WO2019146460A1 - 電流電圧特性の測定方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、第１トランジスタのドレイン電流とドレイン・ソース間電圧との関係を示す電流電圧特性の測定方法であって、第１トランジスタに直列接続された電圧源及び電流源と、電流源となる誘導性負荷に対して逆向きに並列接続された整流素子とを用いて、ドレイン電流及びドレイン・ソース間電圧を設定する第１ステップと、第１トランジスタのスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧及びゲート電流を測定する第２ステップと、ゲート・ソース間電圧及びゲート電流の測定結果を用いて第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出し、その算出結果を用いて第１トランジスタの電流電圧特性を取得する第３ステップを有する。第１ステップにおいて、誘導性負荷に励磁電流を流す励磁期間には、第１トランジスタを介さない経路に励磁電流を分流させる。

Description

電流電圧特性の測定方法

　本明細書中に開示されている発明は、電流電圧特性の測定方法に関する。

　SPICE［simulation　program　with　integrated　circuit　emphasis］等のコンピュータシミュレーションで用いられるトランジスタのデバイスモデルを作成する際には、その電流電圧特性（例えば、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流Ｉｄとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとの関係を示すＩｄ－Ｖｄｓ特性）を測定することが必要不可欠である。なお、電流電圧特性の測定手段としては、カーブトレーサを用いることが多い。

　カーブトレーサは、例えば、トランジスタに所定のゲート・ソース間電圧を印加した状態でドレイン・ソース間電圧を掃引し、そのときに流れるドレイン電流を測定することでトランジスタの電流電圧特性を取得する。このとき、一点のドレイン電流を測定するためには、ドレイン・ソース間電圧のパルス印加時間として最短でも数十μｓを必要とする。そのため、大電流・高電圧条件での発熱が大きくなるので、当該条件下で使用されるパワートランジスタの電流電圧特性をカーブトレーサで測定することは非現実的であった。

　図１３は、カーブトレーサの測定範囲を示す電流電圧特性図である。なお、測定対象となるパワートランジスタ（例えば、高耐圧（１２００Ｖ耐圧／８０Ａｐｅａｋ）のＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）の電流電圧特性について、実線はカーブトレーサで測定することのできる部分を示しており、破線はカーブトレーサで測定することが現実的でない部分の一例を示している。また、本図中の一点鎖線は、パワートランジスタに誘導性負荷が接続されているときのスイッチング過渡特性を示す軌跡（負荷線）である。

　本図から、パワートランジスタの動作範囲がカーブトレーサの測定範囲を大きく逸脱していることが分かる。また、本図中の一点鎖線で示すパワートランジスタの負荷線には、大電流と高電圧が同時に印加される極大電力点Ｘが存在するが、この領域をカーブトレーサを用いて計測することは、装置の電力制限やパワートランジスタの発熱および破壊のために困難である。

　なお、通常のＳｉ－ＭＯＳＦＥＴなどであれば、その飽和領域（例えばドレイン・ソース間電圧がピンチオフ点よりも高い電圧領域）において、ドレイン電流がほぼ一定値となる。従って、飽和領域の電流電圧特性については、ドレイン・ソース間電圧に依らずドレイン電流を一定値と看做すことにより、その実測を省略することができる。

　一方、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなどのパワートランジスタでは、チャネル長などに起因する短チャネル効果によって、飽和領域においても、電流電圧特性の傾きがゼロとならない（図中の破線を参照）。そのため、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの電流電圧特性を取得するに際して、仮にＳｉ－ＭＯＳＦＥＴの電流電圧特性に倣って、その飽和領域におけるドレイン電流を一定値と看做した場合には、実際の電流電圧特性から大きく乖離した結果が得られることになり、デバイスモデルの精度にも大きな影響を及ぼすことになる。

　上記を鑑みると、特に、大電流・高電圧条件で用いられる一方で、当該範囲の電気特性推定が困難なパワートランジスタについて、精度の良いデバイスモデルを作成するためには、できるだけ発熱の少ない電流電圧特性の測定方法を新たに確立する必要がある。

　従来、カーブトレーサを用いることなくパワートランジスタの電流電圧特性を取得する手法も提案されている。例えば、非特許文献１では、スイッチング測定を用いて電流電圧測定を行っている。ここではドレイン電流の立ち上がり時間からＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴのゲート酸化膜に印加される電圧（＝カーブトレーサで掃引されるゲート・ソース間電圧に相当）を算出し、その算出結果を用いてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの電流電圧特性を取得する手法が提案されている。

特開２０１７－１８１１７８号公報

Z.Chen　et.al　"Characterization　and　Modeling　of　1.2　kV,　20　A　SiC　FETs"　in　Proc.　IEEE　Energy　Convers.　Congr.　Expo.　(ECCE　'09),　pp.1480-1487,　Sep.,　2009. 坂入寛之，柳達也，大嶽浩隆，黒田尚孝，谷川博章，中原健、高電圧・大電流領域のスイッチング特性を再現するSiC-FETチップモデル、回路とシステムワークショップ　（電子情報通信学会主催）　論文集、Workshop　on　Circuits　and　Systems　29,　285-290,　2016-05-12

　しかしながら、非特許文献１の従来手法では、ドレイン電流の立ち上がり時間についてその始点や終点が明確でないことから、測定結果にばらつきを生じやすい。そのため、測定精度の面では更なる改善の余地があった。

　また、本願出願人は、従前より、カーブトレーサを用いることなく、低発熱で高精度にパワートランジスタの電流電圧特性を取得することのできる測定方法（特許文献１、非特許文献２）を提案している。しかし、この方法では、コイルの励磁期間におけるパワートランジスタの発熱について十分な検討がされておらず、更なる改善の余地があった。

　本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、発熱が少なく精度の高い電流電圧特性の測定方法を提供することを目的とする。

　本明細書中に開示されている電流電圧特性の測定方法は、測定対象となる第１トランジスタのドレイン電流（またはコレクタ電流）とドレイン・ソース間電圧（またはコレクタ・エミッタ間電圧）との関係を示す電流電圧特性の測定方法であり、前記第１トランジスタに対して直列接続された電圧源及び電流源と、前記電流源となる誘導性負荷に対して逆向きに並列接続された整流素子を用いて、前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）及び前記ドレイン・ソース間電圧（または前記コレクタ・エミッタ間電圧）を設定する第１ステップと、前記第１トランジスタのスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧（またはゲート・エミッタ間電圧）及びゲート電流を測定する第２ステップと、前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）及び前記ゲート電流の測定結果を用いて前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出し、その算出結果を用いて前記第１トランジスタの電流電圧特性を取得する第３ステップを有し、前記第１ステップにおいて、前記誘導性負荷に励磁電流を流す励磁期間中には、前記第１トランジスタを介さない経路に前記励磁電流を分流させる構成（第１の構成）とされている。

　上記第１の構成から成る測定方法は、前記第１トランジスタをオフしたまま、前記第１トランジスタに並列接続された少なくとも一つの第２トランジスタをオンすることにより前記第２トランジスタに前記励磁電流を分流させる構成（第２の構成）にしてもよい。

　また、第２の構成から成る測定方法において、前記第２トランジスタの電流容量は、前記第１トランジスタの電流容量よりも大きい構成（第３の構成）にしてもよい。

　また、第１～第３いずれかの構成から成る測定方法は、前記励磁期間の長さを変えながら、前記第１ステップと前記第２ステップを繰り返す構成（第４の構成）にしてもよい。

　また、上記第１～第４いずれかの構成から成る測定方法は、前記スイッチング過渡状態のうち、前記ドレイン・ソース間電圧（または前記コレクタ・エミッタ間電圧）が変化する領域において、前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）、前記ゲート電流、及び、前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）をそれぞれ測定する構成（第５の構成）にしてもよい。

　また、上記第１～第５いずれかの構成から成る測定方法は、前記第１トランジスタのターンオン時またはターンオフ時のいずれかで測定された前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）から、同じく前記第１トランジスタのターンオン時またはターンオフ時のいずれかで測定された前記ゲート電流に前記第１トランジスタの内部ゲート抵抗値を乗じた結果を減じることにより、前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出する構成（第６の構成）にしてもよい。

　また、上記第１～第５いずれかの構成から成る測定方法は、前記第１トランジスタのターンオン時及びターンオフ時の双方で測定された前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）と、同じく前記第１トランジスタのターンオン時及びターンオフ時の双方で測定された前記ゲート電流の比を用いて、前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出する構成（第７の構成）にしてもよい。

　また、上記第１～第７いずれかの構成から成る測定方法は、前記ドレイン電流の測定結果と、前記ゲート酸化膜に印加される電圧の算出結果を用いて、前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）に対する前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）の近似式を導出し、これを用いて前記第１トランジスタの電流電圧特性を取得する構成（第８の構成）にしてもよい。

　また、上記第１～第８いずれかの構成から成る測定方法において、前記第１トランジスタは、その飽和領域でも電流電圧特性の傾きがゼロとならない半導体素子である構成（第９の構成）にしてもよい。

　また、本明細書中に開示されている測定装置は、上記第１～第９いずれかの測定方法を用いて第１トランジスタの電流電圧特性を測定する構成（第１０の構成）とされている。

　また、本明細書中に開示されているデバイスモデル作成方法は、第１～第９いずれかの測定方法で測定された第１トランジスタの電流電圧特性をパラメータ化することにより、前記第１トランジスタのデバイスモデルを作成する構成（第１１の構成）とされている。

　また、本明細書中に開示されている測定装置は、測定対象となるトランジスタに対して直列接続された電圧源及び電流源となる誘導性負荷と、前記トランジスタに対して並列接続された少なくとも一つのスイッチ素子と、前記トランジスタ及び前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御部を有し、前記トランジスタのドレイン電流（またはコレクタ電流）とドレイン・ソース間電圧（またはコレクタ・エミッタ間電圧）との関係を示す電流電圧特性を測定するものであって、前記制御部は、前記誘導性負荷に励磁電流を流す励磁期間中には、前記トランジスタをオフしたまま、前記スイッチ素子をオンすることにより前記スイッチ素子に前記励磁電流を流し、前記励磁期間の後、前記スイッチ素子をオフするとともに前記トランジスタをオンさせて前記トランジスタに電流を流すことにより前記トランジスタの電流電圧特性を測定可能にさせる構成（第１２の構成）とされている。

　なお、上記第１２の構成から成る測定装置において、前記トランジスタは、２０Ａ以上の電流を流せるパワー（ＳｉＣ）素子であり、前記スイッチ素子の許容電流容量は、前記トランジスタよりも大きい構成（第１３の構成）にするとよい。

　また、上記第１２又は第１３の構成から成る測定装置は、前記制御部と前記トランジスタのゲートとの間に接続された外付けのゲート抵抗をさらに有する構成（第１４の構成）にするとよい。

　本明細書中に開示されている発明によれば、発熱が少なく精度の高い電流電圧特性の測定方法を提供することが可能となる。

測定装置の第１実施形態（比較例）を示す等価回路図 第１実施形態におけるドレイン電流のステップ設定例を示すタイミングチャート ターンオン過渡特性のスイッチング波形図 ターンオフ過渡特性のスイッチング波形図 本測定方法で得られるＩｄ－Ｖｇｓ特性図 本測定方法で得られるＩｄ－Ｖｄｓ特性図 Ｉｄ－Ｖｄｓ特性の測定方法を示すフローチャート 第１実施形態におけるスイッチング波形図 励磁期間の拡大図 測定装置の第２実施形態を示す等価回路図 第２実施形態におけるスイッチング波形図 第２実施形態におけるドレイン電流のステップ設定例を示すタイミングチャート カーブトレーサの測定範囲を示すＩｄ－Ｖｄｓ特性図

＜測定装置（第１実施形態）＞
　図１は、スイッチ素子の電流電圧特性を測定するときに用いられる測定装置の第１実施形態（後出の第２実施形態（図１０）と対比される比較例に相当）を示す等価回路図である。本実施形態の測定装置１０は、電圧源１１と、電流源１２と、ダイオード１３と、制御部１４とを有し、スイッチ素子２０について、その電流電圧特性（ここでは、スイッチ素子２０のドレイン電流Ｉｄとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとの関係を示すＩｄ－Ｖｄｓ特性）を測定する。また、測定装置１０は、外付けのゲート抵抗１５を有している。

　スイッチ素子２０は、測定装置１０の測定対象（ＤＵＴ［device　under　test］）となる半導体スイッチ素子であり、本図に示した例では、Ｎチャネル型ＭＯＳ［metal　oxide　semiconductor］電界効果トランジスタＭ１（＝第１トランジスタに相当）が用いられている。特に、今回提案する測定装置１０を用いて電流電圧特性を測定することが望ましいと考えられるトランジスタＭ１としては、大電流かつ高電圧条件での使用が想定されており、かつ、その飽和領域においても電流電圧特性の傾き（＝ΔＩｄ／ΔＶｄｓ）がゼロとならないパワートランジスタ（２０Ａ以上の電流を流すことのできるＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮパワートランジスタなど）を挙げることができる。

　なお、本図で等価的に示したように、トランジスタＭ１のゲート・ソース間には、ゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓが付随しており、トランジスタＭ１のゲート・ドレイン間には、ゲート・ドレイン間寄生容量Ｃｇｄが付随している。トランジスタＭ１の入力容量Ｃｉｓｓは、ゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓとゲート・ドレイン間寄生容量Ｃｇｄとの和（＝Ｃｇｓ＋Ｃｇｄ）として表すことができる。

　また、トランジスタＭ１のゲートには、内部ゲート抵抗Ｒｉｎが付随しており、トランジスタＭ１のドレイン・ソース間には、図示の極性でボディダイオードＤ１が付随している。また、トランジスタＭ１には、寄生インダクタンスも付随しているが、ここでは、図示の便宜上、その描写及び説明を割愛する。

　スイッチ素子２０各部の電圧や電流について、Ｖｇｓはゲート・ソース間電圧、Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）はゲート酸化膜に印加される電圧（実ゲート・ソース間電圧）、Ｖｄｓはドレイン・ソース間電圧、Ｉｄはドレイン電流、Ｉｇはゲート電流をそれぞれ示している。なお、ゲート電流Ｉｇが流れているときには、内部ゲート抵抗Ｒｉｎの両端間に電圧（＝Ｉｇ×Ｒｉｎ）が生じるので、Ｖｇｓ≠Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）となる。一方、ゲート電流Ｉｇが流れていないときには、内部ゲート抵抗Ｒｉｎの両端間電圧がゼロ値となるので、寄生インダクタンスを無視すると、Ｖｇｓ＝Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）となる。

　電圧源１１は、トランジスタＭ１に印加されるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを設定するための手段である。その接続関係について具体的に述べる。電圧源１１の正極端（＝設定電圧ＶＳＥＴの印加端）は、電流源１２の第１端に接続されている。電流源１２の第２端は、トランジスタＭ１のドレインに接続されている。トランジスタＭ１のソースは、電圧源１１の負極端（＝接地端ＧＮＤ）に接続されている。このように、電圧源１１と電流源１２は、スイッチ素子２０に対して直列に接続されている。すなわち、本図の測定系では、電圧源１１、電流源１２、及び、スイッチ素子２０による閉回路が形成されている。

　電流源１２は、トランジスタＭ１のオン期間に流れるドレイン電流Ｉｄの電流値を設定するための手段である。なお、本図の例では、電流源１２としてコイル１２ａ（誘導性負荷の一例）が用いられている。このような構成であれば、図２で示すように、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓのパルス幅Ｔとパルス数ｎ（＝トランジスタＭ１のオン期間とオン回数に相当）を適宜設定しておくことにより、トランジスタＭ１を周期的にオン／オフさせるだけで、トランジスタＭ１に印加されるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを固定したまま、スイッチング時のドレイン電流Ｉｄの電流値（＝（Ｖｄｓ／Ｌ）×Ｔ×ｎ、ただし、Ｌはコイル１２ａのインダクタンス値）を段階的に切り替えていくことができる。

　本実施形態では、トランジスタＭ１のゲート・ソース間には、制御電圧ＶＣＴＲＬが印加される。制御電圧ＶＣＴＲＬのパルス幅Ｔとパルス数ｎを適宜設定する。これにより、トランジスタＭ１のオン期間中に印加されるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを所定の設定電圧ＶＳＥＴに固定したまま、スイッチング時のドレイン電流Ｉｄの電流値を段階的に切り替えていくことができる。

　なお、測定装置１０では、トランジスタＭ１のターンオン時（図２の時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７を参照）とターンオフ時（図２の時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８を参照）の少なくとも一方について、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとゲート電流Ｉｇを測定し、その測定結果に基づいてトランジスタＭ１のＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得する測定方法が採用されている。その詳細については後述する。

　図１に戻り、測定装置１０を形成する構成要素の説明を続ける。

　ダイオード１３は、電流源１２（＝コイル１２ａ）に対して逆向きに並列接続された整流素子（いわゆるフライホイールダイオード）である。その接続関係について具体的に述べると、ダイオード１３のカソードは、電流源１２の第１端（＝電圧源１１の正極端）に接続されている。ダイオード１３のアノードは、電流源１２の第２端（＝トランジスタＭ１のドレイン）に接続されている。このようなダイオード１３を設けることにより、トランジスタＭ１のオフ期間には、ダイオード１３を介する経路でコイル１２ａに流れる電流を回生させることができる。従って、トランジスタＭ１に過大なサージ電圧が印加されることを防止し、その素子破壊を未然に回避することが可能となる。

　制御部１４は、トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓにパルス状の電圧を印加することにより、トランジスタＭ１のオン／オフ制御を行う。本実施形態では、制御部１４は、外付けのゲート抵抗１５を介して、トランジスタＭ１のゲート・ソース間にパルス状の制御電圧ＶＣＴＲＬを印加する。

　また、本図には明記されていないが、測定装置１０は、トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、及び、ゲート電流Ｉｇを測定するための電圧計及び電流計を備えており、トランジスタＭ１のターンオン時及びターンオフ時の少なくとも一方について、そのスイッチング過渡状態を観測することにより、トランジスタＭ１のＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得する。以下では、その新規な測定方法について詳細に説明する。

＜スイッチング過渡特性＞
　図３と図４は、それぞれ、スイッチ素子２０のターンオン過渡特性及びターンオフ過渡特性を示すスイッチング波形図である。各図中の実線はドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、小破線はドレイン電流Ｉｄ、一点鎖線はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（×２０）、二点鎖線はゲート電流Ｉｇ（×１００）をそれぞれ示している。横軸の一目盛は１μｓ／ｄｉｖである。また、左側縦軸の一目盛は２００Ｖ／ｄｉｖであり、右側縦軸の一目盛は１０Ａ／ｄｉｖである。なお、図３は、図２の時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７付近を拡大した図に相当し、図４は図２の時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８付近を拡大した図に相当する。

　ここで、測定装置１０は、トランジスタＭ１のオン期間に流れるドレイン電流Ｉｄ（本図では２５Ａ）と、トランジスタＭ１に印加するドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（本図では６００Ｖ）をそれぞれ設定した上で、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとゲート電流Ｉｇを測定し、その測定結果に基づいてＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得する。

　なお、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態とは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄの少なくとも一方が変化している途中の状態と理解してもよいし、若しくは、ゲート電流Ｉｇが流れている状態と理解してもよい。

　スイッチング過渡状態では、たとえばターンオン過渡特性において、ドレイン電流Ｉｄの変化が終了するとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが変化し始める。そのため、トランジスタＭ１に対して、高いドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと大きいドレイン電流Ｉｄが同時に印加されるのは瞬時である。また、スイッチング過渡状態における電圧及び電流の変化時間の総和Ｔｓｗは１μｓ以下と短いため、この測定法を使用した際の発熱（＝Ｉｄ×Ｖｄｓ×Ｔｓｗ／２）は非常に小さく、従来の測定法を大電流・高電圧領域に適用にした場合に比べて、発熱を大幅に抑えることが可能となる。従って、カーブトレーサの測定可能領域を超えるパワーデバイスについても、その高電圧・大電流領域におけるＩｄ－Ｖｄｓ特性を測定することが可能となる。また、本測定方法であれば、発熱によるトランジスタＭ１の特性変化を考慮しなくてもよいので、より精度の高いＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得することができる。

　なお、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇは、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態において、大電流・高電圧が印加している瞬間の１点を測定する方法でも構わない。しかしながら、本願の発明者らは、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態のうち、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが変化するプラトー領域Ａ及びＢに着目し、このプラトー領域Ａ及びＢにおいて、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ゲート電流Ｉｇ、及び、ドレイン電流Ｉｄをそれぞれ測定することが望ましいという知見を得るに至った。

　プラトー領域Ａ及びＢは、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）がプラトー電圧Ｖｐと一致している期間に相当する。このプラトー領域Ａ及びＢでは、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇが保持されつつ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓのみが変化していく。

　特に、トランジスタＭ１を十分に低速でスイッチングさせることにより、プラトー領域Ａ及びＢでのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇの測定値が一定値（またはほぼ一定値）となる。このように、プラトー領域Ａ及びＢでは、その他の領域と比べてゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇを容易かつ正確に読み取ることができるので、最終的に得られるＩｄ－Ｖｄｓ特性の測定精度を向上することが可能となる。なお、トランジスタＭ１のスイッチング速度については、例えば、外付けのゲート抵抗１５を用いて適宜調整すればよい。

　また、Ｉｄ－Ｖｄｓ特性の測定精度を高めるためには、プラトー領域Ａ及びＢにおいてゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇを複数回測定し、その平均値を算出して最終的な検出値とすることが望ましい。

　上記で説明したように、今回提案する測定方法であれば、従来のカーブトレーサと比べて、低発熱で精度良く、トランジスタＭ１のＩｄ－Ｖｄｓ特性を測定することができる。

　ただし、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態では、ゲート電流Ｉｇが流れているので、測定装置１０で測定されるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと、カーブトレーサで設定されていたゲート・ソース間電圧（＝ゲート電流Ｉｇがゼロ値であるときのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＠Ｉｇ＝０））との間には、内部ゲート抵抗Ｒｉｎの両端間電圧（＝Ｉｇ×Ｒｉｎ）に相当する差が生じる。そのため、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの測定値をそのまま用いても、正しいＩｄ－Ｖｄｓ特性（＝ゲート電流Ｉｇがゼロ値であるときの静特性）を取得することは難しい。

　そこで、測定装置１０では、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態において、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと共にゲート電流Ｉｇが測定されており、それぞれの測定結果を用いて、トランジスタＭ１の実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）が算出される。

　ゲート電流Ｉｇが流れる経路には配線の寄生インダクタンスも存在するが、プラトー領域Ａ及びＢにおいては、ゲート電流Ｉｇの変化量が０（一定）である。そのため、ゲート酸化膜に印加される実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出する際に、これを考慮する必要はない。

　なお、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）は、ゲート・ソース間寄生容量Ｃｇｓの両端間電圧と等価であり、延いては、カーブトレーサで設定されていたゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＠Ｉｇ＝０）と等価である。従って、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの測定値をそのまま用いるのではなく、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）の算出値を用いることにより、正しいＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得することが可能となる。以下では、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）の算出処理について詳述する。

＜Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）算出処理＞
　トランジスタＭ１の内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを用いる場合には、トランジスタＭ１のターンオン時またはターンオフ時のいずれかで測定されたゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇから実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出するとよい。

　例えば、トランジスタＭ１のターンオン時の測定結果を用いる場合には、ターンオン時に測定されたゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ，ｏｎから、同じくターンオン時に測定されたゲート電流Ｉｇ，ｏｎにトランジスタＭ１の内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを乗じた結果を減じることにより、トランジスタＭ１のゲート酸化膜に印加される実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出することができる。この演算処理は、次の（１）式で表すことができる。

　Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）＝Ｖｇｓ，ｏｎ－Ｉｇ，ｏｎ×Ｒｉｎ　…　（１）

　また、トランジスタＭ１のターンオフ時の測定結果を用いる場合には、ターンオフ時に測定されたゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ，ｏｆｆから、同じくターンオフ時に測定されたゲート電流Ｉｇ，ｏｆｆにトランジスタＭ１の内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを乗じた結果を減じることにより、トランジスタＭ１のゲート酸化膜に印加される実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出することができる。この演算処理は、次の（２）式で表すことができる。

　Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）＝Ｖｇｓ，ｏｆｆ－Ｉｇ，ｏｆｆ×Ｒｉｎ　…　（２）

　一方、トランジスタＭ１の内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを用いない場合には、トランジスタＭ１のターンオン時及びターンオフ時の双方で測定されたゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ，ｏｎ及びＶｇｓ，ｏｆｆと、同じくトランジスタＭ１のターンオン時及びターンオフ時の双方で測定されたゲート電流Ｉｇ，ｏｎ及びＩｇ，ｏｆｆの比を用いて、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出することができる。この演算処理は、次の（３）式で表すことができる。

　Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）＝｛（Ｖｇｓ，ｏｆｆ×Ｉｇ，ｏｎ）－（Ｖｇｓ，ｏｎ×Ｉｇ，ｏｆｆ）｝／（Ｉｇ，ｏｎ－Ｉｇ，ｏｆｆ）　…　（３）

　なお、上記の（３）式は、先出の（１）式と（２）式を組み合わせて、内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを消去することにより、導出することができる。

　内部ゲート抵抗値Ｒｉｎは周波数依存性を持つため、動作中の値を知ることは難しい。そのため、上記の演算処理で内部ゲート抵抗値Ｒｉｎを消去することにより、トランジスタＭ１のターンオン時とターンオフ時のプラトー領域におけるゲート電流Ｉｇ，ｏｎ及びＩｇ，ｏｆｆの比（＝｛Ｉｇ，ｏｎ／（Ｉｇ，ｏｎ－Ｉｇ，ｏｆｆ）｝、｛Ｉｇ，ｏｆｆ／（Ｉｇ，ｏｎ－Ｉｇ，ｏｆｆ）｝）を利用して、実測値のみから実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）を算出することができ、精度を向上させることが可能となる。

＜Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）補間処理＞
　図５は、ドレイン電流Ｉｄと実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）との関係を示すＩｄ－Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）特性図である。なお、本図では、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを２００Ｖに固定したときのＩｄ－Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）特性が描写されている。

　測定装置１０では、ドレイン電流Ｉｄの測定結果と実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）の算出結果を用いて、Ｉｄ－Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）特性が導出される。ただし、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）の算出値は、本図中の菱形マークで示したように離散的となり、カーブトレーサを用いて一定間隔で設定されていた電圧値とは必ずしも一致しない。

　そこで、測定装置１０では、本図中の破線で示したように、実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）に対するドレイン電流Ｉｄの近似式を導出し、これを用いて実ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）の補間処理が行われる。なお、上記近似式の取得手法としては、例えば、一群のデータを最小二乗法によりｎ次多項式で近似すればよい。

　このような補間処理を行うことにより、一定間隔の実ゲート・ソース間Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）に対してドレイン電流Ｉｄを相関付けることができるので、従来と等価のＩｄ－Ｖｄｓ特性を取得することが可能となる。

　図６は、これまでに説明してきた測定方法により、最終的に取得されるトランジスタＭ１のＩｄ－Ｖｄｓ特性図である。例えば、本図中の破線で囲まれた一群の測定点（＝黒丸マーク）は、図５の破線で示したＩｄ－Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）特性の近似式に基づき、一定間隔の実ゲート・ソース間Ｖｇｓ（ｒｅａｌ）に対して、これに対応するドレイン電流Ｉｄをプロットし直したものである。本図で示すように、今回提案する測定方法によれば、カーブトレーサと同様のＩｄ－Ｖｄｓ特性図（＝本発明における「第１トランジスタのドレイン電流とドレイン・ソース間電圧との関係を示す電流電圧特性に相当）を取得することが可能となる。

　なお、トランジスタＭ１のデバイスモデル作成に際しては、本測定方法を用いて測定されたＩｄ－Ｖｄｓ特性をパラメータ化して、デバイスモデルの等価回路記述に含めるとよい。これにより、トランジスタＭ１の挙動をシミュレーション上で忠実に再現することが可能となり、延いては、シミュレーションの精度を高めることが可能となる。

　図７は、これまでに説明してきたＩｄ－Ｖｄｓ特性の測定方法を示すフローチャートである。まず、ステップＳ１では、トランジスタＭ１のオン期間中に流れるドレイン電流Ｉｄ、及び、トランジスタＭ１のオン期間中に印加されるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがそれぞれ設定される。

　次に、ステップＳ２では、トランジスタＭ１のスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇが測定される。

　最後に、ステップＳ３では、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇの測定結果に基づいてトランジスタＭ１のＩｄ－Ｖｄｓ特性が取得される。

＜励磁期間におけるＤＵＴの発熱＞
　図８は、第１実施形態におけるスイッチング波形図であり、先出の図３及び図４と同じく、本図中の実線はドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、小破線はドレイン電流Ｉｄ、一点鎖線はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓをそれぞれ示している。

　また、本図中の枠線Ａは、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ゲート電流Ｉｇ、及び、ドレイン電流Ｉｄそれぞれの測定領域（＝先述のプラトー領域Ａに相当）を示しており、これに先立つ励磁期間Ｔｅｘでは、ドレイン電流Ｉｄを設定するために、コイル１２ａに励磁電流が流される。

　ここで、第１実施形態の測定装置１０では、ＤＵＴであるスイッチ素子２０（＝トランジスタＭ１）をオンすることにより、コイル１２ａに励磁電流を流していた。そのため、コイル１２ａの励磁期間Ｔｅｘには、スイッチ素子２０における導通損が生じる。また、励磁期間Ｔｅｘ直後のターンオフ期間には、スイッチ素子２０におけるスイッチング損も生じる。特に、測定装置１０では、大電流時の測定を行うため、上記の損失（＝導通損＋スイッチング損）によるスイッチ素子２０の発熱を無視できない場合がある。

　図９は、図８における励磁期間Ｔｅｘの拡大図であり、ここでは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（実線）とドレイン電流Ｉｄ（小破線）のほかに、励磁期間Ｔｘにおける損失Ｐｗ（＝Ｉｄ×Ｖｄｓ）が大破線で描写されている。

　電源電圧が数百Ｖ、励磁電流が数十Ａの場合、励磁期間Ｔｅｘには、数百Ｗ～数ｋＷの損失Ｐｗ（＝導通損＋スイッチング損）が発生する。このような損失Ｐｗによってスイッチ素子２０が発熱し、その接合温度が上昇すると、トランジスタＭ１の特性に変動が生じてしまうので、Ｉｄ－Ｖｄｓ特性の測定精度に悪影響を及ぼす恐れがある。

　例えば、電源電圧６００Ｖ、励磁電流５０Ａの場合には、励磁期間Ｔｅｘでの損失が７５ｍＪとなり、ターンオン時（測定時）の損失が２０ｍＪとなる。従って、測定時点までの総損失は９５ｍＪとなる。また、励磁電流を１００Ａに増やすと、励磁期間Ｔｘでの損失が４２０ｍＪとなり、ターンオン時（測定時）の損失が１５０ｍＪとなる。従って、測定時点までの総損失は５７０ｍＪとなる。このように、励磁電流が大きいほど、スイッチ素子２０での損失が大きくなり、延いては、スイッチ素子２０の発熱が顕著になる。

　なお、参考までに、カーブトレーサで２０Ｖ／２０Ａを測定した場合の損失（パルス幅：２００μｓ）は８０ｍＪである。

　以下では、このような励磁期間におけるＤＵＴの発熱を解消することのできる新規な第２実施形態を提案する。

＜測定装置（第２実施形態）＞
　図１０は、スイッチ素子の電流電圧特性を測定する際に用いられる測定装置の第２実施形態を示す等価回路図である。本実施形態の測定装置１０Ａは、コイル１２ａに励磁電流を流すためのスイッチ素子として機能するＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１６（＝第２トランジスタに相当）と、ゲート抵抗１７を有する。そこで、既出の構成要素については、図１と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、他の点について重点的な説明を行う。

　トランジスタ１６は、ＤＵＴとなるスイッチ素子２０（＝トランジスタＭ１）に対して並列接続されている。より具体的に述べると、トランジスタ１６のドレインは、トランジスタＭ１のドレインとともに、コイル１２ａの一端に接続されている。トランジスタ１６のソースは、トランジスタＭ１のソースとともに電圧源１１の負極端（＝接地端ＧＮＤ）に接続されている。トランジスタ１６のゲートは、ゲート抵抗１７を介して制御部１４に接続されている。

　制御部１４は、トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓをパルス駆動してトランジスタＭ１のオン／オフ制御を行うとともに、トランジスタ１６のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ＿ｓｗをパルス駆動してトランジスタ１６のオン／オフ制御を行う。本実施形態では、制御部１４は、トランジスタＭ１のゲート・ソース間にパルス状の制御電圧ＶＣＴＲＬを印加する。

　図１１は、第２実施形態におけるスイッチング波形図であり、本図中の太い実線は、トランジスタＭ１（並びにトランジスタ１６）のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを示している。また、太い小破線は、トランジスタＭ１のドレイン電流Ｉｄを示しており、太い一点鎖線は、トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを示している。一方、細い小破線は、トランジスタ１６のドレイン電流Ｉｄ＿ｓｗを示しており、細い一点鎖線は、トランジスタ１６のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ＿ｓｗを示している。

　また、本図中の枠線Ａは、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ゲート電流Ｉｇ、及び、ドレイン電流Ｉｄそれぞれの測定領域（＝先述のプラトー領域Ａに相当）を示しており、これに先立つ励磁期間Ｔｅｘでは、ドレイン電流Ｉｄを設定するために、コイル１２ａに励磁電流が流される。この点については、先の図８と同様である。

　ただし、本実施形態の測定装置１０では、先出の第１実施形態と異なり、ＤＵＴであるスイッチ素子２０（＝トランジスタＭ１）をオフしたまま、トランジスタ１６をオンすることにより、コイル１２ａに励磁電流（＝ドレイン電流Ｉｄ＿ｓｗ）が流される。すなわち、コイル１２ａの励磁期間Ｔｅｘには、トランジスタＭ１ではなく、トランジスタ１６に励磁電流が分流（バイパス）される。そのため、トランジスタＭ１における導通損及びスイッチング損が生じなくなる。

　例えば、電源電圧６００Ｖ、励磁電流５０Ａの場合、トランジスタＭ１では、励磁期間Ｔｘにおける損失７５ｍＪが生じなくなる。従って、測定時点までにトランジスタＭ１で発生する総損失は、２０ｍＪ（＝ターンオン時の損失）だけとなる。

　その後、コイル１２ａの励磁電流（＝ドレイン電流Ｉｄ＿ｓｗ）が所望値まで増大すると、トランジスタ１６をオフし、次いでトランジスタＭ１をオンすることにより、プラトー領域Ａにおけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ゲート電流Ｉｇ、及び、ドレイン電流Ｉｄそれぞれの測定が行われる。

　このように、本実施形態の測定装置１０であれば、ＤＵＴであるトランジスタＭ１にドレイン電流Ｉｄを流すことなく、コイル１２ａの励磁電流を所望値まで増大させることができる。従って、先の第１実施形態（図１）と比べて、トランジスタＭ１の自己発熱を抑制することが可能となり、延いては、接合温度の上昇に伴うトランジスタＭ１の意図しない特性変動を生じることなく、Ｉｄ－Ｖｄｓ特性の測定精度を高めることが可能となる。

　例えば、従前のカーブトレーサ（２０Ｖ／２０Ａ、パルス幅：２００μｓ）と比較した場合、これと同程度の発熱量で６００Ｖ／１００Ａの測定を実現することが可能となる。

　なお、コイル１２ａの励磁電流を流すための分流経路を導通／遮断する手段としては、本実施形態で例示したように、トランジスタＭ１と同種のトランジスタ１６（本図の例では、いずれもＮＭＯＳＦＥＴ）を用いるとよい。このような構成とすることにより、制御部１４を共通化することが可能となる。

　また、トランジスタ１６の電流容量は、トランジスタＭ１の電流容量よりも大きく設計しておくことが望ましい。このような素子設計を行うことにより、より広い測定範囲で、トランジスタのＩｄ－Ｖｄｓ特性を測定することが可能となる。

　ただし、測定装置１０の具体的な構成については、トランジスタ１６を用いる上記構成に何ら限定されるものではなく、コイル１２ａの励磁期間Ｔｅｘにおいて、トランジスタＭ１を介さない経路に励磁電流を分流させることができる限り、いかなる構成を採用しても構わない。例えば、図１０では、トランジスタＭ１に対して単一のトランジスタ１６を並列接続する構成を挙げたが、２つ以上のトランジスタ１６を並列接続してもよい。

＜測定シーケンス＞
　図１２は、第２実施形態における測定装置１０の測定シーケンス（＝ドレイン電流Ｉｄのステップ設定例）を示すタイミングチャートであり、上から順に、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ及びＶｇｓ＿ｓｗ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、トランジスタＭ１及び１６それぞれのオン／オフ状態、及び、ドレイン電流Ｉｄ（実線）及びＩｄ＿ｓｗ(破線）が描写されている。本実施形態では、ゲート・ソース間電圧として、制御電圧ＶＣＴＲＬが示されている。

　時刻ｔ１０～ｔ１１は、コイル１２ａの励磁期間（可変長Ｔ１）に相当する。この励磁期間には、トランジスタＭ１をオフしたまま、トランジスタ１６をオンすることにより、コイル１２ａに励磁電流（＝ドレイン電流Ｉｄ＿ｓｗ）が流される。このとき、トランジスタＭ１にはドレイン電流Ｉｄが流れないので、導通損及びスイッチング損は生じない。

　時刻ｔ１２～ｔ１３は、トランジスタＭ１の測定期間（固定長Ｔ０）に相当する。この測定期間には、トランジスタＭ１をオンすることにより、直前の励磁期間（＝時刻ｔ１０～ｔ１１）で設定されたドレイン電流Ｉｄが流れて、プラトー領域におけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ゲート電流Ｉｇ、及び、ドレイン電流Ｉｄそれぞれの測定が行われる。

　上記一連のシーケンスにより、１回目の測定（＝時刻ｔ１０～ｔ１３）が完了する。

　さらに測定を続けるときには、十分なインターバルを空けて、コイル１２ａの励磁エネルギをリセットしつつ、励磁期間の長さ（延いてはドレイン電流Ｉｄの設定値）を順次変えながら、上記と同様の測定シーケンスを繰り返せばよい。

　本図の例示に即して具体的に述べると、２回目の励磁期間（＝時刻ｔ１４～ｔ１５）では、その長さが可変長Ｔ１から可変長Ｔ２（＞Ｔ１）に延長されている。これにより、１回目の測定よりもドレイン電流Ｉｄの電流値を大きく設定して測定が行われる。３回目以降の測定についても、上記と同様であり、例えば、３回目の励磁期間（＝時刻ｔ１８～ｔ１９）では、その長さが可変長Ｔ２から可変長Ｔ３（＞Ｔ２）にさらに延長されている。なお、測定期間については、常に固定長Ｔ０としておけばよい。

　このように、初回の励磁期間（＝時刻ｔ１０～ｔ１１）だけでなく、ドレイン電流Ｉｄの設定値を変更する毎に、コイル１２ａを励磁し直す測定シーケンスであれば、ＤＵＴとなるトランジスタＭ１の温度上昇を招くことなく、Ｉｄ－Ｖｄｓ特性を高精度に測定することが可能となる。

＜ＩＧＢＴ［insulated　gate　bipolar　transistor］への適用＞
　なお、上記の第１及び第２実施形態では、ＭＯＳＦＥＴを測定対象とした例を挙げて説明を行ってきたが、電流電圧特性の測定対象はこれに限定されるものではなく、例えば、ＩＧＢＴの電流電圧特性（＝コレクタ電流Ｉｃとゲート・エミッタ間電圧Ｖｇｅとの関係を示したＩｃ－Ｖｇｅ特性）を測定する際にも適用することができる。

　その場合には、上記説明中のトランジスタＭ１に関する端子、電圧、及び、電流の名称について、「ソース」を「エミッタ」と読み替えると共に、「ドレイン」を「コレクタ」と読み替えればよい。

＜励磁電流分流機構の適用対象＞
　また、第２実施形態（図１０）では、新規な励磁電流分流機構（トランジスタ１６等）を適用した例を挙げたが、励磁電流分流機構の適用対象は何らこれに限定されるものではない。誘導性負荷に励磁電流を流してＤＵＴとなるトランジスタのドレイン電流（またはコレクタ電流）を設定する電流電圧特性の測定方法全般に好適に適用することが可能である。例えば、非特許文献１に開示されている方法に励磁電流分流機構を適用してもよい。対象となるトランジスタのスイッチング測定であって、ドレイン電流の立ち上がり時間を測定し、これにより対象のトランジスタ（例えばＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ）の電流電圧特性を取得する方法において、励磁電流分流機構を適用してもよい。

＜その他の変形例＞
　また、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

　本明細書中に開示されている電流電圧特性の測定方法は、例えば、大電流・高電圧領域で使用されるパワートランジスタ（ＳｉＣパワートランジスタやＧａＮパワートランジスタ）のデバイスモデルを作成する際に利用することが可能である。

　　　１０、１０Ａ　　測定装置
　　　１１　　電圧源
　　　１２　　電流源
　　　１２ａ　　コイル
　　　１３　　ダイオード
　　　１４　　制御部
　　　１５　　ゲート抵抗
　　　１６　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（第２トランジスタ）
　　　１７　　ゲート抵抗
　　　２０　　スイッチ素子
　　　Ｍ１　　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（第１トランジスタ）
　　　Ｒｉｎ　　内部ゲート抵抗
　　　Ｃｇｓ　　ゲート・ソース間寄生容量
　　　Ｃｇｄ　　ゲート・ドレイン間寄生容量
　　　Ｄ１　　ボディダイオード

Claims (14)

1. 　測定対象となる第１トランジスタのドレイン電流（またはコレクタ電流）とドレイン・ソース間電圧（またはコレクタ・エミッタ間電圧）との関係を示す電流電圧特性の測定方法であって、
   　前記第１トランジスタに対して直列接続された電圧源及び電流源と、前記電流源となる誘導性負荷に対して逆向きに並列接続された整流素子とを用いて、前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）及び前記ドレイン・ソース間電圧（または前記コレクタ・エミッタ間電圧）を設定する第１ステップと、
   　前記第１トランジスタのスイッチング過渡状態におけるゲート・ソース間電圧（またはゲート・エミッタ間電圧）及びゲート電流を測定する第２ステップと、
   　前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）及び前記ゲート電流の測定結果を用いて前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出し、その算出結果を用いて前記第１トランジスタの電流電圧特性を取得する第３ステップと、
   　を有し、
   　前記第１ステップにおいて、前記誘導性負荷に励磁電流を流す励磁期間中には、前記第１トランジスタを介さない経路に前記励磁電流を分流させることを特徴とする測定方法。
2. 　前記第１トランジスタをオフしたまま、前記第１トランジスタに並列接続された少なくとも一つの第２トランジスタをオンすることにより、前記第２トランジスタに前記励磁電流を分流させることを特徴とする請求項１に記載の測定方法。
3. 　前記第２トランジスタの電流容量は、前記第１トランジスタの電流容量よりも大きいことを特徴とする請求項２に記載の測定方法。
4. 　前記励磁期間の長さを変えながら、前記第１ステップと前記第２ステップを繰り返すことを特徴とする請求項１～請求項３のいずれか一項に記載の測定方法。
5. 　前記スイッチング過渡状態のうち、前記ドレイン・ソース間電圧（または前記コレクタ・エミッタ間電圧）が変化する領域において、前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）、前記ゲート電流、及び、前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）をそれぞれ測定することを特徴とする請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の測定方法。
6. 　前記第１トランジスタのターンオン時またはターンオフ時のいずれかで測定された前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）から、同じく前記第１トランジスタのターンオン時またはターンオフ時のいずれかで測定された前記ゲート電流に前記第１トランジスタの内部ゲート抵抗値を乗じた結果を減じることにより、前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出することを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか一項に記載の測定方法。
7. 　前記第１トランジスタのターンオン時及びターンオフ時の双方で測定された前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）と、同じく前記第１トランジスタのターンオン時及びターンオフ時の双方で測定された前記ゲート電流の比を用いて、前記第１トランジスタのゲート酸化膜に印加される電圧を算出することを特徴とする請求項１～請求項５のいずれか一項に記載の測定方法。
8. 　前記ドレイン電流の測定結果と、前記ゲート酸化膜に印加される電圧の算出結果を用いて、前記ゲート・ソース間電圧（または前記ゲート・エミッタ間電圧）に対する前記ドレイン電流（または前記コレクタ電流）の近似式を導出し、これを用いて前記第１トランジスタの電流電圧特性を取得することを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか一項に記載の測定方法。
9. 　前記第１トランジスタは、その飽和領域でも電流電圧特性の傾きがゼロとならない半導体素子であることを特徴とする請求項１～請求項８のいずれか一項に記載の測定方法。
10. 　請求項１～請求項９に記載の測定方法を用いて第１トランジスタの電流電圧特性を測定することを特徴とする測定装置。
11. 　請求項１～請求項９に記載の測定方法で測定された第１トランジスタの電流電圧特性をパラメータ化することにより、前記第１トランジスタのデバイスモデルを作成することを特徴とするデバイスモデル作成方法。
12. 　測定対象となるトランジスタに対して直列接続された電圧源及び電流源となる誘導性負荷と、
    　前記トランジスタに対して並列接続された少なくとも一つのスイッチ素子と、
    　前記トランジスタ及び前記スイッチ素子のオン／オフ制御を行う制御部と、
    　を有し、
    　前記トランジスタのドレイン電流（またはコレクタ電流）とドレイン・ソース間電圧（またはコレクタ・エミッタ間電圧）との関係を示す電流電圧特性を測定する測定装置であって、
    　前記制御部は、前記誘導性負荷に励磁電流を流す励磁期間中には、前記トランジスタをオフしたまま、前記スイッチ素子をオンすることにより、前記スイッチ素子に前記励磁電流を流し、前記励磁期間の後、前記スイッチ素子をオフするとともに前記トランジスタをオンさせて前記トランジスタに電流を流すことにより前記トランジスタの電流電圧特性を測定可能にさせることを特徴とする測定装置。
13. 　前記トランジスタは、２０Ａ以上の電流を流せるパワー（ＳｉＣ）素子であり、前記スイッチ素子の許容電流容量は、前記トランジスタよりも大きいことを特徴とする請求項１２に記載の測定装置。
14. 　前記制御部と前記トランジスタのゲートとの間に接続された外付けのゲート抵抗をさらに有することを特徴とする請求項１２または請求項１３に記載の測定装置。

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