JP6995991B2 - 可変速発電電動装置 - Google Patents

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Description

本発明は、ＰＷＭ電力変換器と交流回転電機機械を接続した可変速発電電動装置に関する。
自己消弧機能を備えた電力用半導体スイッチング素子（以下、本発明では「スイッチング素子」と称す。）をＰＷＭ変調して交流直流間の電力変換する自励式電圧型変換器（以下、本発明では「ＶＳＣ変換器」と称す。）の直流端を背後接続した周波数変換器を交流系統と交流回転電気機械間に接続した可変速発電電動装置（以下、本発明では「ＦＰＣ方式」と称す。)は、周波数変換器の価格性能比の改善により、風力などの再生エネルギー発電システムへの適用が拡大している。
また、ＶＳＣ変換器のひとつであるモジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）の進歩により、変圧器を介さずに大容量高圧の発電電動機と周波数変換器を直接接続できるようになり、ＦＰＣ方式の適用拡大が予想される。
図１６にＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路を示す。アーム変換器は単位変換器をｋ個直列接続した２端子変換器からなる。単位変換器は、コンデンサを電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所期の電圧を発生させる。コンデンサの電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。
特許文献１には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける方式が開示されている（以下、本発明では「ＤＳＭＭＣ変換器」と称する）。
非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して可変周波数電源とし、一方の交流端子を交流系統に接続、他方の交流端子を交流回転電気機械に接続して可変速電動装置とする方法が開示されている。
特許文献２には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子を、２重星形結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を接続し、第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＤＩＭＭＣ変換器」と称す)。
特許文献３には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を設け、この星形結線部を直流の第１端子とし、第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設けて星形千鳥結線部を直流の第２端子とし、千鳥結線第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＺＣＭＭＣ変換器」と称す)。
特許文献４には、図１７Ａ，図１７Ｂ，図１７Ｃに示す構成で、上記３種類のＭＭＣ変換器を用いたＦＰＣ方式が開示されている。ＤＩＭＭＣ変換器の場合は６０度位相帯の３相交流巻線を２組構成とする必要があること、ＺＣＭＭＣ変換器の場合は１２０度位相帯の３相交流巻線とする必要があることが開示されている。また、特許文献４には、ＭＭＣ変換器の欠点とされる「低周波領域での出力低下」を考慮した同期発電電動機の起動方法が開示されている。
特許第５１８９１０５号公報 国際公開第２００９／１３５５２３号 特許第５２６８７３９号公報 特許第６２４３０８３号公報 特開２００３－８８１９０号公報 特許第６２４６７５３号公報 特許第５５３７０９５号公報 特許第５０４５０５３号公報 特開昭５７－８８８８１号公報 特開昭６２－２４７７７６号公報
萩原誠・西村和敬・赤城泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ：第１報、４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４－５５１ 長谷川勇、濱田鎮教、小堀賢司、庄司豊、「トランスレスマルチレベル高圧インバータの開発」、明電時報、２０１６年、Ｎｏ．３、ｐｐ．３４～３９ 「揚水発電所で電力平準化に貢献する高圧インバータ」、安川ニュース、Ｎｏ．２８９、ｐｐ．９
可変速発電電動装置の実現方法としては、交流系統と巻線型誘導機の電機子巻線間に分岐点を設け、この分岐点と巻線型誘導機の励磁巻線の間に周波数変換器を接続する二次励磁方式（以下、本発明では「ＤＦＳ方式」と称す。）が先行した。ＤＦＳ方式の場合、周波数変換器の容量が同期速度を中心とする可変速幅で決まるため、発電電動機よりも小さくて済む長所がある。
また、電力変換装置としては、ＶＳＣ変換器の他に、自己消弧機能を持たないサイリスタなどのスイッチング素子を用いた他励式電流型変換器（以下、本発明では「ＬＣＣ変換器」と称す。）がある。ＬＣＣ変換器には無効電力を消費する短所がある一方、スイッチング素子の短時間過電流耐量が遮断電流の瞬時値で制約される自己消弧型素子に比べて大きいため、系統事故波及時の運転継続を経済的に実現できる長所がある。
ＤＦＳ方式の場合、ＬＣＣ変換器で消費する無効電力を補償するために発電電動機容量が増加するが、この容量増加は可変速幅が±１０％以下の場合は許容範囲とする意見も根強くある。
例えば、可変速幅±８％の場合、ＬＣＣ変換器の容量は発電機容量の１５％となる。更に、発電電動機容量はＶＳＣ変換器適用の場合に比べて５％増となる。
一方、ＬＣＣ変換器と励磁用変圧器の合計発生損失による発電電動装置としての効率低下は０．２％以下を実現できる。ＬＣＣ変換器の発生損失は、発電電動機の規約漂遊負荷損である０．１％以下に抑制できる。
ＦＰＣ方式の場合、高調波フィルタ装置を含むＶＳＣ変換器効率を９８％とすると、ＶＳＣ変換器容量が発電電動機容量に等しいため、ＶＳＣ変換器と発電電動機の総合効率低下は２％となる。この効率低下はＤＦＳ方式の１０倍になる。発電電動機とＶＳＣ変換器の間に昇圧変圧器を接続する場合、効率低下は更に大きくなる。
ＦＰＣ方式を水力発電分野に適用する場合、定格出力時の水車最高効率を周波数変換器損失で失う年間電力量が、周波数変換器で速度を下げることによる水車効率上昇分の多くを相殺してしまう例が多い。
特許文献５では、周波数変換器にバイパススイッチを設け、周波数変換器を介して原動機の最適速度で運転するモード（以下、本発明では「変換器運転」と称す。）と、周波数変換器をバイパスして交流系統に直結し、電気機器側の発生損失を最小に抑える運転モード（以下、本発明では「バイパス運転」と称す。）を備える方式が開示されている。
特許文献６では、特許文献５と同じ構成で、「２台の遮断器」あるいは「１台の遮断器と１台の半導体スイッチ」を用いたバイパススイッチを備えた周波数変換器を水力発電システムに適用し、切替時に発電機の無通流期間を設け、通常時はバイパス運転とし、最低流量・最低落差・最低出力未満の場合に変換器運転とし、変換器運転で回転速度を低下させて発電効率の向上に寄与する可変速運転制御装置が開示されている。これにより、「発電機よりも容量が小さい周波数変換器で可変速発電電動装置を実現できる。」と主張している。
特許文献９と特許文献１０では、バイパス運転と変換器運転の切替時に転流期間を設け、励磁巻線付の同期機電流の連続性を確保する方法が開示されている。
特許文献８では、特許文献９と特許文献１０の方法を用い、ＶＳＣ変換器で同期電動機を駆動して系統にショックレスで併入するために、系統電圧と電動機電圧をそれぞれ座標変換して得られる位相差を零にするようにＶＳＣ変換器を電流制御する方法が開示されている。
非特許文献３では、特許文献９と特許文献１０の方法を用い、揚水始動用の高圧インバータから商用電源にショックレスで切り替える方式が開示されている。しかし、高圧インバータ駆動時の励磁制御方式（一般にはＡＥＲと呼ばれる励磁電流制御）から商用電源で運転する時の励磁制御方式（一般にはＡＶＲと呼ばれる自動電圧制御）への切替時期も切替方法も開示されていない。また、インバータ側遮断器を開いた後で高圧インバータを停止する方式が開示されているが、この方法では、交流電流と直流電流の独立制御が必要なＤＳＭＭＣ方式ではショックレスな切り替えはできない。また、ＤＳＭＭＣ方式の場合、上記方式ではインバータ停止時に単位変換器のコンデンサ電圧が不揃いになるため、商用電源から高圧インバータへの復帰ができない。
以下、図１８で従来技術を用いた励磁巻線付同期機に適用する場合を示す。ただし、上記特許文献５と上記特許文献６には発電電動機の種類（誘導機、永久磁石同期機、励磁巻線付同期機）については触れていないため、ここでは、既設の同期機による発電システムに周波数変換器を追加して可変速化する場合を想定し、遮断器の両端には既に同期検定器が備えられており、また、公知技術の励磁制御が適用されていると仮定する。
可変周波数電源には遮断器ＣＢ１、バイパス回路には遮断器ＣＢ２を設け、遮断器を開閉してバイパス運転と変換器運転間で双方向に切替する。
図１９に、切替時の運転シーケンスを示す。
バイパス運転から変換器運転への切替指令により、時刻ｔ１でバイパス遮断器ＣＢ２を開路すると時刻ｔ２で非同期状態になり、時刻ｔ３で遮断器ＣＢ１を閉路、時刻ｔ４でＧＤＢ状態となり変換器運転を開始する。時刻ｔ１から時刻ｔ４までが無通電期間となる。
変換器運転からバイパス運転への切替指令により、時刻ｔ５で変換器制御を通常の運転制御からバイパス準備モードに切替、電動運転時は切替時の減速を考慮した速度(同期速度以上)に整定、発電運転時は加速を考慮した速度（同期速度以下）に整定する。回転速度が整定値に達したら時刻ｔ６で遮断器ＣＢ１を開路、無拘束で同期速度に達した時刻ｔ７で同期検出したら、時刻ｔ８で変換器運転を停止、時刻ｔ９でバイパス運転を開始する。
以上の運転シーケンスで、上記の特許文献５と特許文献６には、バイパス運転と変換器運転の切替で必然的に発生する課題と解決策が開示されていない。
第１の課題は、切替期間中に発生する発電電動機の無通流期間が長いと、発電運転時は原動機が無拘束状態で加速され、あるいは電動運転時は減速されるため、通流再開時には交流系統あるいは周波数変換器で異相投入となる。
一方、発電電動機の無通流期間が短いと、負荷遮断時の電圧振幅急変直後の再投入で突発短絡となる。いずれも、過電流による系統動揺、過渡トルクによる機械衝撃が発生する課題がある。この課題は、特許文献６が示唆するように、軽負荷での切替では「課題の影響は軽微」と見なせるが、負荷が重くなるにつれて無視できなくなる。
第２の課題は、風力発電用途や需給調整機能を担う一般水力発電機器の場合、必然的にバイパス運転と変換器運転を頻繁に切替える運用となるが、バイパススイッチに遮断器を適用すると、遮断器交換周期が短くなる課題がある。
第３の課題は、既設の水力発電設備、あるいは揚水発電設備をＦＰＣ方式に改造する場合に発生する励磁制御切替の課題である。既設の発電電動機の過半は励磁巻線付の同期機であるが、既設では励磁装置を電圧（ＡＶＲ）制御する。励磁巻線から見た励磁装置は電圧源特性である。一方の変換器運転時は、電機子巻線から見た周波数変換器は電流源特性であり、必然的に励磁巻線側から見た励磁装置も電流源で永久磁石特性に近いことが望ましい。このため、励磁制御のマイナーループに励磁電流制御（ＡＣＲ）を加えることが望ましい。切替を避けるために、あるいはバイパス運転中にも励磁電流制御を加える方法もある。何れの場合も変換器運転時は電圧制御から力率１制御への切替が望ましい。また、上記第１の課題を解決するためにも、何らかの制御切替が必要となる。
本発明の目的は、上記の課題を解決し、励磁巻線付の同期機を用いた可変速発電電動装置を提供することにある。
図２０に、解決手段を示す回路構成を示す。
第１の手段は、可変速周波数電源の交流端子に限流要素ＡＣＬ１を、直流電圧源の交流端子に限流要素ＡＣＬ２を設けることで転流電流を抑制する。
直流電圧源としては、図１１Ａの１００２に示す２レベル変換器、図８の８０１に示す３レベル変換器、図９の９０１に示す５レベル変換器が適用できる。何れの変換器も高調波フィルタとして、図１０の１００１、図８の８０２、図９の９０２が必要であり、これらに含まれるインダクタンスが限流要素ＡＣＬ２として作用する。
図１７Ａ，図１７Ｂ，図１７Ｃに示すＭＭＣ変換器のうち、ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器はＡＣＬ２相当の限流要素はない。そもそも、これら２種類のＭＭＣ変換器は交流端子から直流電流分ＩＤＣを流すため、バイパス運転には適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄがＡＣＬ２相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
以上より、本発明の直流電圧源としては、ＶＳＣ変換器のうち、２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器、あるいはＤＳＭＭＣ変換器が適用可能である。
一方、可変速周波数電源として２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器を適用する場合、限流要素ＡＣＬ１として、限流リアクトルあるいは昇圧用変圧器を交流端子側に追加する必要がある。ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器は、直流電圧源と同じ理由で適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄがＡＣＬ１相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
第２の手段は、可変周波数電源と励磁巻線付の同期機の３相端子間に設けたバイパス開路の分岐点より同期機の３相端子側に計器用変流器を設け、転流期間中も励磁巻線付の同期機電流が一定となるように調整する手段を設ける。これにより、転流電流の安定な調整を実現する。
第３の手段は、励磁巻線付の同期機の励磁制御として、バイパス運転中の電圧制御（ＡＶＲ）の他に励磁電流制御ＡＣＲを設け、変換器運転と転流期間中は励磁電流制御（ＡＣＲ）に切替することで、安定な励磁巻線付の同期機の運転を実現する。
図２１Ａおよび図２１Ｂに、以上の構成で実現する運転切替時の転流モードを示す。
バイパス運転から変換器運転への切替は、可変周波数電源の運転開始（ＧＤＢ）で転流期間が開始、切替時の発電機電流ＩＧを電流指令ＩＧ０に保持することで転流電流ＩＴがＩＧに近づき、負荷開閉器ＬＳの電流をほぼ０に絞った上で負荷開閉器ＬＳを開路し、変換器運転を開始する。これによりバイパス回路の開閉に遮断器を使わなくとも済む。
変換器運転からバイパス運転への切替は、負荷開閉器ＬＳを閉路して転流電流ＩＴの通流路を確保し、変換器電流指令ＩＣ＊をゼロに変えて電流を絞って変換器を停止（ＧＢ）し、バイパス運転を開始する。これにより転流期間中も同期機の電流を一定に保つことができる。
以上の装置構成と運転シーケンスによって所期の目的を達成することができる。
本発明によれば、交流系統による一定周波数運転を前提に設置された、励磁巻線付同期機を用いた発電装置あるいは発電電動装置に、バイパス切替スイッチとＶＳＣ変換器を用いた周波数変換装置、制御切替装置を追加し、高負荷領域でのバイパス運転で電気機器側効率の最大化、軽負荷領域の周波数運転で機械側効率の最大化を両立させる。また、両運転モードの切替時に転流期間を設けることによって発電電動機の電流連続性を確保して可用性を高め、切替に伴う機器への寿命負担を軽減することによって長寿命・高信頼性を実現できる。
本発明の第１の実施形態を示す回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示す単位変換器の回路図 本発明の第１の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の第１の実施形態を示す運転シーケンス 本発明の第１の別の実施形態を示す回路図 本発明の第１の別の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第１の別の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示す回路図 本発明の第２の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の第２の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の第２の実施形態を示す運転シーケンス 本発明の第３の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 ＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の運転シーケンス 本発明の目的の実現手段を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図
以下に、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
交流系統１０１と系統遮断器１０２を介して主要変圧器１０３の３相端子（Ａｔ、Ｂｔ、Ｃｔ）を接続、他の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を接続する。直流電源装置１０４Ａの第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第２端子（Ｎ）と背後接続する。
直流電源装置１０４Ｂには、２端子（ａ、ｂ）を備えたアーム変換器６台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）を設け、アーム変換器３台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）のｂ端子を直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）に星型接続し、残るアーム変換器３台（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）のａ端子を直流電源装置１０４Ｂの第２端子（Ｎ）に星型接続する。アーム変換器（１０５ＵＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＵＮ）のｂ端子を接続し、その接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＲ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＶＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＶＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＳ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＷＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＷＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＴ端子に接続する。
直流電源装置１０４Ａは、２端子（ａ、ｂ）を備えた６台のアーム変換器１０５Ｘをグレンツ結線する。
励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）と負荷開閉器（ＬＳ１）の接続線に分岐点を設け、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。前記分岐点と励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）間に計器用変流器１２２を設ける。過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は、計器用変流器１２２で検出する励磁巻線付同期機１０７の過電流保護動作で開路する。その他の開閉は、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４による。
主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と励磁用変換器１１０の交流端子間を、励磁用遮断器１０８、励磁用変圧器１０９を介して接続し、励磁用変換器１１０の直流端子と励磁巻線付同期機１０７の励磁巻線端子（Ｆ１、Ｆ２）間を、励磁用遮断器（ＣＢＥ３）１１１を介して接続する。励磁巻線端子（Ｆ１、Ｆ２）と限流抵抗器１１２間を、励磁用遮断器（ＣＢＥ２）１１３を介して接続する。
交流系統１０１と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間を、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７、限流抵抗器１１８、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を介して接続する。限流抵抗器１１８と初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を並列接続する。
１２１は可変速制御装置で、前記計器用変流器１２２と、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。ベクトル演算装置１２４は励磁巻線付同期機１０７の電圧ＶＧ、有効電力Ｐ、無効電力Ｑを可変速制御装置１２１に出力する。ここで、励磁巻線付同期機１０７の電圧・電流は可変周波数である。特許文献７に可変周波数のベクトル演算方法が開示されている。
１２５は同期検定器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、バイパススイッチ用遮断器１１４の励磁巻線付同期機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１２１に出力する。１２７は計器用変流器で、励磁巻線付同期機１０７の励磁電流を可変速制御装置１２１に出力する。
１２８は変換器制御装置で、６台のアーム変換器の出力電流を計測する直流電流変成器１２９が計測した３相交流電流（ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮ，ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰ）、位相検出器１３０からの電気角表示の回転位相θ、ベクトル演算装置１２４からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、３台のアーム変換器（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）にゲート信号（ＧａｔｅＰ＊）を出力し、残る３台のアーム変換器（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）にゲート信号（ＧａｔｅＮ＊）を出力する。
図２Ａおよび図２Ｂは、第１の実施形態を示すアーム変換器１０５Ｘ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮの回路図である。２端子（ｘ、ｙ）を備えたｋ台（ｋは自然数）の単位変換器２０１を直列接続し、更に限流リアクトル２０２と直列接続する。限流リアクトルは、１０５Ａに示すようにアーム変換器の端子ａに設けても、１０５Ｂに示すようにアーム変換器の端子ｂに設けても、何れを任意に組み合わせてもよい。
図３は、第１の実施形態を示す単位変換器２０１の回路図である。単位変換器２０１は双方向チョッパ回路を構成するスイッチング素子３０１とスイッチング素子３０２を電圧源特性のエネルギー蓄積素子としてコンデンサ３０３に接続し、変換器制御装置１２８と接続した光通信ケーブル３０４から光・電気変換素子３０５、シリアル・パラレル変換回路３０６を介してゲートドライバ３０７に入力されるスイッチング素子３０１と３０２へのゲート信号でＰＷＭ制御し、２端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を０とコンデンサ電圧ＶＣの間で調整する。一方、コンデンサ電圧ＶＣは、直流電流変成器３０８のアナログ信号出力をアナログ・ディジタル変換器３０９とパラレル・シリアル変換器３１０、電気・光変換素子器３１１を介して光信号ケーブル３０４で変換器制御装置１２８に帰還する。この構成によれば、スイッチング素子に流れる電流は３０１または３０２の何れか１素子に限られるため、損失を最小に抑えることができる。
以上、図１、図２Ａ、図２Ｂ、図３の実施形態において、運転開始時のシーケンスを説明する。
運転開始前は系統遮断器１０２を開路、直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３は放電済み、励磁巻線付同期機１０７は停止状態とする。
最初に、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を閉路、続いて初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７を閉路、限流抵抗器１１８の抵抗値で電流を抑制し、スイッチング素子３０２を構成するダイオードを介して直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を充電開始、コンデンサの電圧ＶＣの上昇と共に減衰する初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７の電流が所期の値になったら初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を閉路して充電を加速する。これにより、コンデンサ３０３の電圧ＶＣは直流電圧指令ＶＤＣ＊の約１／２ｋ相当まで上昇する。ただし、ｋは単位変換器２０１の直列数ｋとする。続いて、アーム変換器１０５のゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を動作開始し、スイッチング素子３０１と３０２をチョッピングモードでコンデンサ３０３を所期の値まで昇圧する。昇圧終了後、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を開路して初充電操作を終了する。
ただし、通常停止時は直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を放電しない。従って、例外的に、長期停止直後でコンデンサ３０３が自然放電された場合、保守点検時に放電させた直後を除けば、上記の初充電操作は不要である。
続いて、系統遮断器（ＣＢ１）１０２を閉路して主要変圧器を充電し、運転待機状態とする。
以下、可変速発電電動装置の電動機モード始動方法について、特許文献４に従って概略説明する。
バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は開路、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は閉路状態を保持する。
励磁巻線遮断器（ＣＢＥ２）１１３を閉路、励磁巻線遮断器（ＣＢＥ３）１１１を開路状態にする。以上で直流電源装置１０４Ｂを起動すると、励磁巻線付同期機１０７は、ダンパー巻線による誘導機モードで起動する。起動後、直流電源装置１０４Ｂへのゲートブロック指令ＧＢ＊で一旦停止し、励磁巻線遮断器（ＣＢＥ３）１１１を閉路して励磁用変換器１１０に接続する。続いて励磁巻線遮断器（ＣＢＥ２）１１３を開路し、限流抵抗器１１２を切り離す。直流電源装置１０４Ｂを再起動し、励磁巻線付同期機１０７を同期機として加速制御する。回転速度が可変速運転範囲に入ると加速制御から通常の可変速電動機モードの運転に切り替える。
可変速発電電動装置の発電機モード始動方法は、電動機モードと同じ方法で起動することもできる。しかし、特段の理由が無い限り、原動機で可変速運転範囲、あるいは同期速度まで加速する方法が一般的である。
図４は、第１の実施形態を示す変換器制御装置１２８の制御ブロック図である。
４０１は速度演算器で、回転位相検出器１３０からの回転位相信号θの現在値と前回周期で同一位相の信号からのサンプル数Ｎｐから回転速度ωを演算する。ここで、サンプル周期をΔｔとすると、ω＝２×π／（Ｎｐ×Δｔ）の関係が成り立つ。
４０２Ａは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＰを演算する。４０２Ｂは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＮを演算する。
４０３Ａはｄ－ｑ変換器で、数式１の演算を行う。４０３Ｂはｄ－ｑ変換器で、数式２の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure 0006995991000001
Figure 0006995991000002
４０４Ａと４０４Ｂは交流電流調整器で、指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＰ，ＩＱＰが一致するように、指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分して極性を反転した指令値と計測演算値ＩＤＮ，ＩＱＮが一致するように制御演算する。
４０５Ａは直流電流調整器で、出力指令Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＰが一致するように制御演算する。４０５Ｂは直流電流調整器で、前記直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＮが一致するように制御演算する。
４０６Ａと４０６Ｂは逆ｄ－ｑ変換演算器で、数式３を演算する。
Figure 0006995991000003
４０７Ａはアーム１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰへの直流電圧指令補正演算器、４０７Ｂはアーム１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮへの直流電圧指令補正演算器であり、各アームへの出力電圧指令ＶＵＰ＊，ＶＶＰ＊，ＶＷＰ＊，ＶＵＮ＊，ＶＶＮ＊，ＶＷＮ＊を出力する。
以上より、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の相電圧を（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム変換器１０５ＵＰとアーム変換器１０５ＵＮへの出力電圧指令は、
ＶＲＰ＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
ＶＲＮ＊＝－ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。
これらの出力電圧指令と単位変換器２０１のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器４０８Ａと４０８Ｂでゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を出力する。
４０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器４１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。
４０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器４１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。
４０９Ｃは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は有効電力値Ｐを、指令値ＳＷａがｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。これにより、指令値がｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の有効電力値Ｐを保持出力する。指令切替器４１１Ｃは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は有効電力指令Ｐ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。
直流電圧指令ＶＤＣ＊と指令切替器４１１Ｃの出力とから、割り算器４１２は直流電流指令ＩＤＣ＊を出力する。４１３は指令切替器で、指令値ＳＷｃがｎ状態の時はＩＤＣ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＮＯＴ回路４１４とゲート出力阻止回路４１５Ａ、４１５Ｂにより、ゲートブロック信号ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置のスイッチング素子３０１、３０２は全数が消弧される。
４１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂ、指令値ＳＷｃを各々２値選択出力する。
図５は、第１の実施形態を示す可変速制御装置１２１の制御ブロック図である。
５０１は電圧指令発生器で、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒ、電圧下げ９０Ｌ指令を入力し、前回値出力器５１３Ａが出力する値に積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。電圧指令ＶＧ＊は、一定利得（ＫＱ）５０２Ａで無効電力指令Ｑ＊に変換する。無効電力調整器５０４は、無効電力指令Ｑ＊とベクトル演算装置１２４からの無効電力Ｑの突き合わせを入力して電流指令ＩＱ＊を指令切替器５０３Ｃに出力する。
発電機電圧調整器５０５は、電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４からの発電機電圧ＶＧの突き合わせを入力して指令切替器５０３Ａに出力する。
励磁電流調整器５０６は、励磁電流指令ＩＦ＊と計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦの突き合わせを入力して指令切替器５０３Ａに出力する。
ここで、励磁電流調整器５０６は、比例ゲイン（ＫＣＰ）相当の一定利得５１４Ａ、積分ゲイン（ＫＣＩ）相当の一定利得５１４Ｂ、前回値出力器５１３Ｃと加算器５１４Ｃで一定利得５１４Ｂの出力の累積加算し、比例積分制御演算結果として出力する。
指令切替器５０３Ａは、指令値ＳＷ３がｓ状態の時、発電機電圧調整器５０５の出力を選択し、指令値ＳＷ３がａ状態の時、励磁電流調整器５０６の出力を選択し、励磁電圧指令ＶＦ＊として励磁用変換器１１０に出力する。
５０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θから回転速度Ｎを演算する。
５０８は速度指令発生器で、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒ、周波数下げ１５Ｌ指令を入力し、前回値出力器５１３Ｄで積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）５０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換する。この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算してベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐと突き合わせ入力して有効電力調整器５０９で調整し、電流指令ＩＤ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
５１０は直流電圧指令発生器で、有効電力指令Ｐ＊から直流電圧指令ＶＤＣ＊を演算し、変換器制御装置１２８に出力する。
５０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は一定利得（ＫＱ）５０２Ａの出力を、ａ状態の時は０を出力する。
５０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
５０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
５０３Ｅは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
５０３Ｆは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｔ状態の時は前回値出力器５１３Ｂの出力を、ｎ状態の時は計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦを選択出力し、前回値出力器５１３Ｂに入力する。
５０３Ｇは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は励磁電流指令ＩＦ＊を、ｔ状態の時は前回値出力器５１３Ｂの出力を選択出力する。
立上り検出器５１１は、指令値ＳＷ３のｓ状態からａ状態への変化を検出する演算時のみは指令切替器５０３Ｈへの指令をｔ状態とし、次の演算時はｎ状態に戻す。指令値ＳＷ３のａ状態からｓ状態への変化を検出する演算時は指令切替器５０３Ｈへの指令をｎ状態に保持し、指令値ＳＷ３に変化が無いときも５０３Ｈへの指令をｎ状態に保持する。
５０３Ｈは指令切替器で、立上り検出器５１１からの指令値がｎ状態の時は積分演算結果相当の加算器出力を、ｔ状態の時は積分演算結果をリセットして発電機電圧調整器５０５からの出力に切り替える。
５１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２、指令値ＳＷ３、指令値ＳＷ４、指令値ＳＷ５を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック信号ＧＢ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
図６は、本発明の第１の実施形態を示す運転シーケンスである。
以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
最初にバイパス運転時の状態を図６の上段から順に説明する。
指令値ＳＷ１はｎ状態、前回値出力器５１３Ｂは、励磁電流ＩＦの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷ２はｎ状態、指令切替器５０３Ｇにより励磁電流指令ＩＦ＊の更新を続け、変換器運転への切替に備える。ＳＷ３はｓ状態、指令切替器５０３Ａは、発電機電圧調整器５０５からの出力を選択して電圧指令ＶＦ＊に出力し、発電機電圧調整器５０５で電圧制御する。ＳＷ４はａ状態、指令切替器５０３Ｂは、無効電力指令Ｑ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力する。指令切替器５０３Ｄは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力する。
本実施形態によれば、バイパス運転から変換器運転への切替え直前の状態を初期状態として保持するので安定な運転モード切替を実現する効果がある。以上が可変速制御装置１２１の状態である。
指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器４１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器４１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器４１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器４１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器４１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、指令切替器４１１Ｃは有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｃはｎ状態、指令切替器４１３は有効電力Ｐと直流電圧指令ＶＤＣ＊から演算した直流電流指令ＩＤＣ＊の更新を続ける。以上が変換器制御装置１２８の状態である。
直流電源装置１０４Ｂへのゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１、ゲート停止状態（以下、「ＧＢ状態」と称す。）である。初充電時にコンデンサ３０３をチョッピング動作で昇圧してあるため、スイッチング素子３０２のダイオードを介して直流電源装置１０４Ｂが通流することはない。
バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検定器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ１がｔ状態に変わり、前回値保持器５１３ＢはＳＷ１状態変化時点の励磁電流ＩＦを保持する。
時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ＳＷ２がｔ状態に変わり、指令切替器５０３Ｇは時刻ｔ１時の励磁電流ＩＦ値を保持する。また、ＳＷ３がａ状態に変わり、励磁電圧指令ＶＦ＊は励磁電流調整器５０６出力に切り替わる。ＳＷ３がａ状態に変わるタイミングで、指示切替器５０３Ｈのワンショット動作で励磁電流調整器５０６の積分器出力が励磁電圧指令値ＶＦ＊の変化直前の値に置き換えられる。
本実施形態によれば、励磁電圧指令ＶＦ＊の連続性を確保するので安定な運転モード切替を実現する効果がある。
時刻ｔ３は時刻ｔ２と同時で良いが、可変速制御装置１２１から変換器制御装置１２８への伝送遅れが発生する場合が多い。伝送遅れを過渡現象に比べて短く設定できるならば、時刻ｔ３は時刻ｔ２と同時と見なせる。時刻ｔ３で指令値ＳＷａが状態ｔに変わると、前回値保持器４１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値保持器４１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持し、前回値保持器４１０Ｃは指令値ＳＷａ状態変化時点の有効電力Ｐを保持する。
時刻ｔ４は時刻ｔ３のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲート出力状態（以下、「ＧＤＢ状態」と称す。）となり、直流電源装置１０４Ｂが動作開始する。
時刻ｔ４でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ５は時刻ｔ４からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。時刻ｔ５で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器４１１Ａは可変速制御装置１２１からの電流指令ＩＤ＊に、指令切替器４１１Ｂは電流指令ＩＱ＊に、指令切替器４１１Ｃは有効電力指令Ｐ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１２８の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ５でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
時刻ｔ６で指令値ＳＷ２がｔ状態からｎ状態に変わると、指令切替器５０３Ｇは励磁電流指令ＩＦ＊に切り替わる。
時刻ｔ６は時刻ｔ５からの遅れ設定値によって決まる。その値は、可変速制御系の切り替え応答時間に余裕をとって設定する。ただし、電流指令ＩＤ＊およびＩＱ＊に対する応答時間の方がＩＦ＊指令に対する応答よりも速いため、必ずしも応答時間を待つ必要はない。次の時刻ｔ７と時刻ｔ６は順序を逆転させても支障ない。
時刻ｔ７はバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２から直流電源装置１０４Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間は励磁巻線付同期機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ７でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を開路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
時刻ｔ８で同期検定器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検定機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１２１と変換器制御装置１２８に影響を与えることはない。
以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
時刻ｔ９でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ４がｓ状態に変わり、指令切替器５０３Ｂは一定利得５０２Ａの出力に切り替わり、電圧指令ＶＧ＊の（ＫＱ倍）となる。これにより、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒおよび電圧下げ９０Ｌ指令による発電機電圧調整を開始する。指令切替器５０３Ｄは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒおよび周波数下げ１５Ｌ指令による発電機回転速度調整を開始する。
時刻ｔ１０で同期検定器１２５が同期を検出する。時刻ｔ１０は時刻ｔ９で開始した同期調整から同期検定器１２５が同期を検出するまでの時間で、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、可変速制御系の応答時間で決まる。
時刻ｔ１１でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路する。時刻ｔ１１は時刻ｔ１０から１サンプル周期Δｔ後に投入指令を出力してから実際に閉路するまでの時間で決まる。
時刻ｔ１１で変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ１２で指令ＳＷｃをｔ状態に切替、指令切替器４１３で直流電流指令ＩＤＣ＊をゼロにする。また、指令ＳＷ５をｔ状態に切替、指令切替器５０３Ｃで電流指令ＩＱ＊をゼロに、指令切替器５０３Ｅで電流指令ＩＤ＊をゼロに切替、直流電源装置１０４Ｂの電流をゼロに絞る。
本実施形態によれば、ＧＢ状態の前に電流指令をゼロに切り替えて電流制御系の応答で電流を絞るため、安定な運転モード切替を実現する効果がある。
時刻ｔ１３でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１０４Ｂが停止する。
時刻ｔ１３は時刻ｔ１２からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。
時刻ｔ１３で直流電源装置１０４Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
時刻ｔ１４で指令ＳＷ３をｓ状態に切替、励磁電圧指令ＶＦ＊を励磁電流調整器５０６から発電機電圧調整器５０５に切替、通常の同期機制御状態に切り替える。時刻ｔ１４でＳＷ４をａ状態に切替、ＳＷ５、ＳＷｃをｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
時刻ｔ１４は時刻ｔ１３からの遅れ設定値によって決まる。その設定値は、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、発電機電圧調整器５０５の応答時間で決めて良い。
図７は、本発明の第１の別の実施形態を示す回路図である。前の図１と同じ番号は同じ内容を示すため、重複を避けるため説明を省略する。
直流電源装置７０４の３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）に接続する。直流電源装置７０４の第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第１端子（Ｎ）と背後接続する。
図８は、本発明の第１の別の実施形態を示す、直流電源装置７０４の回路図である。
８０１は３レベルＶＳＣ変換回路、８０２は高調波フィルタである。高調波フィルタ８０２は、変換器運転とバイパス運転の転流期間中の電流抑制効果を兼ねる。
図９は、本発明の第１の別の実施形態を示す、直流電源装置７０４の回路図である。
９０１は非特許文献１に開示されている５レベルＶＳＣ変換回路、９０２は高調波フィルタである。高調波フィルタ９０２は、変換器運転とバイパス運転の転流期間中の電流抑制効果を兼ねる。
以上、図８と図９の実施形態によれば、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器１１７、１１９、１２０、限流抵抗器１１８といった初充電用機器を省略できる。
（第２の実施形態）
図１０は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。前の図１と同じ番号は同じ内容なので、重複を避けるために説明を省略する。
主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１００２の３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を、高調波フィルタ１００１を介して接続する。この前記接続線に直列の限流要素となるリアクトルを高調波フィルタは含む。直流電源装置１００２の第１端子（Ｐ）は直流電源装置１００３Ａの第１端子（Ｐ）、直流電源装置１００３Ｂの第１端子（Ｐ）と星形接続し、直流電源装置１００２Ａの第２端子（Ｎ）は直流電源装置１００３Ａの第２端子（Ｎ）、直流電源装置１００３Ｂの第２端子（Ｎ）と星形接続する。直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と、直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と、負荷開閉器（ＬＳ１）１０６の第１の３相端子を、各相毎に星形接続する。この星形接続点と直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間に限流リアクトル１００４Ａと定直流電流変成器１００５Ａを設ける。また、この星形接続点と直流電源装置１００３Ｂの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間に限流リアクトル１００４Ｂと直流電流変成器１００５Ｂを設ける。
負荷開閉器（ＬＳ１）１０６の第２の３相端子と励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）を接続し、接続線に分岐点を設ける。この分岐点と３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の間に計器用変流器１２２を設ける。
また、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。
１００６は可変速制御装置で、前記計器用変流器１２２と、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。
１２５は同期検定器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５の励磁巻線付同期機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１００６に出力する。１２７は計器用変流器で、励磁巻線付同期機１０７の励磁電流を可変速制御装置１００６に出力する。
１００７は変換器制御装置で、直流電流変成器１００５Ａからの３信号（ＩＵ１、ＩＶ１、ＩＷ１）と１００５Ｂからの３信号（ＩＵ２、ＩＶ２、ＩＷ２）、位相検出器１３０からの電気角表示の回転位相信号θ、ベクトル演算装置からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、直流電源装置１００３Ａにゲート信号（Ｇａｔｅ１＊）を出力し、直流電源装置１００３Ｂにゲート信号（Ｇａｔｅ２＊）を出力する。
図１１Ａおよび図１１Ｂは、第２の実施形態を示す直流電源装置１００２と直流電源装置１００３の回路図である。ただし、直流電源装置１００３は、同じ回路構成の直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂを代表する。直流電源装置１００２は自己消弧型スイッチング素子１１０１をグレンツ結線した２レベルＰＷＭ変換器回路で、第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）間に直流コンデンサ１１０２を接続する。直流電源装置１００３は、１００２と同じく自己消弧型スイッチング素子１１０３による２レベルＰＷＭ変換器回路である。
図１２は、第２の実施形態を示す変換器制御装置１００７の制御ブロック図である。
１２０３Ａはｄ－ｑ変換器で数式４の、ｄ－ｑ変換器１２０３Ｂは数式５の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure 0006995991000004
Figure 0006995991000005
１２０４Ａと１２０４Ｃは交流電流調整器で、各々指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤ１、ＩＱ１が一致するように、１２０４Ｂと１２０４Ｄは各々指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値とＩＤ２，ＩＱ２が一致するように制御演算する。
１２０６Ａと１２０６Ｂは逆ｄ－ｑ変換演算器で、数式６を演算する。
Figure 0006995991000006
逆ｄ－ｑ変換演算器１２０６Ａの出力ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊から、ＰＷＭ演算器１２０８Ａでゲート指令Ｇａｔｅ１＊を直流電源装置１００３Ａに出力する。
逆ｄ－ｑ変換演算器１２０６Ｂの出力ＶＵ２＊，ＶＶ２＊，ＶＷ２＊から、ＰＷＭ演算器１２０８Ｂでゲート指令Ｇａｔｅ２＊を直流電源装置１００３Ｂに出力する。
１２０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器１２１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器１２１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器１２１０Ａを選択出力する。
１２０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器１２１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器１２１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器１２１０Ｂを選択出力する。
ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＮＯＴ回路１２１４とゲート出力阻止回路１２１５Ａ、１２１５Ｂにより、ゲートブロック信号ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置１００３Ａと直流電源装置１００３Ｂのスイッチング素子１１０３は全数が消弧される。
１２１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂを各々２値選択出力する。
図１３は、第２の実施形態を示す可変速制御装置１００６の制御ブロック図である。
１３０１は電圧指令発生器で、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒ、電圧下げ９０Ｌ指令を入力し、前回値出力器１３１３Ａで積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。電圧指令ＶＧ＊は、一定利得（ＫＱ）１３０２Ａで無効電力指令Ｑ＊に変換する。無効電力調整器１３０４は、無効電力指令Ｑ＊とベクトル演算装置１２４からの無効電力Ｑと突き合わせを入力して電流指令ＩＱ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
発電機電圧調整器１３０５は、電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４からの発電機電圧ＶＧの突き合わせを入力して指令切替器１３０３Ａに出力する。
励磁電流調整器１３０６は、励磁電流指令ＩＦ＊と計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦの突き合わせを入力して指令切替器１３０３Ａに出力する。
ここで、励磁電流調整器１３０６は、比例ゲイン（ＫＣＰ）相当の一定利得１３１４Ａ、積分ゲイン（ＫＣＩ）相当の一定利得１３１４Ｂ、前回値出力器１３１３Ｃと加算器１３１４Ｃで一定利得１３１４Ｂの出力の累積加算し、比例積分制御演算結果として出力する。
指令切替器１３０３Ａは、指令値ＳＷ３がｓ状態の時、発電機電圧調整器１３０５の出力を選択し、指令値ＳＷ３がａ状態の時、励磁電流調整器１３０６の出力を選択し、励磁電圧指令ＶＦ＊として励磁用変換器１１０に出力する。
１３０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θから回転速度Ｎを演算する。
１３０８は速度指令発生器で、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒ、周波数下げ１５Ｌ指令を入力し、前回値出力器１３１３Ｄで積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）１３０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換する。この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算してベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐと突き合わせ入力して有効電力調整器１３０９で調整し、電流指令ＩＤ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
１３０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は一定利得（ＫＱ）１３０２Ａの出力を、ａ状態の時は０を出力する。
１３０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
１３０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
１３０３Ｅは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
１３０３Ｆは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｔ状態の時は前回値出力器１３１３Ｂの出力を、ｎ状態の時は計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦを選択出力し、前回値出力器１３１３Ｂに入力する。
１３０３Ｇは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は励磁電流指令ＩＦ＊を、ｔ状態の時は前回値出力器１３１３Ｂの出力を選択出力する。
立上り検出器１３１１は、指令値ＳＷ３のｓ状態からａ状態への変化を検出する演算時のみは指令切替器１３０３Ｈへの指令をｔ状態とし、次の演算時はｎ状態に戻す。指令値ＳＷ３のａ状態からｓ状態への変化を検出する演算時は指令切替器１３０３Ｈへの指令をｎ状態に保持し、指令値ＳＷ３に変化が無いときも１３０３Ｈへの指令をｎ状態に保持する。
１３０３Ｈは指令切替器で、立上り検出器１３１１からの指令値がｎ状態の時は積分演算結果相当の加算器出力を、ｔ状態の時は積分演算結果をリセットして発電機電圧調整器１３０５からの出力に切り替える。
１３１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２、指令値ＳＷ３、指令値ＳＷ４、指令値ＳＷ５を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック信号ＧＢ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
図１４は、本発明の第２の実施形態を示す運転シーケンスである。
以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
最初にバイパス運転時の状態を図１４の上段から順に説明する。
指令値ＳＷ１はｎ状態、前回値出力器１３１３Ｂは、励磁電流ＩＦの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷ２はｎ状態、指令切替器１３０３Ｇにより励磁電流指令ＩＦ＊の更新を続け、変換器運転への切替に備える。ＳＷ３はｓ状態、指令切替器１３０３Ａは、発電機電圧調整器１３０５からの出力を選択して電圧指令ＶＦ＊に出力し、発電機電圧調整器１３０５で電圧制御する。ＳＷ４はａ状態、指令切替器１３０３Ｂは、無効電力指令Ｑ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力し、変換器運転切替に備えて初期状態を保持する。指令切替器１３０３Ｄは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力し、変換器運転への切替に備えて初期状態を保持する。以上が可変速制御装置１００６の状態である。
指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器１２１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器１２１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器１２１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器１２１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器１２１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、変換器運転への切替に備える。以上が変換器制御装置１００７の状態である。
直流電源装置１００３Ａへのゲート指令Ｇａｔｅ１＊と直流電源装置１００３Ｂへのゲート指令Ｇａｔｅ２＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１でＧＢ状態である。
バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検定器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１００６に入力すると、指令値ＳＷ１がｔ状態に変わり、前回値保持器１３１３ＢはＳＷ１状態変化時点の励磁電流ＩＦを保持する。
時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ＳＷ２がｔ状態に変わり、指令切替器１３０３Ｇは時刻ｔ１時の励磁電流ＩＦ値を保持する。また、ＳＷ３がａ状態に変わり、励磁電圧指令ＶＦ＊は励磁電流調整器１３０６出力に切り替わる。ＳＷ３がａ状態に変わるタイミングで、指示切替器１３０３Ｈのワンショット動作で励磁電流調整器１３０６の積分器出力が励磁電圧指令値ＶＦ＊の変化直前の値に置き換えられる。これにより、励磁電圧指令ＶＦ＊の連続性を確保する。
時刻ｔ３で指令値ＳＷａが状態ｔに変わると、前回値保持器１２１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値保持器１２１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持する。
時刻ｔ４は時刻ｔ３のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＧＤＢ状態となり、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが動作開始する。
時刻ｔ４でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ５で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器１２１１Ａは可変速制御装置１００６からの電流指令ＩＤ＊に、指令切替器１２１１Ｂは電流指令ＩＱ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１００７の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ５でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
時刻ｔ６で指令値ＳＷ２がｔ状態からｎ状態に変わると、指令切替器１３０３Ｇは励磁電流指令ＩＦ＊に切り替わる。
時刻ｔ７はバイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４から直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間は励磁巻線付同期機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２（ＬＳ２）１１４の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ７でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２（ＬＳ２）１１４を閉路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
時刻ｔ８で同期検定器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検定機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１００６と変換器制御装置１００７に影響を与えることはない。
以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
時刻ｔ９でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１００６に入力すると、指令値ＳＷ４がｓ状態に変わり、指令切替器１３０３Ｂは一定利得１３０２Ａの出力に切り替わり、電圧指令ＶＧ＊の（ＫＱ倍）となる。これにより、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒおよび電圧下げ９０Ｌ指令による発電機電圧調整を開始する。指令切替器１３０３Ｄは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒおよび周波数下げ１５Ｌ指令による発電機回転速度調整を開始する。
時刻ｔ１０で同期検定１２５器が同期を検出する。
時刻ｔ１１でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路し、変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
時刻ｔ１２で指令ＳＷ５をｔ状態に切替、指令切替器１３０３Ｃで電流指令ＩＱ＊をゼロに、指令切替器１３０３Ｅで電流指令ＩＤ＊をゼロに切替、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂの電流をゼロに絞る。
時刻ｔ１３でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが停止する。
時刻ｔ１３で直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
時刻ｔ１４で指令ＳＷ３をｓ状態に切替、励磁電圧指令ＶＦ＊を励磁電流調整器１３０６から発電機電圧調整器１３０５に切替、通常の同期機制御状態に切り替える。時刻ｔ１４でＳＷ４をａ状態に切替、ＳＷ５をｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
（第３の実施形態）
図１５は、本発明の第３の実施形態を示す変換器制御装置１００８のブロック図である。前の図１２と同じ番号は同じ内容なので、重複を避けるために説明を省略する。
１５０１は根２乗和演算器で、電流指令ＩＤ＊とＩＱ＊を入力して電流指令振幅Ｉ＊を出力する。
１５０２は電流分配演算器で、電流指令振幅Ｉ＊と直流電流装置１００３Ａと１００３Ｂの定格電流Ｉ０＊の電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）を入力して電流分配率αを出力する。電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）が０から増加し、設定値ｓ１に達すると電流分配率αを１から０．５に切り替える。電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）が１から減少し、設定値ｓ２に達すると電流分配率αを０．５から１に切り替える。設定値ｓ１とｓ２は、ｓ１＜ｓ２＜０．５としてヒステリシス特性を持たせる。
本実施形態によれば、ヒステリシス特性によって電流分配率α切り替えの頻度を下げ、更に安定な運転を実現する効果がある。
１５０３は１次遅れ回路で、電流分配率αから電流分配指令βを出力し、加算器１５０４で指令切り替え器１５０５Ａへの指令をβに、指令切り替え器１５０５Ｂへの指令を（１－β）に設定する。
指令切り替え器１５０５Ａと指令切り替え器１５０５Ｂは、指令値ＳＷｄがｈ状態に切り替わると、加算器１５０７Ａと１５０７Ｂを経て乗算器１５０８Ａと乗算器１５０８Ｃへの入力がβ１＝βとなり、乗算器１５０８Ｂと乗算器１５０８Ｄへの入力がβ２＝（１－β）となる。指令値ＳＷｄがｋ状態に切り替わると、乗算器１５０８Ａと乗算器１５０８Ｃへの入力がβ１＝（１－β）となり、乗算器１５０８Ｂと乗算器１５０８Ｄへの入力がβ２＝βとなる。
変換器選択切替器１５０６で、指令値ＳＷｄをｈ状態とｋ状態に切替える。切替により、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂの使用率を平準化する。切替時期は、直流電源装置の起動毎でも良いし、発電電動装置の起動毎でも良い。
本実施形態によれば、変換器選択切替によって並列した直流電源装置の使用率を平準化することにより、より長寿命で保守間隔の長い運転を実現する効果がある。
電流分配指令β１が０の時、ゲート阻止回路１５０９Ａへの指令ＧＤＢ１＊を１から０に切り替えるとＧａｔｅ１＊を停止、直流電源装置１００３Ａのターンオン損失、ターンオフ損失を抑制できる。
電流分配指令β２が０の時、ゲート阻止回路１５０９Ｂへの指令ＧＤＢ２＊を１から０に切り替えるとＧａｔｅ２＊を停止、直流電源装置１００３Ｂのターンオン損失、ターンオフ損失を抑制できる。
１０１ 交流系統
１０２ 系統遮断器
１０３ 主要変圧器
１０４Ａ、１０４Ｂ、７０４、１００２、１００３、１００３Ａ、１００３Ｂ 直流電源装置
１０５、１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ、１０５Ｘ アーム変換器
１０６ 負荷開閉器
１０７ 励磁巻線付同期機
１０８ 励磁用遮断器
１０９ 励磁用変圧器
１１０ 励磁用変換器
１１１、１１３ 励磁巻線遮断器
１１２、１１８ 限流抵抗器
１１４ バイパススイッチ用負荷開閉器
１１５ 過電流保護用遮断器
１１６ 初充電用変圧器
１１７、１１９、１２０ 初充電用遮断器
１２１、１００６ 可変速制御装置
１２２、１２７ 計器用変流器
１２３、１２６Ａ、１２６Ｂ 計器用変圧器
１２４ ベクトル演算装置
１２５ 同期検定器
１２８、１００７、１００８ 変換器制御装置
１２９、３０８、１００５Ａ、１００５Ｂ 直流電流変成器
１３０ 回転位相検出器
２０１ 単位変換器
２０２、１００４Ａ、１００４Ｂ 限流リアクトル
３０１、３０２ スイッチング素子
３０３ コンデンサ
３０４ 光通信ケーブル
３０５ 光・電気変換素子
３０６ シリアル・パラレル変換回路
３０７ ゲートドライバ
３０９ アナログ・ディジタル変換器
３１０ パラレル・シリアル変換回路
３１１ 電気・光変換素子
４０１、５０７、１２０１、１３０７ 速度演算器
４０２Ａ、４０２Ｂ、１２０２Ａ、１２０２Ｂ 移動平均演算器
４０３Ａ、４０３Ｂ、１２０３Ａ、１２０３Ｂ ｄ－ｑ変換器
４０４Ａ、４０４Ｂ、１２０４Ａ、１２０４Ｂ、１２０４Ｃ、１２０４Ｄ 交流電流調整器
４０５Ａ、４０５Ｂ 直流電流調整器
４０６Ａ、４０６Ｂ、１２０６Ａ、１２０６Ｂ 逆ｄ－ｑ変換器
４０７Ａ、４０７Ｂ 直流電圧指令補正演算器
４０８Ａ、４０８Ｂ、１２０８Ａ、１２０８Ｂ ＰＷＭ演算器
４０９Ａ、４０９Ｂ、４０９Ｃ、４１１Ａ、４１１Ｂ、４１１Ｃ、４１３、５０３Ａ、５０３Ｂ、５０３Ｃ、５０３Ｄ、５０３Ｅ、５０３Ｆ、５０３Ｇ、５０３Ｈ １２０９Ａ、１２０９Ｂ、１２１１Ａ、１２１１Ｂ、１３０３Ａ、１３０３Ｂ、１３０３Ｃ、１３０３Ｄ、１３０３Ｅ、１３０３Ｆ、１３０３Ｇ、１３０３Ｈ、１５０５Ａ、１５０５Ｂ 指令切替器
４１０Ａ、４１０Ｂ、４１０Ｃ、５１３Ａ、５１３Ｂ、５１３Ｃ、５１３Ｄ、１２１０Ａ、１２１０Ｂ、１３１３Ａ、１３１３Ｂ、１３１３Ｃ、１３１３Ｄ 前回値出力器
４１２ 割り算器
４１４、１２１４ ＮＯＴ回路
４１５Ａ、４１５Ｂ、１２１５Ａ、１２１５Ｂ、１５０９Ａ、１５０９Ｂ ゲート出力阻止回路
４１６、１２１６ 変換器制御切替器
５０１、１３０１ 電圧指令発生器
５０２Ａ、５０２Ｂ、５１４Ａ、５１４Ｂ、１３０２Ａ、１３０２Ｂ、１３１４Ａ、１３１４Ｂ 一定利得
５０４、１３０４ 無効電力調整器
５０５、１３０５ 発電機電圧調整器
５０６、１３０６ 励磁電流調整器
５０８、１３０８ 速度指令発生器
５０９、１３０９ 有効電力調整器
５１０ 直流電圧指令発生器
５１１、１３１１ 立上り検出器
５１２、１３１２ 可変速制御切替器
８０１ ３レベルＶＳＣ変換回路
８０２ 高調波フィルタ
９０１ ５レベルＶＳＣ変換回路
９０２、１００１ 高調波フィルタ
１５０１ 根２乗和演算器
１５０２ 電流分配演算器
１５０３ １次遅れ回路
１５０４、１５０７Ａ、１５０７Ｂ 加算器
１５０６ 変換器選択切替器
１５０８Ａ、１５０８Ｂ、１５０８Ｃ、１５０８Ｄ 乗算器

Claims (7)

  1. 電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器であって、このｋ個（ｋは１以上の自然数）の単位変換器と１個の限流リアクトルと１個の直流電流変成器とを直列接続した２端子のアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側３端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子と交流側３端子で並列接続した可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と励磁巻線を備えた３相交流同期機の交流３端子を接続し、この３相交流同期機の励磁巻線２端子を励磁装置に接続し、この３相交流同期機の交流電圧が指令値に一致するように前記励磁装置への操作量を調整する自動電圧調整器と、前記直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように前記単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相交流同期機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相交流同期機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    前記可変周波数電力変換器で前記３相交流同期機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相交流同期機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  2. ＰＷＭ変調の自己消弧型スイッチング素子をｋ個（ｋは１以上の自然数）備えたアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側に３個の中間端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子で並列接続し、直流側２端子間にｎ個（ｎは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を設け、各相毎にｍ個の限流リアクトルの第１端子を前記３個の中間端子に接続し、このｍ個の限流リアクトルの第２端子を星形接続して交流端子とした２レベルあるいは３レベルあるいは５レベル電圧型変換器からなる可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と励磁巻線を備えた３相交流同期機の交流３端子を接続し、この３相交流同期機の励磁巻線２端子を励磁装置に接続し、この３相交流同期機の交流電圧が指令値に一致するように前記励磁装置への操作量を調整する自動電圧調整器と、直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相交流同期機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相交流同期機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    前記可変周波数電力変換器で前記３相交流同期機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相交流同期機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  3. 第２の３相分岐回路と第１の負荷開閉器の間に交流遮断器を設け、計器用変流器で過電流を検出して前記交流遮断器を開路することを特徴とする、請求項１または２に記載の可変速発電電動装置。
  4. 第２の３相分岐回路と可変周波数変換器の間に第２の負荷開閉器を設け、変換器モードからバイパスモードに切替える時は単位変換器へのゲート指令を阻止し、続いて前記第２の負荷開閉器を開路する装置を第１のモード切替装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は前記第２の負荷開閉器を閉路し、続いて切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
  5. 励磁巻線付同期機の励磁巻線に励磁用直流電流変成器を設け、この励磁用直流電流変成器の電流が励磁電流指令値に一致するように記励磁装置を操作する励磁電流調整器を設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は切替え時の励磁用直流電流変成器の電流値を保持して励磁電流調整器の電流指令値とし、続いて自動電圧調整器から励磁電流調整器に切替える装置を前記第１のモード切替え装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は、第１の負荷開閉器を開路してから励磁電流調整器から自動電圧調整器に切替える装置を第２のモード切替え装置に設けたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
  6. 第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間に第１の負荷開閉器に並列して同期検定器を設け、この同期検定器の周波数と電圧調整信号を用いて可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する同期調整器を設け、変換器モードからバイパスモードへの切替えを阻止して電力調整器から同期調整器に切替えし、同期検定を確認してから前記変換器モードからバイパスモードへのモード切替の阻止を解除する装置を第１のモード切替装置に設けたことを特徴とする請求項５に記載の可変速発電電動装置。
  7. 電力調整器からの電流指令値に応じてｍ個（ｍは２以上の自然数）のユニット変換器単位で単位変換器へのゲート指令を開始・停止し、この開始・停止と同時に変換器電流調整器への電流指令値を切替える第３のモード切替装置を設けたことを特徴とする請求項１から６のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
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