CN111310395A - SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型及方法，将SiC MOSFET的栅漏电容C_GD等效为主回路和受主回路控制选择连通的恒容支路和变容支路；主回路上串联恒值电容C₀、检测主回路电流的零值电压源E_C和栅漏电压V_GD等效的电压源；恒容支路和变容支路上分别设置一由栅漏电压V_GD控制的压控开关，其中，恒容支路上的第二压控开关与SiC MOSFET的氧化层电容C_oxd串联，第一压控开关与电压控电流源G_C串联。采用本发明，使原本在Simulink中不易实现的功率器件的非线性电容特性得以表征，拟合方式简单，避免了对栅漏电容物理层面的研究，与同类模型相比具有普适性，准确度高。

Description

SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型及方法

技术领域

本发明涉及一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型及方法，属于半导体技术领域。

背景技术

近年来功率半导体得到了很大的发展，在现今的电力电子器件中，MOSFET由于具有驱动简单、开关速度快等优点而备受青睐。SiC材料问世以后，随着工艺水平的提升，SiCMOSFET拥有了更强的耐压能力、更快的开关速度和更高的耐热能力。在设计电力电子器件及其产品的过程中，非线性问题对系统的稳定性具有十分重要的意义，从而在建立电力电子器件的电路模型时需要仔细考虑非线性特性的影响。MOSFET的非线性特性主要由栅漏电容C_GD及漏源电容C_DS决定，它们的存在影响着MOS器件的动态特性。在这2个寄生电容中，栅漏电容C_GD具有最强的非线性，是构建MOSFET开关模型的关键。

MOSFET的寄生电容由耗尽层电容与氧化物层电容构成，其中耗尽层电容依赖于偏置电压，氧化物层电容不依赖偏置电压。寄生电容间电压变化速度直接影响其开关速度与频率，决定了其开关性能，在电路应用中尤为重要。由于栅源电容C_GS的容值不跟随V_GS的变化而产生明显的数值变化，所以C_GS为常数；由于MOSFET的耗尽层的宽度与电压息息相关，栅漏电容C_GD与漏源电容C_DS的容值与加在对应两端的电压有明显的跟随关系，其中C_GD是由输入和输出之间的反馈路径产生的寄生电容，所以其可能会对模型产生更加复杂的影响。

发明内容

发明目的：本发明主要对MOSFET模型中非线性元件的等效电路建模进行研究，提出一种电压控制电流源型Simulink电路仿真模型，以精确仿真MOSFET的开关特性，通过验证证明了模型的准确性。

技术方案：

一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，

将SiC MOSFET的栅漏电容C_GD等效为主回路和受主回路控制选择连通的恒容支路和变容支路；

主回路上串联恒值电容C₀、检测主回路电流的零值电压源E_C和栅漏电压V_GD等效的电压源；

恒容支路和变容支路上分别设置一由栅漏电压V_GD控制的压控开关，其中，恒容支路上的第二压控开关与SiC MOSFET的氧化层电容C_oxd串联，第一压控开关与电压控制电流源G_C串联。

进一步地，栅漏电压V_GD>0时，第二压控开关闭合，栅漏电容C_GD的容值为氧化层电容C_oxd；

栅漏电压V_GD<0时，第一压控开关闭合，栅漏电容C_GD的容值用电压控电流源G_C表示。

进一步地，电压控电流源G_C＝N(V_GD)*I₀，式中，I₀为主回路电流，N(V_GD)为描述与栅漏电压V_GD有关的函数表达式。

进一步地，根据电容的伏安特性，得

则，

C_GD＝N(V_GD)×C₀ (8)。

进一步地，

式中，V_GD0为拟合曲线交点临界栅漏电压，a、b、c、d、e、f分别为多项式N(V_GD)的拟合参数。

一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，在MATLAB的Simulink中对SiC MOSFET的栅漏电容C_GD建立等效电路模型，包括以下步骤:

1)根据栅漏电容C_GD及与栅漏电容C_GD有关的各参数和漏源极电压V_DS之间的变化关系曲线，通过MATLAB提取曲线及其数据并进行整合；

2)根据曲线的变化趋势列出数个可拟合的函数关系式，并利用MATLAB分别以线性拟合的方式找出各可拟合的函数中最贴近实际曲线的未知参数值；

3)对拟合后的各函数进行比较，选择与实际曲线所表达的具体函数关系最贴切的函数，并在Simulink中以受控电流源表示该函数。

进一步地，栅漏电容C_GD非线性部分的容值由以V_GD为变量的函数N(V_GD)与恒定电容C₀的乘积组合而成。

进一步地，步骤1)中，获得栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS间的函数关系曲线的步骤如下：

①建立输入电容C_iss、输出电容C_oss及反向传输电容C_rss与漏源电压V_DS之间关系的曲线图像；

②利用MATLAB提取曲线及其各点坐标值并重新绘图；

③由于栅漏电容C_GD＝反向传输电容C_rss，则栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS之间的关系等价于反向传输电容C_rss随漏源电压V_DS变化的曲线关系图，单独提取该曲线关系图中曲线与其各点坐标值；

④根据提取的曲线的变化趋势得到栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS间的函数关系的拟合曲线。

进一步地，受控电流源G_C＝N(V_GD)*I₀，式中，I₀为主回路电流，N(V_GD)为描述与栅漏电压V_GD有关的函数表达式；

根据电容的伏安特性，得

式中，C₀为主回路上串联恒值电容；

则，

C_GD＝N(V_GD)×C₀ (8)。

进一步地，由于V_GD＝V_GS-V_DS，且V_GS对于V_DS而言可忽略，则：

V_GD≈-V_DS (9)

采用式(10)与式(11)，结合式(8)，对栅漏电容C_GD即反向传输电容C_rss的非线性进行拟合，

式中，V_GD0为拟合曲线交点临界栅漏电压，a、b、c、d、e、f分别为多项式N(V_GD)的拟合参数。

本发明所达到的有益效果：

本发明提出了在Simulink中利用压控电流源实现的非线性电容的电路仿真模型，由于该模型利用MATLAB软件提取并处理数据，采取的拟合方式简单，避免了对栅漏电容C_GD物理层面的研究，与同类模型相比具有普适性。将该模型仿真结果与实际器件的datasheet进行对比，其贴合度高且平均相对误差小，验证了该模型的准确性。C_GD在MOSFET的开通与关断时刻的变化，在MOSFET动态特性方面起着关键性作用。该模型为建立MOSFET的电路仿真模型提供了新思路。

附图说明

图1MOSFET的结构；

图2CREE C2M0080120D datasheet；

图3西门子开关模型；

图4C_GD开关模型；

图5(a)－图5(c)为提取CREE C2M0080120D datasheet中C_GD-V_DS曲线的过程；

图6分段拟合曲线的图像；

图7分段拟合曲线与datasheet曲线对比；

图8C_GD的Simulink模型原理图；

图9(a)－图9(c)为示波器scope4、scope3、scope7所示各电压变化情况；

图10-I_C在V_GD≤-0.4时变化情况；

图11钳位电感开关电路仿真图；

图12(a)C_GD标准模型动态特性的仿真结果；

图12(b)C_GD Simulink模型动态特性的仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

1非线性元件模型建立的原理

目前SiC MOSFET的发展还不够成熟，制造厂商对相对稳定的耐高压器件的重要参数与数据都是保密的，所以建立其物理模型的难度很高且造价昂贵。若能仅根据非线性元器件两端的电学特性建立其电路模型，使得该模型得以在Simulink中轻松实现，便解决了这一难题。在Simulink中对各元器件分别建立等效电路模型，再通过对各个模型的调用、组合，实现整个MOSFET电路模型的建立。由于栅漏电容C_GD对MOSFET开通上升与关断下降时间的代表作用，本文仅展示栅漏电容C_GD模型的建立过程及仿真的结果。

MOSFET的结构一般如图1所示，观察图1可知栅漏电容C_GD由氧化层电容C_oxd和耗尽层电容C_GDj串联组成，其数值随栅漏电压V_GD变化呈现非线性变化，其变化趋势如式(1)所示，当栅漏两端加正向电压时C_GD为恒值C_oxd；加反向电压时其容值与漏端压降V_D成反比。因此，在建立模型时不能仅以一恒定数值对其进行简单地描述。

为了精确反映MOSFET的动态特性，需建立合理的栅漏电容C_GD开关模型以重现栅漏电容C_GD在MOSFET中的表现。本文仅根据CREE公司提供的C2M0080120D的datasheet建立栅漏电容C_GD的行为模型。图2采用对数坐标，描述了datasheet中描述输入电容C_iss、输出电容C_oss及反向传输电容C_rss与漏源电压V_DS之间关系的曲线。从图2可知，非线性集中表现在V_DS处于0～40V的阶段，且该阶段电容值变化的跨度有近两个数量级之大。因此，在建立仿真模型过程中应主要关注该阶段的贴合程度。

在MOSFET漏源两端压差增大的过程中，耗尽层的厚度不断增大，导致结电容随之骤减。式(2)～式(4)补充了图2中提到的各电容与MOSFET各结电容之间的关系，证实了与栅源电容C_GS和漏源电容C_DS相比，栅漏电容C_GD具有更为明显的非线性特征。

关于C_GD开关模型，目前国内外较为常见的是西门子“开关模型”，如图3所示。该模型中PMOS管S_P与NMOS管S_N充当压控开关，选择不同方向压强下模拟的C_GD容值的模型路径。V_GD>0时，S_P关断、S_N导通，C_GD的容值由氧化层电容C_oxd表示；V_GD<0时，S_P导通、S_N关，C_GD的容值用两个串联的二极管来表示。但是，此模型中二极管D₁、D₂参数值对非线性电容值即C_GD的影响主要依靠经验，加大了模型建立的难度。于是，本文提出一种以受控源帮助实现的Simulink模型，该C_GD开关模型的建立过程更简单且具有普适性，其具体流程如下：

①根据datasheet提供的与C_GD有关的各参数及其容值和漏源极电压之间的变化曲线，通过MATLAB提取所需曲线及其数据并进行整合；

②根据曲线的变化趋势列出数个可拟合的函数关系式，并利用MATLAB分别以线性拟合的方式找出各函数中最贴近实际曲线的未知参数值；

③对拟合后的各函数进行比较，选择与实际曲线所表达的具体函数关系最为贴切的函数，并在Simulink中以受控电流源的形式得以体现。

2非线性元件模型的建立

本文采用的C_GD开关模型如图4所示，将栅漏电容C_GD等效为主回路和受主回路控制选择连通的恒容支路和变容支路，主回路上串联栅漏电压V_GD等效的电压源和恒值电容C₀。其中E_C为检测主回路电流的零值电压源，C₀为恒值电容，S₁与S₂为分别设置在恒容支路和变容支路上的由栅漏电压V_GD控制的压控开关，其中，压控开关S₂与氧化层电容C_oxd串联，压控开关S₁与电压控电流源G_C串联；V_GD>0时，压控开关S₂闭合，C_GD的容值为恒值C_oxd；V_GD<0时，压控开关S₁闭合，C_GD的容值用电压控电流源G_C表示，此时G_C＝N(V_GD)*I₀,式中I₀为主回路电流，N(V_GD)为描述与栅漏电压V_GD有关的函数表达式。

对于电容而言，其伏安特性为：

结合图4与式(5)可知：

由式(6)与式(7)可推得

C_GD＝N(V_GD)×C₀ (8)

图5(a)至图5(c)为提取CREE C2M0080120D datasheet中C_GD-V_DS曲线的过程。

根据式(8)可知，C_GD非线性部分容值可由以V_GD为变量的函数N(V_GD)与恒定电容C₀的乘积组合而成。已知datasheet中C_GD与V_DS有一定的函数关系，获得该函数关系的步骤如下：

①将C2M0080120D的datasheet中C_iss、C_oss和C_rss与V_DS的曲线图像无效边缘进行切割，如图5(a)；

②利用MATLAB提取曲线及其各点坐标值并重新绘图，如图5(b)；

③由于C_GD＝C_rss，则C_GD与V_DS之间的关系即可等价于datasheet中C_rss随V_DS变化的曲线，于是单独提取该曲线其各点坐标值，如图5(c)所示；

④根据曲线的变化趋势找出合适的拟合曲线。

分析MATLAB中的数据表获知，V_DS在0～15V之间所采集的C_rss数据跨度大且数量少，是函数拟合时最有可能出现误差的区域。由于V_DS接近于0V部分的数值不易提取，为了减少不必要的误差，曲线从0.4V开始拟合。观察图2，datasheet中C_rss在V_DS属于0～30V区间的变化类似于Sigmoid反函数的镜像。

由于V_GD＝V_GS-V_DS且V_GS对于V_DS而言可以忽略，则认为：

V_GD≈-V_DS (9)

因此，本文采用式(10)与式(11)，结合式(8)，对C_GD，即C_rss的非线性进行拟合，C₀＝1pF时各参数如表1所示，拟合曲线如图6所示。图6中实线部分重复了图5(c)中V_DS处于0～200V的曲线，叉号及虚线分别表示两段拟合曲线。根据两段拟合曲线交点所在的位置，选择V_GD＝-14.63V为临界点。随后为了方便对比拟合曲线与datasheet，将图2作为底层图片，将“接缝”后的两段拟合曲线重新绘制，如图7所示。利用MATLAB对拟合曲线与datasheet取点进行比对分析，其平均相对误差为2.56％，在合理范围内。

表1多项式N(V_GD)参数

根据上述步骤所建立的C_GD电路模型，在Simulink中绘制出与图4相对应的电路图，如图8所示，图中“fcn”模块与受控电流源“I_C”的组合对应图4中压控电流源G_C；压控单刀双掷开关switch1对应图4中S₁及S₂，由电压源V控制；为了在时域运行中将时域坐标模仿为V_GD电压值的变化坐标，采用斜率为1的斜坡函数ramp控制测试电压源V，其正负两级分别与C_GD模型的漏级D和栅极G相连，用于对C_GD模型外加可变电压V_GD，测试其容值对应的变化情况。

3非线性元件模型的验证

首先，测试图8模型中压控开关switch1的工作是否正常。将斜率为1的斜坡函数ramp的初始值设置小于0的数值，用于确定V_GD的正负值对switch1选择支路的控制作用，本文设置为-1。示波器scope4、scope3、scope7分别测量测试电压源V的反向电压、恒容支路中电容两端电压、主回路中电容两端电压。通过观察示波器scope4、scope3、scope7可知，外加电压V_GD对switch1的支路选择有控制作用，V_GD>0时switch1选择恒容支路，V_GD≤0时switch1选择变容支路，如图9(a)至图9(c)所示。

示波器scope1用于检测流入压控电流源G_C中的电流，为了能清楚观测到V_GD≤0时变容支路中压控电流源G_C数值在Simulink模型中的具体变化情况，将斜率为1的斜坡函数ramp的初始值设置为0，此时

根据式(6)与式(7)可推出：

本文选取C₀＝1nF，于是I₀基本保持在-1nA左右,此时在数值上C_GD≈-G_C。为了方便观察非线性部分的曲线的准确性，将示波器scope1的纵坐标改为对数坐标，如图10所示。

本文以CREE公司提供的C2M0080120D器件为例，使用LTspice软件对该公司所提供的C2M0080120D模型进行了动态特性的测试，认为该模型为标准测试模型，可用于校验本文所提出的新模型。在LTspice中采用钳位电感开关电路，如图11所示，其动态特性仿真结果如图12(a)所示。同样，在Simulink中采用钳位电感开关电路，测试C_GD的Simulink模型动态特性，仿真结果如图12(b)所示。

根据图10和图12可知，C_GD的Simulink模型可正常工作，仅在漏极电压过高时有些许波动。CREE公司也曾表示他们所提供的模型在仿真测试中与datasheet存在差异不可避免，即使是相同型号的实际器件也会在实际使用中存在差异。

本发明基于MATLAB及Simulink，提出了一种针对非线性器件的等效电路模型及建模方法。以CREE公司型号为C2M0080120D的SiC MOSFET为例，对其非线性电容C_GD进行等效电路建模。采用曲线拟合的方法，使原本在Simulink中不易实现的功率器件的非线性电容特性得以表征，将该模型的特性与datasheet进行对比，模型精度达到97.44％。与CREE提供的模型的测试仿真结果进行对比，证明了该模型的准确性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，其特征是，

将SiC MOSFET的栅漏电容C_GD等效为主回路和受主回路控制选择连通的恒容支路和变容支路；

主回路上串联恒值电容C₀、检测主回路电流的零值电压源E_C和栅漏电压V_GD等效的电压源；

恒容支路和变容支路上分别设置一由栅漏电压V_GD控制的压控开关，其中，恒容支路上的第二压控开关与SiC MOSFET的氧化层电容C_oxd串联，第一压控开关与受控电流源G_C串联。

2.根据权利要求1所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，其特征是，栅漏电压V_GD>0时，第二压控开关闭合，栅漏电容C_GD的容值为氧化层电容C_oxd；

栅漏电压V_GD<0时，第一压控开关闭合，栅漏电容C_GD的容值用受控电流源G_C表示。

3.根据权利要求1所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，其特征是，受控电流源G_C＝N(V_GD)*I₀，式中，I₀为主回路电流，N(V_GD)为描述与栅漏电压V_GD有关的函数表达式。

4.根据权利要求3所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，其特征是，根据电容的伏安特性，得

则，

C_GD＝N(V_GD)×C₀ (8)。

5.根据权利要求4所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型，其特征是，

式中，V_GD0为拟合曲线交点临界栅漏电压，a、b、c、d、e、f分别为多项式N(V_GD)的拟合参数。

6.一种SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，其特征是，在MATLAB的Simulink中对SiC MOSFET的栅漏电容C_GD建立等效电路模型，包括以下步骤:

1)根据栅漏电容C_GD及与栅漏电容C_GD有关的各参数和漏源极电压V_DS之间的变化关系曲线，通过MATLAB提取曲线及其数据并进行整合；

2)根据曲线的变化趋势列出数个可拟合的函数关系式，并利用MATLAB分别以线性拟合的方式找出各可拟合的函数中最贴近实际曲线的未知参数值；

3)对拟合后的各函数进行比较，选择与实际曲线所表达的具体函数关系最贴切的函数，并在Simulink中以受控电流源表示该函数。

7.根据权利要求6所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，其特征是，栅漏电容C_GD非线性部分的容值由以V_GD为变量的函数N(V_GD)与恒定电容C₀的乘积组合而成。

8.根据权利要求6或7所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，其特征是，步骤1)中，获得栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS间的函数关系曲线的步骤如下：

①建立输入电容C_iss、输出电容C_oss及反向传输电容C_rss与漏源电压V_DS之间关系的曲线图像；

②利用MATLAB提取曲线及其各点坐标值并重新绘图；

③由于栅漏电容C_GD＝反向传输电容C_rss，则栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS之间的关系等价于反向传输电容C_rss随漏源电压V_DS变化的曲线关系图，单独提取该曲线关系图中曲线与其各点坐标值；

④根据提取的曲线的变化趋势得到栅漏电容C_GD与漏源电压V_DS间的函数关系的拟合曲线。

9.根据权利要求8所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，其特征是，受控电流源G_C＝N(V_GD)*I₀，式中，I₀为主回路电流，N(V_GD)为描述与栅漏电压V_GD有关的函数表达式；

根据电容的伏安特性，得

式中，C₀为主回路上串联恒值电容；

则，

C_GD＝N(V_GD)×C₀ (8)。

10.根据权利要求9所述的SiC MOSFET非线性器件的等效电路模型建模方法，其特征是，由于V_GD＝V_GS-V_DS，且V_GS对于V_DS而言可忽略，则：

V_GD≈-V_DS (9)

采用式(10)与式(11)，结合式(8)，对栅漏电容C_GD即反向传输电容C_rss的非线性进行拟合，

式中，V_GD0为拟合曲线交点临界栅漏电压，a、b、c、d、e、f分别为多项式N(V_GD)的拟合参数。

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