105VN、105WN)输出门信号(GateN*)。

图2A和图2B是图1所示的臂转换器105X、105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN的电路图。将具备2端子(x，y)的k台(k是自然数)单位转换器201串行连接，进而与限流电抗器202串行连接。限流电抗器202既可以如图105A所示那样设置于臂转换器的端子a，也可以如图105B所示那样设置于臂转换器的端子b，也可以任意地组合。

图3是图2A以及图2B所示的单位转换器201的电路图。单位转换器201将构成双向斩波电路的开关元件301和开关元件302作为电压源特性的能量积蓄元件而与电容器303连接，通过从与转换器控制装置128连接的光通信缆线304经由光/电气转换元件305、串行/并行转换电路306而输入到门驱动器307的开关元件301和302的门信号进行PWM控制，在0和电容器电压VC之间调整2端子(x、y)间的平均电压。另一方面，电容器电压VC将直流电压变压器308的模拟信号输出经由模拟数字转换器309和并行/串行转换电路310、电/光转换元件311通过光通信线缆304返回到转换器控制装置128。根据该结构，流过开关元件的电流限于301或302中的任意1个元件，因此能够将损耗抑制为最小。

以上，在图1、图2A、图2B、图3的实施方式中，对运转开始时的时序进行说明。

在运转开始前，使系统断路器102为开路，直流电源装置104A的电容器303为放电完毕，笼型感应电动机107为停止状态。

首先，使初充电用断路器(CCS3)120为闭路，接着使初充电用断路器(CBS1)117为闭路，以限流电阻器118的电阻值抑制电流，若经由构成开关元件302的二极管开始直流电源装置104A的电容器303的充电，与电容器的电压VC的上升一起衰减的初充电用断路器(CBS1)117的电流达到所期望的值，则使初充电用断路器(CBS2)119为闭路并加速充电。由此，电容器303的电压VC上升至相当于直流电压指令VDC*的约1/2k。其中，k是单位转换器201的串行数k。接着，使臂转换器105的门指令GateP*和GateN*开始动作，将开关元件301和302以斩波模式将电容器303升压到所期望的值。升压结束后，将初充电用断路器(CGS3)120开路来结束初充电操作。

但是，在通常停止时不对直流电源装置104A的电容器303进行放电。因此，例外地在长期停止之后电容器303被自然放电的情况下，除了在维护检查时刚刚放电之后，不需要所述的初充电操作。

接着，使系统断路器(CB1)102为闭路，对主要变压器进行充电，设为运转待机状态。

图4是表示实施方式的转换器控制装置128的控制框图。

附图标记402A是移动平均运算器，根据来自可变速控制装置121的坐标转换角频率ω来求出移动平均次数Np次。在此基础上进行移动平均运算。在此，若将采样周期设为Δt，则ω＝2×π/(Np×Δt)的关系成立。移动平均运算器402A对3相交流电流(IUP、IVP、IWP)的合计进行Np次移动平均来运算直流电流IDCP。附图标记402B是移动平均运算器，与移动平均运算器402A同样，根据来自可变速控制装置121的坐标转换角频率ω来求出移动平均次数Np次。在此基础上进行移动平均运算。移动平均运算器402B对3相交流电流(IUN、IVN、IWN)的合计进行Np次移动平均来运算直流电流IDCN。

附图标记403A是d-q转换器，进行数学式3的运算。附图标记403B是d-q转换器，进行数学式4的运算。其中，在此将相序设为UVW。

[数学式3]

[数学式4]

附图标记404A和404B是交流电流调整器，进行控制运算以使将指令值Im*、Iτ*进行了2等分的指令值与测量运算值IDP、IQP一致，以使将指令值Im*、Iτ*进行2等分并反转了极性后的指令值与测量运算值IDN、IQN一致。

附图标记405A通过直流电流调整器，进行控制运算以使根据输出指令P*和直流电源的输出电压VDC*的除法求出的直流电流指令IDC*与测量运算值IDCP一致。附图标记405B是直流电流调整器，进行控制运算以使所述直流电流指令IDC*与测量运算值IDCN一致。

附图标记406A和406B通过逆d-q转换运算器，运算数学式5。

[式5]

附图标记407A是针对臂105UP、105VP、105WP的直流电压指令校正运算器，附图标记407B是针对臂105UN、105VN、105WN的直流电压指令校正运算器，输出针对各臂的输出电压指令VUP*、VVP*、VWP*、VUN*、VVN*、VWN*。

根据以上，若将笼型感应电动机107的3相端子(R、S、T)的相电压设为(VR*、VS*、VT*)，则对臂转换器105UP和臂转换器105UN的输出电压指令为

VRP*＝+VR*+(1/2)×VDC

VRN*＝-VR*+(1/2)×VDC。

根据这些输出电压指令和单位转换器201的电容器电压VC，通过PWM运算器408A和408B输出门指令GateP*和GateN*。

附图标记409A是指令切换器，在二进制选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值ID，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器410A。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值ID。指令切换器411A在二进制选择指令值SWb为a状态时选择输出电流指令Im*，在s状态时选择输出前次值输出器410A。

附图标记409B是指令切换器，在二进制选择指令值SWa为n状态时选择输出电流运算值IQ，在指令值为t状态时选择输出前次值输出器410B。由此，在指令值SWa为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的电流运算值IQ。指令切换器411B在二进制选择指令值SWb为a状态时选择输出转矩电流指令Iτ*，在s状态时选择输出前次值输出器410B。

附图标记409C是指令切换器，在二进制选择指令值SWa为n状态时选择输出有效功率值P，在指令值SWa为t状态时选择输出前次值输出器410C。由此，在指令值为t状态时，保持输出指令值SWa从n状态切换为t状态时的有效功率值P。指令切换器411C在二进制选择指令值SWb为a状态时选择输出有效功率指令P*，在s状态时选择输出前次值输出器410C。

除法器412根据直流电压指令VDC*和指令切换器411C的输出来输出直流电流指令IDC*。附图标记413是指令切换器，在指令值SWc为n状态时输出IDC*，在t状态时输出0。

门指令GateP*和GateN*通过非门电路(NOT电路)414和门输出阻止电路415A、415B，在门块指令GB*为1时被强制停止。由此，直流电源装置的开关元件301、302全部被消弧。

附图标记416是转换器控制切换器，根据所期望的运转模式分别二进制选择输出指令值SWa、指令值SWb、指令值SWc。

图5是表示可变速控制装置121的实施方式的控制框图。

附图标记501是电压指令发生器，输入来自同步检测器125的电压上升指令90R、电压下降指令90L，输出累计到前次值输出器513A所输出的值中的结果作为电压指令VG*。

电压指令VG*与从矢量运算装置124输入的发电机电压VG的差即发电机电压指令校正ΔVG*以恒定增益(KV)502A转换为励磁电流指令校正ΔIm*。励磁电流指令发生器504根据坐标转换角频率ω来运算并输出励磁电流指令Im*。励磁电流指令Im*与励磁电流指令校正ΔIm*相加，作为励磁电流Im*被输出到转换器控制装置128。

指令切换器503A在指令值SW1为s状态时，选择电压指令校正ΔVG*，在指令值SW1为a状态时，选择并输出ΔVG*＝0。

附图标记507是速度运算器，根据旋转相位检测器130的输出θm来运算旋转速度N。

附图标记508是速度指令发生器，输入来自同步检测器125的频率上升指令15R、频率下降指令15L，输出累计到前次值输出器513D所输出的值中的结果作为速度指令N*。

速度指令N*与旋转速度N之差ΔN以恒定增益(KP)502C转换为有效功率校正指令PADD*。可变速控制装置121将该有效功率校正指令PADD*与有效功率指令P*相加后的结果与来自矢量运算装置124的有效功率P对接，利用有效功率调整器509对其进行调整并作为转矩电流指令Iτ*。可变速控制装置121将有效功率调整器509的输出值或0作为转矩电流指令Iτ*向转换器控制装置128输出。

附图标记510是直流电压指令发生器，根据有效功率指令P*来运算直流电压指令VDC*，并将该直流电压指令VDC*输出到转换器控制装置128。

附图标记503B是指令切换器，在指令值SW2为n状态时输出电流指令Im*，在t状态时输出0。

附图标记503C是指令切换器，在指令值SW1为s状态时输出所述ΔN，在a状态时输出0。

附图标记503D是指令切换器，在指令值SW2为n状态时输出转矩电流指令Iτ*，在t状态时输出0。

附图标记505是除法器，进行转矩电流指令Iτ*和励磁电流指令Im*的除法运算。由除法器505得到的计算结果经由恒定增益506转换为滑动角频率指令ωs*，进而，由积分器511转换为滑动相位θs*。可变速控制装置121将通过将该滑动相位θs*与旋转相位检测器130的输出θm相加而得到的坐标转换相位θ输出到转换器控制装置128。另外，在本实施方式中，将发电方向设为正，并设为θ＝θm+θs*。

另一方面，速度运算器507的输出N以恒定增益(KN)502B转换为旋转角频率ωm，进而，与滑动角频率指令ωs*相加成为坐标转换角频率ω，并输出至转换器控制装置128。另外，坐标转换角频率ω被输入到励磁电流指令发生器504。

附图标记512是可变速控制切换器，根据所期望的运转模式，将指令值SW1、指令值SW2分别进行二进制选择输出。另外，将门块指令GB*输出到转换器控制装置128。

图6是表示本发明的运转时序的实施方式的图。

以下，示出从旁路运转向转换器运转的切换方法。

首先，从图6的上段开始依次说明旁通运转时的状态。

SW1为a状态，指令切换器503A选择输出电压校正指令ΔVG*＝0(功率因数＝1指令)。指令切换器503C选择输出速度偏差ΔN＝0。以上是可变速控制装置121的状态。

指令值SWa为n状态，前次值输出器410A配备为继续转换器电流ID的更新，前次值输出器410B配备为继续转换器电流IQ的更新，前次值输出器410C配备为继续有效功率P的更新并切换为转换器运转。指令值SWb为s状态，指令切换器411A配备为继续转换器电流ID的更新，指令切换器411B配备为继续转换器电流IQ的更新，指令切换器411C配备为继续有效功率P的更新并切换为转换器运转。指令值SWc为n状态，指令切换器413配备为继续根据有效功率P和直流电压指令VDC*而运算出的直流电流指令IDC*的更新。以上是转换器控制装置128的状态。

针对直流电源装置104B的门指令GateP*和GateN*是门块指令GB*为电平1、门停止状态(以下，称为“GB状态”)。由于在初充电时通过斩波动作使电容器303升压，因此直流电源装置104B不会经由开关元件302的二极管导通。

旁路开关用负荷开闭器(LS2)114处于闭路状态。不存在来自同步检测器125的输出(90R/90L、15R/15L)。以上是旁路运转状态。

当在时刻t1将对转换器运转的切换指令输入到可变速控制装置121时，与此同时，指令值SWa变为状态t，前次值输出器410A保持指令值SWa状态变化时间点的电流ID，前次值输出器410B保持指令值SWa状态变化时间点的电流IQ，前次值输出器410C保持指令值SWa状态变化时间点的有效功率P。

时刻t2在时刻t1的采样周期Δt后，将门块指令GB*改变为电平0，将门指令GateP*和GateN*设为门输出状态(以下，称为“GDB状态”)，直流电源装置104B开始动作。

在时刻t2旁通运转期间结束，成为从旁通运转向转换器运转的转流期间的开始。

时刻t3由来自时刻t2的延迟设定值决定。该值是在转换器控制系统的上升响应时间取得余量而设定。在交流系统101的频率基础上，几个循环期间成为设定值的基准。当在时刻t3指令值SWb变为a状态时，指令切换器411A切换为来自可变速控制装置121的电流指令Im*，指令切换器411B切换为转矩电流指令Iτ*，指令切换器411C切换为有效功率指令P*。以上，转换器控制装置128向转换器运转模式的切换结束。配备为在时刻t3将SW1切换为n状态，将SWa切换为n状态，切换为旁路运转。

时刻t4将从旁路开关用负荷开闭器LS2向直流电源装置104B的转流期间设定为基准。由于转流期间能够调整得远远小于笼型感应电动机107的输出变化时间，因此旁路开关用负荷开闭器LS2的电流高速地缩小到零。若在时刻t4使旁路开关用负荷开闭器LS2开路，则转流期间结束，成为转换器运转期间的开始。

在时刻t5向同步检测器125输入的电压成为非同步状态，但此时通过排除同步检测功能，输出(90R/90L、15R/15L)不会对可变速控制装置121和转换器控制装置128造成影响。

以下，示出从转换器运转向旁通运转的切换方法。

若在时刻t6将向旁通器运转的切换指令输入到可变速控制装置121，则指令值SW1变为s状态，指令切换器503A成为电压校正指令ΔVG*。由此，开始基于来自同步检测器125的电压上升指令90R以及电压降低指令90L的发电机电压调整。指令切换器503C切换为根据旋转速度指令N*和旋转速度N的偏差ΔN而时刻变化的值，开始基于来自同步检测器125的频率上升指令15R和频率下降指令15L的发电机旋转速度调整。

在时刻t7，同步检测器125检测同步。时刻t7是从在时刻t6开始的同步调整到同步检测器125检测到同步为止的时间，严格地说，虽然受到发电时的原动机转矩变动、电动时的负荷转矩变动的影响，但由可变速控制系统的响应时间决定。

在时刻t8使旁路开关用负荷开闭器LS2闭路。时刻t8由从时刻t7到在1个采样周期Δt后输出接通指令后实际闭路为止的时间来决定。

在时刻t8，转换器运转期间结束，成为从转换器运转向旁通运转的转流期间的开始。

在时刻t9，将指令值SWc切换为t状态，通过指令切换器413使直流电流指令IDC*为零。另外，将指令值SW2切换为t状态，通过指令切换器503B将电流指令Im*切换为零，通过指令切换器503D将转矩电流指令Iτ*切换为零，将直流电源装置104B的电流缩小为零。

根据本实施方式，在GB状态之前将电流指令切换为零，通过电流控制系统的响应缩小电流，因此具有实现稳定的运转模式切换的效果。

在时刻t10将门块指令GB*改变为电平1，门指令GateP*和GateN*成为GB状态，直流电源装置104B停止。

时刻t10由来自时刻t9的延迟设定值决定。该值是在转换器控制系统的上升响应时间取得余量而设定的。在交流系统101的频率基础上，几个循环期间成为设定值的基准。

若在时刻t10直流电源装置104B停止，则转流期间结束，成为旁通运转期间的开始。

在时刻t11，将SW1切换为a状态，将SW2、SWc切换为n状态，将SWb切换为s状态，切换至转换器运转。通过以上，返回到时刻t1以前的状态。

时刻t11由来自时刻t10的延迟设定值决定。该设定值严格地受到发电时的原动机扭矩变动、电动时的负荷扭矩变动的影响，但也可以由有效功率调整器509的响应时间来决定。

附图标记说明：

101 交流系统；

102 系统断路器；

103 主要变压器；

104A、104B 直流电源装置；

105、105A、105B、105UP、105VP、105WP、105UN、105VN、105WN 臂转换器；

106 负荷开闭器；

107 笼型感应电动机；

114 旁路开关用负荷开闭器；

115 过电流保护用断路器；

116 初充电变压器；

117、119、120 初充电断路器；

118 限流电阻器；

121 可变速控制装置；

122 仪表用变流器；

123、126A、126B 仪表用变压器；

124 矢量运算装置；

125 同步检测器；

128 转换器控制装置；

129 直流电流变压器；

130 旋转相位检测器；

201 单位转换器；

202 限流电抗器；

301、302 开关元件；

303 电容器；

304 光通信电缆；

305 光/电转换元件；

306 串行/并行转换电路；

307 门驱动器；

308 直流电压变压器；

309 模拟/数字转换器；

310 串行/并行转换电路；

311 电/光转换元件；

402A、402B 移动平均运算器；

403A、403B d-q转换器；

404A、404B 交流电流调整器；

405A、405B 直流电流调整器；

406A、406B 逆d-q转换器；

407A、407B 直流电压指令校正运算器；

408A、408B PWM运算器；

409A、409B、409C、411A、411B、411C、413、503A、503B、503C、503D 指令切换器；

410A、410B、410C、513A、513D 前次值输出器；

412、505 除法器；

414 非门电路；

415A、415B 门输出阻止电路；

416 转换器控制切换器；

501 电压指令发生器；

502A、502B、506 恒定增益；

504 励磁电流指令发生器；

507 速度运算器；

508 速度指令发生器；

509 有效功率调整器；

510 直流电压指令发生器；

511 积分器；

512 可变速控制切换器。

Claims

1.一种可变速发电电动装置，其包括：

可变频率电力转换器，其通过直流侧2端子和交流侧3端子将m个单元转换器并行连接而成，其中，m是1以上的自然数，该可变频率电力转换器是能够经由电压源特性的能量储存元件而输出任意电压的2个端子的单位转换器，该可变频率电力转换器是将k个单位转换器、1个限流电抗器和1个直流电流互感器串行连接的2个端子的臂转换器，其中，k是1以上的自然数，该可变频率电力转换器是将这6个臂转换器进行3相全波桥式连接而设置有直流侧2端子和交流侧3端子的单元转换器；

直流电压装置，其由与该可变频率电力转换器的直流侧2端子背后连接的自励式电压型转换器组成；以及

转换器电流调整器，其将该直流电压装置的交流侧3端子与交流系统连接，将所述可变频率电力转换器的交流侧3端子与3相笼型感应电动机的交流侧3端子连接，控制所述单位转换器以使来自所述直流电流变压器的电流值与转换器电流指令值一致，

其特征在于，

在所述直流电压装置的交流侧3端子与所述交流系统之间设置第一3相分支电路，在所述可变频率电力转换器的所述交流侧3端子与所述3相笼型感应电动机的交流侧3端子之间设置第二3相分支电路，在该第一3相分支电路与第二3相分支电路之间设置旁路电路用的第一负荷开闭器，在所述3相笼型感应电动机的3相交流端子与所述第二3相分支电路之间设置仪表用变流器，使用该仪表用变流器的电流值向所述可变频率电力转换器输出转换器电流指令值，

所述可变速发电电动装置设置有：

第一模式切换装置，其在通过所述可变频率电力转换器从对所述3相笼型感应电动机进行驱动发电的转换器模式切换为使所述第一负荷开闭器闭路而对所述3相笼型感应电动机进行驱动发电的旁路模式时，将所述第一负荷开闭器从开路切换为闭路，接着停止针对所述单位转换器的门指令；以及

第二模式切换装置，其在从所述旁路模式切换为转换器模式时，保持切换时的所述仪表用变流器的电流值，并根据该电流值对所述转换器电流调整器的电流指令值进行运算输出，接着开始针对所述单位转换器的门指令，接着对所述第一负荷开闭器进行开路操作。

2.根据权利要求1所述的可变速发电电动装置，其特征在于，

在第二3相分支电路与第一负荷开闭器之间设置交流断路器，通过仪表用变流器来检测过电流并使所述交流断路器开路。

3.根据权利要求1或2所述的可变速发电电动装置，其特征在于，

在第二3相分支电路与所述可变频率电力转换器之间设置第二负荷开闭器，在从转换器模式切换为旁通模式时，阻止针对单位转换器的门指令，接着将使所述第二负荷开闭器开路的装置设置于第一模式切换装置，在从旁通模式切换为转换器模式时，使所述第二负荷开闭器闭路，接着保持切换时的所述仪表用变流器的电流值，根据该电流值对所述转换器电流调整器的电流指令值进行运算输出，接着开始针对所述单位转换器的门指令，接着设置对所述第一负荷开闭器进行开路操作的第二模式切换装置。