WO2019235595A1 - 可変速発電電動装置 - Google Patents

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WO2019235595A1
WO2019235595A1 PCT/JP2019/022626 JP2019022626W WO2019235595A1 WO 2019235595 A1 WO2019235595 A1 WO 2019235595A1 JP 2019022626 W JP2019022626 W JP 2019022626W WO 2019235595 A1 WO2019235595 A1 WO 2019235595A1
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switching
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明 阪東
孝 小宅
一瀬　雅哉
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日立三菱水力株式会社
株式会社日立製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a variable speed generator-motor apparatus in which a PWM power converter and an AC rotating electrical machine are connected.
  • Self-excited voltage-type converter (hereinafter referred to as the present invention) that converts power between AC and DC by PWM modulation of a power semiconductor switching element (hereinafter referred to as “switching element” in the present invention) having a self-extinguishing function.
  • a variable speed generator-motor apparatus (hereinafter referred to as “FPC system” in the present invention) in which a frequency converter having a DC end connected behind is connected between an AC system and an AC rotating electrical machine. Is expanding its application to renewable energy power generation systems such as wind power, due to the improvement in the price / performance ratio of frequency converters.
  • MMC converter modular multi-level PWM converter
  • FIG. 16 shows a circuit of an arm converter constituting the MMC converter.
  • the arm converter is composed of a two-terminal converter in which k unit converters are connected in series.
  • the unit converter generates a desired voltage by controlling the modulation rate of the PWM converter using a capacitor as a voltage source.
  • the voltage of the capacitor fluctuates by charging / discharging with a period determined by the AC frequency.
  • Patent Document 1 two sets of three-phase half-wave circuits in which three arm converters are connected in a star shape are provided, the star connection is used as two DC terminals, and between the other terminals of each phase arm and the AC power supply terminal.
  • DSMMC converter a circulating current suppression reactor
  • Non-Patent Document 1 allows the DC terminals of two DSMMC converters to be connected back to make a variable frequency power supply, one AC terminal connected to an AC system, and the other AC terminal connected to an AC rotating electrical machine. A method of making a variable speed electric device is disclosed.
  • Patent Document 2 provides two sets of three-phase half-wave circuits in which three arm converters are star-connected, the star connection is a two-terminal DC terminal, and the other terminals of each phase arm are double star-shaped.
  • Transformers with connected secondary and tertiary windings are connected, and the DC magnetomotive force of the transformer core due to circulating current is canceled while the leakage reactance of the secondary and tertiary windings is used as a current suppression element.
  • DIMC converter DC magnetomotive force of the transformer core due to circulating current is canceled while the leakage reactance of the secondary and tertiary windings is used as a current suppression element.
  • Patent Document 3 is provided with a three-phase half-wave circuit in which three arm converters are star-connected, and this star-connected portion is used as a first DC terminal, and includes secondary and tertiary windings.
  • a transformer is provided, the star-shaped staggered connection is the second DC terminal, and the DC magnetomotive force of the transformer core due to the circulating current is set as the current reactance circuit element with the leakage reactance of the second and third windings of the staggered connection.
  • ZCMMC converter A method of canceling is disclosed (hereinafter referred to as “ZCMMC converter” in the present invention).
  • Patent Document 4 discloses an FPC system using the above three types of MMC converters with the configuration shown in FIGS. 17A, 17B, and 17C.
  • a DIMMC converter it is necessary to configure two sets of three-phase AC windings in the 60-degree phase band
  • a ZCMMC converter it is necessary to use three-phase AC windings in the 120-degree phase band. It is disclosed.
  • Patent Document 4 discloses a method for starting a synchronous generator motor in consideration of “output reduction in a low frequency region”, which is a drawback of an MMC converter.
  • a branch point is provided between the AC system and the armature winding of the winding induction machine, and a frequency converter is connected between this branch point and the excitation winding of the winding induction machine.
  • Secondary excitation method hereinafter referred to as “DFS method” in the present invention.
  • DFS method Secondary excitation method
  • a separately-excited current type converter using a switching element such as a thyristor that does not have a self-extinguishing function (hereinafter referred to as “LCC converter” in the present invention).
  • LCC converter has the disadvantage of consuming reactive power
  • the short-time overcurrent withstand capability of the switching element is larger than that of the self-extinguishing type element that is restricted by the instantaneous value of the breaking current.
  • the generator motor capacity increases to compensate for the reactive power consumed by the LCC converter, but there is a strong opinion that this capacity increase is within the allowable range when the variable speed range is ⁇ 10% or less.
  • variable speed width is ⁇ 8%
  • capacity of the LCC converter is 15% of the generator capacity.
  • generator motor capacity is increased by 5% compared to the case where the VSC converter is applied.
  • the efficiency reduction as a generator-motor apparatus due to the total loss generated by the LCC converter and the excitation transformer can be 0.2% or less.
  • the generated loss of the LCC converter can be suppressed to 0.1% or less, which is the standard stray load loss of the generator motor.
  • a bypass switch is provided in the frequency converter, and a mode in which the frequency converter is operated at the optimum speed of the prime mover (hereinafter referred to as “converter operation” in the present invention) and the frequency converter are bypassed.
  • a method is disclosed that includes an operation mode (hereinafter referred to as “bypass operation” in the present invention) that is directly connected to the AC system and minimizes the loss generated on the electrical equipment side.
  • Patent Document 6 a frequency converter including a bypass switch using “two circuit breakers” or “one circuit breaker and one semiconductor switch” having the same configuration as Patent Document 5 is used as a hydroelectric power generation system. Applicable to provide a generator non-passage period when switching, normal operation is bypass operation, converter operation is performed when the minimum flow rate, minimum head and output are less than the minimum output, and the rotation speed is reduced by converter operation to generate power A variable speed operation control device that contributes to an improvement in efficiency is disclosed. This argues that "a variable speed generator-motor apparatus can be realized with a frequency converter having a smaller capacity than the generator.”
  • Patent Document 9 and Patent Document 10 disclose a method of providing a commutation period when switching between bypass operation and converter operation to ensure continuity of synchronous machine current with excitation winding.
  • Patent Document 8 the method of Patent Document 9 and Patent Document 10 is used to convert the system voltage and the motor voltage by coordinate conversion in order to drive the synchronous motor with the VSC converter and incorporate it into the system without shock.
  • a method of current controlling a VSC converter so that the phase difference produced is zero is disclosed.
  • Non-Patent Document 3 discloses a method of switching from a high-pressure inverter for starting pumping to a commercial power source without shock using the methods of Patent Document 9 and Patent Document 10.
  • the switching timing and switching method from the excitation control method (generally called excitation current control called AER) when driving a high-voltage inverter to the excitation control method (generally automatic voltage control called AVR) when operating with a commercial power supply are also disclosed. It has not been.
  • the system which stops a high voltage inverter after opening an inverter side circuit breaker is disclosed, in this method, shockless switching is not possible in the DSMMC system which requires independent control of alternating current and direct current.
  • the capacitor voltage of the unit converter becomes uneven when the inverter is stopped in the above method, so that the commercial power supply cannot be returned to the high voltage inverter.
  • FIG. 18 shows a case where the present invention is applied to a synchronous machine with an excitation winding using the prior art.
  • Patent Document 5 and Patent Document 6 do not touch on the types of generator motors (induction machines, permanent magnet synchronous machines, and synchronous machines with excitation windings), here, a power generation system using an existing synchronous machine is used. Assuming that the speed is increased by adding a frequency converter, it is assumed that synchronous testers are already provided at both ends of the circuit breaker, and excitation control of a known technique is applied.
  • Circuit breaker CB1 is provided for the variable frequency power supply and circuit breaker CB2 is provided for the bypass circuit.
  • the circuit breaker is opened and closed to switch between the bypass operation and the converter operation in both directions.
  • FIG. 19 shows an operation sequence at the time of switching.
  • the bypass circuit breaker CB2 is opened at time t1 according to the switching command from the bypass operation to the converter operation, the circuit becomes asynchronous at time t2, the circuit breaker CB1 is closed at time t3, and becomes the GDB state at time t4 to start the converter operation. To do.
  • the non-energization period is from time t1 to time t4.
  • converter control is switched from normal operation control to bypass preparation mode at time t5.
  • the speed is set to a speed (synchronous speed or higher) considering deceleration during switching.
  • the speed is set to a speed that takes acceleration into account (below the synchronous speed).
  • the circuit breaker CB1 is opened at time t6, and when synchronization is detected at time t7 when the synchronous speed is reached without restriction, the converter operation is stopped at time t8, and the bypass operation is started at time t9.
  • Patent Document 5 and Patent Document 6 do not disclose problems and solutions that inevitably occur in switching between bypass operation and converter operation.
  • the first problem is that if the generator motor's non-flow period during the switching period is long, the prime mover is accelerated in an unconstrained state during power generation operation or decelerated during electric operation. Different phase input by AC system or frequency converter.
  • the second problem is that in the case of general hydroelectric power generation equipment that is responsible for wind power generation and supply and demand adjustment functions, it is inevitably necessary to frequently switch between bypass operation and converter operation, but if a circuit breaker is applied to the bypass switch, There is a problem of shortening the device replacement cycle.
  • the third problem is an excitation control switching problem that occurs when an existing hydroelectric power generation facility or a pumped storage power generation facility is modified to the FPC system.
  • the majority of the existing generator motors are synchronous machines with excitation windings, but in the existing ones, the excitation device is voltage (AVR) controlled.
  • the excitation device viewed from the excitation winding has a voltage source characteristic.
  • the frequency converter viewed from the armature winding has current source characteristics, and it is inevitably desirable that the excitation device viewed from the exciting winding side be close to the permanent magnet characteristics at the current source. For this reason, it is desirable to add excitation current control (ACR) to the minor loop of excitation control.
  • ACR excitation current control
  • An object of the present invention is to solve the above problems and provide a variable speed generator-motor apparatus using a synchronous machine with an excitation winding.
  • FIG. 20 shows a circuit configuration showing the solving means.
  • the first means suppresses the commutation current by providing a current limiting element ACL1 at the AC terminal of the variable speed frequency power supply and a current limiting element ACL2 at the AC terminal of the DC voltage source.
  • a two-level converter indicated by 1002 in FIG. 11A, a three-level converter indicated by 801 in FIG. 8, and a five-level converter indicated by 901 in FIG. 9 can be applied.
  • Each converter requires 1001 in FIG. 10, 802 in FIG. 8, and 902 in FIG. 9 as a harmonic filter, and the inductance contained in these acts as the current limiting element ACL2.
  • the DIMMC converter and the ZCMMC converter do not have an ACL2 equivalent current limiting element.
  • these two types of MMC converters are not applicable to bypass operation because a DC current component IDC flows from the AC terminal.
  • the built-in circulating current suppressing reactor Xd is a current limiting element equivalent to ACL2, and thus no additional device is required.
  • a 2-level converter, a 3-level converter, a 5-level converter, or a DSMMC converter among the VSC converters can be applied.
  • a current limiting reactor or a step-up transformer needs to be added to the AC terminal side as the current limiting element ACL1.
  • the DIMMC converter and the ZCMMC converter cannot be applied for the same reason as the DC voltage source.
  • the built-in circulating current suppressing reactor Xd is a current limiting element equivalent to ACL1, and thus no additional device is required.
  • the second means is to provide a current transformer for the instrument on the three-phase terminal side of the synchronous machine from the branch opening point of the bypass circuit provided between the variable-frequency power source and the three-phase terminal of the synchronous machine with the excitation winding.
  • a means for adjusting the current of the synchronous machine with the exciting winding to be constant is provided. This realizes stable adjustment of the commutation current.
  • the third means provides excitation current control ACR in addition to voltage control (AVR) during bypass operation as excitation control of a synchronous machine with excitation winding, and excitation current control ( By switching to (ACR), a stable synchronous machine with an exciting winding is realized.
  • ACR voltage control
  • 21A and 21B show commutation modes at the time of operation switching realized by the above configuration.
  • Switching from the bypass operation to the converter operation starts the commutation period at the start of operation of the variable frequency power supply (GDB), and the commutation current IT is changed to IG by holding the generator current IG at the time of switching to the current command IG0.
  • Approaching the current of the load switch LS is reduced to almost zero, the load switch LS is opened, and the converter operation is started. This eliminates the need to use a circuit breaker to open and close the bypass circuit.
  • Switching from converter operation to bypass operation closes the load switch LS, secures the flow path of the commutation current IT, changes the converter current command IC * to zero, and stops the converter by reducing the current. (GB) and start bypass operation. Thereby, the current of the synchronous machine can be kept constant even during the commutation period.
  • the intended purpose can be achieved by the above device configuration and operation sequence.
  • a frequency converter using a bypass changeover switch and a VSC converter in a power generator or a generator motor using a synchronous machine with an excitation winding installed on the premise of constant frequency operation by an AC system
  • a control switching device is added to maximize the efficiency of the electric equipment side by bypass operation in the high load region and maximize the machine side efficiency by frequency operation in the light load region.
  • a commutation period is provided at the time of switching between both operation modes to ensure the current continuity of the generator motor to increase availability, and to realize a long life and high reliability by reducing the life burden on the equipment due to switching. it can.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • the circuit diagram of the arm converter which shows embodiment of this invention The circuit diagram of the arm converter which shows embodiment of this invention
  • the circuit diagram of the unit converter which shows embodiment of this invention The block diagram of the converter control apparatus which shows the 1st Embodiment of this invention
  • the block diagram of the variable-speed control apparatus which shows embodiment of this invention Operation sequence showing the first embodiment of the present invention
  • the circuit diagram which shows the 1st another embodiment of this invention The circuit diagram of the VSC converter which shows the 1st another embodiment of this invention
  • the circuit diagram of the VSC converter which shows the 1st another embodiment of this invention The circuit diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention
  • the circuit diagram of the VSC converter which shows the 2nd Embodiment of this invention The circuit diagram of the VSC converter which shows the 2nd Embodiment of this invention
  • the block diagram of the converter control apparatus which shows the 2nd Embodiment of this invention.
  • the block diagram of the variable speed control apparatus which shows the 2nd Embodiment of this invention. Operation sequence showing the second embodiment of the present invention
  • the block diagram of the converter control apparatus which shows the 3rd Embodiment of this invention.
  • Circuit diagram of arm converter composing MMC converter Circuit diagram of variable-speed generator-motor unit with MMC converter and generator-motor connected Circuit diagram of variable-speed generator-motor unit with MMC converter and generator-motor connected Circuit diagram of variable-speed generator-motor unit with MMC converter and generator-motor connected Circuit diagram of variable speed generator-motor apparatus using conventional technology
  • Operation sequence of variable speed generator-motor system using conventional technology Circuit diagram showing means for realizing the object of the present invention
  • the circuit diagram which shows the commutation state of the variable speed generator-motor apparatus using this invention The circuit diagram which shows the commutation state of the variable speed generator-motor apparatus using this invention
  • variable speed generator-motor apparatus According to the present invention, embodiments of the variable speed generator-motor apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
  • the three-phase terminals (At, Bt, Ct) of the main transformer 103 are connected via the AC system 101 and the system breaker 102, the other three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) and the three-phase terminals of the DC power supply device 104A. (U, V, W) are connected.
  • the first terminal (P) and the second terminal (N) of the DC power supply device 104A are connected to the back of the first terminal (P) and the second terminal (N) of the DC power supply device 104B.
  • the DC power supply device 104B is provided with six arm converters (105UP, 105VP, 105WP, 105UN, 105VN, 105WN) having two terminals (a, b), and three arm converters (105UP, 105VP, 105WP). Are connected in a star shape to the first terminal (P) of the DC power supply device 104B, and the a terminals of the remaining three arm converters (105UN, 105VN, 105WN) are connected to the second terminal (N) of the DC power supply device 104B. Connect with a star.
  • the a terminal of the arm converter (105UP) and the b terminal of the arm converter (105UN) are connected, branched from the connection line, and the R terminal of the synchronous machine 107 with excitation winding via the load switch (LS1) 106.
  • Connect to. Connect the a terminal of the arm converter (105VP) and the b terminal of the arm converter (105VN), branch off from the connection line, and connect to the S terminal of the synchronous machine 107 with excitation winding via the load switch (LS1) 106 Connecting.
  • the a terminal of the arm converter (105WP) and the b terminal of the arm converter (105WN) are connected, branched from the connection line, and connected to the T terminal of the synchronous machine 107 with excitation winding via the load switch (LS1) 106. Connecting.
  • the DC power supply device 104A connects the six arm converters 105X having two terminals (a, b) with Glenn's connection.
  • a branch point is provided in the connection line between the three-phase terminals (R, S, T) of the synchronous machine with excitation winding 107 and the load switch (LS1), and this branch point and the three-phase terminals (Ut, Vt of the main transformer 103). , Wt) through a bypass switch load switch (LS2) 114 and an overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115.
  • An instrumental current transformer 122 is provided between the branch point and the three-phase terminals (R, S, T) of the synchronous machine 107 with excitation winding.
  • the overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115 is opened by the overcurrent protection operation of the synchronous winding with excitation winding 107 detected by the instrument current transformer 122. Other opening / closing operations are performed by a bypass switch load switch (LS2) 114.
  • the three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) of the main transformer 103 and the AC terminal of the excitation converter 110 are connected via an excitation circuit breaker 108 and an excitation transformer 109, and the excitation converter 110
  • the DC terminal and the excitation winding terminals (F1, F2) of the synchronous machine with excitation winding 107 are connected via an excitation circuit breaker (CBE3) 111.
  • the excitation winding terminals (F1, F2) and the current limiting resistor 112 are connected via an excitation circuit breaker (CBE2) 113.
  • an initial charging transformer 116 Between the AC system 101 and the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 104A, an initial charging transformer 116, an initial charging circuit breaker (CBS1) 117, a current limiting resistor 118, an initial charging circuit breaker. Connect via (CBS3) 120.
  • the current limiting resistor 118 and the initial charge circuit breaker (CBS2) 119 are connected in parallel.
  • Patent Document 7 discloses a variable frequency vector calculation method.
  • Reference numeral 125 denotes a synchronous tester, which is an instrument transformer 126B provided between terminals on the main transformer 103 side of the bypass switch load switch (LS2) 114, and a synchronous machine 107 with an excitation winding of the bypass switch circuit breaker 114.
  • the voltage from the instrument transformer 126A provided between the terminals on the other side is input, and the voltage increase command 90R and the decrease command 90L, and the frequency increase command 15R and the decrease command 15L are output to the variable speed control device 121.
  • Reference numeral 127 denotes an instrument current transformer that outputs the excitation current of the synchronous machine with excitation winding 107 to the variable speed control device 121.
  • a converter control device which is a three-phase AC current (IUN, IVN, IWN, IUP, IVP, IWP) measured by a DC current transformer 129 that measures the output current of six arm converters, and a phase detector 130.
  • the rotational phase ⁇ of the electrical angle display from the input signal and the active power measurement signal P from the vector calculation device 124 are input and controlled, and gate signals (GateP *) are supplied to the three arm converters (105UP, 105VP, 105WP).
  • the gate signal (GateN *) is output to the remaining three arm converters (105UN, 105VN, 105WN).
  • FIGS. 2A and 2B are circuit diagrams of the arm converters 105X, 105UP, 105VP, 105WP, 105UN, 105VN, and 105WN according to the first embodiment.
  • K unit converters 201 having two terminals (x, y) (k is a natural number) are connected in series and further connected in series with a current-limiting reactor 202.
  • the current limiting reactor may be provided at the terminal a of the arm converter as shown at 105A, or may be provided at the terminal b of the arm converter as shown at 105B, or any combination thereof.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the unit converter 201 showing the first embodiment.
  • the unit converter 201 connects the switching element 301 and the switching element 302 constituting the bidirectional chopper circuit as a voltage source characteristic energy storage element to the capacitor 303, and the optical / electrical power from the optical communication cable 304 connected to the converter control device 128.
  • PWM control is performed by the gate signal to the switching elements 301 and 302 input to the gate driver 307 via the conversion element 305 and the serial / parallel conversion circuit 306, and the average voltage between the two terminals (x, y) is 0 and the capacitor voltage. Adjust between VCs.
  • the capacitor voltage VC is converted from the analog signal output of the DC current transformer 308 by the optical signal cable 304 via the analog / digital converter 309, the parallel / serial converter 310, and the electric / optical converter element 311. Return to 128. According to this configuration, since the current flowing through the switching element is limited to any one element 301 or 302, the loss can be minimized.
  • the circuit breaker 102 Before the start of operation, the circuit breaker 102 is opened, the capacitor 303 of the DC power supply 104A has been discharged, and the synchronous machine 107 with excitation winding is stopped.
  • the first charge circuit breaker (CBS3) 120 is closed, then the first charge circuit breaker (CBS1) 117 is closed, and the current is suppressed by the resistance value of the current limiting resistor 118, and the diode constituting the switching element 302
  • the initial charge circuit breaker (CBS2) Close 119 to accelerate charging.
  • voltage VC of capacitor 303 rises to about 1 / 2k of DC voltage command VDC *.
  • k is the serial number k of the unit converters 201.
  • the gate commands GateP * and GateN * of the arm converter 105 are started to operate, and the switching elements 301 and 302 are boosted to a predetermined value in the chopping mode.
  • the initial charge circuit breaker (CBS3) 120 is opened to complete the initial charge operation.
  • the capacitor 303 of the DC power supply device 104A is not discharged. Therefore, in exceptional cases, when the capacitor 303 is spontaneously discharged immediately after a long-term stop, the initial charging operation described above is unnecessary except immediately after the capacitor 303 is discharged during maintenance inspection.
  • the bypass switch load switch (LS2) 114 is open, and the overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115 is closed.
  • the excitation winding circuit breaker (CBE2) 113 is closed and the excitation winding circuit breaker (CBE3) 111 is opened.
  • the DC power supply device 104B is activated as described above, the synchronous machine with excitation winding 107 is activated in the induction machine mode with the damper winding.
  • the circuit is temporarily stopped by a gate block command GB * to the DC power supply device 104B, and the excitation winding circuit breaker (CBE3) 111 is closed and connected to the excitation converter 110.
  • the exciting winding circuit breaker (CBE2) 113 is opened, and the current limiting resistor 112 is disconnected.
  • the DC power supply device 104B is restarted, and acceleration control is performed using the synchronous winding machine with excitation winding 107 as a synchronous machine.
  • acceleration control is performed using the synchronous winding machine with excitation winding 107 as a synchronous machine.
  • the operation is switched from the acceleration control to the normal variable speed motor mode operation.
  • the generator mode start method of the variable speed generator-motor apparatus can be started in the same way as the motor mode. However, unless there is a special reason, a method of accelerating to a variable speed operation range or a synchronous speed with a prime mover is common.
  • FIG. 4 is a control block diagram of the converter control device 128 according to the first embodiment.
  • Reference numeral 401 denotes a speed calculator that calculates the rotational speed ⁇ from the number of samples Np from a signal having the same phase as the current value of the rotational phase signal ⁇ from the rotational phase detector 130.
  • the sample period is ⁇ t
  • a relationship of ⁇ 2 ⁇ ⁇ / (Np ⁇ ⁇ t) is established.
  • 402A is a moving average calculator that calculates the DC current IDCP by moving average of the three-phase AC currents (IUP, IVP, IWP) Np times.
  • Reference numeral 402B denotes a moving average calculator that calculates the DC current IDCN by moving average of the three-phase AC currents (IUN, IVN, IWN) Np times.
  • 403A is a dq converter that performs the calculation of Equation 1.
  • Reference numeral 403B denotes a dq converter that performs the calculation of Equation 2.
  • the phase order is UVW.
  • 404A and 404B are AC current regulators that divide the command values ID * and IQ * into two equal parts so that the command values ID * and IQ * are divided into two equal parts and the measured calculation values IDP and IQP.
  • the control calculation is performed so that the command value with the polarity reversed and the measured calculation values IDN and IQN match.
  • Reference numeral 405A is a DC current regulator, which performs a control calculation so that the DC current command IDC * obtained from the division of the output command P * and the output voltage VDC * of the DC power supply matches the measured calculation value IDCP.
  • Reference numeral 405B denotes a DC current regulator, which performs control calculation so that the DC current command IDC * and the measured calculation value IDCN coincide.
  • 406A and 406B are inverse dq conversion calculators, and calculate Formula 3.
  • 407A is a DC voltage command correction calculator for the arms 105UP, 105VP, and 105WP
  • 407B is a DC voltage command correction calculator for the arms 105UN, 105VN, and 105WN.
  • the output voltage commands VUP *, VVP *, and VWP for each arm are shown. *, VUN *, VVN *, VWN * are output.
  • the PWM calculators 408A and 408B From these output voltage commands and the capacitor voltage VC of the unit converter 201, the PWM calculators 408A and 408B output the gate commands GateP * and GateN *.
  • the command switching unit 411A selectively outputs the current command ID * when the binary selection command value SWb is in the a state, and the previous value output unit 410A when it is in the s state.
  • the command switch 409B is a command switching unit that selectively outputs the current calculation value IQ when the binary selection command value SWa is in the n state, and the previous value output unit 410B when the command value is in the t state.
  • the current calculation value IQ when the command value SWa is switched from the n state to the t state is held and output.
  • the command switch 411B selectively outputs the current command IQ * when the binary selection command value SWb is in the a state, and the previous value output device 410B when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • the command switch 409C is a command switching unit that selectively outputs the active power value P when the binary selection command value SWa is in the n state and the previous value output unit 410C when the command value SWa is in the t state. Thereby, when the command value is in the t state, the active power value P when the command value SWa is switched from the n state to the t state is held and output.
  • the command switch 411C selectively outputs the active power command P * when the binary selection command value SWb is in the a state, and the previous value output device 410C when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • the divider 412 outputs a DC current command IDC * from the DC voltage command VDC * and the output of the command switching unit 411C.
  • a command switch 413 outputs IDC * when the command value SWc is in the n state, and outputs 0 when the command value SWc is in the t state.
  • the gate commands GateP * and GateN * are forcibly stopped by the NOT circuit 414 and the gate output blocking circuits 415A and 415B when the gate block signal GB * is 1. Thereby, all the switching elements 301 and 302 of the DC power supply device are extinguished.
  • a converter control switching device which selects and outputs a command value SWa, a command value SWb, and a command value SWc, respectively, in accordance with the intended operation mode.
  • FIG. 5 is a control block diagram of the variable speed control device 121 according to the first embodiment.
  • Reference numeral 501 denotes a voltage command generator which inputs a voltage increase 90R command and a voltage decrease 90L command from the synchronous tester 125, and outputs a result obtained by integrating the value output by the previous value output unit 513A as a voltage command VG *.
  • the voltage command VG * is converted into a reactive power command Q * with a constant gain (KQ) 502A.
  • Reactive power adjuster 504 inputs a match between reactive power command Q * and reactive power Q from vector arithmetic unit 124, and outputs current command IQ * to command switch 503C.
  • the generator voltage regulator 505 inputs a match between the voltage command VG * and the generator voltage VG from the vector calculation device 124, and outputs it to the command switch 503A.
  • the excitation current adjuster 506 inputs the matching between the excitation current command IF * and the excitation current IF from the instrument current transformer 127 and outputs it to the command switch 503A.
  • the exciting current adjuster 506 includes a constant gain 514A corresponding to the proportional gain (KCP), a constant gain 514B corresponding to the integral gain (KCI), and a cumulative addition of the output of the constant gain 514B by the previous value output unit 513C and the adder 514C. And output as a result of proportional integral control calculation.
  • the command switch 503A selects the output of the generator voltage regulator 505 when the command value SW3 is in the s state, and selects the output of the excitation current regulator 506 when the command value SW3 is in the a state. It is output to the excitation converter 110 as VF *.
  • 507 is a speed calculator that calculates the rotational speed N from the output ⁇ of the rotational phase detector 130.
  • a speed command generator which inputs the frequency increase 15R and frequency decrease 15L commands from the synchronous tester 125, and outputs the result of integration by the previous value output unit 513D as the speed command N *.
  • the difference ⁇ N between the speed command N * and the rotational speed N is converted into an active power correction command PADD * with a constant gain (KP) 502C.
  • This active power correction command PADD * is added to the active power command P *, and is input to match the active power P from the vector arithmetic unit 124 and adjusted by the active power adjuster 509, and the current command ID * is converted to the converter controller 128. Output to.
  • 510 is a DC voltage command generator, which calculates a DC voltage command VDC * from the active power command P * and outputs it to the converter control device 128.
  • 503B is a command switch, which outputs a constant gain (KQ) 502A when the command value SW4 is in the s state, and outputs 0 when it is in the a state.
  • KQ constant gain
  • 503C is a command switch, which outputs a current command IQ * when the command value SW5 is in the n state and 0 when it is in the t state.
  • 503D is a command switch, which outputs ⁇ N when the command value SW4 is in the s state and 0 when it is in the a state.
  • 503E is a command switch, which outputs a current command ID * when the command value SW5 is in the n state and 0 when it is in the t state.
  • Reference numeral 503F is a command changer.
  • the command value SW1 When the command value SW1 is in the t state, the output of the previous value output unit 513B is selected.
  • the command value SW1 When the command value SW1 is in the n state, the excitation current IF from the current transformer 127 is selectively output. Input to 513B.
  • 503G is a command switch, which selectively outputs the excitation current command IF * when the command value SW2 is in the n state, and the output of the previous value output device 513B when the command value SW2 is in the t state.
  • the rise detector 511 sets the command to the command switch 503H to the t state only at the time of calculation for detecting the change of the command value SW3 from the s state to the a state, and returns to the n state at the next calculation.
  • the command to the command switch 503H is held in the n state, and the command to the 503H is held in the n state even when the command value SW3 is not changed. To do.
  • Reference numeral 503H denotes a command switching unit.
  • an adder output corresponding to the integration calculation result is reset.
  • the integration calculation result is reset and the generator voltage regulator 505 Switch to the output.
  • 512 is a variable speed control switching device, which selects and outputs a command value SW1, a command value SW2, a command value SW3, a command value SW4, and a command value SW5 according to the intended operation mode. Also, the gate block signal GB * is output to the converter controller 128.
  • FIG. 6 is an operation sequence showing the first embodiment of the present invention. A method for switching from bypass operation to converter operation will be described below. First, the state during the bypass operation will be described in order from the top of FIG.
  • the command value SW1 is in the n state, and the previous value output unit 513B continues to update the excitation current IF to prepare for switching to the converter operation.
  • the command value SW2 is in the n state, and the update of the excitation current command IF * is continued by the command switch 503G to prepare for switching to converter operation.
  • SW3 is in the s state, and the command switch 503A selects the output from the generator voltage regulator 505 and outputs it to the voltage command VF *, and the generator voltage regulator 505 controls the voltage.
  • the state immediately before switching from the bypass operation to the converter operation is held as the initial state, so that there is an effect of realizing stable operation mode switching.
  • the above is the state of the variable speed control device 121.
  • the command value SWa is in the n state, the previous value output unit 410A continues to update the converter current ID, the previous value output unit 410B continues to update the converter current IQ, and the previous value output unit 410C Continue updating and prepare for switching to converter operation.
  • the command value SWb is in the s state, the command switch 411A continues to update the converter current ID, the command switch 411B continues to update the converter current IQ, the command switch 411C continues to update the active power P, Prepare for switching to converter operation.
  • the command value SWc is in the n state, and the command switch 413 continues to update the DC current command IDC * calculated from the active power P and the DC voltage command VDC *. The above is the state of the converter control device 128.
  • the gate commands GateP * and GateN * to the DC power supply device 104B are the gate block command GB * at level 1 and the gate stopped state (hereinafter referred to as “GB state”). Since the capacitor 303 is boosted by the chopping operation at the time of initial charging, the DC power supply device 104B does not flow through the diode of the switching element 302.
  • the load switch (LS2) 114 for bypass switch is in a closed state. There is no output (90R / 90L, 15R / 15L) from the synchronizer 125. The above is the bypass operation state.
  • SW2 changes to the t state, and the command switch 503G holds the excitation current IF value at time t1. Further, SW3 changes to the state a, and the excitation voltage command VF * is switched to the excitation current adjuster 506 output. At the timing when SW3 changes to the a state, the integrator output of the excitation current adjuster 506 is replaced with the value immediately before the change of the excitation voltage command value VF * by the one-shot operation of the instruction switch 503H.
  • the time t3 may be the same as the time t2, but there are many cases where a transmission delay from the variable speed control device 121 to the converter control device 128 occurs. If the transmission delay can be set shorter than the transient phenomenon, the time t3 can be regarded as the same as the time t2.
  • the previous value holder 410A holds the current ID when the command value SWa changes state
  • the previous value holder 410B holds the current IQ when the command value SWa changes state.
  • the previous value holder 410C holds the active power P when the command value SWa changes state.
  • the gate block command GB * is changed to level 0, and the gate commands GateP * and GateN * are in the gate output state (hereinafter referred to as “GDB state”), and the DC power supply.
  • GDB state gate output state
  • Time t5 is determined by the delay setting value from time t4.
  • the value is set with a margin for the rise response time of the converter control system. A period of several cycles is a standard for the set value on the frequency basis of the AC system 101.
  • the command switch 411A is set to the current command ID * from the variable speed control device 121
  • the command switch 411B is set to the current command IQ *
  • the command switch 411C is set to the active power command. Switch to P *. This completes the switching of the converter control device 128 to the converter operation mode.
  • SW1 is switched to the n state and SWa is switched to the n state to prepare for switching to the bypass operation.
  • Time t6 is determined by the delay setting value from time t5.
  • the value is set with a margin for the switching response time of the variable speed control system.
  • the response time for the current commands ID * and IQ * is faster than the response to the IF * command, it is not always necessary to wait for the response time. There is no problem even if the order of the next time t7 and time t6 is reversed.
  • the commutation period from the bypass switch load switch LS2 to the DC power supply device 104B is set as a guide. Since the commutation period can be adjusted to be much shorter than the output change time of the synchronous winding synchronous machine 107, the current of the bypass switch load switch LS2 can be reduced to zero at high speed.
  • the bypass switch load switch LS2 is opened at time t7, the commutation period ends and the converter operation period starts.
  • the voltage input to the synchronous tester 125 becomes asynchronous.
  • the outputs (90R / 90L, 15R / 15L) are the variable speed control device 121 and the converter control device. 128 is not affected.
  • the command switch 503B switches to the output of the constant gain 502A, and is (KQ times the voltage command VG *). ) Thereby, the generator voltage adjustment by the voltage increase 90R and voltage decrease 90L commands from the synchronous tester 125 is started.
  • the command switch 503D switches to a value that changes every moment according to the deviation ⁇ N between the rotational speed command N * and the rotational speed N, and starts the generator rotational speed adjustment by the frequency increase 15R and frequency decrease 15L commands from the synchronous tester 125. .
  • Time t10 is the time from the synchronization adjustment started at time t9 to the time when the synchronizer 125 detects the synchronization. Strictly speaking, it is affected by the fluctuation of the motor torque during power generation and the load torque fluctuation during electric drive, but the variable speed control Determined by the response time of the system.
  • Time t11 is determined by the time from when the input command is output after one sample period ⁇ t from time t10 until when the circuit is actually closed.
  • the converter operation period ends, and the commutation period from the converter operation to the bypass operation starts.
  • the command SWc is switched to the t state, and the command switch 413 sets the DC current command IDC * to zero.
  • the command SW5 is switched to the t state, the command switch 503C switches the current command IQ * to zero, the command switch 503E switches the current command ID * to zero, and the current of the DC power supply device 104B is narrowed to zero.
  • the current command is switched to zero before the GB state and the current is throttled by the response of the current control system, so that there is an effect of realizing stable operation mode switching.
  • the gate block command GB * is changed to level 1, the gate commands GateP * and GateN * are in the GB state, and the DC power supply device 104B is stopped.
  • Time t13 is determined by the delay setting value from time t12.
  • the value is set with a margin for the rise response time of the converter control system.
  • a period of several cycles is a standard for the set value on the frequency basis of the AC system 101.
  • the command SW3 is switched to the s state
  • the excitation voltage command VF * is switched from the excitation current regulator 506 to the generator voltage regulator 505, and the normal synchronous machine control state is switched.
  • SW4 is switched to the a state
  • SW5 and SWc are switched to the n state
  • SWb is switched to the s state
  • preparation for switching to the converter operation is prepared.
  • Time t14 is determined by the delay setting value from time t13. Strictly speaking, the set value may be determined by the response time of the generator voltage regulator 505, although it is affected by the fluctuations in the motor torque during power generation and the load torque fluctuation during electric drive.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a first alternative embodiment of the present invention. Since the same numbers as those in FIG. 1 indicate the same contents, the description is omitted to avoid duplication.
  • the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 704 are connected to the three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) of the main transformer 103.
  • the first terminal (P) and the second terminal (N) of the DC power supply device 704 are connected to the back of the first terminal (P) and the first terminal (N) of the DC power supply device 104B.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a DC power supply device 704 showing a first alternative embodiment of the present invention.
  • Reference numeral 801 denotes a three-level VSC conversion circuit
  • reference numeral 802 denotes a harmonic filter.
  • the harmonic filter 802 also serves as a current suppression effect during the commutation period of the converter operation and the bypass operation.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a DC power supply device 704 showing a first alternative embodiment of the present invention.
  • Reference numeral 901 denotes a 5-level VSC conversion circuit disclosed in Non-Patent Document 1
  • reference numeral 902 denotes a harmonic filter.
  • the harmonic filter 902 also serves as a current suppression effect during the commutation period of the converter operation and the bypass operation.
  • the initial charging devices such as the initial charging transformer 116, the initial charging circuit breakers 117, 119, and 120, and the current limiting resistor 118 can be omitted.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. Since the same number as the previous FIG. 1 is the same content, description is abbreviate
  • the three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) of the main transformer 103 and the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 1002 are connected via the harmonic filter 1001.
  • the harmonic filter includes a reactor serving as a current limiting element in series with the connection line.
  • the first terminal (P) of the DC power supply device 1002 is star-connected to the first terminal (P) of the DC power supply device 1003A and the first terminal (P) of the DC power supply device 1003B
  • the second terminal ( N) is star-connected to the second terminal (N) of the DC power supply device 1003A and the second terminal (N) of the DC power supply device 1003B.
  • the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 1003A, the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 1003A, and the first three-phase terminals of the load switch (LS1) 106 Make a star connection for each phase.
  • a current-limiting reactor 1004A and a constant DC current transformer 1005A are provided between the star connection point and the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 1003A.
  • a current-limiting reactor 1004B and a DC current transformer 1005B are provided between the star connection point and the three-phase terminals (U, V, W) of the DC power supply device 1003B.
  • this branch point and the three-phase terminals (Ut, Vt, Wt) of the main transformer 103 are connected via a bypass switch load switch (LS2) 114 and an overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115. .
  • LS2 bypass switch load switch
  • CB2 overcurrent protection circuit breaker
  • Reference numeral 1006 denotes a variable speed control device, which includes the instrument current transformer 122 and the instrument transformer 123 that measures the line voltage of the three-phase terminals (R, S, T) of the synchronous winding 107 with excitation winding. Connect to the arithmetic unit 124.
  • Reference numeral 125 denotes a synchronous tester, which is an excitation winding of an instrument transformer 126B provided between the terminals of the bypass switch load switch (LS2) 114 on the main transformer 103 side and an overcurrent protection circuit breaker (CB2) 115.
  • the voltage from the instrument transformer 126A provided between the terminals on the side of the attached synchronous machine 107 is input, and the voltage increase command 90R and the decrease command 90L, and the frequency increase command 15R and the decrease command 15L are output to the variable speed control device 1006.
  • Reference numeral 127 denotes a current transformer for an instrument, which outputs the excitation current of the synchronous machine with excitation winding 107 to the variable speed control device 1006.
  • Reference numeral 1007 denotes a converter control device, which includes three signals (IU1, IV1, IW1) from the DC current transformer 1005A, three signals (IU2, IV2, IW2) from 1005B, and a rotation phase in electrical angle display from the phase detector 130.
  • the signal ⁇ and the active power measurement signal P from the vector calculation device are input to perform control calculation, a gate signal (Gate1 *) is output to the DC power supply device 1003A, and a gate signal (Gate2 *) is output to the DC power supply device 1003B. .
  • FIGS. 11A and 11B are circuit diagrams of a DC power supply device 1002 and a DC power supply device 1003 according to the second embodiment.
  • the DC power supply device 1003 represents DC power supply devices 1003A and 1003B having the same circuit configuration.
  • a DC power supply device 1002 is a two-level PWM converter circuit in which a self-extinguishing type switching element 1101 is connected in a Glenn connection, and a DC capacitor 1102 is connected between a first terminal (P) and a second terminal (N).
  • the DC power supply device 1003 is a two-level PWM converter circuit using a self-extinguishing switching element 1103 as in the case of 1002.
  • FIG. 12 is a control block diagram of the converter control device 1007 showing the second embodiment.
  • 1203A is a dq converter, and the dq converter 1203B performs the calculation of Expression 5.
  • the phase order is UVW.
  • 1204A and 1204C are AC current regulators
  • 1204B and 1204D are command values ID * and IQ *, respectively, so that the command values ID * and IQ * are equally divided into two, and the measured calculation values ID1 and IQ1 match. Is calculated so that ID2 and IQ2 coincide with the command value obtained by dividing the two into two.
  • 1206A and 1206B are inverse dq conversion calculators, which calculate Formula 6.
  • the PWM calculator 1208A From the outputs VU1 *, VV1 *, and VW1 * of the inverse dq conversion calculator 1206A, the PWM calculator 1208A outputs the gate command Gate1 * to the DC power supply apparatus 1003A.
  • the PWM calculator 1208B From the outputs VU2 *, VV2 *, and VW2 * of the inverse dq conversion calculator 1206B, the PWM calculator 1208B outputs the gate command Gate2 * to the DC power supply device 1003B.
  • the command switch 1209A is a command switch, which selects and outputs the current calculation value ID when the binary selection command value SWa is in the n state, and the previous value output device 1210A when the command value is in the t state. Thereby, when the command value SWa is in the t state, the current calculation value ID when the command value SWa is switched from the n state to the t state is held and output.
  • the command switch 1211A selectively outputs the current command ID * when the binary selection command value SWb is in the a state, and the previous value output device 1210A when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • the command switch 1211B selectively outputs the current command IQ * when the binary selection command value SWb is in the a state, and the previous value output device 1210B when the binary selection command value SWb is in the s state.
  • the gate commands Gate1 * and Gate2 * are forcibly stopped by the NOT circuit 1214 and the gate output blocking circuits 1215A and 1215B when the gate block signal GB * is 1. Thereby, all the switching elements 1103 of the DC power supply device 1003A and the DC power supply device 1003B are extinguished.
  • a converter control switching device which selects and outputs a command value SWa and a command value SWb, respectively, in accordance with an intended operation mode.
  • FIG. 13 is a control block diagram of the variable speed control device 1006 showing the second embodiment.
  • a voltage command generator 1301 receives the voltage increase 90R and voltage decrease 90L commands from the synchronous tester 125, and outputs the result of integration by the previous value output unit 1313A as the voltage command VG *.
  • the voltage command VG * is converted into a reactive power command Q * with a constant gain (KQ) 1302A.
  • Reactive power adjuster 1304 inputs reactive power command Q * and a match between reactive power Q from vector arithmetic unit 124 and outputs current command IQ * to converter control device 1007.
  • the generator voltage regulator 1305 receives the voltage command VG * and the match between the generator voltage VG from the vector arithmetic unit 124 and outputs the matching to the command switcher 1303A.
  • the exciting current adjuster 1306 inputs the matching between the exciting current command IF * and the exciting current IF from the instrument current transformer 127, and outputs it to the command switch 1303A.
  • the exciting current adjuster 1306 is a constant gain 1314A corresponding to a proportional gain (KCP), a constant gain 1314B corresponding to an integral gain (KCI), and a cumulative addition of outputs of a constant gain 1314B by a previous value output unit 1313C and an adder 1314C. And output as a result of proportional integral control calculation.
  • KCP proportional gain
  • KCI integral gain
  • KCI integral gain
  • the command switch 1303A selects the output of the generator voltage regulator 1305 when the command value SW3 is in the s state, and selects the output of the excitation current regulator 1306 when the command value SW3 is in the a state. It is output to the excitation converter 110 as VF *.
  • 1307 is a speed calculator that calculates the rotational speed N from the output ⁇ of the rotational phase detector 130.
  • 1308 is a speed command generator, which inputs a frequency increase 15R command and a frequency decrease 15L command from the synchronous tester 125, and outputs the result of integration by the previous value output unit 1313D as a speed command N *.
  • the difference ⁇ N between the speed command N * and the rotational speed N is converted into an active power correction command PADD * with a constant gain (KP) 1302C.
  • This active power correction command PADD * is added to the active power command P *, and is input to match the active power P from the vector arithmetic unit 124 and adjusted by the active power adjuster 1309, and the current command ID * is converted to the converter control device 1007. Output to.
  • 1303B is a command switch, which outputs a constant gain (KQ) 1302A when the command value SW4 is in the s state, and outputs 0 when it is in the a state.
  • KQ constant gain
  • 1303C is a command switch, which outputs a current command IQ * when the command value SW5 is in the n state and 0 when the command value SW5 is in the t state.
  • 1303D is a command switch, which outputs ⁇ N when the command value SW4 is in the s state and 0 when the command value SW4 is in the a state.
  • 1303E is a command switch, which outputs a current command ID * when the command value SW5 is in the n state and 0 when it is in the t state.
  • Reference numeral 1303F denotes a command switching unit.
  • the output of the previous value output unit 1313B is selectively output.
  • the command value SW1 is in the n state, the excitation current IF from the current transformer 127 is selectively output. Input to 1313B.
  • 1303G is a command switching unit that selectively outputs the excitation current command IF * when the command value SW2 is in the n state, and the output of the previous value output unit 1313B when the command value SW2 is in the t state.
  • the rise detector 1311 sets the command to the command switch 1303H to the t state only at the time of calculation for detecting the change of the command value SW3 from the s state to the a state, and returns to the n state at the next calculation.
  • the command to the command switch 1303H is held in the n state, and the command to the 1303H is held in the n state even when the command value SW3 is not changed. To do.
  • 1303H is a command switching unit.
  • an adder output corresponding to the integral calculation result is reset.
  • the integration calculation result is reset and the generator voltage regulator 1305 is reset. Switch to the output.
  • Numeral 1312 is a variable speed control switching unit, which selects and outputs a command value SW1, a command value SW2, a command value SW3, a command value SW4, and a command value SW5, respectively, according to an intended operation mode. Further, the gate block signal GB * is output to the converter control device 1007.
  • FIG. 14 is an operation sequence showing the second embodiment of the present invention. A method for switching from bypass operation to converter operation will be described below. First, the state during the bypass operation will be described in order from the top of FIG.
  • the command value SW1 is in the n state, and the previous value output unit 1313B continues to update the excitation current IF to prepare for switching to the converter operation.
  • the command value SW2 is in the n state, and the update of the excitation current command IF * is continued by the command switch 1303G to prepare for switching to the converter operation.
  • SW3 is in the s state, and the command switching unit 1303A selects the output from the generator voltage regulator 1305 and outputs it to the voltage command VF *, and the generator voltage regulator 1305 controls the voltage.
  • the command value SWa is in the n state, the previous value output unit 1210A continues to update the converter current ID, the previous value output unit 1210B continues to update the converter current IQ, and the previous value output unit 1210C Continue updating and prepare for switching to converter operation.
  • the command value SWb is in the s state, the command switch 1211A continues to update the converter current ID, and the command switch 1211B continues to update the converter current IQ to prepare for switching to converter operation.
  • the above is the state of the converter control device 1007.
  • the gate command Gate1 * to the DC power supply device 1003A and the gate command Gate2 * to the DC power supply device 1003B are in the GB state when the gate block command GB * is level 1.
  • the load switch (LS2) 114 for bypass switch is in a closed state. There is no output (90R / 90L, 15R / 15L) from the synchronizer 125. The above is the bypass operation state.
  • SW2 changes to the t state, and the command switch 1303G holds the excitation current IF value at time t1. Further, SW3 changes to the state a, and the excitation voltage command VF * is switched to the excitation current adjuster 1306 output. At the timing when SW3 changes to the a state, the integrator output of the excitation current adjuster 1306 is replaced with the value immediately before the change of the excitation voltage command value VF * by the one-shot operation of the instruction switch 1303H. Thereby, the continuity of the excitation voltage command VF * is ensured.
  • the previous value holder 1210A holds the current ID when the command value SWa changes state
  • the previous value holder 1210B holds the current IQ when the command value SWa changes state.
  • a commutation period from the bypass switch load switch (LS2) 114 to the DC power supply devices 1003A and 1003B is set as a guide. Since the commutation period can be adjusted to be much shorter than the output change time of the synchronous machine with exciting winding 107, the current of the bypass switch load switch LS2 (LS2) 114 can be quickly reduced to zero.
  • the bypass switch load switch LS2 (LS2) 114 is closed at time t7, the commutation period ends and the converter operation period starts.
  • the voltage input to the synchronous tester 125 becomes asynchronous.
  • the outputs (90R / 90L, 15R / 15L) are the variable speed controller 1006 and the converter controller. 1007 is not affected.
  • the command switch 1303B switches to the output of the constant gain 1302A, and is (KQ times the voltage command VG *). ) Thereby, the generator voltage adjustment by the voltage increase 90R and voltage decrease 90L commands from the synchronous tester 125 is started.
  • the command switching unit 1303D switches to a value that changes every moment according to the deviation ⁇ N between the rotational speed command N * and the rotational speed N, and starts the generator rotational speed adjustment by the frequency increase 15R and frequency decrease 15L commands from the synchronous tester 125. .
  • the synchronization tester 125 detects synchronization.
  • the load switch LS2 for bypass switch is closed, the converter operation period ends, and the commutation period from the converter operation to the bypass operation starts.
  • command SW5 is switched to the t state, current command IQ * is switched to zero by command switcher 1303C, current command ID * is switched to zero by command switcher 1303E, and the currents of DC power supply devices 1003A and 1003B are reduced to zero. .
  • the gate block command GB * is changed to level 1, the gate commands Gate1 * and Gate2 * are in the GB state, and the DC power supply devices 1003A and 1003B are stopped.
  • the command SW3 is switched to the s state
  • the excitation voltage command VF * is switched from the excitation current regulator 1306 to the generator voltage regulator 1305, and the normal synchronous machine control state is switched.
  • SW4 is switched to the a state
  • SW5 is switched to the n state
  • SWb is switched to the s state
  • preparation for switching to the converter operation is performed.
  • FIG. 15 is a block diagram of a converter control device 1008 showing the third embodiment of the present invention. Since the same numbers as those in FIG. 12 are the same, the description is omitted to avoid duplication.
  • 1501 is a root sum square calculator, which inputs a current command ID * and IQ * and outputs a current command amplitude I *.
  • the 1502 is a current distribution calculator, which inputs the current command amplitude I * and the current command ratio (I * / I0 *) of the rated current I0 * of the DC current devices 1003A and 1003B and outputs the current distribution ratio ⁇ .
  • the current distribution ratio ⁇ is switched from 1 to 0.5.
  • the current distribution ratio ⁇ is switched from 0.5 to 1.
  • the set values s1 and s2 have a hysteresis characteristic such that s1 ⁇ s2 ⁇ 0.5.
  • Reference numeral 1503 denotes a first-order lag circuit, which outputs a current distribution command ⁇ from the current distribution ratio ⁇ .
  • An adder 1504 sets the command to the command switch 1505A to ⁇ and the command to the command switch 1505B to (1- ⁇ ). Set.
  • the converter selection switch 1506 switches the command value SWd between the h state and the k state. By switching, the usage rates of the DC power supply devices 1003A and 1003B are leveled. The switching time may be every time the DC power supply device is activated or every time the generator-motor device is activated.

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Abstract

可変周波数電力変換器と自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置、自動電圧調整器、単位変換器を制御する変換器電流調整器からなる可変速発電電動装置において、直流電圧装置と交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、可変周波数電力変換器と３相交流同期機の間に第２の３相分岐回路を設け、第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間に第１の負荷開閉器を設け、３相交流同期機と第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、可変周波数電力変換器で３相交流同期機を駆動発電する変換器モードからバイパスモードに切替える時は第１の負荷開閉器を閉路し、単位変換器へのゲート指令を停止し、バイパスモードから変換器モードに切替える時は、計器用変流器の電流値から変換器電流調整器の電流指令値を演算し、単位変換器へのゲート指令を開始し、第１の負荷開閉器を開路する。

Description

可変速発電電動装置
　本発明は、ＰＷＭ電力変換器と交流回転電機機械を接続した可変速発電電動装置に関する。
　自己消弧機能を備えた電力用半導体スイッチング素子（以下、本発明では「スイッチング素子」と称す。）をＰＷＭ変調して交流直流間の電力変換する自励式電圧型変換器（以下、本発明では「ＶＳＣ変換器」と称す。）の直流端を背後接続した周波数変換器を交流系統と交流回転電気機械間に接続した可変速発電電動装置（以下、本発明では「ＦＰＣ方式」と称す。)は、周波数変換器の価格性能比の改善により、風力などの再生エネルギー発電システムへの適用が拡大している。
　また、ＶＳＣ変換器のひとつであるモジュラー・マルチレベルＰＷＭ変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）の進歩により、変圧器を介さずに大容量高圧の発電電動機と周波数変換器を直接接続できるようになり、ＦＰＣ方式の適用拡大が予想される。
　図１６にＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路を示す。アーム変換器は単位変換器をｋ個直列接続した２端子変換器からなる。単位変換器は、コンデンサを電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所期の電圧を発生させる。コンデンサの電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。
　特許文献１には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける方式が開示されている（以下、本発明では「ＤＳＭＭＣ変換器」と称する）。
　非特許文献１には、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して可変周波数電源とし、一方の交流端子を交流系統に接続、他方の交流端子を交流回転電気機械に接続して可変速電動装置とする方法が開示されている。
　特許文献２には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を２組設け、星形結線を直流２端子とし、各相のアームのその他の端子を、２重星形結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を接続し、第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＤＩＭＭＣ変換器」と称す)。
　特許文献３には、３台のアーム変換器を星形結線した３相半波回路を設け、この星形結線部を直流の第１端子とし、第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設けて星形千鳥結線部を直流の第２端子とし、千鳥結線第２次と第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている(以下、本発明では「ＺＣＭＭＣ変換器」と称す)。
　特許文献４には、図１７Ａ，図１７Ｂ，図１７Ｃに示す構成で、上記３種類のＭＭＣ変換器を用いたＦＰＣ方式が開示されている。ＤＩＭＭＣ変換器の場合は６０度位相帯の３相交流巻線を２組構成とする必要があること、ＺＣＭＭＣ変換器の場合は１２０度位相帯の３相交流巻線とする必要があることが開示されている。また、特許文献４には、ＭＭＣ変換器の欠点とされる「低周波領域での出力低下」を考慮した同期発電電動機の起動方法が開示されている。
特許第５１８９１０５号公報 国際公開第２００９／１３５５２３号 特許第５２６８７３９号公報 特許第６２４３０８３号公報 特開２００３－８８１９０号公報 特許第６２４６７５３号公報 特許第５５３７０９５号公報 特許第５０４５０５３号公報 特開昭５７－８８８８１号公報 特開昭６２－２４７７７６号公報
萩原誠・西村和敬・赤城泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ：第１報、４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４－５５１ 長谷川勇、濱田鎮教、小堀賢司、庄司豊、「トランスレスマルチレベル高圧インバータの開発」、明電時報、２０１６年、Ｎｏ．３、ｐｐ．３４～３９ 「揚水発電所で電力平準化に貢献する高圧インバータ」、安川ニュース、Ｎｏ．２８９、ｐｐ．９
　可変速発電電動装置の実現方法としては、交流系統と巻線型誘導機の電機子巻線間に分岐点を設け、この分岐点と巻線型誘導機の励磁巻線の間に周波数変換器を接続する二次励磁方式（以下、本発明では「ＤＦＳ方式」と称す。）が先行した。ＤＦＳ方式の場合、周波数変換器の容量が同期速度を中心とする可変速幅で決まるため、発電電動機よりも小さくて済む長所がある。
　また、電力変換装置としては、ＶＳＣ変換器の他に、自己消弧機能を持たないサイリスタなどのスイッチング素子を用いた他励式電流型変換器（以下、本発明では「ＬＣＣ変換器」と称す。）がある。ＬＣＣ変換器には無効電力を消費する短所がある一方、スイッチング素子の短時間過電流耐量が遮断電流の瞬時値で制約される自己消弧型素子に比べて大きいため、系統事故波及時の運転継続を経済的に実現できる長所がある。
　ＤＦＳ方式の場合、ＬＣＣ変換器で消費する無効電力を補償するために発電電動機容量が増加するが、この容量増加は可変速幅が±１０％以下の場合は許容範囲とする意見も根強くある。
　例えば、可変速幅±８％の場合、ＬＣＣ変換器の容量は発電機容量の１５％となる。更に、発電電動機容量はＶＳＣ変換器適用の場合に比べて５％増となる。
　一方、ＬＣＣ変換器と励磁用変圧器の合計発生損失による発電電動装置としての効率低下は０．２％以下を実現できる。ＬＣＣ変換器の発生損失は、発電電動機の規約漂遊負荷損である０．１％以下に抑制できる。
　ＦＰＣ方式の場合、高調波フィルタ装置を含むＶＳＣ変換器効率を９８％とすると、ＶＳＣ変換器容量が発電電動機容量に等しいため、ＶＳＣ変換器と発電電動機の総合効率低下は２％となる。この効率低下はＤＦＳ方式の１０倍になる。発電電動機とＶＳＣ変換器の間に昇圧変圧器を接続する場合、効率低下は更に大きくなる。
　ＦＰＣ方式を水力発電分野に適用する場合、定格出力時の水車最高効率を周波数変換器損失で失う年間電力量が、周波数変換器で速度を下げることによる水車効率上昇分の多くを相殺してしまう例が多い。
　特許文献５では、周波数変換器にバイパススイッチを設け、周波数変換器を介して原動機の最適速度で運転するモード（以下、本発明では「変換器運転」と称す。）と、周波数変換器をバイパスして交流系統に直結し、電気機器側の発生損失を最小に抑える運転モード（以下、本発明では「バイパス運転」と称す。）を備える方式が開示されている。
　特許文献６では、特許文献５と同じ構成で、「２台の遮断器」あるいは「１台の遮断器と１台の半導体スイッチ」を用いたバイパススイッチを備えた周波数変換器を水力発電システムに適用し、切替時に発電機の無通流期間を設け、通常時はバイパス運転とし、最低流量・最低落差・最低出力未満の場合に変換器運転とし、変換器運転で回転速度を低下させて発電効率の向上に寄与する可変速運転制御装置が開示されている。これにより、「発電機よりも容量が小さい周波数変換器で可変速発電電動装置を実現できる。」と主張している。
　特許文献９と特許文献１０では、バイパス運転と変換器運転の切替時に転流期間を設け、励磁巻線付の同期機電流の連続性を確保する方法が開示されている。
　特許文献８では、特許文献９と特許文献１０の方法を用い、ＶＳＣ変換器で同期電動機を駆動して系統にショックレスで併入するために、系統電圧と電動機電圧をそれぞれ座標変換して得られる位相差を零にするようにＶＳＣ変換器を電流制御する方法が開示されている。
　非特許文献３では、特許文献９と特許文献１０の方法を用い、揚水始動用の高圧インバータから商用電源にショックレスで切り替える方式が開示されている。しかし、高圧インバータ駆動時の励磁制御方式（一般にはＡＥＲと呼ばれる励磁電流制御）から商用電源で運転する時の励磁制御方式（一般にはＡＶＲと呼ばれる自動電圧制御）への切替時期も切替方法も開示されていない。また、インバータ側遮断器を開いた後で高圧インバータを停止する方式が開示されているが、この方法では、交流電流と直流電流の独立制御が必要なＤＳＭＭＣ方式ではショックレスな切り替えはできない。また、ＤＳＭＭＣ方式の場合、上記方式ではインバータ停止時に単位変換器のコンデンサ電圧が不揃いになるため、商用電源から高圧インバータへの復帰ができない。
　以下、図１８で従来技術を用いた励磁巻線付同期機に適用する場合を示す。ただし、上記特許文献５と上記特許文献６には発電電動機の種類（誘導機、永久磁石同期機、励磁巻線付同期機）については触れていないため、ここでは、既設の同期機による発電システムに周波数変換器を追加して可変速化する場合を想定し、遮断器の両端には既に同期検定器が備えられており、また、公知技術の励磁制御が適用されていると仮定する。
　可変周波数電源には遮断器ＣＢ１、バイパス回路には遮断器ＣＢ２を設け、遮断器を開閉してバイパス運転と変換器運転間で双方向に切替する。
　図１９に、切替時の運転シーケンスを示す。
　バイパス運転から変換器運転への切替指令により、時刻ｔ１でバイパス遮断器ＣＢ２を開路すると時刻ｔ２で非同期状態になり、時刻ｔ３で遮断器ＣＢ１を閉路、時刻ｔ４でＧＤＢ状態となり変換器運転を開始する。時刻ｔ１から時刻ｔ４までが無通電期間となる。
　変換器運転からバイパス運転への切替指令により、時刻ｔ５で変換器制御を通常の運転制御からバイパス準備モードに切替、電動運転時は切替時の減速を考慮した速度(同期速度以上)に整定、発電運転時は加速を考慮した速度（同期速度以下）に整定する。回転速度が整定値に達したら時刻ｔ６で遮断器ＣＢ１を開路、無拘束で同期速度に達した時刻ｔ７で同期検出したら、時刻ｔ８で変換器運転を停止、時刻ｔ９でバイパス運転を開始する。
　以上の運転シーケンスで、上記の特許文献５と特許文献６には、バイパス運転と変換器運転の切替で必然的に発生する課題と解決策が開示されていない。
　第１の課題は、切替期間中に発生する発電電動機の無通流期間が長いと、発電運転時は原動機が無拘束状態で加速され、あるいは電動運転時は減速されるため、通流再開時には交流系統あるいは周波数変換器で異相投入となる。
　一方、発電電動機の無通流期間が短いと、負荷遮断時の電圧振幅急変直後の再投入で突発短絡となる。いずれも、過電流による系統動揺、過渡トルクによる機械衝撃が発生する課題がある。この課題は、特許文献６が示唆するように、軽負荷での切替では「課題の影響は軽微」と見なせるが、負荷が重くなるにつれて無視できなくなる。
　第２の課題は、風力発電用途や需給調整機能を担う一般水力発電機器の場合、必然的にバイパス運転と変換器運転を頻繁に切替える運用となるが、バイパススイッチに遮断器を適用すると、遮断器交換周期が短くなる課題がある。
　第３の課題は、既設の水力発電設備、あるいは揚水発電設備をＦＰＣ方式に改造する場合に発生する励磁制御切替の課題である。既設の発電電動機の過半は励磁巻線付の同期機であるが、既設では励磁装置を電圧（ＡＶＲ）制御する。励磁巻線から見た励磁装置は電圧源特性である。一方の変換器運転時は、電機子巻線から見た周波数変換器は電流源特性であり、必然的に励磁巻線側から見た励磁装置も電流源で永久磁石特性に近いことが望ましい。このため、励磁制御のマイナーループに励磁電流制御（ＡＣＲ）を加えることが望ましい。切替を避けるために、あるいはバイパス運転中にも励磁電流制御を加える方法もある。何れの場合も変換器運転時は電圧制御から力率１制御への切替が望ましい。また、上記第１の課題を解決するためにも、何らかの制御切替が必要となる。
　本発明の目的は、上記の課題を解決し、励磁巻線付の同期機を用いた可変速発電電動装置を提供することにある。
　図２０に、解決手段を示す回路構成を示す。
　第１の手段は、可変速周波数電源の交流端子に限流要素ＡＣＬ１を、直流電圧源の交流端子に限流要素ＡＣＬ２を設けることで転流電流を抑制する。
　直流電圧源としては、図１１Ａの１００２に示す２レベル変換器、図８の８０１に示す３レベル変換器、図９の９０１に示す５レベル変換器が適用できる。何れの変換器も高調波フィルタとして、図１０の１００１、図８の８０２、図９の９０２が必要であり、これらに含まれるインダクタンスが限流要素ＡＣＬ２として作用する。
　図１７Ａ，図１７Ｂ，図１７Ｃに示すＭＭＣ変換器のうち、ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器はＡＣＬ２相当の限流要素はない。そもそも、これら２種類のＭＭＣ変換器は交流端子から直流電流分ＩＤＣを流すため、バイパス運転には適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄがＡＣＬ２相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
　以上より、本発明の直流電圧源としては、ＶＳＣ変換器のうち、２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器、あるいはＤＳＭＭＣ変換器が適用可能である。
　一方、可変速周波数電源として２レベル変換器、３レベル変換器、５レベル変換器を適用する場合、限流要素ＡＣＬ１として、限流リアクトルあるいは昇圧用変圧器を交流端子側に追加する必要がある。ＤＩＭＭＣ変換器とＺＣＭＭＣ変換器は、直流電圧源と同じ理由で適用できない。ＤＳＭＭＣ変換器の場合、内蔵の循環電流抑制用リアクトルＸｄがＡＣＬ１相当の限流要素となるため、追加機器は不要である。
　第２の手段は、可変周波数電源と励磁巻線付の同期機の３相端子間に設けたバイパス開路の分岐点より同期機の３相端子側に計器用変流器を設け、転流期間中も励磁巻線付の同期機電流が一定となるように調整する手段を設ける。これにより、転流電流の安定な調整を実現する。
　第３の手段は、励磁巻線付の同期機の励磁制御として、バイパス運転中の電圧制御（ＡＶＲ）の他に励磁電流制御ＡＣＲを設け、変換器運転と転流期間中は励磁電流制御（ＡＣＲ）に切替することで、安定な励磁巻線付の同期機の運転を実現する。
　図２１Ａおよび図２１Ｂに、以上の構成で実現する運転切替時の転流モードを示す。
　バイパス運転から変換器運転への切替は、可変周波数電源の運転開始（ＧＤＢ）で転流期間が開始、切替時の発電機電流ＩＧを電流指令ＩＧ０に保持することで転流電流ＩＴがＩＧに近づき、負荷開閉器ＬＳの電流をほぼ０に絞った上で負荷開閉器ＬＳを開路し、変換器運転を開始する。これによりバイパス回路の開閉に遮断器を使わなくとも済む。
　変換器運転からバイパス運転への切替は、負荷開閉器ＬＳを閉路して転流電流ＩＴの通流路を確保し、変換器電流指令ＩＣ＊をゼロに変えて電流を絞って変換器を停止（ＧＢ）し、バイパス運転を開始する。これにより転流期間中も同期機の電流を一定に保つことができる。
　以上の装置構成と運転シーケンスによって所期の目的を達成することができる。
　本発明によれば、交流系統による一定周波数運転を前提に設置された、励磁巻線付同期機を用いた発電装置あるいは発電電動装置に、バイパス切替スイッチとＶＳＣ変換器を用いた周波数変換装置、制御切替装置を追加し、高負荷領域でのバイパス運転で電気機器側効率の最大化、軽負荷領域の周波数運転で機械側効率の最大化を両立させる。また、両運転モードの切替時に転流期間を設けることによって発電電動機の電流連続性を確保して可用性を高め、切替に伴う機器への寿命負担を軽減することによって長寿命・高信頼性を実現できる。
本発明の第１の実施形態を示す回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示すアーム変換器の回路図 本発明の実施形態を示す単位変換器の回路図 本発明の第１の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の第１の実施形態を示す運転シーケンス 本発明の第１の別の実施形態を示す回路図 本発明の第１の別の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第１の別の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示す回路図 本発明の第２の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示すＶＳＣ変換器の回路図 本発明の第２の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 本発明の第２の実施形態を示す可変速制御装置のブロック図 本発明の第２の実施形態を示す運転シーケンス 本発明の第３の実施形態を示す変換器制御装置のブロック図 ＭＭＣ変換器を構成するアーム変換器の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 ＭＭＣ変換器と発電電動機を接続した可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の回路図 従来技術を用いた可変速発電電動装置の運転シーケンス 本発明の目的の実現手段を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図 本発明を用いた可変速発電電動装置の転流状態を示す回路図
　以下に、本発明にかかる可変速発電電動装置の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
　交流系統１０１と系統遮断器１０２を介して主要変圧器１０３の３相端子（Ａｔ、Ｂｔ、Ｃｔ）を接続、他の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を接続する。直流電源装置１０４Ａの第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第２端子（Ｎ）と背後接続する。
　直流電源装置１０４Ｂには、２端子（ａ、ｂ）を備えたアーム変換器６台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）を設け、アーム変換器３台（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）のｂ端子を直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）に星型接続し、残るアーム変換器３台（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）のａ端子を直流電源装置１０４Ｂの第２端子（Ｎ）に星型接続する。アーム変換器（１０５ＵＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＵＮ）のｂ端子を接続し、その接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＲ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＶＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＶＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＳ端子に接続する。アーム変換器（１０５ＷＰ）のａ端子とアーム変換器（１０５ＷＮ）のｂ端子を接続し、接続線から分岐して負荷開閉器（ＬＳ１）１０６を介して励磁巻線付同期機１０７のＴ端子に接続する。
　直流電源装置１０４Ａは、２端子（ａ、ｂ）を備えた６台のアーム変換器１０５Ｘをグレンツ結線する。
　励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）と負荷開閉器（ＬＳ１）の接続線に分岐点を設け、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。前記分岐点と励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）間に計器用変流器１２２を設ける。過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は、計器用変流器１２２で検出する励磁巻線付同期機１０７の過電流保護動作で開路する。その他の開閉は、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４による。
　主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と励磁用変換器１１０の交流端子間を、励磁用遮断器１０８、励磁用変圧器１０９を介して接続し、励磁用変換器１１０の直流端子と励磁巻線付同期機１０７の励磁巻線端子（Ｆ１、Ｆ２）間を、励磁用遮断器（ＣＢＥ３）１１１を介して接続する。励磁巻線端子（Ｆ１、Ｆ２）と限流抵抗器１１２間を、励磁用遮断器（ＣＢＥ２）１１３を介して接続する。
　交流系統１０１と直流電源装置１０４Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間を、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７、限流抵抗器１１８、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を介して接続する。限流抵抗器１１８と初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を並列接続する。
　１２１は可変速制御装置で、前記計器用変流器１２２と、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。ベクトル演算装置１２４は励磁巻線付同期機１０７の電圧ＶＧ、有効電力Ｐ、無効電力Ｑを可変速制御装置１２１に出力する。ここで、励磁巻線付同期機１０７の電圧・電流は可変周波数である。特許文献７に可変周波数のベクトル演算方法が開示されている。
　１２５は同期検定器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、バイパススイッチ用遮断器１１４の励磁巻線付同期機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１２１に出力する。１２７は計器用変流器で、励磁巻線付同期機１０７の励磁電流を可変速制御装置１２１に出力する。
　１２８は変換器制御装置で、６台のアーム変換器の出力電流を計測する直流電流変成器１２９が計測した３相交流電流（ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮ，ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰ）、位相検出器１３０からの電気角表示の回転位相θ、ベクトル演算装置１２４からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、３台のアーム変換器（１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ）にゲート信号（ＧａｔｅＰ＊）を出力し、残る３台のアーム変換器（１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ）にゲート信号（ＧａｔｅＮ＊）を出力する。
　図２Ａおよび図２Ｂは、第１の実施形態を示すアーム変換器１０５Ｘ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮの回路図である。２端子（ｘ、ｙ）を備えたｋ台（ｋは自然数）の単位変換器２０１を直列接続し、更に限流リアクトル２０２と直列接続する。限流リアクトルは、１０５Ａに示すようにアーム変換器の端子ａに設けても、１０５Ｂに示すようにアーム変換器の端子ｂに設けても、何れを任意に組み合わせてもよい。
　図３は、第１の実施形態を示す単位変換器２０１の回路図である。単位変換器２０１は双方向チョッパ回路を構成するスイッチング素子３０１とスイッチング素子３０２を電圧源特性のエネルギー蓄積素子としてコンデンサ３０３に接続し、変換器制御装置１２８と接続した光通信ケーブル３０４から光・電気変換素子３０５、シリアル・パラレル変換回路３０６を介してゲートドライバ３０７に入力されるスイッチング素子３０１と３０２へのゲート信号でＰＷＭ制御し、２端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を０とコンデンサ電圧ＶＣの間で調整する。一方、コンデンサ電圧ＶＣは、直流電流変成器３０８のアナログ信号出力をアナログ・ディジタル変換器３０９とパラレル・シリアル変換器３１０、電気・光変換素子器３１１を介して光信号ケーブル３０４で変換器制御装置１２８に帰還する。この構成によれば、スイッチング素子に流れる電流は３０１または３０２の何れか１素子に限られるため、損失を最小に抑えることができる。
　以上、図１、図２Ａ、図２Ｂ、図３の実施形態において、運転開始時のシーケンスを説明する。
　運転開始前は系統遮断器１０２を開路、直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３は放電済み、励磁巻線付同期機１０７は停止状態とする。
　最初に、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を閉路、続いて初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７を閉路、限流抵抗器１１８の抵抗値で電流を抑制し、スイッチング素子３０２を構成するダイオードを介して直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を充電開始、コンデンサの電圧ＶＣの上昇と共に減衰する初充電用遮断器（ＣＢＳ１）１１７の電流が所期の値になったら初充電用遮断器（ＣＢＳ２）１１９を閉路して充電を加速する。これにより、コンデンサ３０３の電圧ＶＣは直流電圧指令ＶＤＣ＊の約１／２ｋ相当まで上昇する。ただし、ｋは単位変換器２０１の直列数ｋとする。続いて、アーム変換器１０５のゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を動作開始し、スイッチング素子３０１と３０２をチョッピングモードでコンデンサ３０３を所期の値まで昇圧する。昇圧終了後、初充電用遮断器（ＣＢＳ３）１２０を開路して初充電操作を終了する。
　ただし、通常停止時は直流電源装置１０４Ａのコンデンサ３０３を放電しない。従って、例外的に、長期停止直後でコンデンサ３０３が自然放電された場合、保守点検時に放電させた直後を除けば、上記の初充電操作は不要である。
　続いて、系統遮断器（ＣＢ１）１０２を閉路して主要変圧器を充電し、運転待機状態とする。
　以下、可変速発電電動装置の電動機モード始動方法について、特許文献４に従って概略説明する。
　バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は開路、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５は閉路状態を保持する。
　励磁巻線遮断器（ＣＢＥ２）１１３を閉路、励磁巻線遮断器（ＣＢＥ３）１１１を開路状態にする。以上で直流電源装置１０４Ｂを起動すると、励磁巻線付同期機１０７は、ダンパー巻線による誘導機モードで起動する。起動後、直流電源装置１０４Ｂへのゲートブロック指令ＧＢ＊で一旦停止し、励磁巻線遮断器（ＣＢＥ３）１１１を閉路して励磁用変換器１１０に接続する。続いて励磁巻線遮断器（ＣＢＥ２）１１３を開路し、限流抵抗器１１２を切り離す。直流電源装置１０４Ｂを再起動し、励磁巻線付同期機１０７を同期機として加速制御する。回転速度が可変速運転範囲に入ると加速制御から通常の可変速電動機モードの運転に切り替える。
　可変速発電電動装置の発電機モード始動方法は、電動機モードと同じ方法で起動することもできる。しかし、特段の理由が無い限り、原動機で可変速運転範囲、あるいは同期速度まで加速する方法が一般的である。
　図４は、第１の実施形態を示す変換器制御装置１２８の制御ブロック図である。
　４０１は速度演算器で、回転位相検出器１３０からの回転位相信号θの現在値と前回周期で同一位相の信号からのサンプル数Ｎｐから回転速度ωを演算する。ここで、サンプル周期をΔｔとすると、ω＝２×π／（Ｎｐ×Δｔ）の関係が成り立つ。
　４０２Ａは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＰを演算する。４０２Ｂは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣＮを演算する。
　４０３Ａはｄ－ｑ変換器で、数式１の演算を行う。４０３Ｂはｄ－ｑ変換器で、数式２の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　４０４Ａと４０４Ｂは交流電流調整器で、指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＰ，ＩＱＰが一致するように、指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分して極性を反転した指令値と計測演算値ＩＤＮ，ＩＱＮが一致するように制御演算する。
　４０５Ａは直流電流調整器で、出力指令Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＰが一致するように制御演算する。４０５Ｂは直流電流調整器で、前記直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣＮが一致するように制御演算する。
　４０６Ａと４０６Ｂは逆ｄ－ｑ変換演算器で、数式３を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　４０７Ａはアーム１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰへの直流電圧指令補正演算器、４０７Ｂはアーム１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮへの直流電圧指令補正演算器であり、各アームへの出力電圧指令ＶＵＰ＊，ＶＶＰ＊，ＶＷＰ＊，ＶＵＮ＊，ＶＶＮ＊，ＶＷＮ＊を出力する。
　以上より、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の相電圧を（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム変換器１０５ＵＰとアーム変換器１０５ＵＮへの出力電圧指令は、
　　ＶＲＰ＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
　　ＶＲＮ＊＝－ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。
　これらの出力電圧指令と単位変換器２０１のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器４０８Ａと４０８Ｂでゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を出力する。
　４０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器４１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ａを選択出力する。
　４０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器４１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｂを選択出力する。
　４０９Ｃは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は有効電力値Ｐを、指令値ＳＷａがｔ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。これにより、指令値がｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の有効電力値Ｐを保持出力する。指令切替器４１１Ｃは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は有効電力指令Ｐ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器４１０Ｃを選択出力する。
　直流電圧指令ＶＤＣ＊と指令切替器４１１Ｃの出力とから、割り算器４１２は直流電流指令ＩＤＣ＊を出力する。４１３は指令切替器で、指令値ＳＷｃがｎ状態の時はＩＤＣ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＮＯＴ回路４１４とゲート出力阻止回路４１５Ａ、４１５Ｂにより、ゲートブロック信号ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置のスイッチング素子３０１、３０２は全数が消弧される。
　４１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂ、指令値ＳＷｃを各々２値選択出力する。
　図５は、第１の実施形態を示す可変速制御装置１２１の制御ブロック図である。
　５０１は電圧指令発生器で、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒ、電圧下げ９０Ｌ指令を入力し、前回値出力器５１３Ａが出力する値に積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。電圧指令ＶＧ＊は、一定利得（ＫＱ）５０２Ａで無効電力指令Ｑ＊に変換する。無効電力調整器５０４は、無効電力指令Ｑ＊とベクトル演算装置１２４からの無効電力Ｑの突き合わせを入力して電流指令ＩＱ＊を指令切替器５０３Ｃに出力する。
　発電機電圧調整器５０５は、電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４からの発電機電圧ＶＧの突き合わせを入力して指令切替器５０３Ａに出力する。
　励磁電流調整器５０６は、励磁電流指令ＩＦ＊と計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦの突き合わせを入力して指令切替器５０３Ａに出力する。
　ここで、励磁電流調整器５０６は、比例ゲイン（ＫＣＰ）相当の一定利得５１４Ａ、積分ゲイン（ＫＣＩ）相当の一定利得５１４Ｂ、前回値出力器５１３Ｃと加算器５１４Ｃで一定利得５１４Ｂの出力の累積加算し、比例積分制御演算結果として出力する。
　指令切替器５０３Ａは、指令値ＳＷ３がｓ状態の時、発電機電圧調整器５０５の出力を選択し、指令値ＳＷ３がａ状態の時、励磁電流調整器５０６の出力を選択し、励磁電圧指令ＶＦ＊として励磁用変換器１１０に出力する。
　５０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θから回転速度Ｎを演算する。
　５０８は速度指令発生器で、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒ、周波数下げ１５Ｌ指令を入力し、前回値出力器５１３Ｄで積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
　速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）５０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換する。この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算してベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐと突き合わせ入力して有効電力調整器５０９で調整し、電流指令ＩＤ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
　５１０は直流電圧指令発生器で、有効電力指令Ｐ＊から直流電圧指令ＶＤＣ＊を演算し、変換器制御装置１２８に出力する。
　５０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は一定利得（ＫＱ）５０２Ａの出力を、ａ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｅは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　５０３Ｆは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｔ状態の時は前回値出力器５１３Ｂの出力を、ｎ状態の時は計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦを選択出力し、前回値出力器５１３Ｂに入力する。
　５０３Ｇは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は励磁電流指令ＩＦ＊を、ｔ状態の時は前回値出力器５１３Ｂの出力を選択出力する。
　立上り検出器５１１は、指令値ＳＷ３のｓ状態からａ状態への変化を検出する演算時のみは指令切替器５０３Ｈへの指令をｔ状態とし、次の演算時はｎ状態に戻す。指令値ＳＷ３のａ状態からｓ状態への変化を検出する演算時は指令切替器５０３Ｈへの指令をｎ状態に保持し、指令値ＳＷ３に変化が無いときも５０３Ｈへの指令をｎ状態に保持する。
　５０３Ｈは指令切替器で、立上り検出器５１１からの指令値がｎ状態の時は積分演算結果相当の加算器出力を、ｔ状態の時は積分演算結果をリセットして発電機電圧調整器５０５からの出力に切り替える。
　５１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２、指令値ＳＷ３、指令値ＳＷ４、指令値ＳＷ５を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック信号ＧＢ＊を変換器制御装置１２８に出力する。
　図６は、本発明の第１の実施形態を示す運転シーケンスである。
　以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
　最初にバイパス運転時の状態を図６の上段から順に説明する。
　指令値ＳＷ１はｎ状態、前回値出力器５１３Ｂは、励磁電流ＩＦの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷ２はｎ状態、指令切替器５０３Ｇにより励磁電流指令ＩＦ＊の更新を続け、変換器運転への切替に備える。ＳＷ３はｓ状態、指令切替器５０３Ａは、発電機電圧調整器５０５からの出力を選択して電圧指令ＶＦ＊に出力し、発電機電圧調整器５０５で電圧制御する。ＳＷ４はａ状態、指令切替器５０３Ｂは、無効電力指令Ｑ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力する。指令切替器５０３Ｄは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力する。
　本実施形態によれば、バイパス運転から変換器運転への切替え直前の状態を初期状態として保持するので安定な運転モード切替を実現する効果がある。以上が可変速制御装置１２１の状態である。
　指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器４１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器４１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器４１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器４１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器４１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、指令切替器４１１Ｃは有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｃはｎ状態、指令切替器４１３は有効電力Ｐと直流電圧指令ＶＤＣ＊から演算した直流電流指令ＩＤＣ＊の更新を続ける。以上が変換器制御装置１２８の状態である。
　直流電源装置１０４Ｂへのゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１、ゲート停止状態（以下、「ＧＢ状態」と称す。）である。初充電時にコンデンサ３０３をチョッピング動作で昇圧してあるため、スイッチング素子３０２のダイオードを介して直流電源装置１０４Ｂが通流することはない。
　バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検定器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
　時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ１がｔ状態に変わり、前回値保持器５１３ＢはＳＷ１状態変化時点の励磁電流ＩＦを保持する。
　時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ＳＷ２がｔ状態に変わり、指令切替器５０３Ｇは時刻ｔ１時の励磁電流ＩＦ値を保持する。また、ＳＷ３がａ状態に変わり、励磁電圧指令ＶＦ＊は励磁電流調整器５０６出力に切り替わる。ＳＷ３がａ状態に変わるタイミングで、指示切替器５０３Ｈのワンショット動作で励磁電流調整器５０６の積分器出力が励磁電圧指令値ＶＦ＊の変化直前の値に置き換えられる。
　本実施形態によれば、励磁電圧指令ＶＦ＊の連続性を確保するので安定な運転モード切替を実現する効果がある。
　時刻ｔ３は時刻ｔ２と同時で良いが、可変速制御装置１２１から変換器制御装置１２８への伝送遅れが発生する場合が多い。伝送遅れを過渡現象に比べて短く設定できるならば、時刻ｔ３は時刻ｔ２と同時と見なせる。時刻ｔ３で指令値ＳＷａが状態ｔに変わると、前回値保持器４１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値保持器４１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持し、前回値保持器４１０Ｃは指令値ＳＷａ状態変化時点の有効電力Ｐを保持する。
　時刻ｔ４は時刻ｔ３のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ゲート出力状態（以下、「ＧＤＢ状態」と称す。）となり、直流電源装置１０４Ｂが動作開始する。
　時刻ｔ４でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ５は時刻ｔ４からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。時刻ｔ５で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器４１１Ａは可変速制御装置１２１からの電流指令ＩＤ＊に、指令切替器４１１Ｂは電流指令ＩＱ＊に、指令切替器４１１Ｃは有効電力指令Ｐ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１２８の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ５でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
　時刻ｔ６で指令値ＳＷ２がｔ状態からｎ状態に変わると、指令切替器５０３Ｇは励磁電流指令ＩＦ＊に切り替わる。
　時刻ｔ６は時刻ｔ５からの遅れ設定値によって決まる。その値は、可変速制御系の切り替え応答時間に余裕をとって設定する。ただし、電流指令ＩＤ＊およびＩＱ＊に対する応答時間の方がＩＦ＊指令に対する応答よりも速いため、必ずしも応答時間を待つ必要はない。次の時刻ｔ７と時刻ｔ６は順序を逆転させても支障ない。
　時刻ｔ７はバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２から直流電源装置１０４Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間は励磁巻線付同期機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ７でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を開路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
　時刻ｔ８で同期検定器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検定機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１２１と変換器制御装置１２８に影響を与えることはない。
　以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
　時刻ｔ９でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１２１に入力すると、指令値ＳＷ４がｓ状態に変わり、指令切替器５０３Ｂは一定利得５０２Ａの出力に切り替わり、電圧指令ＶＧ＊の（ＫＱ倍）となる。これにより、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒおよび電圧下げ９０Ｌ指令による発電機電圧調整を開始する。指令切替器５０３Ｄは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒおよび周波数下げ１５Ｌ指令による発電機回転速度調整を開始する。
　時刻ｔ１０で同期検定器１２５が同期を検出する。時刻ｔ１０は時刻ｔ９で開始した同期調整から同期検定器１２５が同期を検出するまでの時間で、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、可変速制御系の応答時間で決まる。
　時刻ｔ１１でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路する。時刻ｔ１１は時刻ｔ１０から１サンプル周期Δｔ後に投入指令を出力してから実際に閉路するまでの時間で決まる。
　時刻ｔ１１で変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ１２で指令ＳＷｃをｔ状態に切替、指令切替器４１３で直流電流指令ＩＤＣ＊をゼロにする。また、指令ＳＷ５をｔ状態に切替、指令切替器５０３Ｃで電流指令ＩＱ＊をゼロに、指令切替器５０３Ｅで電流指令ＩＤ＊をゼロに切替、直流電源装置１０４Ｂの電流をゼロに絞る。
　本実施形態によれば、ＧＢ状態の前に電流指令をゼロに切り替えて電流制御系の応答で電流を絞るため、安定な運転モード切替を実現する効果がある。
　時刻ｔ１３でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１０４Ｂが停止する。
　時刻ｔ１３は時刻ｔ１２からの遅れ設定値によって決まる。その値は変換器制御系の立ち上がり応答時間に余裕をとって設定する。交流系統１０１の周波数ベースで数サイクル期間が設定値の目安となる。
　時刻ｔ１３で直流電源装置１０４Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
　時刻ｔ１４で指令ＳＷ３をｓ状態に切替、励磁電圧指令ＶＦ＊を励磁電流調整器５０６から発電機電圧調整器５０５に切替、通常の同期機制御状態に切り替える。時刻ｔ１４でＳＷ４をａ状態に切替、ＳＷ５、ＳＷｃをｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
　時刻ｔ１４は時刻ｔ１３からの遅れ設定値によって決まる。その設定値は、厳密には発電時の原動機トルク変動、電動時の負荷トルク変動の影響を受けるものの、発電機電圧調整器５０５の応答時間で決めて良い。
　図７は、本発明の第１の別の実施形態を示す回路図である。前の図１と同じ番号は同じ内容を示すため、重複を避けるため説明を省略する。
　直流電源装置７０４の３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）に接続する。直流電源装置７０４の第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）は、直流電源装置１０４Ｂの第１端子（Ｐ）、第１端子（Ｎ）と背後接続する。
　図８は、本発明の第１の別の実施形態を示す、直流電源装置７０４の回路図である。
　８０１は３レベルＶＳＣ変換回路、８０２は高調波フィルタである。高調波フィルタ８０２は、変換器運転とバイパス運転の転流期間中の電流抑制効果を兼ねる。
　図９は、本発明の第１の別の実施形態を示す、直流電源装置７０４の回路図である。
　９０１は非特許文献１に開示されている５レベルＶＳＣ変換回路、９０２は高調波フィルタである。高調波フィルタ９０２は、変換器運転とバイパス運転の転流期間中の電流抑制効果を兼ねる。
　以上、図８と図９の実施形態によれば、初充電用変圧器１１６、初充電用遮断器１１７、１１９、１２０、限流抵抗器１１８といった初充電用機器を省略できる。
（第２の実施形態）
　図１０は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。前の図１と同じ番号は同じ内容なので、重複を避けるために説明を省略する。
　主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）と直流電源装置１００２の３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を、高調波フィルタ１００１を介して接続する。この前記接続線に直列の限流要素となるリアクトルを高調波フィルタは含む。直流電源装置１００２の第１端子（Ｐ）は直流電源装置１００３Ａの第１端子（Ｐ）、直流電源装置１００３Ｂの第１端子（Ｐ）と星形接続し、直流電源装置１００２Ａの第２端子（Ｎ）は直流電源装置１００３Ａの第２端子（Ｎ）、直流電源装置１００３Ｂの第２端子（Ｎ）と星形接続する。直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と、直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と、負荷開閉器（ＬＳ１）１０６の第１の３相端子を、各相毎に星形接続する。この星形接続点と直流電源装置１００３Ａの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間に限流リアクトル１００４Ａと定直流電流変成器１００５Ａを設ける。また、この星形接続点と直流電源装置１００３Ｂの３相端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間に限流リアクトル１００４Ｂと直流電流変成器１００５Ｂを設ける。
　負荷開閉器（ＬＳ１）１０６の第２の３相端子と励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）を接続し、接続線に分岐点を設ける。この分岐点と３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の間に計器用変流器１２２を設ける。
　また、この分岐点と主要変圧器１０３の３相端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）間を、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５を介して接続する。
　１００６は可変速制御装置で、前記計器用変流器１２２と、励磁巻線付同期機１０７の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間電圧を計測する計器用変圧器１２３とをベクトル演算装置１２４に接続する。
　１２５は同期検定器で、バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４の主要変圧器１０３側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ｂと、過電流保護用遮断器（ＣＢ２）１１５の励磁巻線付同期機１０７の側の端子間に設けた計器用変圧器１２６Ａからの電圧を入力し、電圧上げ指令９０Ｒと下げ指令９０Ｌ、周波数上げ指令１５Ｒと下げ指令１５Ｌを可変速制御装置１００６に出力する。１２７は計器用変流器で、励磁巻線付同期機１０７の励磁電流を可変速制御装置１００６に出力する。
　１００７は変換器制御装置で、直流電流変成器１００５Ａからの３信号（ＩＵ１、ＩＶ１、ＩＷ１）と１００５Ｂからの３信号（ＩＵ２、ＩＶ２、ＩＷ２）、位相検出器１３０からの電気角表示の回転位相信号θ、ベクトル演算装置からの有効電力計測信号Ｐを入力して制御演算し、直流電源装置１００３Ａにゲート信号（Ｇａｔｅ１＊）を出力し、直流電源装置１００３Ｂにゲート信号（Ｇａｔｅ２＊）を出力する。
　図１１Ａおよび図１１Ｂは、第２の実施形態を示す直流電源装置１００２と直流電源装置１００３の回路図である。ただし、直流電源装置１００３は、同じ回路構成の直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂを代表する。直流電源装置１００２は自己消弧型スイッチング素子１１０１をグレンツ結線した２レベルＰＷＭ変換器回路で、第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）間に直流コンデンサ１１０２を接続する。直流電源装置１００３は、１００２と同じく自己消弧型スイッチング素子１１０３による２レベルＰＷＭ変換器回路である。
　図１２は、第２の実施形態を示す変換器制御装置１００７の制御ブロック図である。
　１２０３Ａはｄ－ｑ変換器で数式４の、ｄ－ｑ変換器１２０３Ｂは数式５の演算を行う。ただし、ここでは相順をＵＶＷとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　１２０４Ａと１２０４Ｃは交流電流調整器で、各々指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤ１、ＩＱ１が一致するように、１２０４Ｂと１２０４Ｄは各々指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊を２等分した指令値とＩＤ２，ＩＱ２が一致するように制御演算する。
　１２０６Ａと１２０６Ｂは逆ｄ－ｑ変換演算器で、数式６を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　逆ｄ－ｑ変換演算器１２０６Ａの出力ＶＵ１＊，ＶＶ１＊，ＶＷ１＊から、ＰＷＭ演算器１２０８Ａでゲート指令Ｇａｔｅ１＊を直流電源装置１００３Ａに出力する。
　逆ｄ－ｑ変換演算器１２０６Ｂの出力ＶＵ２＊，ＶＶ２＊，ＶＷ２＊から、ＰＷＭ演算器１２０８Ｂでゲート指令Ｇａｔｅ２＊を直流電源装置１００３Ｂに出力する。
　１２０９Ａは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＤを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器１２１０Ａを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＤを保持出力する。指令切替器１２１１Ａは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器１２１０Ａを選択出力する。
　１２０９Ｂは指令切替器で、２値選択指令値ＳＷａがｎ状態の時は電流演算値ＩＱを、指令値がｔ状態の時は前回値出力器１２１０Ｂを選択出力する。これにより、指令値ＳＷａがｔ状態の時は、指令値ＳＷａがｎ状態からｔ状態に切替えた時の電流演算値ＩＱを保持出力する。指令切替器１２１１Ｂは、２値選択指令値ＳＷｂがａ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｓ状態の時は前回値出力器１２１０Ｂを選択出力する。
　ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＮＯＴ回路１２１４とゲート出力阻止回路１２１５Ａ、１２１５Ｂにより、ゲートブロック信号ＧＢ＊が１の時は強制的に停止される。これにより、直流電源装置１００３Ａと直流電源装置１００３Ｂのスイッチング素子１１０３は全数が消弧される。
　１２１６は変換器制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷａ、指令値ＳＷｂを各々２値選択出力する。
　図１３は、第２の実施形態を示す可変速制御装置１００６の制御ブロック図である。
　１３０１は電圧指令発生器で、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒ、電圧下げ９０Ｌ指令を入力し、前回値出力器１３１３Ａで積算した結果を電圧指令ＶＧ＊として出力する。電圧指令ＶＧ＊は、一定利得（ＫＱ）１３０２Ａで無効電力指令Ｑ＊に変換する。無効電力調整器１３０４は、無効電力指令Ｑ＊とベクトル演算装置１２４からの無効電力Ｑと突き合わせを入力して電流指令ＩＱ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
　発電機電圧調整器１３０５は、電圧指令ＶＧ＊とベクトル演算装置１２４からの発電機電圧ＶＧの突き合わせを入力して指令切替器１３０３Ａに出力する。
　励磁電流調整器１３０６は、励磁電流指令ＩＦ＊と計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦの突き合わせを入力して指令切替器１３０３Ａに出力する。
　ここで、励磁電流調整器１３０６は、比例ゲイン（ＫＣＰ）相当の一定利得１３１４Ａ、積分ゲイン（ＫＣＩ）相当の一定利得１３１４Ｂ、前回値出力器１３１３Ｃと加算器１３１４Ｃで一定利得１３１４Ｂの出力の累積加算し、比例積分制御演算結果として出力する。
　指令切替器１３０３Ａは、指令値ＳＷ３がｓ状態の時、発電機電圧調整器１３０５の出力を選択し、指令値ＳＷ３がａ状態の時、励磁電流調整器１３０６の出力を選択し、励磁電圧指令ＶＦ＊として励磁用変換器１１０に出力する。
　１３０７は速度演算器で、回転位相検出器１３０の出力θから回転速度Ｎを演算する。
　１３０８は速度指令発生器で、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒ、周波数下げ１５Ｌ指令を入力し、前回値出力器１３１３Ｄで積算した結果を速度指令Ｎ＊として出力する。
　速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの差ΔＮは、一定利得（ＫＰ）１３０２Ｃで有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊に変換する。この有効電力補正指令ＰＡＤＤ＊を有効電力指令Ｐ＊に加算してベクトル演算装置１２４からの有効電力Ｐと突き合わせ入力して有効電力調整器１３０９で調整し、電流指令ＩＤ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
　１３０３Ｂは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は一定利得（ＫＱ）１３０２Ａの出力を、ａ状態の時は０を出力する。
　１３０３Ｃは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＱ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　１３０３Ｄは指令切替器で、指令値ＳＷ４がｓ状態の時は前記ΔＮを、ａ状態の時は０を出力する。
　１３０３Ｅは指令切替器で、指令値ＳＷ５がｎ状態の時は電流指令ＩＤ＊を、ｔ状態の時は０を出力する。
　１３０３Ｆは指令切替器で、指令値ＳＷ１がｔ状態の時は前回値出力器１３１３Ｂの出力を、ｎ状態の時は計器用変流器１２７からの励磁電流ＩＦを選択出力し、前回値出力器１３１３Ｂに入力する。
　１３０３Ｇは指令切替器で、指令値ＳＷ２がｎ状態の時は励磁電流指令ＩＦ＊を、ｔ状態の時は前回値出力器１３１３Ｂの出力を選択出力する。
　立上り検出器１３１１は、指令値ＳＷ３のｓ状態からａ状態への変化を検出する演算時のみは指令切替器１３０３Ｈへの指令をｔ状態とし、次の演算時はｎ状態に戻す。指令値ＳＷ３のａ状態からｓ状態への変化を検出する演算時は指令切替器１３０３Ｈへの指令をｎ状態に保持し、指令値ＳＷ３に変化が無いときも１３０３Ｈへの指令をｎ状態に保持する。
　１３０３Ｈは指令切替器で、立上り検出器１３１１からの指令値がｎ状態の時は積分演算結果相当の加算器出力を、ｔ状態の時は積分演算結果をリセットして発電機電圧調整器１３０５からの出力に切り替える。
　１３１２は可変速制御切替器で、所期の運転モードに応じて指令値ＳＷ１、指令値ＳＷ２、指令値ＳＷ３、指令値ＳＷ４、指令値ＳＷ５を、各々２値選択出力する。また、ゲートブロック信号ＧＢ＊を変換器制御装置１００７に出力する。
　図１４は、本発明の第２の実施形態を示す運転シーケンスである。
　以下、バイパス運転から変換器運転への切り替え方法を示す。
　最初にバイパス運転時の状態を図１４の上段から順に説明する。
　指令値ＳＷ１はｎ状態、前回値出力器１３１３Ｂは、励磁電流ＩＦの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷ２はｎ状態、指令切替器１３０３Ｇにより励磁電流指令ＩＦ＊の更新を続け、変換器運転への切替に備える。ＳＷ３はｓ状態、指令切替器１３０３Ａは、発電機電圧調整器１３０５からの出力を選択して電圧指令ＶＦ＊に出力し、発電機電圧調整器１３０５で電圧制御する。ＳＷ４はａ状態、指令切替器１３０３Ｂは、無効電力指令Ｑ＊＝０（力率＝１指令）を選択出力し、変換器運転切替に備えて初期状態を保持する。指令切替器１３０３Ｄは、速度偏差ΔＮ＝０を選択出力し、変換器運転への切替に備えて初期状態を保持する。以上が可変速制御装置１００６の状態である。
　指令値ＳＷａはｎ状態、前回値出力器１２１０Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、前回値出力器１２１０Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、前回値出力器１２１０Ｃは、有効電力Ｐの更新を続け、変換器運転への切替に備える。指令値ＳＷｂはｓ状態、指令切替器１２１１Ａは、変換器電流ＩＤの更新を続け、指令切替器１２１１Ｂは、変換器電流ＩＱの更新を続け、変換器運転への切替に備える。以上が変換器制御装置１００７の状態である。
　直流電源装置１００３Ａへのゲート指令Ｇａｔｅ１＊と直流電源装置１００３Ｂへのゲート指令Ｇａｔｅ２＊は、ゲートブロック指令ＧＢ＊がレベル１でＧＢ状態である。
　バイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４は閉路状態にある。同期検定器１２５からの出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）はない。以上がバイパス運転状態である。
　時刻ｔ１で変換器運転への切り替え指令を可変速制御装置１００６に入力すると、指令値ＳＷ１がｔ状態に変わり、前回値保持器１３１３ＢはＳＷ１状態変化時点の励磁電流ＩＦを保持する。
　時刻ｔ２は時刻ｔ１のサンプル周期Δｔ後で、ＳＷ２がｔ状態に変わり、指令切替器１３０３Ｇは時刻ｔ１時の励磁電流ＩＦ値を保持する。また、ＳＷ３がａ状態に変わり、励磁電圧指令ＶＦ＊は励磁電流調整器１３０６出力に切り替わる。ＳＷ３がａ状態に変わるタイミングで、指示切替器１３０３Ｈのワンショット動作で励磁電流調整器１３０６の積分器出力が励磁電圧指令値ＶＦ＊の変化直前の値に置き換えられる。これにより、励磁電圧指令ＶＦ＊の連続性を確保する。
　時刻ｔ３で指令値ＳＷａが状態ｔに変わると、前回値保持器１２１０Ａは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＤを保持し、前回値保持器１２１０Ｂは指令値ＳＷａ状態変化時点の電流ＩＱを保持する。
　時刻ｔ４は時刻ｔ３のサンプル周期Δｔ後で、ゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル０に変え、ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＧＤＢ状態となり、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが動作開始する。
　時刻ｔ４でバイパス運転期間が終了、バイパス運転から変換器運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ５で指令値ＳＷｂがａ状態に変わると、指令切替器１２１１Ａは可変速制御装置１００６からの電流指令ＩＤ＊に、指令切替器１２１１Ｂは電流指令ＩＱ＊に切り替わる。以上で変換器制御装置１００７の変換器運転モードへの切り替えが終了する。時刻ｔ５でＳＷ１をｎ状態に、ＳＷａをｎ状態に切替し、バイパス運転への切り替えに備える。
　時刻ｔ６で指令値ＳＷ２がｔ状態からｎ状態に変わると、指令切替器１３０３Ｇは励磁電流指令ＩＦ＊に切り替わる。
　時刻ｔ７はバイパススイッチ用負荷開閉器（ＬＳ２）１１４から直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂへの転流期間を目安に設定する。転流期間は励磁巻線付同期機１０７の出力変化時間よりも遥かに短く調整できるため、バイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２（ＬＳ２）１１４の電流は高速にゼロまで絞れる。時刻ｔ７でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２（ＬＳ２）１１４を閉路すると転流期間が終了し、変換器運転期間の開始となる。
　時刻ｔ８で同期検定器１２５へ入力される電圧が非同期状態になるが、この時に同期検定機能を除外することで出力（９０Ｒ／９０Ｌ、１５Ｒ／１５Ｌ）が可変速制御装置１００６と変換器制御装置１００７に影響を与えることはない。
　以下、変換器運転からバイパス運転への切り替え方法を示す。
　時刻ｔ９でバイパス器運転への切り替え指令を可変速制御装置１００６に入力すると、指令値ＳＷ４がｓ状態に変わり、指令切替器１３０３Ｂは一定利得１３０２Ａの出力に切り替わり、電圧指令ＶＧ＊の（ＫＱ倍）となる。これにより、同期検定器１２５からの電圧上げ９０Ｒおよび電圧下げ９０Ｌ指令による発電機電圧調整を開始する。指令切替器１３０３Ｄは回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎの偏差ΔＮに応じて刻々と変わる値に切り替わり、同期検定器１２５からの周波数上げ１５Ｒおよび周波数下げ１５Ｌ指令による発電機回転速度調整を開始する。
　時刻ｔ１０で同期検定１２５器が同期を検出する。
　時刻ｔ１１でバイパススイッチ用負荷開閉器ＬＳ２を閉路し、変換器運転期間が終了、変換器運転からバイパス運転への転流期間の開始となる。
　時刻ｔ１２で指令ＳＷ５をｔ状態に切替、指令切替器１３０３Ｃで電流指令ＩＱ＊をゼロに、指令切替器１３０３Ｅで電流指令ＩＤ＊をゼロに切替、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂの電流をゼロに絞る。
　時刻ｔ１３でゲートブロック指令ＧＢ＊をレベル１に変え、ゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊は、ＧＢ状態となり、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが停止する。
　時刻ｔ１３で直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂが停止すると転流期間が終了、バイパス運転期間の開始となる。
　時刻ｔ１４で指令ＳＷ３をｓ状態に切替、励磁電圧指令ＶＦ＊を励磁電流調整器１３０６から発電機電圧調整器１３０５に切替、通常の同期機制御状態に切り替える。時刻ｔ１４でＳＷ４をａ状態に切替、ＳＷ５をｎ状態に切替し、ＳＷｂをｓ状態に切替、変換器運転への切り替えに備える。以上より、時刻ｔ１以前の状態に戻る。
（第３の実施形態）
　図１５は、本発明の第３の実施形態を示す変換器制御装置１００８のブロック図である。前の図１２と同じ番号は同じ内容なので、重複を避けるために説明を省略する。
　１５０１は根２乗和演算器で、電流指令ＩＤ＊とＩＱ＊を入力して電流指令振幅Ｉ＊を出力する。
　１５０２は電流分配演算器で、電流指令振幅Ｉ＊と直流電流装置１００３Ａと１００３Ｂの定格電流Ｉ０＊の電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）を入力して電流分配率αを出力する。電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）が０から増加し、設定値ｓ１に達すると電流分配率αを１から０．５に切り替える。電流指令比（Ｉ＊／Ｉ０＊）が１から減少し、設定値ｓ２に達すると電流分配率αを０．５から１に切り替える。設定値ｓ１とｓ２は、ｓ１＜ｓ２＜０．５としてヒステリシス特性を持たせる。
　本実施形態によれば、ヒステリシス特性によって電流分配率α切り替えの頻度を下げ、更に安定な運転を実現する効果がある。
　１５０３は１次遅れ回路で、電流分配率αから電流分配指令βを出力し、加算器１５０４で指令切り替え器１５０５Ａへの指令をβに、指令切り替え器１５０５Ｂへの指令を（１－β）に設定する。
　指令切り替え器１５０５Ａと指令切り替え器１５０５Ｂは、指令値ＳＷｄがｈ状態に切り替わると、加算器１５０７Ａと１５０７Ｂを経て乗算器１５０８Ａと乗算器１５０８Ｃへの入力がβ１＝βとなり、乗算器１５０８Ｂと乗算器１５０８Ｄへの入力がβ２＝（１－β）となる。指令値ＳＷｄがｋ状態に切り替わると、乗算器１５０８Ａと乗算器１５０８Ｃへの入力がβ１＝（１－β）となり、乗算器１５０８Ｂと乗算器１５０８Ｄへの入力がβ２＝βとなる。
　変換器選択切替器１５０６で、指令値ＳＷｄをｈ状態とｋ状態に切替える。切替により、直流電源装置１００３Ａと１００３Ｂの使用率を平準化する。切替時期は、直流電源装置の起動毎でも良いし、発電電動装置の起動毎でも良い。
　本実施形態によれば、変換器選択切替によって並列した直流電源装置の使用率を平準化することにより、より長寿命で保守間隔の長い運転を実現する効果がある。
　電流分配指令β１が０の時、ゲート阻止回路１５０９Ａへの指令ＧＤＢ１＊を１から０に切り替えるとＧａｔｅ１＊を停止、直流電源装置１００３Ａのターンオン損失、ターンオフ損失を抑制できる。
　電流分配指令β２が０の時、ゲート阻止回路１５０９Ｂへの指令ＧＤＢ２＊を１から０に切り替えるとＧａｔｅ２＊を停止、直流電源装置１００３Ｂのターンオン損失、ターンオフ損失を抑制できる。
１０１　交流系統
１０２　系統遮断器
１０３　主要変圧器
１０４Ａ、１０４Ｂ、７０４、１００２、１００３、１００３Ａ、１００３Ｂ　直流電源装置
１０５、１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５ＵＰ、１０５ＶＰ、１０５ＷＰ、１０５ＵＮ、１０５ＶＮ、１０５ＷＮ、１０５Ｘ　アーム変換器
１０６　負荷開閉器
１０７　励磁巻線付同期機
１０８　励磁用遮断器
１０９　励磁用変圧器
１１０　励磁用変換器
１１１、１１３　励磁巻線遮断器
１１２、１１８　限流抵抗器
１１４　バイパススイッチ用負荷開閉器
１１５　過電流保護用遮断器
１１６　初充電用変圧器
１１７、１１９、１２０　初充電用遮断器
１２１、１００６　可変速制御装置
１２２、１２７　計器用変流器
１２３、１２６Ａ、１２６Ｂ　計器用変圧器
１２４　ベクトル演算装置
１２５　同期検定器
１２８、１００７、１００８　変換器制御装置
１２９、３０８、１００５Ａ、１００５Ｂ　直流電流変成器
１３０　回転位相検出器
２０１　単位変換器
２０２、１００４Ａ、１００４Ｂ　限流リアクトル
３０１、３０２　スイッチング素子
３０３　コンデンサ
３０４　光通信ケーブル
３０５　光・電気変換素子
３０６　シリアル・パラレル変換回路
３０７　ゲートドライバ
３０９　アナログ・ディジタル変換器
３１０　パラレル・シリアル変換回路
３１１　電気・光変換素子
４０１、５０７、１２０１、１３０７　速度演算器
４０２Ａ、４０２Ｂ、１２０２Ａ、１２０２Ｂ　移動平均演算器
４０３Ａ、４０３Ｂ、１２０３Ａ、１２０３Ｂ　ｄ－ｑ変換器
４０４Ａ、４０４Ｂ、１２０４Ａ、１２０４Ｂ、１２０４Ｃ、１２０４Ｄ　交流電流調整器
４０５Ａ、４０５Ｂ　直流電流調整器
４０６Ａ、４０６Ｂ、１２０６Ａ、１２０６Ｂ　逆ｄ－ｑ変換器
４０７Ａ、４０７Ｂ　直流電圧指令補正演算器
４０８Ａ、４０８Ｂ、１２０８Ａ、１２０８Ｂ　ＰＷＭ演算器
４０９Ａ、４０９Ｂ、４０９Ｃ、４１１Ａ、４１１Ｂ、４１１Ｃ、４１３、５０３Ａ、５０３Ｂ、５０３Ｃ、５０３Ｄ、５０３Ｅ、５０３Ｆ、５０３Ｇ、５０３Ｈ　１２０９Ａ、１２０９Ｂ、１２１１Ａ、１２１１Ｂ、１３０３Ａ、１３０３Ｂ、１３０３Ｃ、１３０３Ｄ、１３０３Ｅ、１３０３Ｆ、１３０３Ｇ、１３０３Ｈ、１５０５Ａ、１５０５Ｂ　指令切替器
４１０Ａ、４１０Ｂ、４１０Ｃ、５１３Ａ、５１３Ｂ、５１３Ｃ、５１３Ｄ、１２１０Ａ、１２１０Ｂ、１３１３Ａ、１３１３Ｂ、１３１３Ｃ、１３１３Ｄ　前回値出力器
４１２　割り算器
４１４、１２１４　ＮＯＴ回路
４１５Ａ、４１５Ｂ、１２１５Ａ、１２１５Ｂ、１５０９Ａ、１５０９Ｂ　ゲート出力阻止回路
４１６、１２１６　変換器制御切替器
５０１、１３０１　電圧指令発生器
５０２Ａ、５０２Ｂ、５１４Ａ、５１４Ｂ、１３０２Ａ、１３０２Ｂ、１３１４Ａ、１３１４Ｂ　一定利得
５０４、１３０４　無効電力調整器
５０５、１３０５　発電機電圧調整器
５０６、１３０６　励磁電流調整器
５０８、１３０８　速度指令発生器
５０９、１３０９　有効電力調整器
５１０　直流電圧指令発生器
５１１、１３１１　立上り検出器
５１２、１３１２　可変速制御切替器
８０１　３レベルＶＳＣ変換回路
８０２　高調波フィルタ
９０１　５レベルＶＳＣ変換回路
９０２、１００１　高調波フィルタ
１５０１　根２乗和演算器
１５０２　電流分配演算器
１５０３　１次遅れ回路
１５０４、１５０７Ａ、１５０７Ｂ　加算器
１５０６　変換器選択切替器
１５０８Ａ、１５０８Ｂ、１５０８Ｃ、１５０８Ｄ　乗算器

Claims (7)

  1. 　電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器であって、このｋ個（ｋは１以上の自然数）の単位変換器と１個の限流リアクトルと１個の直流電流変成器とを直列接続した２端子のアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側３端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子と交流側３端子で並列接続した可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と励磁巻線を備えた３相交流同期機の交流３端子を接続し、この３相交流同期機の励磁巻線２端子を励磁装置に接続し、この３相交流同期機の交流電圧が指令値に一致するように前記励磁装置への操作量を調整する自動電圧調整器と、前記直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように前記単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    　前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相交流同期機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相交流同期機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    　前記可変周波数電力変換器で前記３相交流同期機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相交流同期機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  2. 　ＰＷＭ変調の自己消弧型スイッチング素子をｋ個（ｋは１以上の自然数）備えたアーム変換器であって、この６個のアーム変換器を３相全波ブリッジ接続して直流側２端子と交流側に３個の中間端子を設けたユニット変換器であって、このｍ個（ｍは１以上の自然数）のユニット変換器を直流側２端子で並列接続し、直流側２端子間にｎ個（ｎは１以上の自然数）の電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を設け、各相毎にｍ個の限流リアクトルの第１端子を前記３個の中間端子に接続し、このｍ個の限流リアクトルの第２端子を星形接続して交流端子とした２レベルあるいは３レベルあるいは５レベル電圧型変換器からなる可変周波数電力変換器と、この可変周波数電力変換器の直流側２端子と背後接続した自励式電圧型変換器からなる直流電圧装置と、この直流電圧装置の交流３端子を交流系統に接続し、前記可変周波数電力変換器の交流３端子と励磁巻線を備えた３相交流同期機の交流３端子を接続し、この３相交流同期機の励磁巻線２端子を励磁装置に接続し、この３相交流同期機の交流電圧が指令値に一致するように前記励磁装置への操作量を調整する自動電圧調整器と、直流電流変成器からの電流値が変換器電流指令値と一致するように単位変換器を制御する変換器電流調整器とからなる可変速発電電動装置において、
    　前記直流電圧装置の交流３端子と前記交流系統の間に第１の３相分岐回路を設け、前記可変周波数電力変換器の前記交流３端子と前記３相交流同期機の交流３端子間に第２の３相分岐回路を設け、この第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間にバイパス回路用の第１の負荷開閉器を設け、前記３相交流同期機の３相交流端子と前記第２の３相分岐回路の間に計器用変流器を設け、この計器用変流器の電流値を用いて前記可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する電力調整器とを設け、
    　前記可変周波数電力変換器で前記３相交流同期機を駆動発電する変換器モードから前記第１の負荷開閉器を閉路して前記３相交流同期機を駆動発電するバイパスモードに切替える時は前記第１の負荷開閉器を開路から閉路に切替え、続いて前記単位変換器へのゲート指令を停止する第１のモード切替装置と、前記バイパスモードから変換器モードに切替える時は、切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
  3. 　第２の３相分岐回路と第１の負荷開閉器の間に交流遮断器を設け、計器用変流器で過電流を検出して前記交流遮断器を開路することを特徴とする、請求項１または２に記載の可変速発電電動装置。
  4. 　第２の３相分岐回路と可変周波数変換器の間に第２の負荷開閉器を設け、変換器モードからバイパスモードに切替える時は単位変換器へのゲート指令を阻止し、続いて前記第２の負荷開閉器を開路する装置を第１のモード切替装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は前記第２の負荷開閉器を閉路し、続いて切替え時の前記計器用変流器の電流値を保持し、この電流値から前記変換器電流調整器の電流指令値を演算出力し、続いて前記単位変換器へのゲート指令を開始し、続いて前記第１の負荷開閉器を開路操作する第２のモード切替装置とを設けたことを特徴とする請求項１から３のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
  5. 　励磁巻線付同期機の励磁巻線に励磁用直流電流変成器を設け、この励磁用直流電流変成器の電流が励磁電流指令値に一致するように記励磁装置を操作する励磁電流調整器を設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は切替え時の励磁用直流電流変成器の電流値を保持して励磁電流調整器の電流指令値とし、続いて自動電圧調整器から励磁電流調整器に切替える装置を前記第１のモード切替え装置に設け、バイパスモードから変換器モードに切替える時は、第１の負荷開閉器を開路してから励磁電流調整器から自動電圧調整器に切替える装置を第２のモード切替え装置に設けたことを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
  6. 　第１の３相分岐回路と第２の３相分岐回路の間に第１の負荷開閉器に並列して同期検定器を設け、この同期検定器の周波数と電圧調整信号を用いて可変周波数電力変換器への変換器電流指令値を出力する同期調整器を設け、変換器モードからバイパスモードへの切替えを阻止して電力調整器から同期調整器に切替えし、同期検定を確認してから前記変換器モードからバイパスモードへのモード切替の阻止を解除する装置を第１のモード切替装置に設けたことを特徴とする請求項５に記載の可変速発電電動装置。
  7. 　電力調整器からの電流指令値に応じてｍ個（ｍは２以上の自然数）のユニット変換器単位で単位変換器へのゲート指令を開始・停止し、この開始・停止と同時に変換器電流調整器への電流指令値を切替える第３のモード切替装置を設けたことを特徴とする請求項１から６のいずれか一つに記載の可変速発電電動装置。
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