JPWO2020013015A1 - 可変速発電電動装置 - Google Patents

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Abstract

可変周波数電力変換器と自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置、自動電圧調整器、単位変換器を制御する変換器電流調整器からなる可変速発電電動装置において、直流電圧装置と交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、可変周波数電力変換器と３相カゴ型誘導機の間に第２の３相分岐回路を設け、第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間に第１の負荷開閉器を設け、３相カゴ型誘導機と第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、可変周波数電力変換器で３相カゴ型誘導機を駆動発電する変換器モードからバイパスモードに切替える時は第１の負荷開閉器を閉路し、単位変換器へのゲート指令を停止し、バイパスモードから変換器モードに切替える時は、計器用変流器の電流値から変換器電流調整器の電流指令値を演算し、単位変換器へのゲート指令を開始し、第１の負荷開閉器を開路する。

Description

本発明は、ＰＷＭ電力変換器と交流回転電機機械を接続した可変速発電電動装置に関する。
自己消弧機能を備えた電力用半導体スイッチング素子（以下、本発明では「スイッチング素子」と称す。）をＰＷＭ変調して交流直流間の電力変換する自励式電圧型変換器（以下、本発明では「ＶＳＣ変換器」と称す。）の直流端を背後接続した周波数変換器を交流系統と交流回転電気機械間に接続した可変速発電電動装置（以下、本発明では「ＦＰＣ方式」と称す。)は、周波数変換器の価格性能比の改善により、風力などの再生エネルギー発電システムへの適用が拡大している。
また、ＶＳＣ変換器のひとつであるモジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称す。）の進歩により、変圧器を介さずに大容量高圧の発電電動機と周波数変換器を直接接続できるようになり、ＦＰＣ方式の適用拡大が予想される。
図７にＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路を示す。アーム変換器は単位変換器をｋ個直列接続した２端子変換器からなる。単位変換器は、コンデンサを電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所期の電圧を発生させる。コンデンサの電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。
特許文献１には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける方式が開示されている（以下、本発明では「ＤＳＭＭＣ変換器」と称す）。
非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して可変周波数電源とし、一方の交流端子を交流系統に接続、他方の交流端子を交流回転電気機械に接続して可変速電動装置とする方法が開示されている。特許文献２には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子を、２重星形結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を接続し、第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＤＩＭＭＣ変換器」と称す)。
特許文献３には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を設け、この星形結線部を直流の第１端子とし、第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設けて星形千鳥結線部を直流の第２端子とし、千鳥結線第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＺＣＭＭＣ変換器」と称す)。
特許文献４には、図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃに示す構成で、上記３種類のＭＭＣ変換器を用いたＦＰＣ方式が開示されている。ＤＩＭＭＣ変換器の場合は６０度位相帯の３相交流巻線を２組構成とする必要があること、ＺＣＭＭＣ変換器の場合は１２０度位相帯の３相交流巻線とする必要があることが開示されている。また、特許文献４には、ＭＭＣ変換器の欠点とされる「低周波領域での出力低下」を考慮した同期発電電動機の起動方法が開示されている。
特許第５１８９１０５号公報 国際公開第２００９／１３５５２３号 特許第５２６８７３９号公報 特許第６２４３０８３号公報 特開２００３−８８１９０号公報 特許第６２４６７５３号公報 特許第５５３７０９５号公報 特許第５０４５０５３号公報 特開昭５７−８８８８１号公報 特開昭６２−２４７７７６号公報
萩原誠・西村和敬・赤城泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ：第１報、４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４−５５１ 長谷川勇、濱田鎮教、小堀賢司、庄司豊、「トランスレスマルチレベル高圧インバータの開発」、明電時報、２０１６年、Ｎｏ．３、ｐｐ．３４〜３９ 「揚水発電所で電力平準化に貢献する高圧インバータ」、安川ニュース、Ｎｏ．２８９、ｐｐ．９ 電気学会技術者教育委員会パワーエレクトロニクス教育ＷＧ、「電動機駆動の基礎：その２」、第３回パワエレ・セミナー、２０１４年３月、ｐｐ．４６〜４７
可変速発電電動装置の実現方法としては、交流系統と巻線型誘導機の電機子巻線間に分岐点を設け、この分岐点と巻線型誘導機の励磁巻線の間に周波数変換器を接続する二次励磁方式（以下、本発明では「ＤＦＳ方式」と称す。）が先行した。ＤＦＳ方式の場合、周波数変換器の容量が同期速度を中心とする可変速幅で決まるため、発電電動機よりも小さくて済む長所がある。
また、電力変換装置としては、ＶＳＣ変換器の他に、自己消弧機能を持たないサイリスタなどのスイッチング素子を用いた他励式電流型変換器（以下、本発明では「ＬＣＣ変換器」と称す。）がある。ＬＣＣ変換器には無効電力を消費する短所がある一方、スイッチング素子の短時間過電流耐量が遮断電流の瞬時値で制約される自己消弧型素子に比べて大きいため、系統事故波及時の運転継続を経済的に実現できる長所がある。
ＤＦＳ方式の場合、ＬＣＣ変換器で消費する無効電力を補償するために発電電動機容量が増加するが、この容量増加は可変速幅が±１０％以下の場合は許容範囲とする意見も根強くある。
例えば、可変速幅±８％の場合、ＬＣＣ変換器の容量は発電機容量の１５％となる。更に、発電電動機容量はＶＳＣ変換器適用の場合に比べて５％増となる。
一方、ＬＣＣ変換器と励磁用変圧器の合計発生損失による発電電動装置としての効率低下は０．２％以下を実現できる。ＬＣＣ変換器の発生損失は、発電電動機の規約漂遊負荷損である０．１％以下に抑制できる。
ＦＰＣ方式の場合、高調波フィルタ装置を含むＶＳＣ変換器効率を９８％とすると、ＶＳＣ変換器容量が発電電動機容量に等しいため、ＶＳＣ変換器と発電電動機の総合効率低下は２％となる。この効率低下はＤＦＳ方式の１０倍になる。発電電動機とＶＳＣ変換器の間に昇圧変圧器を接続する場合、効率低下は更に大きくなる。
ＦＰＣ方式を水力発電分野に適用する場合、定格出力時の水車最高効率を周波数変換器損失で失う年間電力量が、周波数変換器で速度を下げることによる水車効率上昇分の多くを相殺してしまう例が多い。
特許文献５では、周波数変換器にバイパススイッチを設け、周波数変換器を介して原動機の最適速度で運転するモード（以下、本発明では「変換器運転」と称す。）と、周波数変換器をバイパスして交流系統に直結し、電気機器側の発生損失を最小に抑える運転モード（以下、本発明では「バイパス運転」と称す。）を備える方式が開示されている。
特許文献６では、特許文献５と同じ構成で、「２台の遮断器」あるいは「１台の遮断器と１台の半導体スイッチ」を用いたバイパススイッチを備えた周波数変換器を水力発電システムに適用し、切替時に発電機の無通流期間を設け、通常時はバイパス運転とし、最低流量・最低落差・最低出力未満の場合に変換器運転とし、変換器運転で回転速度を低下させて発電効率の向上に寄与する可変速運転制御装置が開示されている。これにより、「発電機よりも容量が小さい周波数変換器で可変速発電電動装置を実現できる。」と主張している。
特許文献９と特許文献１０では、バイパス運転と変換器運転の切替時に転流期間を設け、励磁巻線付の同期機電流の連続性を確保する方法が開示されている。
特許文献１０では、特許文献８と特許文献９の方法を用い、ＶＳＣ変換器で同期電動機を駆動して系統にショックレスで併入するために、系統電圧と電動機電圧をそれぞれ座標変換して得られる位相差を零にするようにＶＳＣ変換器を電流制御する方法が開示されている。
非特許文献３では、特許文献８と特許文献９の方法を用い、揚水始動用の高圧インバータから商用電源にショックレスで切り替える方式が開示されている。しかし、高圧インバータ駆動時の励磁制御方式（一般にはＡＥＲと呼ばれる励磁電流制御）から商用電源で運転する時の励磁制御方式（一般にはＡＶＲと呼ばれる自動電圧制御）への切替時期も切替方法も開示されていない。また、インバータ側遮断器を開いた後で高圧インバータを停止する方式が開示されているが、この方法では、交流電流と直流電流の独立制御が必要なＤＳＭＭＣ方式ではショックレスな切り替えはできない。また、ＤＳＭＭＣ方式の場合、上記方式ではインバータ停止時に単位変換器のコンデンサ電圧が不揃いになるため、商用電源から高圧インバータへの復帰ができない。
以下、図９で従来技術を用いたカゴ型誘導機に適用する場合を示す。ただし、上記特許文献５と上記特許文献６には発電電動機の種類（誘導機、永久磁石同期機、励磁巻線付同期機）については触れていないため、ここでは、既設のカゴ型誘導機による発電システムに周波数変換器を追加して可変速化する場合を想定し、遮断器の両端には同期検出器が備えられていると仮定する。
可変周波数電源には遮断器ＣＢ１、バイパス回路には遮断器ＣＢ２を設け、遮断器を開閉してバイパス運転と変換器運転間で双方向に切替する。
図１０に、切替時の運転シーケンスを示す。
バイパス運転から変換器運転への切替指令により、時刻ｔ１でバイパス遮断器ＣＢ２を開路すると時刻ｔ２で非同期状態になり、時刻ｔ３で遮断器ＣＢ１を閉路、時刻ｔ４でＧＤＢ状態となり変換器運転を開始する。時刻ｔ１から時刻ｔ４までが無通電期間となる。
変換器運転からバイパス運転への切替指令により、時刻ｔ５で変換器制御を通常の運転制御からバイパス準備モードに切替、電動運転時は切替時の減速を考慮した速度(同期速度以上)に整定、発電運転時は加速を考慮した速度（同期速度以下）に整定する。回転速度が整定値に達したら時刻ｔ６で遮断器ＣＢ１を開路、無拘束で同期速度に達した時刻ｔ７で同期検出したら、時刻ｔ８で変換器運転を停止、時刻ｔ９でバイパス運転を開始する。
以上の運転シーケンスで、上記の特許文献５と特許文献６には、バイパス運転と変換器運転の切替で必然的に発生する課題と解決策が開示されていない。
第１の課題は、切替期間中に発生する発電電動機の無通流期間が長いと、発電運転時は原動機が無拘束状態で加速され、あるいは電動運転時は減速されるため、通流再開時には交流系統あるいは周波数変換器で異相投入となる。
一方、発電電動機の無通流期間が短いと、負荷遮断時の電圧振幅急変直後の再投入で突発短絡となる。いずれも、過電流による系統動揺、過渡トルクによる機械衝撃が発生する課題がある。この課題は、特許文献６が示唆するように、軽負荷での切替では「課題の影響は軽微」と見なせるが、負荷が重くなるにつれて無視できなくなる。
第２の課題は、風力発電用途や需給調整機能を担う一般水力発電機器の場合、必然的にバイパス運転と変換器運転を頻繁に切替える運用となるが、バイパススイッチに遮断器を適用すると、遮断器交換周期が短くなる課題がある。
本発明の目的は、上記の課題を解決し、カゴ型誘導機を用いた可変速発電電動装置を提供することにある。
図１１に、解決手段を示す回路構成を示す。
第１の手段は、特許文献９と特許文献１０に開示された方法、可変速周波数電源の交流端子に限流要素ＡＣＬ１を、直流電圧源の交流端子に限流要素ＡＣＬ２を設けることで転流電流を抑制することができる。
図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃに示すＭＭＣ変換器のうち、ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器はＡＣＬ２相当の限流要素はない。そもそも、これら２種類のＭＭＣ変換器は交流端子から直流電流分ＩＤＣを流すため、バイパス運転には適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄが（ＡＣＬ２÷２）相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
以上より、本発明の直流電圧源としては、ＭＭＣ変換器のうち、ＤＳＭＭＣ変換器が適用可能である。
一方、可変速周波数電源として２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器を適用する場合、限流要素ＡＣＬ１として、限流リアクトルあるいは昇圧用変圧器を交流端子側に追加する必要がある。ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器は、直流電圧源と同じ理由で適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄが（ＡＣＬ１÷２）相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
図１２Ａおよび図１２Ｂに、以上の構成で実現する運転切替時の転流モードを示す。
バイパス運転から変換器運転への切替は、可変周波数電源の運転開始（ＧＤＢ）で転流期間が開始、切替時の発電機電流ＩＧを電流指令ＩＧ０に保持することで転流電流ＩＴがＩＧに近づき、負荷開閉器ＬＳの電流をほぼ０に絞った上で負荷開閉器ＬＳを開路し、変換器運転を開始する。これによりバイパス回路の開閉に遮断器を使わなくとも済む。
変換器運転からバイパス運転への切替は、負荷開閉器ＬＳを閉路して転流電流ＩＴの通流路を確保し、変換器電流指令ＩＣ＊をゼロに変えて電流を絞って変換器を停止（ＧＢ）し、バイパス運転を開始する。これにより転流期間中もカゴ型誘導機の電流を一定に保つことができる。直流電圧源内蔵の循環電流抑制用リアクトルＤＣＬ２が（ＡＣＬ２÷２）相当の限流要素となるため、ＡＣＬ２の追加は不要である。同様の理由でＡＣＬ１の追加も不要である。一方、ＤＳＭＭＣ変換器の場合、ＩＤＣとＩＣを独立に制御するため、ＩＣ＊と同時にＩＤＣ＊をゼロに変えて電流を絞った上で変換器を停止（ＧＢ）する必要がある。
以上の装置構成と運転シーケンスによって所期の目的を達成することができる。
本発明によれば、交流系統による一定周波数運転を前提に設置された、カゴ型誘導機を用いた発電装置あるいは発電電動装置に、バイパス切替スイッチとＤＳＭＭＣ変換器を用いた周波数変換装置、制御切替装置を追加し、高負荷領域でのバイパス運転で電気機器側効率の最大化、軽負荷領域の周波数運転で機械側効率の最大化を両立させる。また、両運転モードの切替時に転流期間を設けることによって発電電動機の電流連続性を確保して可用性を高め、切替に伴う機器への寿命負担を軽減することによって長寿命・高信頼性を実現できる。
本発明の実施形態を示す回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示す単位変換器の回路図 本発明の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す運転シーケンス ＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の運転シーケンス 本発明の目的の実現手段を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図
以下に、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
（実施形態）
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。
交流系統１０１と系統遮断器１０２を介して主要変圧器１０３の３相端子（Ａｔ、Ｂｔ、Ｃｔ）を接続、他の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を接続する。直流電源装置１０４Ａの第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第２端子（Ｎ）と背後接続する。
直流電源装置１０４Ｂには、２端子（ａ、ｂ）を備えたアーム変換器６台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）を設け、アーム変換器３台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）のｂ端子を直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）に星型接続し、残るアーム変換器３台（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）のａ端子を直流電源装置１０４Ｂの第２端子（Ｎ）に星型接続する。アーム変換器（１０５ＵＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＵＮ）のｂ端子を接続し、その接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＲ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＶＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＶＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＳ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＷＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＷＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介してカゴ型誘導機１０７のＴ端子に接続する。
直流電源装置１０４Ａは、２端子（ａ、ｂ）を備えた６台のアーム変換器１０５Ｘをグレンツ結線する。
カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）と負荷開閉器（ＬＳ１）の接続線に分岐点を設け、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。前記分岐点とカゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）間に計器用変流器１２２を設ける。過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は、計器用変流器１２２で検出するカゴ型誘導機１０７の過電流保護動作で開路する。その他の開閉は、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４による。
交流系統１０１と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間を、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７、限流抵抗器１１８、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を介して接続する。限流抵抗器１１８と初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を並列接続する。
１２１は可変速制御装置で、カゴ型誘導機１０７の励磁電流指令Ｉｍ＊とトルク電流指令Ｉτ＊を出力する。カゴ型誘導機の可変速制御方法としては、高速高精度トルク制御を実現するベクトル制御から、簡便なＶ／ｆ方式（Ｖは電圧、ｆは周波数）まで種々の方法が提案されている。
本発明では、上記の非特許文献４に開示された数式・記号に準拠、制御方法を一部簡略化した実施形態を示す。
数式１は、複素表示のカゴ型誘導機の基本式である。
Figure 2020013015
ここで、電流値Ｉ１＿ｄｑは実部ｄ軸、虚数部ｑ軸で複素数表示した値で、（Ｉ１＿ｄｑ＝Ｉ１＿ｄ＋ｊ×Ｉ１＿ｑ）となる。また、ｐは微分演算子、ωは座標変換位相θの角周波数を示す。
カゴ型誘導機１０７の３相電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴとＩ１＿ｄ、Ｉ１＿ｑの関係は数式２で表せる。ここでは、相順をＲ→Ｓ→Ｔとする。
Figure 2020013015
数式２で、座標変換位相θを制御電圧源Ｖ１＿ｄｑに同期させると、定常状態ではＩ１＿ｄｑは一定値（直流量）となる。
以上、非特許文献４では電動機方向を正としている。以下、本実施形態では発電方向を正として各変数を再定義する。
まず、非特許文献４に開示された制御方式を簡略化し、電流指令値Ｉ１＿ｄｑ＊を（Ｉ１＿ｄｑ＊＝Ｉｍ＊＋ｊ・Ｉτ＊）とする。Ｉｍ＊は励磁電流指令、Ｉτ＊はトルク電流指令となる。ここでトルク指令τ＊とトルク電流指令Ｉτ＊の関係は、Ｉτ＊＝τ＊／（Ｌｍ・Ｉｍ＊）とする。また、すべり周波数ωｓはωｓ＝（ｒ‘２／Ｌｍ）・（Ｉτ＊／Ｉｍ＊）に設定する。
可変速制御装置１２１において、計器用変流器１２２と、カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。ベクトル演算装置１２４はカゴ型誘導機１０７の電圧ＶＧ、有効電力Ｐを可変速制御装置１２１に出力する。ここで、カゴ型誘導機１０７の電圧・電流は可変周波数である。特許文献７に可変周波数のベクトル演算方法が開示されている。
１２５は同期検出器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５のカゴ型誘導機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１２１に出力する。
１２８は変換器制御装置で、６台のアーム変換器の出力電流を計測する直流電流変成器１２９が計測した３相交流電流（ＩＵＮ、ＩＶＮ、ＩＷＮ、ＩＵＰ、ＩＶＰ、ＩＷＰ）、可変速制御装置１２１からの電気角表示の座標変換位相θ、ベクトル演算装置１２４からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、３台のアーム変換器（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）にゲート信号（ＧａｔｅＰ＊）を出力し、残る３台のアーム変換器（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）にゲート信号（ＧａｔｅＮ＊）を出力する。
図２Ａおよび図２Ｂは、図１に示すアーム変換器１０５Ｘ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮの回路図である。２端子（ｘ、ｙ）を備えたｋ台（ｋは自然数）の単位変換器２０１を直列接続し、更に限流リアクトル２０２と直列接続する。限流リアクトル２０２は、１０５Ａに示すようにアーム変換器の端子ａに設けても、１０５Ｂに示すようにアーム変換器の端子ｂに設けても、何れを任意に組み合わせてもよい。
図３は、図２Ａおよび図２Ｂに示す単位変換器２０１の回路図である。単位変換器２０１は双方向チョッパ回路を構成するスイッチング素子３０１とスイッチング素子３０２を電圧源特性のエネルギー蓄積素子としてコンデンサ３０３に接続し、変換器制御装置１２８と接続した光通信ケーブル３０４から光・電気変換素子３０５、シリアル・パラレル変換回路３０６を介してゲートドライバ３０７に入力されるスイッチング素子３０１と３０２へのゲート信号でＰＷＭ制御し、２端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を０とコンデンサ電圧ＶＣの間で調整する。一方、コンデンサ電圧ＶＣは、直流電圧変成器３０８のアナログ信号出力をアナログ・ディジタル変換器３０９とパラレル・シリアル変換回路３１０、電気・光変換素子３１１を介して光通信ケーブル３０４で変換器制御装置１２８に帰還する。この構成によれば、スイッチング素子に流れる電流は３０１または３０２の何れか１素子に限られるため、損失を最小に抑えることができる。
以上、図１、図２Ａ、図２Ｂ、図３の実施形態において、運転開始時のシーケンスを説明する。
運転開始前は系統遮断器１０２を開路、直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３は放電済み、カゴ型誘導機１０７は停止状態とする。
最初に、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を閉路、続いて初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７を閉路、限流抵抗器１１８の抵抗値で電流を抑制し、スイッチング素子３０２を構成するダイオードを介して直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を充電開始、コンデンサの電圧ＶＣの上昇と共に減衰する初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７の電流が所期の値になったら初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を閉路して充電を加速する。これにより、コンデンサ３０３の電圧ＶＣは直流電圧指令ＶＤＣ＊の約１／２ｋ相当まで上昇する。ただし、ｋは単位変換器２０１の直列数ｋとする。続いて、アーム変換器１０５のゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を動作開始し、スイッチング素子３０１と３０２をチョッピングモードでコンデンサ３０３を所期の値まで昇圧する。昇圧終了後、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を開路して初充電操作を終了する。
ただし、通常停止時は直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を放電しない。従って、例外的に、長期停止直後でコンデンサ３０３が自然放電された場合、保守点検時に放電させた直後を除けば、上記の初充電操作は不要である。
続いて、系統遮断器（ＣＢ１）１０２を閉路して主要変圧器を充電し、運転待機状態とする。
図４は、実施形態を示す変換器制御装置１２８の制御ブロック図である。
４０２Ａは移動平均演算器で、可変速制御装置１２１からの座標変換角周波数ωから移動平均回数Ｎｐ回を求める。その上で移動平均演算する。ここで、サンプル周期をΔｔとすると、ω＝２×π／（Ｎｐ×Δｔ）の関係が成り立つ。移動平均演算器４０２Ａは、３相交流電流（ＩＵＰ、ＩＶＰ、ＩＷＰ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＰを演算する。４０２Ｂは移動平均演算器で、移動平均演算器４０２Ａと同様に、可変速制御装置１２１からの座標変換角周波数ωから移動平均回数Ｎｐ回を求める。その上で移動平均演算する。移動平均演算器４０２Ｂは、３相交流電流（ＩＵＮ、ＩＶＮ、ＩＷＮ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＮを演算する。
４０３Ａはｄ−ｑ変換器で、数式３の演算を行う。４０３Ｂはｄ−ｑ変換器で、数式４の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure 2020013015
Figure 2020013015
４０４Ａと４０４Ｂは交流電流調整器で、指令値Ｉｍ＊、Ｉτ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＰ、ＩＱＰが一致するように、指令値Ｉｍ＊、Ｉτ＊を２等分して極性を反転した指令値と計測演算値ＩＤＮ、ＩＱＮが一致するように制御演算する。
４０５Ａは直流電流調整器で、出力指令Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＰが一致するように制御演算する。４０５Ｂは直流電流調整器で、前記直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＮが一致するように制御演算する。
４０６Ａと４０６Ｂは逆ｄ−ｑ変換演算器で、数式５を演算する。
Figure 2020013015
４０７Ａはアーム１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰへの直流電圧指令補正演算器、４０７Ｂはアーム１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮへの直流電圧指令補正演算器であり、各アームへの出力電圧指令ＶＵＰ＊、ＶＶＰ＊、ＶＷＰ＊、ＶＵＮ＊、ＶＶＮ＊、ＶＷＮ＊を出力する。
以上より、カゴ型誘導機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の相電圧を（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム変換器１０５ＵＰとアーム変換器１０５ＵＮへの出力電圧指令は、
ＶＲＰ＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
ＶＲＮ＊＝−ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。
これらの出力電圧指令と単位変換器２０１のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器４０８Ａと４０８Ｂでゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を出力する。
４０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器４１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令Ｉｍ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。
４０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器４１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時はトルク電流指令Ｉτ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。
４０９Ｃは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は有効電力値Ｐを、指令値ＳＷａがｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。これにより、指令値がｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の有効電力値Ｐを保持出力する。指令切替器４１１Ｃは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は有効電力指令Ｐ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。
直流電圧指令ＶＤＣ＊と指令切替器４１１Ｃの出力とから、割り算器４１２は直流電流指令ＩＤＣ＊を出力する。４１３は指令切替器で、指令値ＳＷｃがｎ状態の時はＩＤＣ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＮＯＴ回路４１４とゲート出力阻止回路４１５Ａ、４１５Ｂにより、ゲートブロック指令ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置のスイッチング素子３０１、３０２は全数が消弧される。
４１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂ、指令値ＳＷｃを各々２値選択出力する。
図５は、可変速制御装置１２１の実施形態を示す制御ブロック図である。
５０１は電圧指令発生器で、同期検出器１２５からの電圧上げ指令９０Ｒ、電圧下げ指令９０Ｌを入力し、前回値出力器５１３Ａが出力する値に積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。
電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４から入力される発電機電圧ＶＧの差である発電機電圧指令補正ΔＶＧ＊は、一定利得（ＫＶ）５０２Ａで励磁電流指令補正ΔＩｍ＊に変換される。励磁電流指令発生器５０４は、座標変換角周波数ωから励磁電流指令Ｉｍ＊を演算して出力する。励磁電流指令Ｉｍ＊は励磁電流指令補正ΔＩｍ＊と加算され、励磁電流Ｉｍ＊として変換器制御装置１２８に出力される。
指令切替器５０３Ａは、指令値ＳＷ１がｓ状態の時、電圧指令補正ΔＶＧ＊を選択し、指令値ＳＷ１がａ状態の時、ΔＶＧ＊＝０を選択し、出力する。
５０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θｍから回転速度Ｎを演算する。
５０８は速度指令発生器で、同期検出器１２５からの周波数上げ指令１５Ｒ、周波数下げ指令１５Ｌを入力し、前回値出力器５１３Ｄが出力する値に積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）５０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換される。可変速制御装置１２１は、この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算した結果と、ベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐとを突き合わせ、これを有効電力調整器５０９で調整してトルク電流指令Ｉτ＊とする。可変速制御装置１２１は、有効電力調整器５０９の出力値または０をトルク電流指令Ｉτ＊として変換器制御装置１２８に出力する。
５１０は直流電圧指令発生器で、有効電力指令Ｐ＊から直流電圧指令ＶＤＣ＊を演算し、変換器制御装置１２８に出力する。
５０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は電流指令Ｉｍ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
５０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
５０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時はトルク電流指令Ｉτ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
５０５は割り算器で、トルク電流指令Ｉτ＊と励磁電流指令Ｉｍ＊の割り算を行う。割り算器５０５による計算結果は、一定利得５０６を経てすべり角周波数指令ωｓ＊に変換され、さらに、積分器５１１ですべり位相θｓ＊に変換される。可変速制御装置１２１は、このすべり位相θｓ＊と回転位相検出器１３０の出力θｍを加算して得られる座標変換位相θを変換器制御装置１２８に出力する。尚、本実施形態では発電方向を正とし、θ＝θｍ＋θｓ＊とする。
一方、速度演算器５０７の出力Ｎは、一定利得（ＫＮ）５０２Ｂで回転角周波数ωｍに変換され、さらに、すべり角周波数指令ωｓ＊と加算されて座標変換角周波数ωとなり、変換器制御装置１２８に出力される。また、座標変換角周波数ωは励磁電流指令発生器５０４へ入力される。
５１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック指令ＧＢ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
図６は、本発明の運転シーケンスの実施形態を示す図である。
以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
最初にバイパス運転時の状態を図６の上段から順に説明する。
ＳＷ１はａ状態、指令切替器５０３Ａは、電圧補正指令ΔＶＧ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力する。指令切替器５０３Ｃは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力する。以上が可変速制御装置１２１の状態である。
指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器４１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器４１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器４１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器４１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器４１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、指令切替器４１１Ｃは有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｃはｎ状態、指令切替器４１３は有効電力Ｐと直流電圧指令ＶＤＣ＊から演算した直流電流指令ＩＤＣ＊の更新を続ける。以上が変換器制御装置１２８の状態である。
直流電源装置１０４Ｂへのゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１、ゲート停止状態（以下、「ＧＢ状態」と称す。）である。初充電時にコンデンサ３０３をチョッピング動作で昇圧してあるため、スイッチング素子３０２のダイオードを介して直流電源装置１０４Ｂが通流することはない。
バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検出器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、これと同時に指令値ＳＷａが状態ｔに変わり、前回値出力器４１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値出力器４１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持し、前回値出力器４１０Ｃは指令値ＳＷａ状態変化時点の有効電力Ｐを保持する。
時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲート出力状態（以下、「ＧＤＢ状態」と称す。）となり、直流電源装置１０４Ｂが動作開始する。
時刻ｔ２でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ３は時刻ｔ２からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。時刻ｔ３で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器４１１Ａは可変速制御装置１２１からの電流指令Ｉｍ＊に、指令切替器４１１Ｂはトルク電流指令Ｉτ＊に、指令切替器４１１Ｃは有効電力指令Ｐ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１２８の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ３でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
時刻ｔ４はバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２から直流電源装置１０４Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間はカゴ型誘導機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ４でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を開路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
時刻ｔ５で同期検出器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検出機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１２１と変換器制御装置１２８に影響を与えることはない。
以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
時刻ｔ６でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ１がｓ状態に変わり、指令切替器５０３Ａは電圧補正指令ΔＶＧ＊となる。これにより、同期検出器１２５からの電圧上げ指令９０Ｒおよび電圧下げ指令９０Ｌによる発電機電圧調整を開始する。指令切替器５０３Ｃは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検出器１２５からの周波数上げ指令１５Ｒおよび周波数下げ指令１５Ｌによる発電機回転速度調整を開始する。
時刻ｔ７で同期検出器１２５が同期を検出する。時刻ｔ７は時刻ｔ６で開始した同期調整から同期検出器１２５が同期を検出するまでの時間で、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、可変速制御系の応答時間で決まる。
時刻ｔ８でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路する。時刻ｔ８は時刻ｔ７から１サンプル周期Δｔ後に投入指令を出力してから実際に閉路するまでの時間で決まる。
時刻ｔ８で変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ９で指令値ＳＷｃをｔ状態に切替、指令切替器４１３で直流電流指令ＩＤＣ＊をゼロにする。また、指令値ＳＷ２をｔ状態に切替、指令切替器５０３Ｂで電流指令Ｉｍ＊をゼロに、指令切替器５０３Ｄでトルク電流指令Ｉτ＊をゼロに切替、直流電源装置１０４Ｂの電流をゼロに絞る。
本実施形態によれば、ＧＢ状態の前に電流指令をゼロに切り替えて電流制御系の応答で電流を絞るため、安定な運転モード切替を実現する効果がある。
時刻ｔ１０でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１０４Ｂが停止する。
時刻ｔ１０は時刻ｔ９からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。
時刻ｔ１０で直流電源装置１０４Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
時刻ｔ１１でＳＷ１をａ状態に切替、ＳＷ２、ＳＷｃをｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
時刻ｔ１１は時刻ｔ１０からの遅れ設定値によって決まる。その設定値は、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、有効電力調整器５０９の応答時間で決めて良い。
１０１ 交流系統
１０２ 系統遮断器
１０３ 主要変圧器
１０４Ａ、１０４Ｂ 直流電源装置
１０５、１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ アーム変換器
１０６ 負荷開閉器
１０７ カゴ型誘導機
１１４ バイパススイッチ用負荷開閉器
１１５ 過電流保護用遮断器
１１６ 初充電用変圧器
１１７、１１９、１２０ 初充電用遮断器
１１８ 限流抵抗器
１２１ 可変速制御装置
１２２ 計器用変流器
１２３、１２６Ａ、１２６Ｂ 計器用変圧器
１２４ ベクトル演算装置
１２５ 同期検出器
１２８ 変換器制御装置
１２９ 直流電流変成器
１３０ 回転位相検出器
２０１ 単位変換器
２０２ 限流リアクトル
３０１、３０２ スイッチング素子
３０３ コンデンサ
３０４ 光通信ケーブル
３０５ 光・電気変換素子
３０６ シリアル・パラレル変換回路
３０７ ゲートドライバ
３０８ 直流電圧変成器
３０９ アナログ・ディジタル変換器
３１０ パラレル・シリアル変換回路
３１１ 電気・光変換素子
４０２Ａ、４０２Ｂ 移動平均演算器
４０３Ａ、４０３Ｂ ｄ−ｑ変換器
４０４Ａ、４０４Ｂ 交流電流調整器
４０５Ａ、４０５Ｂ 直流電流調整器
４０６Ａ、４０６Ｂ 逆ｄ−ｑ変換器
４０７Ａ、４０７Ｂ 直流電圧指令補正演算器
４０８Ａ、４０８Ｂ ＰＷＭ演算器
４０９Ａ、４０９Ｂ、４０９Ｃ、４１１Ａ、４１１Ｂ、４１１Ｃ、４１３、５０３Ａ、５０３Ｂ、５０３Ｃ、５０３Ｄ 指令切替器
４１０Ａ、４１０Ｂ、４１０Ｃ、５１３Ａ、５１３Ｄ 前回値出力器
４１２、５０５ 割り算器
４１４ ＮＯＴ回路
４１５Ａ、４１５Ｂ ゲート出力阻止回路
４１６ 変換器制御切替器
５０１ 電圧指令発生器
５０２Ａ、５０２Ｂ、５０６ 一定利得
５０４ 励磁電流指令発生器
５０７ 速度演算器
５０８ 速度指令発生器
５０９ 有効電力調整器
５１０ 直流電圧指令発生器
５１１ 積分器
５１２ 可変速制御切替器

Claims (3)

  1. 電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器であって、このｋ個（ｋは１以上の自然数）の単位変換器と１個の限流リアクトルと１個の直流電流変成器とを直列接続した２端子のアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側３端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子と交流側３端子で並列接続した可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と３相カゴ型誘導機の交流３端子を接続し、前記直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように前記単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相カゴ型誘導機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相カゴ型誘導機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    前記可変周波数電力変換器で前記３相カゴ型誘導機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相カゴ型誘導機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  2. 第２の３相分岐回路と第１の負荷開閉器の間に交流遮断器を設け、計器用変流器で過電流を検出して前記交流遮断器を開路することを特徴とする請求項１に記載の可変速発電電動装置。
  3. 第２の３相分岐回路と前記可変周波数電力変換器の間に第２の負荷開閉器を設け、変換器モードからバイパスモードに切替える時は単位変換器へのゲート指令を阻止し、続いて前記第２の負荷開閉器を開路する装置を第１のモード切替装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は前記第２の負荷開閉器を閉路し、続いて切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする請求項１または２に記載の可変速発電電動装置。
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