WO2019120614A1 - Flexibles bootstrapping für leistungselektronikschaltungen - Google Patents

Flexibles bootstrapping für leistungselektronikschaltungen Download PDF

Info

Publication number
WO2019120614A1
WO2019120614A1 PCT/EP2018/025230 EP2018025230W WO2019120614A1 WO 2019120614 A1 WO2019120614 A1 WO 2019120614A1 EP 2018025230 W EP2018025230 W EP 2018025230W WO 2019120614 A1 WO2019120614 A1 WO 2019120614A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transistor
potential
bootstrap
voltage
energy storage
Prior art date
Application number
PCT/EP2018/025230
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan GÖTZ
Original Assignee
Dr. Ing. H.C.F. Porsche Aktiengesellschaft
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dr. Ing. H.C.F. Porsche Aktiengesellschaft filed Critical Dr. Ing. H.C.F. Porsche Aktiengesellschaft
Priority to CN201880082116.0A priority Critical patent/CN111512555B/zh
Priority to US16/955,872 priority patent/US11088612B2/en
Publication of WO2019120614A1 publication Critical patent/WO2019120614A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/01—Modifications for accelerating switching
    • H03K19/013—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits
    • H03K19/0133—Modifications for accelerating switching in bipolar transistor circuits by bootstrapping, i.e. by positive feed-back
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a method and a charging circuit for flexible bootstrapping in power electronics circuits, which, for example, in
  • Electric vehicle need an AC voltage with a specific frequency, amplitude and phase. Furthermore, the DC voltage provided varies over the respective state of charge. In order to be able to supply the consumers connected with the requested power at a peak voltage as well as at a charging end voltage, they have hitherto had to cope with complex supply circuits, for example with
  • Bateriemanagement must be provided, which requires a complex monitoring of the individual Bateriezellen and
  • Modular multilevel converters in contrast to traditional power electronics that switch input voltages or output voltages between a few levels with a few power semiconductor switches to produce a desired voltage in the Mitel, can provide a voltage through a dynamically changeable electrical configuration of energy stores, eg capacitors or batteries, arranged in modules , deploy in very fine levels.
  • a central multilevel converter in this sense is the modular multilevel converter MMSPC, described by S.M. Goetz, A.V. Peterchev and T.
  • FET Field effect transistors
  • IGBT insulated gate bipolar transistors
  • the source potential of a so-called high-side switch corresponds to a drain potential of the low-side switch and is therefore not fixed. If the low-side switch is closed, the source potential of the high-side switch is at the same ground. However, if the low-side switch is open and the high-side switch is closed, the potential is even at the upper supply voltage of the half-bridge. Are both Switch opens, the potential takes a value between the ground and the upper supply voltage, the exact value is either undefined or depends on a load, for example. A motor with inert inductance, which forces a steady current flow depends. Since the source potential of the high-side switch can therefore assume different values, the supply voltage of the gate potential must also be varied to a switch activation.
  • the remedy is provided by small, galvanically isolated DC-DC converters, which refer to the ground-referenced supply voltage potential-shifted to the source potential of the high-side switch and thus provide a mitg réellede supply voltage for the switch activation of the high-side switch.
  • small, galvanically isolated DC-DC converters which refer to the ground-referenced supply voltage potential-shifted to the source potential of the high-side switch and thus provide a mitg réellede supply voltage for the switch activation of the high-side switch.
  • Such transducers are expensive and inefficient.
  • the so-called bootstrapping can be used. Since the high-side switches and the low-side switches are alternately activated at least at certain intervals in a half-bridge, a so-called bootstrap capacitor, but also another energy store is conceivable, can be connected to a reference point such that it as a short- or medium-term supply for a high-side switch control ready and is charged via a diode from the power supply of the low-side switch or other grounded supply, as soon as the low-side switch is closed. The diode prevents a backflow of energy when the low-side switch is opened again and the source potential of the high-side switch increases. In the case of the FET, the source potential is used as the reference point, for example, and in the case of bipolar transistors, e.g. IGBT, an emitter potential.
  • bipolar transistors e.g. IGBT
  • the supply voltage of the gate potential at the high-side switch is thus carried out via a potential mitverschiebenden energy storage, which has a
  • Transistors each with their drain / collector terminal instead of its source / emitter terminal are at the potential of the power supply, especially in partitions into similar assemblies within multilevel converters where synchronous transistors to be switched are advantageously combined to form assemblies, but some the transistors are no longer controlled by conventional bootstrapping.
  • Conventional bootstrapping requires that the reference potential, i. H. usually the potential of the negative pole, a bootstrap capacitor is temporarily at the reference potential of the power supply to allow temporary recharge of the bootstrap capacitor, and is higher in the remaining time.
  • a diode can prevent current flow during the latter time intervals and also block voltage.
  • the bootstrap capacitor would be charged to the voltage of the supply voltage plus the difference between the two reference potentials of the bootstrap capacitor and the power supply. This can be too high.
  • DE 10 2015 112 512 A1 describes a four-quadrant module type for modular multilevel converters in which the drivers of some transistors can not be supplied by conventional bootstrapping because their reference potential is temporarily lower than that can be the power supply.
  • Document DE 10 2016 112 250 A1 discloses a two-quadrant module which has transistors whose driver circuits can not be supplied with conventional bootstrapping for the same reason. Charging a bootstrap circuit at its startup from a capacitor is known from the document US 4,710,685. The charging takes place until another capacitor is charged to the potential of the supply voltage. In order to stop the charging of a capacitor, the Japanese publication JP 2015-201915 A provides a charging relay. The charge will be stopped as soon as one
  • US Pat. No. 4,401,926 discloses charging a capacitor until it reaches a predetermined voltage.
  • Charging the bootstrap capacitor can be identified without resorting to expensive and space-consuming DC-DC converter. Furthermore, it is an object of the present invention to provide a corresponding charging circuit for
  • Bootstrapping proposed in a power electronics circuit in which a to An energy store used for driving a power semiconductor switch and a source / emitter potential of the power semiconductor switch are at the same potential, wherein a blocking diode is connected to a supply voltage provided by a source, which is referenced to a reference potential, such that the source only has this blocking diode Energy can, but can not absorb, and after the blocking diode follows at least one bootstrap transistor, which is connected with its drain / collector input to the blocking diode and its source / emitter output to an upper potential of the energy storage, wherein at least an electrical component that is designed to conduct a current in the reverse direction
  • n-channel field effect transistor or npn bipolar transistor as a bootstrap transistor with an input of the electrical device in the reverse direction to a gate / base control terminal of the bootstrap transistor and with a Output of the electrical component to one at the source / emitter potential of the
  • Power semiconductor switch lying terminal of the energy storage is connected and in a p-channel field effect transistor or a pnp bipolar transistor as a bootstrap transistor with an input of the electrical device in the reverse direction to an upper potential of the energy storage and with an output of the electrical component to a gate / Basic control terminal of the bootstrap transistor
  • At least one resistor corresponding to an n-channel field effect transistor or a npn bipolar transistor is arranged as a bootstrap transistor between a potential of the supply voltage and the gate / base control terminal of the bootstrap transistor and a p-channel - Field effect transistor or a pnp bipolar transistor is arranged as a bootstrap transistor between the source / emitter potential of the power semiconductor switch and the gate / base control terminal of the bootstrap transistor, whereby charging of the energy storage is effected as soon as the potential of the supply voltage via a potential of the energy storage is, and thus overcharging is prevented as soon as the predetermined potential difference in the electrical component exceeded is, and whereby a discharge of the energy storage is prevented by the blocking diode.
  • Additional resistors to the gate / base control input of the bootstrap transistor may be used to limit the current in or out of the gate / base control input of the bootstrap transistor.
  • a blocking direction of the electronic component which is designed to pass a current flow when a predetermined potential difference is exceeded, results from the direction of the flowing current. At the input of then flowing current is applied to the electronic component, at the output of the current has flowed through the electronic component.
  • an automatic recharging of the energy store is achieved if, viewed in a potential image, the electrical potential of a positive pole of the energy store is lower than that of the positive pole of the supply voltage and at the same time the voltage of the energy store is not so high that the circuit breaks off the charge.
  • a charge is the case, for example, when the voltage of the energy store under the voltage of
  • Reference voltage is. Furthermore, the energy store is charged when the potential at the negative pole of the energy store is such that the sum of this potential and the voltage of the energy store is smaller than the sum of the supply voltage and its reference potential. For charging the energy storage device, therefore, its potential at the negative pole does not have to correspond to the reference potential of the supply voltage.
  • An embodiment of the method according to the invention causes a discharging of the energy storage is locked in the supply voltage when the upper potential of the energy storage is higher than a sum of supply voltage and its reference potential, and the energy storage is charged with the supply voltage when the energy storage is emptied as by predetermined values, eg. Minimum supply voltage requirements of the driver circuit of the power semiconductor switch is required and a voltage gradient of the
  • Supply voltage is present in the energy storage.
  • the connection to the supply voltage is blocked if a potential from which is to be charged, ie the sum of supply voltage and reference potential to which the
  • Supply voltage is related, is above a target potential of the positive pole of the energy storage and / or the energy storage has reached a Ladeendtempo.
  • controllable semiconductors required for carrying out the method according to the invention such as, for example, transistors and the like, require a lower blocking voltage. This is for example given by the fact that in
  • Discharge direction is blocked by a diode in the forward direction but is blocked by a transistor.
  • the at least one bootstrap transistor can also be designed to be able to block a voltage occurring maximally in the charging circuit. This can, for example, a double amount of voltage, which at a
  • Modular capacitor which turns out to be a further energy store in a modular
  • a bootstrap capacitor is selected as the energy store.
  • Other energy storage such as, for example, a battery are conceivable.
  • the at least one bootstrap transistor is selected as a bipolar transistor. In yet another embodiment of the method according to the invention, the at least one bootstrap transistor is selected as a field-effect transistor. In a further embodiment of the method according to the invention, the at least one electrical component is selected as a Zener diode.
  • Breakthrough voltage of the Zener diode is, for example. Predetermined so that it is the sum of a switching voltage of the power semiconductor switch, z. B. +15 V, and a voltage amount of about 650 mV when using a bipolar transistor as a bootstrap transistor results.
  • a breakdown voltage of the zener diode for example.
  • Predetermined so that it is the sum of a switching voltage of the power semiconductor switch, z. B. +15 V, and the threshold voltage of the bootstrap Transtors, z. B. 2 V corresponds.
  • the at least one electrical component is selected as a unipolar or bipolar transient voltage suppressor, abbreviated to TVS by the person skilled in the art.
  • the at least one electrical component is selected as a voltage standard. Even with the transient voltage suppressor or the voltage standard, the predetermined voltage of the sum of switching voltage of the power semiconductor switch and the amount of voltage of about 650 mV when using a bipolar transistor as a bootstrap transistor or the sum of switching voltage of the power semiconductor switch and the
  • the at least one resistor is selected as a pull-up resistor in the case of an n-channel field effect transistor or an npn bipolar transistor as the bootstrap transistor.
  • the pull-up resistor turns on the bootstrap transistor so to speak on passage, until through
  • the bootstrap transistor is switched off again.
  • the at least one resistor is selected as a pull-down resistor in the case of a p-channel field effect transistor or a pnp bipolar transistor as a bootstrap transistor.
  • a voltage upper limit in the energy store is maintained by a first bootstrap transistor and a first electrical component, which is designed to pass a current flow when a first predetermined potential difference is exceeded, and by a second bootstrap transistor and a second electrical component, which is designed to pass a current flow when a second predetermined potential difference is exceeded, a current limit when driving the
  • Supply voltage is carried in a switching state in which a recharge of the bootstrap capacitor is possible, a high instantaneous voltage difference between the supply potential to be loaded from, and the potential of the positive terminal of the bootstrap capacitor arise.
  • a sudden high current flow would be created, which can cause various problems, among which i.a. a drop in supply voltage, electromagnetic emissions, heating and / or damage to components and conductors.
  • Power electronics circuit with at least one energy storage and at least a power semiconductor switch claimed which comprises a blocking diode, at least one bootstrap transistor, at least one resistor and at least one electrical component, which is designed to exceed a predetermined
  • the blocking diode is connected in the flow direction and the at least one bootstrap transistor is connected with its input in the flow direction to the blocking diode and its output in the flow direction to an upper potential of the energy storage
  • said at least one electrical Component which is designed to conduct a current flow when a predetermined potential difference is exceeded, is connected in an n-channel field effect transistor or npn bipolar transistor as a bootstrap transistor with its input in the reverse direction to a control terminal of the bootstrap transistor and with its output in the reverse direction is connected to a lying on the source / emitter potential of the power semiconductor switch terminal of the energy storage and in a p-channel field effect transistor or a pnp bipolar transistor as a bootstrap transistor with its on gear in the reverse direction is connected to an upper potential of the energy storage and is connected with its output in the reverse direction to a control terminal of the bootstrap transistor, and wherein the at least one resistor corresponding to an n-channel field effect transistor or a npn
  • Bipolar transistor is arranged as a bootstrap transistor between the source / emitter potential of the power semiconductor switch and the base of the bootstrap transistor.
  • the charging circuit according to the invention allows a recharging of the energy storage only up to a preset, adapted to the power semiconductors to be driven and its maximum or ideal control voltage.
  • the charging circuit according to the invention in this case has an embodiment which the aforementioned
  • Power supply of the overall circuit which has at least temporarily compared to the reference potential of the power semiconductor to be controlled (emitter or source) at least the required supply voltage of the power semiconductor to be controlled.
  • the recharge is activated so that the energy store is charged to the selected voltage whenever possible, if the required potential difference is sufficient. Recharging stops when the selected voltage is reached. In addition, the recharging is terminated when the potential of the supply voltage is lower than the positive potential of the energy storage, to prevent the energy storage discharges into the supply used.
  • the at least one energy store is formed by a bootstrap capacitor.
  • Charging circuit additionally a threshold switch, which is connected to the bootstrap capacitor. To activate at a lower threshold and only at
  • Threshold preferably be designed as a Schmitt trigger and thus therefore have a hysteresis.
  • a voltage sensor may be located on a bootstrap capacitor. This threshold switch can be used to monitor the state of charge of the associated bootstrap capacitor. The threshold switch signal can be used to block the gate driver to to prevent activation of the associated power semiconductor switch when the state of charge of the bootstrap capacitor is insufficient and the
  • Power semiconductor switch threatens to take damage in current flow only half-switched state. Furthermore, the signal of the threshold switch can be transmitted to a higher-level control, which, for example, is also responsible for generating the control signals of the power semiconductor switches.
  • M u Iti leve I co nve rt r claimed which has at least one module memory element and is adapted to carry out the inventive method.
  • the at least one module storage element is configured to store electrical energy. This may, for example, be a battery.
  • the latter comprises at least two similar modules, the at least two identical modules each having at least one power semiconductor switch whose electrical source / emitter potential is at least temporarily below the reference potential of the
  • Supply voltage of the respective module is located, and each have at least one charging circuit according to the invention, and wherein the at least two modules each comprise at least one DC-DC converter and in the at least two modules in each case the supply voltage across the at least one
  • DC-DC converter is connected to the at least one module memory element.
  • Figure 1 shows a schematic representation of exemplary circuits to a
  • Figure 2 shows a schematic representation of exemplary circuits to a
  • Figure 3 shows a schematic representation of exemplary circuits to a
  • FIG. 4 shows a schematic representation of exemplary circuits for an alternative bootstrap circuit by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 5 shows a schematic representation of exemplary circuits to a
  • Figure 6 shows a schematic representation of an exemplary circuit to a
  • FIG. 7 shows, in a schematic representation, exemplary extensions of a respective bootstrap circuit in an MMSPC module for performing a
  • Figure 8 shows a schematic representation of an exemplary circuit of an MMSPC module with threshold switches for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 9 shows a schematic representation of an exemplary circuit of an MMSPC module with a battery as a module memory element for performing a
  • Figure 10 shows a schematic representation of an exemplary circuit of an MMSPC module with multiple battery cells as a module memory element for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 11 shows a schematic representation of an exemplary circuit of an MMSPC module with a battery cell balancing system as a module memory element for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 12 shows a schematic representation of an exemplary circuit of a
  • FIG. 13 shows a schematic representation of another exemplary circuit of a four-quadrant module with six switches for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 14 shows a schematic representation of an exemplary circuit of a
  • Figure 15 shows a schematic representation of exemplary circuits of a
  • FIG. 16 shows a schematic representation of exemplary circuits of a reduced four-quadrant module which can be switched by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 17 shows a schematic representation of an exemplary circuit with supply of the bootstrap circuit via a galvanically non-separating
  • FIG. 18 shows a schematic representation of an exemplary circuit with supply of the bootstrapping circuit via a down converter from the module storage element for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 19 shows, in a schematic representation, an exemplary circuit and a module control set to the reference potential of the supply voltage for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 20 shows a schematic representation of an exemplary circuit with a switched-capacitor converter for carrying out an embodiment of the invention
  • FIG. 1 shows a schematic representation of exemplary circuits 810 and 820 for driving a power semiconductor switch through a bipolar transistor 804 by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • the bipolar transistor 804 performs the function of the charging switch, wherein the
  • a level shifter 206 may be optionally used for driving that shifts the potential of the switching signal 212 to that of the source / emitter reference and may be integrated with the driver output stage of the gate driver 222,
  • circuits 810 and 820 a dashed outline marks an embodiment of a charging circuit 800 according to the invention, which has a pull-up resistor 812 or 812, respectively.
  • the supply voltage 106 of the charging circuit 800 is related to the ground potential of the control providing the switching signal 212.
  • a breakdown voltage of the Zener diode 802 results from a switching voltage of the power transistor 100 plus 650 mV.
  • the function of the zener diode 804 may also generally be provided by a unipolar or bipolar TVS, short for transient voltage suppressors, voltage standards, or similar devices capable of providing voltage references, for example, due to a sharp edge in the current-voltage diagram generate, be replaced.
  • n-channel IGFET abbreviated for Insulated Gate Field Effect T ransistor, ie transistors, the default, ie at 0 V gate-source voltage, lock and with a positive voltage be turned on, are used.
  • n-channel IGBT, npn transistors and conventional thyristors with a PnpN structure and drive the gate relative to the N-range to use.
  • the gate driver 222 with its supplies 224 and 226 may optionally be replaced by another one
  • Blocking diode 112 shifted to use at negative voltages of the supply potential 106 to the positive terminal of the bootstrap capacitor 102, a reverse voltage of the blocking diode 112 and to achieve a lower voltage load at the base of the bipolar transistor 804.
  • FIG. 2 schematically shows exemplary circuits 910 and 920 for driving a power semiconductor switch 102 through the bipolar transistor 804 shown in FIG. 1, specifically in a modular multi-level converter, abbreviated as MMC or as the MMSPC described in the prior art, by means of an embodiment of the present invention inventive method.
  • MMC modular multi-level converter
  • FIG. 2 schematically shows exemplary circuits 910 and 920 for driving a power semiconductor switch 102 through the bipolar transistor 804 shown in FIG. 1, specifically in a modular multi-level converter, abbreviated as MMC or as the MMSPC described in the prior art, by means of an embodiment of the present invention inventive method.
  • MMC modular multi-level converter
  • Intermodulitatiselement of two half-bridges respectively consisting of the power semiconductor switches 901 and 902, or 903 and 904, which are movable in potential depending on the switch position is shown in circuit 921.
  • the required state of each power transistor is often determined in the central controller-containing state module 202 outside the modules and as state information 208 to the respective controller 204 of a module, the optional either on the respective module or centrally available, for example. Coded transmitted.
  • the controller 204 determines from the respective state information 208 specific switching signals 212 for the individual power transistors and converts these, for example, via a gate driver 222 by means of the control already shown in circuit 810 of FIG. 1 in the respective power semiconductor switch 100.
  • circuit 910 shows an embodiment of the method according to the invention in which an optional gate series resistor 912 is additionally implemented, which is usually supplemented by diodes and further electrical components in all power transistor gates.
  • FIG. 3 shows a schematic representation of exemplary circuits 1010 and 1020 for driving a power semiconductor switch 100 through a field effect transistor 114 by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • the function of the charging switch is realized by a field effect transistor 114.
  • the breakdown voltage of the Zener diode or TVS diode 802 results here from a switching voltage of the power transistor 100 plus a threshold voltage of the field effect transistor 114.
  • FIG. 4 shows a schematic representation of exemplary circuits 1110 and 1120 for an alternative bootstrap circuit by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • blocking diode 112 is the supply voltage 106 of the bootstrap circuit 1110 at.
  • a current at a collector-emitter voltage UCE 1112 is switched to the supply 1102 of a gate driver by means of a current at a base-emitter voltage UBE 1116.
  • the breakdown voltage Uz 1118 of the Zener diode 802 results from a switching voltage of the power transistor 100 plus 650 mV.
  • the Bootstrap capacitor 102 has, in addition to terminal 1102, a second terminal 1104 for supplying the gate driver and the source / emitter terminal of the line semiconductor switch, respectively.
  • Another alternative bootstrap circuit shows the
  • FIG. 5 shows a schematic representation of exemplary circuits 1210 and 1220 for driving a power semiconductor switch 100 with an additional current limitation by means of an embodiment of the method according to the invention.
  • the bootstrap capacitor 102 is widely discharged and the power transistor 100 suddenly from a switching state in which the potential of the positive pole of the bootstrap capacitor 102 is far above that of the
  • Supply voltage 106 is conveyed in a switching state in which a
  • Circuit 1210 which includes two transistors 1214 and 1212 and Zener diode 802 in the bootstrap circuit, shows an exemplary arrangement of resistors 1217 and 1218 additional to pull-up resistor 1216, which are placed in the path between supply voltage 106 and bootstrap circuit be used between bootstrap circuit and bootstrap capacitor 102 to prevent correspondingly large currents that arise just when empty bootstrap capacitor 102 at a sudden large voltage difference.
  • the gate Driver 222 is controlled via a gate control signal 1202.
  • an inductance can also prevent a rapid current increase.
  • a current limiting circuit shown in circuit 1220 may also be integrated into the bootstrap circuit to achieve a regulated charge of the bootstrap capacitor 102 to the desired voltage.
  • a voltage limit is thereby determined by the components located under the bracket 1228, including a transistor "Q1" 1224 and two resistors "RI" 1221 and “R2" 1222.
  • Component 1226 which may, for example, be a TVS or Zener diode, results here from the switching voltage of the power transistor 100 plus one
  • Threshold voltage of transistor "Ql” 1224 Threshold voltage of transistor "Ql" 1224.
  • An electrical device 1227 which may be, for example, a TVS or Zener diode, limits the gate-to-source voltage of transistor "Ql" to prevent damage. Too high
  • Voltage for example 20 V with a suitable TVS or Zener diode, derives this component 1227 from further current.
  • a current limit is determined by the electrical components underlying clip 1229, including a transistor "Q2" 1225 and a resistor “R3" 1223. While “Ql” 1224 is a target voltage for the
  • the transistor "Q2" 1225 regulates a transistor gate of "Ql” 1224 or alternatively, if “Ql” 1224 is a bipolar transistor, a transistor base of "Ql” 1224 from when the current over " R3 "1223 a sufficiently high
  • Voltage e.g., -650 mV for bipolar transistors or -1300 mV for Darlington pairs, which is also the base-emitter voltage of "Q2" 1225.
  • FIG. 6 shows a schematic representation of an exemplary circuit 1300 of an MMSPC module by means of an embodiment of the method according to the invention, wherein additionally a circuit control 1310 is shown in a circuit diagram 1310 whose control signals 1321, 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1327 1328 respectively form a gate control signal 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306, 1307, 1308.
  • Transistors A 1311, B 1312, C 1313, D 1314, E 1315, F 1316, G 1317 and "H" 1318 are formed by power semiconductor switches.
  • a supply 1309 of the gate driver of transistors "B" 1312 and D "1314" which does not necessarily have to be a module logic supply, is preferably 5V or 3.3V , referred to the negative terminal of the module memory element CM 1319 and is for example 15 V - 18 V. While the driving of the power transistors "B"
  • Supply voltage can be pulled to the respective bootstrap capacitors via a respective diode from the supply voltage of the transistors "B" 1312 and “C” 1313 recharge.
  • the aforementioned diode may advantageously be a Schottky diode having a smaller voltage drop across the diode. Reloading also takes place when
  • Transistors “B” 1312 and “D” 1314 are turned on (again, the units are independent). This occurs in the following states of the intermodule connection: “low-side bypass”, “series negative”, “parallel”. If necessary, "high-side bypass” can provide sufficient conditions, but only if the state of charge of the module connected on the right side fits. However, the necessary voltage supply for the transistors “F” 1316 and “H” 1318 may also drift in the negative direction, so that bootstrap capacitors associated with an ordinary bootstrap circuit will overload at clearly too high voltages in such moments. Accordingly, an embodiment of the bootstrap circuit according to the invention is implemented here. The
  • a controller for example, the module controller 1320, takes into account this property and determines for each bootstrap capacitor the previous time since the last recharge and, if necessary, enforces a corresponding module state for recharging after a timeout. Furthermore, this control can also estimate the discharge of the bootstrap capacitors with knowledge of the previous and possibly future states as well as the discharge in the transistors to be controlled.
  • the gate drivers in circuit 1300 are shown as galvanic isolation drivers. This means that the input signals may be related to a common, different potential, here by way of example the negative potential of the module memory element CM 1319.
  • the output of these gate drivers is the one to the driver
  • gate drivers may include a so-called level shifter.
  • An embodiment of the invention can also be used with gate drivers whose signal input and output must be at the same potential. In the case of the latter, an additional level shifter / level shifter is preferably used in order to enable control of a control at a different potential.
  • the circuit 1300 may optionally include at least one voltage sensor on module memory element CM 1319 read out by the module controller 1320. Further, the circuit 1300 may include at least one current sensor having a in
  • Module memory element CM 1319 measures flowing current and is read out by the module controller 1320.
  • current sensors can be connected to at least one
  • Module power connection present which are read by the module controller 1320.
  • Local module control electronics may in particular comprise integrated circuits (IC), for example logic modules, microcontrollers, digital signal processors (DSP), programmable logic modules (CPLD) or programmable gate arrays (FPGA).
  • IC integrated circuits
  • DSP digital signal processors
  • CPLD programmable logic modules
  • FPGA programmable gate arrays
  • the supply voltage can also be used to operate Monitoring and measurement circuits and analog-to-digital converters of the corresponding module can be used.
  • the supply voltage can also be done directly from said module memory element.
  • DC converter in the module or modules would have to be done and thus low efficiency at high cost and not negligible space would entail.
  • an external supply would have to provide the entire isolation voltage of the system in order to supply it with the electrical potential of the respective module
  • This may be several kilovolts to megavolts, although the voltage of the supply voltage may be as low as 15 volts, for example.
  • the voltage of the at least one module memory element for example, often up to 60 V, especially if it is a battery, or even over 1000 V at High voltage converters, for example, may be in the energy transfer area.
  • a DC-DC converter in particular a buck converter, is advantageous, which preferably unidirectionally draws energy from the at least one module storage element and converts it to a lower electrical voltage, which is suitable as a supply voltage in the sense of the invention.
  • Reference potential of the supply voltage corresponds to the electrical potential of one of the poles of the corresponding module memory element, in particular a galvanically non-separating buck converter can be used, for example.
  • Exemplary extensions 1410 and 1420 to a respective bootstrap circuit in an MMSPC module 1300 shown in FIG. 6, for example, are shown in a schematic representation in FIG.
  • the extended bootstrap circuit 1410 has at
  • Bootstrap capacitor 102 has a threshold switch 1412 on. Too low
  • the threshold value switch 1412 transmits an output signal 1414, which can be, for example, a binary signal, to a module controller, for example the module controller 1320 from FIG. 6, so that it can accordingly provide a recharge in a modulo scheduler in the near future.
  • the module controller 1320 may also force directly a module state in which the corresponding bootstrap capacitor is charged.
  • a circuit is achieved at a voltage threshold with a Schmitt trigger 1422. This consequently has a hysteresis in order to activate a switching signal 1424 at a lower threshold and to deactivate it again only when an upper threshold is exceeded.
  • a voltage sensor may be located on a bootstrap capacitor.
  • FIG. 8 shows, in a schematic representation, an exemplary circuit 1500 of an MMSPC module with threshold switches 1501, 1503, 1506, 1507 and 1508 for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • An extended circuit 1410 described above in FIG. 7 is arranged according to the invention at the respective necessary bootstrap circuits to the transistors 1311, 1313, 1316, 1317 and 1318.
  • the supply voltage 1309 is connected with its negative pole to the reference potential 1531 and provides the
  • Power semiconductor switch 1316, 1318 whose source / emitter potential depending on
  • Line state of the power semiconductor switches 1311-1318 at least temporarily below the reference potential 1531 of the supply voltage 1309 includes, according to the invention in each case a blocking diode, an energy storage, a bootstrap transistor and an electrical component which is designed to pass a current flow, if a predetermined Potential difference between its terminals is exceeded.
  • FIG. 9 shows, in a schematic representation, an exemplary circuit 1600 of an MMSPC module with a battery 1602 as module memory element for carrying out a further embodiment of the method according to the invention.
  • module memory element CM 1319 is replaced by a battery 1602 here.
  • FIG. 10 is a schematic representation of an exemplary circuit 1700 of an MMSPC module with a plurality of battery cells 1702 as module memory element
  • the battery cells 1702 may be formed of a battery pack that includes a plurality of single cells in a series-parallel connection.
  • FIG. 11 shows a schematic diagram of an exemplary circuit 1800 of an MMSPC module with a battery cell balancing system 1802
  • the battery cell balancing system 1802 may in particular comprise lithium-ion cells.
  • FIG. 12 an exemplary circuit 1900 of a four-quadrant module with six transistors 1312, 1313, 1314, 1316, 1317, 1318 for carrying out an embodiment of the method according to the invention is shown in a schematic representation.
  • FIG. 13 shows in schematic representation a further exemplary circuit 2000 of a four-quadrant module with six transistors 1311, 1312, 1313, 1314, 1315, 1318 for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 14 shows a schematic representation of an exemplary circuit 2100 of a three-quadrant module with six transistors 1311, 1312, 1313, 1314, 1315 and 1316 for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • FIG. 15 a schematic representation of exemplary circuits 2210, 2220 and 2230 of a four-quadrant module comprising the module memory element 2209 and eight transistors 2201, 2202, 2203, 2204, 2205, 2206, 2207 and 2208, which can be switched by means of an embodiment of the method according to the invention ,
  • circuit 2210 such parallel conductive paths are formed by conductive path 2211 and conductive path 2212, or by conductive path 2213 and conductive path 2214.
  • circuit 2220 such parallel conductive paths are formed by conductive path 2221 and conductive path 2222, and in circuit 2230 parallel conductive paths formed by a conduction path 2231 and a conduction path 2232.
  • FIG. 16 shows a schematic representation of two exemplary circuits 2310 and 2320 of a respective four-quadrant module reduced by the specification from the description of FIG. 15 and comprising the module memory element 2309.
  • circuit 2310 the four quadrant module is reduced to transistors 2301, 2302, 2303, 2306, 2307 and 2308.
  • circuit 2320 the four quadrant module is reduced to transistors 2301, 2302, 2303, 2305, 2306 and 2307.
  • Figure 17 shows a schematic representation of an exemplary circuit 2400 with supply of the bootstrap circuit via a galvanically non-separating
  • DC-DC converter 2401 from the module memory element 1319 for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • the reference potential of the supply voltage 1309 in the case shown, its negative pole, coincides with the negative pole of the module memory element. In this case, no expensive electrical isolation is necessary.
  • the bootstrapping further shifts the energy to the respective potentials of the power semiconductor switches 1311, 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317, 1318.
  • a module controller 1310 is used to control the circuit 2400.
  • FIG. 18 shows a schematic representation of an exemplary circuit 2500 with supply of the bootstrapping circuit via a down-converter 2501 from FIG Module memory element 1319 for carrying out an embodiment of the method according to the invention.
  • the embodiment of the invention shown by circuit 2500 is obtained from circuit 2400 in FIG. 18
  • DC-DC converter 2401 is concretely formed by a down-converter 2501.
  • FIG. 19 shows a schematic representation of an exemplary circuit 2600 and a module controller 1320 connected to the reference potential of the supply voltage 1309 for carrying out an embodiment of the inventive method, wherein the down converter 2501 is likewise connected to ground 2601. So that
  • Supply voltage 1309 can be used to control the circuit 2600, the module controller 1320, which the signals 1321, 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1227, 1328 for the power semiconductor switches 1311, 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317 , 1318 of the circuit 2600, with its ground 2631 set to the reference potential of the supply voltage 1309 and connected to a supply 2632 with the supply voltage 1309.
  • This can optionally be done with another non-galvanic isolated buck converter or even a linear regulator if the voltage should be lower.
  • FIG. 20 shows a schematic representation of an exemplary circuit 2700 with a switched-capacitor converter 2701 and a circuit diagram 2710 to a module controller 1320 for performing an embodiment of the method according to the invention.
  • the galvanically non-separating buck converter 2501 of circuit 2500 in FIG. 18 is now configured by a switched-capacitor converter 2701. Shown is a
  • Embodiment as a two-stage, voltage bisecting converter, wherein capacitors are charged on the input side in series and are discharged in parallel at the output. At a lower output voltage and more levels are conceivable.

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Ladeschaltung (800) für flexibles Bootstrapping bei Leistungselektronikschaltungen, wobei eine Sperrdiode (112), mindestens ein Bootstrap-Transistor (804), mindestens ein Widerstand (812, 822) und mindestens ein elektrisches Bauelement (802), das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, umfasst sind, wobei sich ein zu einem Ansteuern eines Leistungshalbleiterschalters (100) verwendeter Energiespeicher (102) und ein Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters (100) auf gleichem Potential befinden, wobei ein Laden des Energiespeichers (102) bewirkt wird, sobald das Potential einer Versorgungsspannung (106) über einem Potential des Energiespeichers (102) liegt, wobei ein Überladen verhindert wird, sobald die in dem elektrischen Bauelement (802) vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, und wobei ein Entladen des Energiespeichers (102) durch die Sperrdiode (112) verhindert wird.

Description

Flexibles Bootstrapping für Leistungselektronikschaltungen
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Ladeschaltung für flexibles Bootstrapping bei Leistungselektronikschaltungen, welche beispielsweise in
Vorrichtungen zur Bereitstellung einer Wechselspannungsversorgung aus einem
Batteriepack Anwendung finden. Ferner wird ein das Verfahren und die Ladeschaltung verwendender Multilevelkonverter beansprucht.
Derzeitig in Elektrofahrzeugen üblicherweise verbaute Batteriepacks sind festverdrahtete Einheiten beispielsweise einzelner Batteriezellen. Am Ausgang liefern derartige Batterien fast ausschließlich Gleichspannung, wohingegen die meisten Verbraucher im
Elektrofahrzeug eine Wechselspannung mit einer bestimmten Frequenz, Amplitude und Phase benötigen. Ferner variiert die bereitgestellte Gleichspannung über den jeweiligen Ladezustand. Um sowohl bei einer Spitzenspannung wie auch bei einer Ladeendspannung angeschlossene Verbraucher mit der angeforderten Leistung versorgen zu können, müssen diese bislang mit aufwändigen Versorgungsschaltungen, bspw. mit
Leistungshalbleiterschaltern, ausgestattet sein. Weicht eine von einem Verbraucher benötigte Spannung weit von der Bateriespannung ab, so verursacht eine
leistungselektronische Schaltung hohe Verluste und Verzerrungen in der
Ausgangsspannung. Insbesondere wirkt sich dies nachteilig auf einen
Antriebselektromotor aus, der in der Regel gerade bei niedrigen Geschwindigkeiten Wechselspannungen mit deutlich niedrigerer Amplitude benötigt, und belastet auch dessen Isolierung, wodurch sich die Lebensdauer verkürzt. Problematisch bei Bateriepacks ist auch, dass aufgrund einer Streuung im
physikalischen und chemischen Verhalten der Bateriezellen, um einen gleichmäßigen Ladezustand zu ermöglichen, ein sogenanntes Bateriemanagement bereitgestellt werden muss, welches eine aufwändige Überwachung der einzelnen Bateriezellen und
insbesondere lokalen Ladungsaustausch beinhaltet. Des Weiteren macht ein Defekt einer einzigen Bateriezelle in der Regel die Stilllegung des gesamten Bateriepacks notwendig, da defekte Batteriezellen bei weiterer Belastung überhitzen und Feuer fangen können.
Modulare Multilevelkonverter können im Gegensatz zu traditioneller Leistungselektronik, die mit wenigen Leistungshalbleiterschaltern Ein- oder Ausgangsspannungen zwischen wenigen Niveaus umschalten, um im Mitel eine gewünschte Spannung zu bewirken, eine Spannung durch eine dynamisch wechselbare elektrische Konfiguration von in Modulen angeordneten Energiespeichern, bspw. Kondensatoren oder Baterien, in sehr feinen Stufen bereitstellen. Ein zentraler Multilevelkonverter in diesem Sinn ist der modulare Multilevelkonverter MMSPC, beschrieben durch S. M. Goetz, A. V. Peterchev und T.
Weyh, "Modular Multilevel Converter with Series and Parallel Module Connectivity:
Topology and Control," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 1, pp. 203-215, Jan. 2015. Ein Problem bei elektronischen Halbleiterschaltern, insbesondere bei
Feldeffekttransistoren, mit FET abgekürzt, oder bei Bipolartransistoren mit isolierter Gate- Elektrode, mit IGBT abgekürzt, stellt die Notwendigkeit dar, sie in der Regel relativ zu ihrem eigenen Potential anzusteuern. Liegt bspw. bei einem FET eine Schwellenspannung bei 2 V, so muss ein Gate-Potential relativ zu einem Source-Potential für einen
Sperrzustand deutlich unter dieser Schwelle, für einen leitenden Zustand deutlich über dieser Schwelle liegen. Dies ist auch bei einer in Wechselrichtern gebräuchlichen
Halbbrücke, d. h. zwei in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern, bei einem sogenannten Low-Side-Schalter einfach zu erreichen, da die Source des Low-Side-Schalters gemeinhin auf Masse der Spannungsversorgung der gesamten Leistungsschaltung liegt.
Demgegenüber entspricht das Source-Potential eines sogenannten High-Side-Schalters einem Drain-Potential des Low-Side-Schalters und liegt damit nicht fest. Ist der Low-Side- Schalter geschlossen, liegt das Source-Potential des High-Side-Schalters auf der gleichen Masse. Ist der Low-Side-Schalter aber geöffnet und der High-Side-Schalter geschlossen, liegt das Potential gar auf der oberen Versorgungsspannung der Halbbrücke. Sind beide Schalter geöffnet, nimmt das Potential einen Wert zwischen der Masse und der oberen Versorgungsspannung ein, wobei der genaue Wert entweder Undefiniert ist oder von einer Last, bspw. einem Motor mit träger Induktivität, die einen stetigen Stromfluss erzwingt, abhängt. Da das Source-Potential des High-Side-Schalters also verschiedene Werte annehmen kann, muss auch die Versorgungsspannung des Gate-Potentials zu einer Schalteraktivierung variiert werden.
Abhilfe bieten kleine, galvanisch getrennte Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, welche die auf Masse bezogene Versorgungsspannung potentialverschoben auf das Source-Potential des High-Side-Schalters beziehen und so eine mitgleitende Versorgungspannung für die Schalteraktivierung des High-Side-Schalters liefern. Allerdings sind derartige Wandler teuer und ineffizient.
Alternativ kann das sogenannte Bootstrapping verwendet werden. Da in einer Halbbrücke die High-Side-Schalter und die Low-Side-Schalter zumindest in gewissen Abständen abwechselnd aktiviert werden, kann ein sogenannter Bootstrap-Kondensator, wobei aber auch ein anderer Energiespeicher denkbar ist, mit einem Referenzpunkt so verbunden werden, dass er als kurz- oder mittelfristige Versorgung für eine High-Side- Schalteransteuerung bereitsteht und über eine Diode aus der Spannungsversorgung des Low-Side-Schalters oder einer anderen auf Masse bezogenen Versorgung aufgeladen wird, sobald der Low-Side-Schalter geschlossen ist. Die Diode verhindert dabei ein Zurückfließen von Energie, wenn der Low-Side-Schalter wieder geöffnet wird und das Source-Potential des High-Side-Schalters ansteigt. Als Referenzpunkt dient dabei bspw. beim FET das Source-Potential und bei bipolaren Transistoren, z.B. IGBT, ein Emitter- Potential.
Die Versorgungsspannung des Gate-Potentials am High-Side-Schalter wird also über einen sein Potential mitverschiebenden Energiespeicher durchgeführt, der über eine
Nachlademöglichkeit verfügen muss. Jedoch kommen insbesondere in modularen M u Iti leve I ko nve rte r auch Halbbrücken mit Leistungshalbleiterschaltern vor, bei denen aus schaltungstechnischen Gründen ein Bootstrapping nicht eingesetzt werden kann, da sich ein jeweiliger Bootstrap-Kondensator bei manchen Schaltungskonstellationen überladen würde. Diese Problematik kann beispielsweise auftreten, wenn zu schaltende
Transistoren jeweils mit ihrem Drain-/Collector-Anschluss anstatt ihrem Source-/Emitter- Anschluss auf dem Potential der Spannungsversorgung liegen, insbesondere bei Aufteilungen in gleichartige Baugruppen innerhalb von Multilevelkonvertern, bei denen synchron zu schaltende Transistoren vorteilhaft zu Baugruppen zusammengefasst werden, dadurch jedoch manche der Transistoren nicht mehr per konventionellem Bootstrapping ansteuerbar sind. Konventionelles Bootstrapping setzt voraus, dass das Referenzpotential, d. h. in der Regel das Potential des negativen Pols, eines Bootstrap- Kondensators zeitweise auf dem Referenzpotential der Spannungsversorgung liegt, um zeitweises Nachladen des Bootstrapkondensators zu erlauben, und in der verbleibenden Zeit höher liegt. Damit kann eine Diode während der letztgenannten Zeitintervalle Stromfluss unterbinden und auch Spannung blockieren. In Fällen, in welchen das
Referenzpotential eines Bootstrap-Kondensators jedoch zumindest zeitweise auch tiefer liegen kann als das der Spannungsversorgung, wäre die genannte Diode in Flussrichtung gepolt und könnte nicht sperren. Ferner würde der Bootstrap-Kondensator zu diesen Zeiten überladen, da der Stromfluss erst stoppt, wenn das elektrische Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators dem des positiven Anschlusses der
Spannungsversorgung entspricht. Da jedoch die Referenzpotentiale, in diesem Fall also die elektrischen Potentiale der negativen Pole von Bootstrap-Kondensator und
Spannungsversorgung, nicht gleich sind, würde der Bootstrap-Kondensator auf die Spannung der Versorgungsspannung zuzüglich der Differenz zwischen den beiden Referenzpotentialen des Bootstrap-Kondensators und der Spannungsversorgung aufgeladen. Diese kann deutlich zu hoch liegen. Die Druckschrift
DE 10 2015 112 512 Al beschreibt einen Vierquadranten-Modultyp für modulare Multilevelkonverter, bei dem die Treiber einiger Transistoren nicht durch konventionelles Bootstrapping versorgt werden können, weil deren Referenzpotential zeitweise tiefer als das der Spannungsversorgung liegen kann. Die Druckschrift DE 10 2016 112 250 Al offenbart ein Zweiquadranten-Modul, das Transistoren aufweist, deren Treiberschaltungen aus demselben Grund nicht mit konventionellem Bootstrapping versorgbar sind. Eine Aufladung einer Bootstrap-Schaltung bei deren Hochfahren aus einem Kondensator heraus ist aus der Druckschrift US 4,710,685 bekannt. Die Aufladung findet so lange statt, bis ein weiterer Kondensator auf das Potential der Versorgungsspannung aufgeladen ist. Um das Laden eines Kondensators abzubrechen, sieht die japanische Druckschrift JP 2015-201915 A ein Laderelais vor. Die Aufladung wird gestoppt, sobald eine
Kondensatorspannung und eine Batteriespannung einen vorbestimmten Wert
unterschreiten. Schließlich offenbart die US-amerikanische Druckschrift US 4,401 ,926 die Aufladung eines Kondensators, bis dieser eine vorgegebene Spannung erreicht.
Vor diesem Hintergrund ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu einem Nachladen eines Bootstrap-Kondensators bei einen Leistungshalbleiterschalter bereitzustellen, wobei das Source-Potential des Leistungshalbleiterschalters
Schwankungen unterworfen ist und schaltungstechnisch kein Referenzpunkt zur
Aufladung des Bootstrap-Kondensators ausgewiesen werden kann, ohne dabei auf teure und platzraubende Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zurückzugreifen. Ferner ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine entsprechende Ladeschaltung zur
Durchführung eines solchen Verfahrens, und einen das Verfahren und die Ladeschaltung verwendenden Multilevelkonverter bereitzustellen.
Zur Lösung der voranstehend genannten Aufgabe wird ein Verfahren für flexibles
Bootstrapping bei einer Leistungselektronikschaltung vorgeschlagen, bei dem sich ein zu einem Ansteuern eines Leistungshalbleiterschalters verwendeter Energiespeicher und ein Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters auf gleichem Potential befinden, wobei an eine von einer Quelle bereitgestellte Versorgungsspannung, welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, eine Sperrdiode so angeschlossen wird, dass die Quelle über diese Sperrdiode lediglich Energie abgeben, nicht aber aufnehmen kann, und nach der Sperrdiode mindestens ein Bootstrap-Transistor folgt, der mit seinem Drain- /Collector-Eingang an die Sperrdiode und seinem Source-/Emitter-Ausgang an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen wird, wobei mindestens ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss auch in Sperrrichtung
durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit einem Eingang des elektrischen Bauelements in Sperrrichtung an einen Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeschlossen wird und mit einem Ausgang des elektrischen Bauelements an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des
Leistungshalbleiterschalters liegenden Anschluss des Energiespeichers angeschlossen wird und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit einem Eingang des elektrischen Bauelements in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers und mit einem Ausgang des elektrischen Bauelements an einen Gate-/Basis-Steueranschluss des Bootstrap-Transistors
angeschlossen wird, und wobei mindestens ein Widerstand entsprechend bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen einem Potential der Versorgungsspannung und dem Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeordnet wird und bei einem p-Kanal- Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters und dem Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeordnet wird, wodurch ein Laden des Energiespeichers bewirkt wird, sobald das Potential der Versorgungsspannung über einem Potential des Energiespeichers liegt, und wodurch ein Überladen verhindert wird, sobald die im elektrischen Bauelement vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, und wodurch ein Entladen des Energiespeichers durch die Sperrdiode verhindert wird. Zusätzliche Widerstände zum Gate-/Basis-Steuereingang des Bootstrap-Transistors können zur Begrenzung des Stromes in oder aus dem Gate-/Basis-Steuereingang des Bootstrap-Transistors verwendet werden.
Eine Sperrrichtung des elektronischen Bauelements, welches dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, ergibt sich aus der Richtung des fließenden Stromes. Am Eingang liegt der dann fließende Strom am elektronischen Bauelement an, am Ausgang hat der Strom das elektronische Bauelement durchflossen.
Durch Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahren wird eine automatische Nachladung des Energiespeichers erreicht, wenn, in einem Potentialbild betrachtet, das elektrische Potential eines positiven Pols des Energiespeichers niedriger ist als das des positiven Pols der Versorgungsspannung und gleichzeitig die Spannung des Energiespeichers noch nicht so hoch liegt, dass die Schaltung die Ladung abbricht. Ein Laden ist beispielsweise der Fall, wenn die Spannung des Energiespeichers unter der Spannung der
Referenzspannung liegt. Des Weiteren wird der Energiespeicher geladen, wenn das Potential an dem negativen Pol des Energiespeichers so liegt, dass die Summe aus diesem Potential und der Spannung des Energiespeichers kleiner ist als die Summe aus Versorgungsspannung und ihrem Referenzpotential. Für ein Laden des Energiespeichers muss damit also sein Potential am negativen Pol nicht dem Referenzpotential der Versorgungsspannung entsprechen. Eine Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens bewirkt, dass ein Entladen des Energiespeichers in die Versorgungsspannung gesperrt wird, wenn das obere Potential des Energiespeichers höher liegt als eine Summe aus Versorgungsspannung und deren Referenzpotential, und der Energiespeicher wird mit der Versorgungsspannung aufgeladen, wenn der Energiespeicher leerer ist als durch vorgegebene Werte, bspw. Mindestversorgungsspannungsanforderungen der Treiberschaltung des Leistungshalbleiterschalters, verlangt wird und ein Spannungsgefälle von der
Versorgungsspannung in den Energiespeicher vorliegt. Hingegen wird die Verbindung zur Versorgungsspannung gesperrt, wenn ein Potential, aus dem geladen werden soll, also die Summe aus Versorgungsspannung und Referenzpotential, auf das die
Versorgungsspannung bezogen ist, über einem Zielpotential des positiven Pols des Energiespeichers liegt und/oder der Energiespeicher eine Ladeendspannung erreicht hat.
Vorteilhaft werden nötige Sperrspannungen, der Fachmann spricht von„dielectric strength“, vorzugsweise so aufgeteilt, dass die höchsten vorkommenden Spannungen mit einer Diode sperrbar sind, weil diese kostengünstig auch für höhere Spannungen herstellbar sind. Weiter zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens benötigte steuerbare Halbleiter, wie bspw. Transistoren und dergleichen, benötigen dadurch eine niedrigere Sperrspannung. Dies ist beispielsweise dadurch gegeben, dass in
Entladerichtung durch eine Diode gesperrt wird, in Vorwärtsrichtung aber durch einen Transistor gesperrt wird.
Des Weiteren kann der mindestens eine Bootstrap-Transistor aber auch dazu ausgelegt sein, eine maximal in der Ladeschaltung auftretende Spannung sperren zu können. Diese kann bspw. einen doppelten Betrag einer Spannung, welche bei einem
Modulkondensator, der sich als weiterer Energiespeicher in einem modularen
M u Iti leve I ko nve rte r befindet, auftreten kann, betragen.
In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird als Energiespeicher ein Bootstrap-Kondensator gewählt. Andere Energiespeicher, wie bspw. eine Batterie sind denkbar.
In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der mindestens eine Bootstrap-Transistor als Bipolartransistor gewählt. In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der mindestens eine Bootstrap-Transistor als Feldeffekttransistor gewählt. In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das mindestens eine elektrische Bauelement als eine Zener-Diode gewählt. Eine
Durchbruchspannung der Zener-Diode wird bspw. so vorgegeben, dass sie sich aus der Summe einer Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters, z. B. +15 V, und einem Spannungsbetrag von etwa 650 mV bei der Verwendung eines Bipolartransistors als Bootstrap-Transistor ergibt. Bei Verwendung eines Feldeffekttransistors als Bootstrap- Transistor wird eine Durchbruchspannung der Zener-Diode bspw. so vorgegeben, dass sie der Summe einer Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters, z. B. +15 V, und der Schwellenspannung des Bootstrap-Transtors, z. B. 2 V, entspricht. In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das mindestens eine elektrische Bauelement als ein uni- oder bipolarer Transient-Voltage- Suppressor, vom Fachmann mit TVS abgekürzt, gewählt. Des Weiteren wird in einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens das mindestens eine elektrische Bauelement als ein Spannungsnormal gewählt. Auch bei dem Transient- Voltage-Suppressor oder dem Spannungsnormal kann die vorgegebene Spannung der Summe aus Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters und dem Spannungsbetrag von etwa 650 mV bei der Verwendung eines Bipolartransistors als Bootstrap-Transistors bzw. der Summe aus Schaltspannung des Leistungshalbleiterschalters und der
Schwellenspannung des Bootstrap-Transistors bei der Verwendung eines
Feldeffekttransistors als Bootstrap-Transistor entsprechen.
In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei einem n- Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor der mindestens eine Widerstand als Pull-Up-Widerstand gewählt. Derr Pull-Up-Widerstand schaltet den Bootstrap-Transistor sozusagen solange auf Durchleitung, bis durch
Überschreiten des Spannungswertes in der Zenerdiode, des Transient-Voltage- Suppressors oder des Spannungsnormals der Bootstrap-Transistor wieder ausgeschaltet wird.
In einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap- Transistor der mindestens eine Widerstand als Pull-Down-Widerstand gewählt. In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird durch einen ersten Bootstrap-Transistor und ein erstes elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer ersten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine Spannungsobergrenze im Energiespeicher eingehalten, und durch einen zweiten Bootstrap-Transistor und ein zweites elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer zweiten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine Stromgrenze bei einer Ansteuerung des
Leistungshalbleiterschalters eingehalten. Insbesondere wenn der Bootstrap-Kondensator weit entladen ist und der Leistungstransistor plötzlich von einem Schaltzustand, in dem das Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators weit über dem der
Versorgungsspannung ist, in einen Schaltzustand befördert wird, in dem ein Nachladen des Bootstrap-Kondensators möglich ist, kann eine hohe momentane Spannungsdifferenz zwischen dem Versorgungspotential, aus dem geladen werden soll, und dem Potential des positiven Anschlusses des Bootstrap-Kondensators entstehen. Entsprechend würde sich ohne eine Stromlimitierung ein schlagartig hoher Stromfluss ausprägen, der diverse Probleme verursachen kann, darunter u.a. einen Einbruch der Versorgungsspannung, elektromagnetische Emissionen, Erwärmung und/oder Schäden an Bauteilen und Leitern.
Ferner wird eine Ladeschaltung für flexibles Bootstrapping bei einer
Leistungselektronikschaltung mit mindestens einem Energiespeicher und mindestens einem Leistungshalbleiterschalter beansprucht, welche eine Sperrdiode, mindestens einen Bootstrap-Transistor, mindestens einen Widerstand und mindestens ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, bei Überschreiten einer vorgegebenen
Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, umfasst und bei der sich der mindestens eine zu einem Ansteuern des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters verwendete Energiespeicher und ein Source-/Emitter-Potential des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters auf gleichem Potential befinden, wobei an eine
Versorgungsspannung, welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, die Sperrdiode in Durchflussrichtung angeschlossen ist und der mindestens eine Bootstrap-Transistor mit seinem Eingang in Durchflussrichtung an die Sperrdiode und mit seinem Ausgang in Durchflussrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen ist, wobei das mindestens eine elektrische Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap- Transistor mit seinem Eingang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des Bootstrap- Transistors angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters liegenden Anschluss des Energiespeichers angeschlossen ist und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor mit seinem Eingang in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des Bootstrap-Transistors angeschlossen ist, und wobei der mindestens eine Widerstand entsprechend bei einem n-Kanal- Feldeffekttransistor oder einem npn-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen einem Potential der Versorgungsspannung und der Basis des Bootstrap-Transistors angeordnet ist und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor oder einem pnp-
Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor zwischen dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters und der Basis des Bootstrap-Transistors angeordnet ist. Die erfindungsgemäße Ladeschaltung erlaubt ein Nachladen des Energiespeichers nur bis zu einer voreingestellten, an den anzusteuernden Leistungshalbleiter und dessen maximale bzw. ideale Steuerspannung angepassten Spannung. Die erfindungsgemäße Ladeschaltung besitzt dabei eine Ausführungsform, welche die genannte
Versorgungsspannung besonders effizient einsetzt.
Die Nachladung des Energiespeichers erfolgt aus einer vorhandenen
Spannungsversorgung der Gesamtschaltung, die zumindest zeitweise gegenüber dem Referenzpotential des anzusteuernden Leistungshalbleiters (Emitter oder Source) mindestens die benötigte Versorgungsspannung des anzusteuernden Leistungshalbleiters aufweist. Die Nachladung wird so aktiviert, dass der Energiespeicher auf die gewählte Spannung möglichst jederzeit geladen wird, wenn die erforderliche Potentialdifferenz ausreicht. Die Nachladung wird beendet, wenn die gewählte Spannung erreicht wird. Außerdem wird die Nachladung beendet, wenn das Potential der Versorgungspannung niedriger liegt als das positive Potential des Energiespeichers, um zu verhindern, dass der Energiespeicher sich in die verwendete Versorgung entlädt.
In Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ladeschaltung wird der mindestens eine Energiespeicher durch einen Bootstrap-Kondensator gebildet.
In weiterer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Ladeschaltung umfasst die
Ladeschaltung zusätzlich einen Schwellwertschalter, welcher am Bootstrap-Kondensator angeschlossen ist. Um bei einer unteren Schwelle zu aktivieren und erst bei
Überschreiten einer oberen Schwelle wieder zu deaktivieren, kann ein solcher
Schwellwertschalter vorzugsweise als Schmitt-Trigger ausgebildet sein und folglich also eine Hysterese aufweisen. Optional kann sich an einem Bootstrap-Kondensator auch ein Spannungssensor befinden. Dieser Schwellwertschalter kann zur Überwachung des Ladezustandes des zugehörigen Bootstrap-Kondensators verwendet werden. Das Signal des Schwellwertschalters kann zur Blockierung des Gate-Treibers verwendet werden, um eine Aktivierung des zugehörigen Leistungshalbleiterschalters zu verhindern, wenn der Ladezustand des Bootstrap-Kondensators nicht ausreicht und der
Leistungshalbleiterschalter im nur halbgeschalteten Zustand bei Stromfluss Schaden zu nehmen droht. Ferner kann das Signal des Schwellwertschalters an eine übergeordnete Steuerung übermittelt werden, die bspw. auch für die Erzeugung der Steuersignale der Leistungshalbleiterschalter zuständig ist.
Schließlich wird ein mit der erfindungsgemäßen Ladeschaltung ausgestatteter
M u Iti leve I ko nve rte r beansprucht, welcher mindestens ein Modulspeicherelement aufweist und dazu ausgelegt ist, das erfindungsgemäße Verfahren auszuführen. Das mindestens eine Modulspeicherelement ist dazu ausgelegt, elektrische Energie zu speichern. Dabei kann es sich bspw. um eine Batterie handeln.
In Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Multilevelkonverters umfasst dieser mindestens zwei gleichartige Module, wobei die mindestens zwei gleichartigen Module jeweils mindestens einen Leistungshalbleiterschalter, dessen elektrisches Source-/Emitter- Potential zumindest zeitweise unterhalb des Referenzpotentials der
Versorgungsspannung des jeweiligen Modules liegt, und jeweils mindestens eine erfindungsgemäße Ladeschaltung aufweisen, und wobei die mindestens zwei Module jeweils mindestens einen Gleichspannungswandler umfassen und in den mindestens zwei Modulen jeweils die Versorgungsspannung über den mindestens einen
Gleichspannungswandler mit dem mindestens einen Modulspeicherelement verbunden ist.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der beiliegenden Zeichnungen.
Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Die Figuren werden zusammenhängend und übergreifend beschrieben, gleichen
Komponenten sind dieselben Bezugszeichen zugeordnet.
Figur 1 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer
Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens
Figur 2 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer
Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor speziell bei einem Multileverkonverter mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verfahrens.
Figur 3 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer
Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Feldeffekttransistor mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 4 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer alternativen Bootstrap-Schaltung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 5 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen zu einer
Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters mit einer zusätzlichen Stromlimitierung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 6 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung zu einer
Ansteuerung eines MMSPC-Moduls mittels einer Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 7 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Erweiterungen von einer jeweiligen Bootstrap-Schaltung in einem MMSPC-Modul zur Durchführung einer
Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 8 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit Schwellwertschaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 9 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit einer Batterie als Modulspeicherelement zur Durchführung einer
Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 10 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit mehreren Batteriezellen als Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 11 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines MMSPC- Moduls mit einem Batteriezellen-Balancing-System als Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 12 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines
Vierquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 13 zeigt in schematischer Darstellung eine weitere beispielhafte Schaltung eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 14 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung eines
Dreiquadrantenmoduls mit sechs Schaltern zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Figur 15 zeigt in schematischer Darstellung an beispielhaften Schaltungen eines
Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann, parallele Leitungspfade auf, die eine gleiche
Klemmenspannung zur Folge haben. Figur 16 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen eines reduzierten Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann.
Figur 17 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen galvanisch nicht trennenden
Gleichspannungswandler aus dem Modulspeicherelement zur Durchführung einer
Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 18 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen Abwärtswandler aus dem Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 19 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung und eine auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung gelegte Modulsteuerung zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Figur 20 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung mit einem Switched-Capacitor-Wandler zur Durchführung einer Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Verfahrens. In Figur 1 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 810 und 820 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters durch einen Bipolartransistor 804 mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Der Bipolartransistor 804 erfüllt die Funktion des Ladeschalters, wobei sich dessen
Ansteuerpotential von dem Potential des Schaltsignals 212 unterscheidet. Entsprechend kann optional ein Levelshifter 206 zur Ansteuerung verwendet werden, der das Potential des Schaltsignals 212 auf den des Source-/Emitter-Bezugs verschiebt und mit der Treiberausgangsstufe des Gate-Treibers 222 zusammen integriert sein kann,
Vorzugsweise erfolgt die Energieversorgung auf der Eingangsseite des Leveischifters 206 über dasselbe Potential wie das einer das Schaltsignal 212 bereitstellenden
Steuerung. Ebenso ist der Einsatz eines Optokopplers oder eines Signalisolierers denkbar, wobei der in diesem Fall eingesetzte Schalter kein Leistungstransistor sein muss, sondern ein Kleinsignaltransistor ausreichen kann und damit dann auch nicht zwingend ein kostenungünstiger Gate-Treiber 222 verwendet werden muss. In den Schaltungen 810 und 820 markiert eine gestrichelte Umrandung eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladeschaltung 800, die einen Pull-up-Widerstand 812 bzw.
822, eine die Entladungsrichtung sperrende Diode 112, den Bipolartransistor 804 und eine Zenerdiode 802 umfasst. Die Versorgungsspannung 106 der Ladeschaltung 800 ist auf das Massepotential der das Schaltsignal 212 bereitstellenden Steuerung bezogen. Eine Durchbruchspannung der Zenerdiode 802 ergibt sich aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus 650 mV. Die Funktion der Zenerdiode 804 kann allgemein auch durch einen uni- oder bipolaren TVS, abgekürzt für Transient-Voltage-Suppressor, Spannungsnormale oder ähnliche Bauteile, die dazu geeignet sind, Spannungsreferenzen, bspw. aufgrund einer scharfen Kante im Strom-Spannungs-Diagramm, zu erzeugen, ersetzt sein. Als Leistungshalbleiterschalter 100 können vor allem enhancement-mode n- Kanal-IGFET, abgekürzt für Insulated-Gate-Field-Effect-T ransistor, also Transistoren, die standardmäßig, d. h. bei 0 V Gate-Source-Spannung, sperren und mit einer positiven Spannung eingeschaltet werden, verwendet werden. Es ist aber auch denkbar, n-Kanal- IGBT, npn-Transistoren und gebräuchliche Thyristoren mit einer PnpN-Struktur und Ansteuerung des Gates relativ zum N-Bereich zu verwenden. Der Gate-Treiber 222 mit seinen Versorgungen 224 und 226 kann wahlweise auch durch eine andere
Ansteuerschaltung des Leistungshalbleiterschalters 100 ersetzt sein. In Schaltung 810 schaltet der im kOhm-Bereich liegende Pull-up-Widerstand 812, vereinfacht betrachtet, den Bipolartransistor an, bis ihn dann die Zenerdiode 802 wieder abschaltet. In Schaltung 820 ist der Pull-up-Widerstand 822 des Bootstrap-Kondensators 102 hinter die
Sperrdiode 112 verschoben, um bei negativen Spannungen von Versorgungspotential 106 zum positiven Anschluss des Bootstrap-Kondensators 102 eine Sperrspannung der Sperrdiode 112 zu nutzen und eine geringere Spannungsbelastung an der Basis des Bipolartransistors 804 zu erreichen.
Figur 2 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 910 und 920 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 102 durch den in Figur 1 gezeigten Bipolartransistor 804 speziell bei einem modularen Mulitlevelkonverter, abgekürzt als MMC oder als der voranstehend im Stand der Technik beschriebene MMSPC bezeichnet, mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Ein Ausschnitt eines solchen MMC-Moduls mit einem auf demselben Board befindlichen
Intermodulverbindungselement aus zwei Halbbrücken, jeweilig bestehend aus den Leistungshalbleiterschaltern 901 und 902, bzw. 903 und 904, die im Potential je nach Schalterstellung gegeneinander beweglich sind, ist in Schaltung 921 gezeigt. Die in Schaltung 921 gestrichelt umrandeten Leistungshalbleiterschalter 903 und 904, insbesondere mit„Secondary High-Side-Leistungstransistor“ 903 und„Secondary Low- Side-Leistungstransistor“ 904 bezeichnet, werden zur Ansteuerung mit der Schaltung 920 versehen, welche für einen jeweiligen Leistungshalbleiterschalter 903 oder 904 einen Optokoppler 206 oder 926 und einen Gate-Treiber 222 oder 922 aufweisen.
Speziell in MMC-/MMSPC-Modulen wird der nötige Zustand jedes Leistungstransistors oft in dem eine zentrale Steuerung beinhaltenden Zustandsmodul 202 außerhalb der Module ermittelt und als Zustandsinformation 208 an die jeweilige Steuerung 204 eines Moduls, die optional entweder auf dem jeweiligen Modul oder zentral vorhanden ist, bspw. codiert übertragen. Die Steuerung 204 ermittelt aus den jeweiligen Zustandsinformationen 208 spezifische Schaltsignale 212 für die einzelnen Leistungstransistoren und setzt diese bspw. über einen Gate-Treiber 222 mittels der bereits in Schaltung 810 der Figur 1 gezeigten Ansteuerung im jeweiligen Leistungshalbleiterschalter 100 um. Bei der
Übermittlung der jeweiligen Zustandsinformationen von dem Zustandsmodul 202 zu einer jeweiligen Steuerung 204 eines Moduls wird meist eine galvanische Trennung der Steuersignale durch Optokoppler oder Signalisolierer vorgenommen. Beispielhaft zu den voranstehend beschriebenen Vorgängen zeigt Schaltung 910 eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens, bei der zusätzlich ein optionaler Gate-Vorwiderstand 912 implementiert ist, der in der Regel bei allen Leistungstransistorgates ggf. um Dioden und weitere elektrische Bauelemente ergänzt wird.
Figur 3 zeigt in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1010 und 1020 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 100 durch einen Feldeffekttransistor 114 mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. In Variation zu den in Figur 1 gezeigten Schaltungen 810 und 820 wird die Funktion des Ladeschalters durch einen Feldeffekttransistor 114 realisiert. Die Durchbruchspannung der Zenerdiode oder TVS-Diode 802 ergibt sich hier aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus eine Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 114.
In Figur 4 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1110 und 1120 zu einer alternativen Bootstrap-Schaltung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. An der die Entladungsrichtung sperrenden Diode 112 liegt die Versorgungsspannung 106 der Bootstrap-Schaltung 1110 an. An einem Transistor 1114 wird ein Strom bei einer Kollektor-Emitter-Spannung UCE 1112 zur Versorgung 1102 eines Gate-Treibers mittels eines Stroms bei einer Basis-Emitter- Spannung UBE 1116 geschaltet. Die Durchbruchspannung Uz 1118 der Zenerdiode 802 ergibt sich aus einer Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus 650 mV. Der Bootstrap-Kondensator 102 hat neben dem Anschluss 1102 einen zweiten Anschluss 1104 zu einer Versorgung des Gate-Treibers bzw. des Source/Emitter-Anschlusses des Leitungshalbleiterschalters. Eine weitere alternative Bootstrap-Schaltung zeigt die
Schaltung 1120, welche einen p-Kanal Feldeffekttransistor 1124 aufweist und bei der die Zenerdiode 1122 an eine Versorgung 1102 des Gate-Treibers angeschlossen ist. Ein Pull-Down-Widerstand 1128 von 10 kOhm für das Gate des Feldeffekttransistors 1124 ist mit der Versorgung 1104 des Gate-Treibers bzw. des Source/Emitter-Anschlusses des Leitungshalbleiterschalters verbunden. In Figur 5 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Schaltungen 1210 und 1220 zu einer Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters 100 mit einer zusätzlichen Stromlimitierung mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Insbesondere wenn der Bootstrap-Kondensator 102 weit entladen ist und der Leistungstransistor 100 plötzlich von einem Schaltzustand, in dem das Potential des positiven Pols des Bootstrap-Kondensators 102 weit über dem der
Versorgungsspannung 106 ist, in einen Schaltzustand befördert wird, in dem ein
Nachladen des Bootstrap-Kondensators 102 möglich ist, kann eine hohe momentane Spannungsdifferenz zwischen dem Versorgungspotential 106, aus der geladen werden soll, und dem Potential des positiven Anschlusses des Bootstrap-Kondensators 102 entstehen. Entsprechend würde sich ohne eine Stromlimitierung ein schlagartig hoher Stromfluss ausprägen, der diverse Probleme verursachen kann, darunter u.a. einen Einbruch der Versorgungsspannung 106, elektromagnetische Emissionen, Erwärmung, und/oder Schäden an Bauteilen und Leitern. Schaltung 1210, welche in der Bootstrap- Schaltung zwei Transistoren 1214 und 1212 und die Zenerdiode 802 aufweist, zeigt eine zum Pull-up-Widerstand 1216 zusätzliche beispielhafte Anordnung von Widerständen 1217 und 1218, welche in den Pfad zwischen Versorgungsspannung 106 und Bootstrap- Schaltung oder zwischen Bootstrap-Schaltung und Bootstrap-Kondensator 102 eingesetzt werden, um entsprechend große Ströme, die gerade bei leerem Bootstrap-Kondensator 102 bei einer plötzlich großen Spannungsdifferenz entstehen, zu unterbinden. Der Gate- Treiber 222 wird dabei über ein Gate-Steuersignal 1202 gesteuert. Alternativ oder zusätzlich zu den Widerständen 1217 und 1218 kann auch eine Induktivität einen schnellen Stromanstieg unterbinden. Alternativ kann auch eine in Schaltung 1220 gezeigte Strombegrenzungsschaltung in die Bootstrap-Schaltung integriert werden, um eine geregelte Ladung des Bootstrap-Kondensators 102 bis zur gewünschten Spannung zu erreichen. Eine Spannungsgrenze wird dabei von den unter der Klammer 1228 befindlichen Bauelementen, darunter ein Transistor„Ql“ 1224 und zwei Widerstände „RI“ 1221 und„R2“ 1222, bestimmt. Die Durchbruchspannung des elektrischen
Bauelementes 1226, bei dem es sich bspw. um eine TVS- oder Zenerdiode handeln kann, ergibt sich hier aus der Schaltspannung des Leistungstransistors 100 plus eine
Schwellenspannung des Transistors„Ql“ 1224. Ein elektrisches Bauelement 1227, bei dem es sich bspw. um eine TVS- oder Zenerdiode handeln kann, begrenzt die Gate- Source-Spannung des Transistors„Ql“, um Schäden zu verhindern. Bei zu hoher
Spannung, bspw. 20 V bei geeigneter TVS- oder Zenerdiode, leitet dieses Bauelement 1227 weiteren Strom ab. Eine Stromgrenze wird von den unter der Klammer 1229 befindlichen elektrischen Bauelementen, darunter ein Transistor„Q2“ 1225 und ein Widerstand„R3“ 1223, bestimmt. Während„Ql“ 1224 eine Zielspannung für den
Bootstrap-Kondensator 102 einstellt, regelt der Transistor„Q2“ 1225 ein Transistor-Gate von„Ql“ 1224 oder alternativ, wenn„Ql“ 1224 ein Bipolartransistor ist, eine Transistor- Basis von„Ql“ 1224 ab, wenn der Strom über„R3“ 1223 eine ausreichend hohe
Spannung, bspw. -650 mV bei Bipolartransistoren oder -1300 mV bei Darlington- Paaren, aufbaut, die gleichzeitig die Basis-Emitter-Spannung von„Q2“ 1225 ist.
In Figur 6 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1300 eines MMSPC-Moduls mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt, wobei zusätzlich in einem Schaltbild 1310 eine Modulsteuerung 1310 dargestellt ist, deren Steuersignale 1321 , 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1327, 1328 jeweilig ein Gate-Steuersignal 1301 , 1302, 1303, 1304, 1305, 1306, 1307, 1308 bilden. Die Transistoren„A“ 1311 ,„B“ 1312,„C“ 1313,„D“ 1314,„E“ 1315,„F“ 1316,„G“ 1317 und„H“ 1318 sind durch Leistungshalbleiterschalter gebildet. In der dargestellten Schaltung 1300 eines MMSPC-Vierquadrantenmoduls wird eine Versorgung 1309 des Gate-Treibers von Transistoren„B“ 1312 und D„1314“, welche nicht notwendigerweise auch eine Modul-Logikversorgung, die vorzugsweise bei 5 V oder 3.3 V liegt, sein muss, auf den negativen Anschluss des Modulspeicherelementes CM 1319 bezogen und beträgt beispielsweise 15 V - 18 V. Während die Ansteuerung der Leistungstransistoren„B“
1312 und„D“ 1314 direkt aus der voranstehend genannten Versorgung erfolgen kann, wird die Versorgung der Ansteuerung der Transistoren„A“ 1311 und„C“ 1313 hier jeweils mit voneinander unabhängigen traditionellen Bootstrap-Einheiten, also einer die Entladungsrichtung sperrenden Diode und einem Bootstrap-Kondensator, der bspw. einige pF groß sein kann, durchgeführt. Ihre jeweilige Nachladung erfolgt, wenn für Transistor„A“ 1311 der Transistor„B“ 1312 angeschaltet ist, bzw. wenn für Transistor „C“ 1313 der Transistor„D“ 1314 angeschaltet ist und zeitweise das Referenzpotential der zugehörigen Bootstrap-Kondensatoren auf die Masse der Versorgungsspannung zieht. Dabei ist jedoch zu beachten, dass die Bootstrap-Einheiten tatsächlich unabhängig sind, d. h. nur weil der Bootstrap-Kondensator zu Transistor„B“ 1312 aufgrund eines durchgeschalteten Transistors„A“ 1311 geladen wird, bedeutet das nicht, dass auch der Bootstrap-Kondensator zu Transistor„D“ 1314 geladen ist. Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“,„series negative“,„parallel“. Gegebenenfalls kann auch ein Zustand„high-side bypass“ ausreichende Bedingungen liefern, allerdings nur wenn der Ladezustand eines rechtsseitig angeschlossenen Modules passt. Bei genauer Betrachtung bildet„B“ 1312 auch mit„E“ 1315 zusammen eine Halbbrücke, und„D“ 1314 bildet zusammen mit„G“ 1317 eine Halbbrücke. Die
Versorgung der Transistoren„E“ 1315 und„G“ 1317 kann über gewöhnliches
Bootstrapping erfolgen, da deren Bezugspotentiale ebenfalls durch Transistor„B“ 1312 bzw.„D“ 1314, wie in Schaltung 1300 sichtbar, aufgrund der horizontal gezeichneten Verbindung der genannten Transistoren, zeitweise auf die Masse der
Versorgungsspannung gezogen werden können, um die jeweiligen Bootstrap- Kondensatoren über jeweils eine Diode aus der Versorgungsspannung der Transistoren „B“ 1312 und„C“ 1313 nachzuladen. Bei der voranstehend erwähnten Diode kann es sich vorteilhaft um eine Schottky-Diode, welche einen geringeren Spannungsabfall über die Diode hinweg aufweist, handeln. Das Nachladen findet ebenfalls statt, wenn
Transistoren„B“ 1312 bzw.„D“ 1314 angeschaltet sind (auch hier sind die Einheiten unabhängig). Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“,„series negative“,„parallel“. Gegebenenfalls kann auch„high-side bypass“ ausreichende Bedingungen liefern, allerdings nur, wenn der Ladezustand des rechtsseitig angeschlossenen Modules passt. Die nötige Spannungsversorgung für die Transistoren „F“ 1316 und„H“ 1318 kann jedoch auch in negative Richtung driften, so dass eine gewöhnliche Bootstrap-Schaltung zugehörige Bootstrap-Kondensatoren in solchen Augenblicken auf deutlich zu hohe Spannungen überlädt. Entsprechend wird hier eine erfindungsgemäße Ausführungsform der Bootstrap-Schaltung implementiert. Die
Nachladung erfolgt dabei jeweils sowohl in Zuständen, in welchen das Referenzpotential, also das Source- oder Emitter-Potential, der Transistoren auf dem Potential der
Versorgungsspannung und damit dem der Transistoren„B“ 1312 und„D“ 1314, als auch, im Gegensatz zum Stand der Technik, unter diesem liegt. Dies liegt in folgenden Zuständen der Intermodulverbindung vor:„low-side bypass“ und„parallel“ bei gleichem Potential, sowie„negative series“ bei tieferem Potential. Die Auslegung der Bootstrap- Kondensatoren ist so zu gestalten, dass die Ladung mindestens ausreicht, die Zeit bis zur nächsten Nachladung ohne zu starken Spannungseinbruch zu überbrücken.
Idealerweise berücksichtigt eine Steuerung, bspw. die Modulsteuerung 1320, diese Eigenschaft und ermittelt für jeden Bootstrap-Kondensator die bisherige Zeit seit der letzten Nachladung und erzwingt ggf. nach Ablauf eines Time-outs eine Einnahme eines entsprechenden Modulzustandes zur Nachladung. Ferner kann diese Steuerung auch die Entladung der Bootstrap-Kondensatoren mit Kenntnis der bisherigen und ggf. zukünftigen Zustände sowie der Entladung in die anzusteuernden Transistoren abschätzen. Die Gate- Treiber in der Schaltung 1300 sind als galvanisch trennende Treiber dargestellt. Das bedeutet, dass die Eingangssignale auf ein gemeinsames, anderes Potential bezogen sein dürfen, hier beispielhaft das negative Potential des Modulspeicherelementes CM 1319. Der Ausgang dieser Gate-Treiber ist dagegen auf die an den Treiber
angeschlossene Versorgungsspannung bezogen, bspw. durch den Anschluss der negativen Treiber-Versorgungsspannung an den Source-/Emitter-Anschluss des zugehörigen Transistors. Zu diesem Zweck können Gate-Treiber einen sogenannten Pegelshifter enthalten. Eine erfindungsgemäße Ausführungsform kann jedoch genauso mit Gate-Treibern verwendet werden, deren Signaleingang und Ausgang auf demselben Potential liegen müssen. Bei letztgenannten wird vorzugsweise ein zusätzlicher Level- Shifter/Pegel-Shifter eingesetzt, um eine Ansteuerung von einer Steuerung auf einem anderen Potential zu ermöglichen. Ferner kann für einen Betrieb des MMSPC-Moduls die Schaltung 1300 optional mindestens einen Spannungssensor an Modulspeicherelement CM 1319 aufweisen, der von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen wird. Weiter kann die Schaltung 1300 mindestens einen Stromsensor umfassen, der einen in
Modulspeicherelement CM 1319 fließenden Strom misst und von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen wird. Schließlich können Stromsensoren an mindestens einem
Modulleistungsanschluss vorliegen, die von der Modulsteuerung 1320 ausgelesen werden.
Die Versorgungsspannung und damit die Energieversorgung der
Ansteuerungsschaltungen der Leistungshalbleiterschalter, beispielsweise Gate-Treiber, kann aus dem Modulspeicherelement entnommen werden. Ferner kann die
Versorgungsspannung auch zum Betrieb von lokalen Modulsteuerungselektroniken dienen, d. h. im Gegensatz zu zentralen Steuerungen oder Steuerungsteilen, die Daten und/oder Befehle mit mehreren Modulen austauschen, sind lokale
Modulsteuerungselektroniken Steuerungen oder Steuerungsteile, die einem bestimmten Modul zugeordnet sind und vorzugsweise im oder am entsprechenden Modul lokalisiert sind. Lokale Modulsteuerungselektroniken können insbesondere integrierte Schaltungen (IC), beispielsweise Logikbausteine, Microcontroller, digitale Signalprozessoren (DSP), programmierbare Logikbausteine ( CPLD ) oder programmierbare Gatterfelder (FPGA) umfassen. Darüber hinaus kann die Versorgungsspannung ebenfalls zum Betrieb von Überwachungs- und Messschaltungen sowie Analog-Digital-Wandlern des entsprechenden Moduls eingesetzt werden. Wenn das Modulspeicherelement Batterien und/oder
Kondensatoren umfasst, deren Ladespannung im Arbeitsbereich der zu versorgenden elektronischen Komponenten, insbesondere der Ansteuerschaltungen der
Leistungshalbleiterschalter liegt, kann die Versorgungsspannung auch unmittelbar aus dem genannten Modulspeicherelement erfolgen.
Damit wird keine Energieversorgung von Modulen von außen benötigt, die über eine galvanische Trennung hinweg, beispielsweise über galvanisch getrennte
Gleichspannungswandler, in das Modul oder die Module erfolgen müsste und damit geringen Wirkungsgrad bei hohen Kosten und nicht zu vernachlässigendem Bauraum nach sich zöge. Insbesondere bei Multilevelkonvertern mit hohen Spannungen müsste eine Versorgung von außen die gesamte Isolationsspannung des Systems bereitstellen, um eine Versorgung auf dem elektrischen Potential des jeweiligen Moduls zu
ermöglichen. Diese kann mehrere Kilovolt bis Megavolt betragen, obwohl die elektrische Spannung der Versorgungsspannung beispielsweise lediglich 15 V betragen mag.
In vielen Fällen liegt die nötige elektrische Spannung für die Ansteuerung der
Leistungshalbleiterschalter dagegen niedriger als der elektrische Spannungsbereich des mindestens einen Modulspeicherelementes, bspw. bei weniger als 20 V, während die Spannung des mindestens einen Modulspeicherelementes beispielsweise oft bis 60 V, insbesondere wenn es sich dabei um eine Batterie handelt, oder gar bis über 1000 V bei Hochspannungskonvertern bspw. im Energieübertragungsbereich betragen kann. In diesem Fall ist ein Gleichspannungswandler, insbesondere ein Abwärtswandler ( buck Converter ) vorteilhaft, der vorzugsweise unidirektional Energie aus dem mindestens einen Modulspeicherelement entnimmt und auf eine niedrigere elektrische Spannung wandelt, die als Versorgungsspannung im Sinne der Erfindung geeignet ist. Wenn das
Referenzpotential der Versorgungsspannung dem elektrischen Potential eines der Pole des entsprechenden Modulspeicherelementes entspricht, kann insbesondere ein galvanisch nicht trennender Abwärtswandler eingesetzt werden, bspw. ein Abwärtswandler ( switched-inductor buck Converter ) oder ein switched-capacitor
Converter. Diese können sehr kostengünstig, klein und effizient implementiert werden und müssen nicht im Gegensatz zum Stand der Technik große und teure Übertrager oder Transformatoren für eine galvanische Trennung zur Sicherstellung einer gewissen Isolationsspannung beinhalten.
In Figur 7 werden in schematischer Darstellung beispielhafte Erweiterungen 1410 und 1420 zu einer jeweiligen Bootstrap-Schaltung in einem bspw. in Figur 6 dargestellten MMSPC-Modul 1300 gezeigt. Die erweitere Bootstrap-Schaltung 1410 weist am
Bootstrap-Kondensator 102 einen Schwellwertschalter 1412 auf. Bei zu geringer
Spannung übermittelt der Schwellwertschalter 1412 ein Ausgangssignal 1414, das bspw. ein binäres Signal sein kann, an eine Modulsteuerung, bspw. die Modulsteuerung 1320 aus Figur 6, so dass diese entsprechend eine Nachladung in naher Zukunft in einem Modulscheduling vorsehen kann. Alternativ kann die Modulsteuerung 1320 auch direkt einen Modulzustand erzwingen, bei dem der entsprechende Bootstrap-Kondensator aufgeladen wird. Bei der erweiterten Bootstrap-Schaltung 1420 wird eine Schaltung bei einem Spannungsschwellwert mit einem Schmitt-Trigger 1422 erreicht. Dieser weist folglich eine Hysterese auf, um bei einer unteren Schwelle ein Schaltsignal 1424 zu aktivieren und erst bei Überschreiten einer oberen Schwelle wieder zu deaktivieren.
Optional kann sich an einem Bootstrap-Kondensator auch ein Spannungssensor befinden.
In Figur 8 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1500 eines MMSPC-Moduls mit Schwellwertschaltern 1501, 1503, 1506, 1507 und 1508 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Eine voranstehend in Figur 7 beschriebene erweiterte Schaltung 1410 ist erfindungsgemäß an den jeweiligen notwendigen Bootstrap-Schaltungen zu den Transistoren 1311 , 1313, 1316, 1317 und 1318 angeordnet. Die Versorgungsspannung 1309 ist mit ihrem negativen Pol am Referenzpotential 1531 angeschlossen und stellt die
Energieversorgung für die Gate-Treiber der Leistungshalbleiterschalter 1312, 1314 mit Source-/Emitter-Potential auf dem Referenzpotential 1531 der Versorgungsspannung 1309 unmittelbar bereit. Die Energieversorgung für die Gate-Treiber der
Leistungsschalter 1311, 1313, 1315, 1317 mit jeweiligen elektrischen Source-/Emitter- Potentialen, die zeitweise auf dem Referenzpotential 1531 und zu den anderen Zeiten stets höher als das Referenzpotential liegen, umfasst jeweils einen Energiespeicher und eine Sperrdiode. Die Energieversorgung für die Gate-Treiber der
Leistungshalbleiterschalter 1316, 1318, deren Source-/Emitter-Potential je nach
Leitungszustand der Leistungshalbleiterschalter 1311-1318 zumindest zeitweise unter dem Referenzpotential 1531 der Versorgungsspannung 1309 liegt, umfasst im Sinne der Erfindung jeweils eine Sperrdiode, einen Energiespeicher, einen Bootstrap-Transistor und ein elektrisches Bauelement, das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz zwischen seinen Anschlüssen überschritten wird. In Figur 9 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1600 eines MMSPC-Moduls mit einer Batterie 1602 als Modulspeicherelement zur Durchführung einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Das
voranstehend in den bisherigen Figuren erwähnte Modulspeicherelement CM 1319 ist hier durch eine Batterie 1602 ersetzt.
In Figur 10 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1700 eines MMSPC-Moduls mit mehreren Batteriezellen 1702 als Modulspeicherelement zur
Durchführung einer noch weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Die Batteriezellen 1702 können aus einem Batteriepack gebildet sein, das mehrere Einzelzellen in einer seriell-parallelen Verschaltung umfasst.
In Figur 11 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1800 eines MMSPC-Moduls mit einem Batteriezellen-Balancing-System 1802 als
Modulspeicherelement zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt. Das Batteriezellen-Balancing-System 1802 kann insbesondere Lithium-Ionen-Zellen aufweisen.
In Figur 12 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 1900 eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1312, 1313, 1314, 1316, 1317, 1318 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.
In Figur 13 wird in schematischer Darstellung eine weitere beispielhafte Schaltung 2000 eines Vierquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1318 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.
In Figur 14 wird in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2100 eines Dreiquadrantenmoduls mit sechs Transistoren 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315 und 1316 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens gezeigt.
In Figur 15 werden in schematischer Darstellung an beispielhaften Schaltungen 2210, 2220 und 2230 eines das Modulspeicherelement 2209 und acht Transistoren 2201 , 2202, 2203, 2204, 2205, 2206, 2207 und 2208 umfassenden Vierquadrantenmoduls, welches mittels einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens geschaltet werden kann, parallele Leitungspfade aufgezeigt, die eine gleiche Klemmenspannung zur Folge haben. In Schaltung 2210 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2211 und einen Leitungspfad 2212, oder durch einen Leitungspfad 2213 und einen Leitungspfad 2214 gebildet, in Schaltung 2220 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2221 und einen Leitungspfad 2222 gebildet, und in Schaltung 2230 werden solche parallelen Leitungspfade durch einen Leitungspfad 2231 und einen Leitungspfad 2232 gebildet. Wenn durch die jeweilige Schaltung nur ausgeführt werden soll, dass eine jeweilige Klemmenspannung durch einen der beiden parallelen Leitungspfade bereitgestellt wird, kann zunächst ein beliebiger Transistor, der auf dem jeweiligen anderen Leitungspfad liegt, aus der jeweiligen Schaltung eliminiert werden. Der zweite zu eliminierende Transistor sollte allerdings so gewählt werden, dass noch immer von jeder Klemme zu jeder anderen über die verbleibenden Transistoren eine Verbindung hergestellt werden kann. Durch diese Vorschrift ergeben sich mehrere mögliche reduzierte Schaltungen. Werden mehr Schalter entfernt, fallen einige mögliche Schaltzustände weg, bspw.„parallel“, was Vorteile für bestimmte Anwendungen haben kann. Figur 16 zeigt in schematischer Darstellung zwei beispielhafte Schaltungen 2310 und 2320 eines jeweiligen mit der Vorschrift aus der Beschreibung zu Figur 15 reduzierten und das Modulspeicherelement 2309 umfassenden Vierquadrantenmoduls. In Schaltung 2310 ist das Vierquadrantenmodul auf Transistoren 2301 , 2302, 2303, 2306, 2307 und 2308 reduziert. In Schaltung 2320 ist das Vierquadrantenmodul auf Transistoren 2301 , 2302, 2303, 2305, 2306 und 2307 reduziert.
Figur 17 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2400 mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen galvanisch nicht trennenden
Gleichspannungswandler 2401 aus dem Modulspeicherelement 1319 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309, im gezeigten Fall deren negativer Pol, fällt dem mit negativen Pol des Modulspeicherelementes zusammen. Es ist also in diesem Fall keine teure galvanische Trennung notwendig. Das Bootstrapping schiebt die Energie ferner auf die jeweiligen Potentiale der Leistungshalbleiterschalter 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317, 1318. Zur Steuerung der Schaltung 2400 wird eine Modulsteuerung 1310 eingesetzt.
Figur 18 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2500 mit Versorgung der Bootstrapp-Schaltung über einen Abwärtswandler 2501 aus dem Modulspeicherelement 1319 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Die mit Schaltung 2500 gezeigte erfindungsgemäße Ausführungsform wird aus der Schaltung 2400 in Fig. 17 gewonnen, indem der
Gleichspannungswandler 2401 konkret durch einen Abwärtswandler 2501 gebildet wird.
Figur 19 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2600 und eine auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309 gelegte Modulsteuerung 1320 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens, wobei der Abwärtswandler 2501 ebenfalls auf Masse 2601 gelegt ist. Damit die
Versorgungsspannung 1309 zur Steuerung der Schaltung 2600 verwendet werden kann, wird die Modulsteuerung 1320, welche die Signale 1321 , 1322, 1323, 1324, 1325, 1326, 1227, 1328 für die Leistungshalbleiterschalter 1311 , 1312, 1313, 1314, 1315, 1316, 1317, 1318 der Schaltung 2600 bereitstellt, mit ihrer Masse 2631 auf das Referenzpotential der Versorgungsspannung 1309 gelegt und zu einer Versorgung 2632 mit der Versorgungsspannung 1309 verbunden. Dies kann ggf. mit einem weiteren nicht galvanisch isolierten Abwärtswandler oder auch einem Linearregler, wenn die Spannung niedriger sein sollte, ausgeführt werden.
Figur 20 zeigt in schematischer Darstellung eine beispielhafte Schaltung 2700 mit einem Switched-Capacitor-Wandler 2701 und ein Schaltbild 2710 zu einer Modulsteuerung 1320 zur Durchführung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens. Der galvanisch nicht trennende Abwärtswandler 2501 aus Schaltung 2500 in Fig. 18 ist nun durch einen Switched-Capacitor-Wandler 2701 ausgestaltet. Gezeigt ist eine
Ausführungsform als zweistufiger, spannungshalbierender Wandler, wobei Kondensatoren auf der Eingangsseite seriell aufgeladen sind und am Ausgang parallel entladen werden. Bei einer geringeren Ausgangsspannung sind auch mehre Stufen denkbar.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren für flexibles Bootstrapping bei einer Leistungselektronikschaltung, bei dem sich ein zu einem Ansteuern eines Leistungshalbleiterschalters (100) verwendeter Energiespeicher (102) und ein Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters (100) auf gleichem Potential befinden, wobei an eine von einer Quelle bereitgestellte Versorgungsspannung (106), welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, eine Sperrdiode (112) so angeschlossen wird, dass die Quelle über diese Sperrdiode (112) lediglich Energie abgeben, nicht aber aufnehmen kann, und nach der Sperrdiode (112) mindestens ein Bootstrap-Transistor (114, 804, 1114, 1124) folgt, der mit seinem Drain- /Collector-Eingang an die Sperrdiode (112) und seinem Source-/Emitter-Ausgang an ein oberes Potential des Energiespeichers (102) angeschlossen wird, wobei mindestens ein elektrisches Bauelement (802), das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss auch in Sperrrichtung durchzuleiten, wenn eine vorgegebene Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor (114) oder einem npn-Bipolartransistor (804, 1114) als Bootstrap-Transistor (114, 804, 1114) mit einem Eingang des elektrischen Bauelements (802) in Sperrrichtung an einen Gate-/Basis-Steueranschluss des Bootstrap- Transistors (114, 804, 1114) angeschlossen wird und mit einem Ausgang des
elektrischen Bauelements (802) an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des
Leistungshalbleiterschalters (100) liegenden Anschluss des Energiespeichers (102) angeschlossen wird und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor (1124) oder einem pnp- Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor (1124) mit einem Eingang des elektrischen Bauelements (1122)) in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers (102) und mit einem Ausgang des elektrischen Bauelements (1122) an einen Gate-/Basis- Steueranschluss des Bootstrap-Transistors (1124) angeschlossen wird, und wobei mindestens ein Widerstand (812, 822, 1128) entsprechend bei einem n-Kanal- Feldeffekttransistor (114) oder einem npn-Bipolartransistor (804, 1114) als Bootstrap- Transistor (114, 804, 1114) zwischen einem Potential der Versorgungsspannung (106) und dem Gate-/Basis-Steueranschluss des Bootstrap-Transistors (114, 804, 1114) angeordnet wird und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor (1124) oder einem pnp- Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor (1124) zwischen dem Source-/Emitter-Potential des Leistungshalbleiterschalters (100) und dem Gate-/Basis-Steueranschluss des
Bootstrap-Transistors (1124)angeordnet wird, wodurch ein Laden des Energiespeichers (102) bewirkt wird, sobald das Potential der Versorgungsspannung (106) über einem Potential des Energiespeichers (102) liegt, und wodurch ein Überladen verhindert wird, sobald die im elektrischen Bauelement (802) vorgegebene Potentialdifferenz
überschritten wird, und wodurch ein Entladen des Energiespeichers (102) durch die Sperrdiode (112) verhindert wird,
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem der Energiespeicher (102) als Bootstrap- Kondensator gewählt wird.
3. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei dem der mindestens eine Bootstrap-Transistor (804, 114) als Bipolartransistor (804) gewählt wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, bei dem der mindestens eine Bootstrap-Transistor (804, 114) als Feldeffekttransistor (114) gewählt wird.
5. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei dem das mindestens eine elektrische Bauelement (802) als eine Zener-Diode gewählt wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das mindestens eine elektrische Bauelement (802) als ein uni- oder bipolarer Transient-Voltage-Suppressor gewählt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das mindestens eine elektrische Bauelement (802) als ein Spannungsnormal gewählt wird.
8. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche 1 , bei dem bei einem n-Kanal- Feldeffekttransistor (114) oder einem npn-Bipolartransistor (804, 1114) als Bootstrap- Transistor (114, 804, 1114) der mindestens eine Widerstand als Pull-Up-Widerstand gewählt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem bei einem p-Kanal- Feldeffekttransistor (1124) oder einem pnp-Bipolartransistor als Bootstrap-Transistor (1124) der mindestens eine Widerstand als Pull-Down-Widerstand (1128) gewählt wird.
10. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei dem durch einen ersten Bootstrap-Transistor (1224) und ein erstes elektrisches Bauelement (1226), das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer ersten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine Spannungsobergrenze im Energiespeicher (102) eingehalten wird, und durch einen zweiten Bootstrap-Transistor (1225) und ein zweites elektrisches Bauelement (1227), das dazu ausgebildet ist, bei Überschreitung einer zweiten vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, eine
Stromgrenze bei einer Ansteuerung des Leistungshalbleiterschalters (100) eingehalten wird.
11. Ladeschaltung (800) für flexibles Bootstrapping bei einer
Leistungselektronikschaltung mit mindestens einem Energiespeicher und mindestens einem Leistungshalbleiterschalter, welche eine Sperrdiode (112), mindestens einen Bootstrap-Transistor (804, 114, 1114, 1124), mindestens einen Widerstand (812) und mindestens ein elektrisches Bauelement (802), das dazu ausgebildet ist, bei
Überschreitung einer vorgegebenen Potentialdifferenz einen Stromfluss durchzuleiten, umfasst und bei der sich der mindestens eine zu einem Ansteuern des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters (100) verwendete Energiespeicher (102) und ein Source- /Emitter-Potential des mindestens einen Leistungshalbleiterschalters (100) auf gleichem Potential befinden, wobei an eine Versorgungsspannung (106), welche auf ein Referenzpotential bezogen wird, die Sperrdiode (112) in Durchflussrichtung
angeschlossen ist und der mindestens eine Bootstrap-Transistor (804, 114, 1114, 1124) mit seinem Eingang in Durchflussrichtung an die Sperrdiode (112) und mit seinem
Ausgang in Durchflussrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers (102) angeschlossen ist, wobei das mindestens eine elektrische Bauelement (802), das dazu ausgebildet ist, einen Stromfluss durchzuleiten, wenn eine vorgegebene
Potentialdifferenz überschritten wird, bei einem n-dotierten Bootstrap-Transistor (804, 114, 1114) mit seinem Eingang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des
Bootstrap-Transistors (804, 114, 1114) angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen auf dem Source-/Emitter-Potential des
Leistungshalbleiterschalters (100) liegenden Anschluss des Energiespeichers (102) angeschlossen ist und bei einem p-dotierten Bootstrap-Transistor (1124) mit seinem Eingang in Sperrrichtung an ein oberes Potential des Energiespeichers (102)
angeschlossen ist und mit seinem Ausgang in Sperrrichtung an einen Steueranschluss des Bootstrap-Transistors (1124) angeschlossen ist, und wobei der mindestens eine Widerstand (812) entsprechend bei einem n-dotierten Bootstrap-Transistor (804, 114, 1114) zwischen einem Potential der Versorgungsspannung (106) und der Basis des Bootstrap-Transistors (804, 114, 1114) angeordnet ist und bei einem p-dotierten
Bootstrap-Transistor (1124) zwischen dem Source-/Emitter-Potential des
Leistungshalbleiterschalters (100) und der Basis des Bootstrap-Transistors (1124) angeordnet ist.
12. Ladeschaltung (800) nach Anspruch 11 , bei der der mindestens eine
Energiespeicher (102) durch einen Bootstrap-Kondensator gebildet ist.
13. Ladeschaltung (800) nach einem der Ansprüche 11 oder 12, welche zusätzlich einen Schwellwertschalter (1412, 1501 , 1503, 1506, 1507, 1508) oder einen Schmitt- Trigger (1422) umfasst.
14. Multilevelkonverter (1300, 1500, 1600, 1700, 1800, 1900, 2000, 2100, 2210, 2220, 2230, 2310, 2320, 2400, 2500, 2600, 2700), welcher mindestens ein
Modulspeicherelement (1319) und mindestens eine Ladeschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 13 aufweist und dazu konfiguriert ist, ein Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10 auszuführen.
15. Multilevelkonverter (2400, 2500, 2600, 2700) nach Anspruch 14, umfassend mindestens zwei gleichartige Module (1300, 1500, 1600, 1700, 1800, 1900, 2000, 2100, 2210, 2220, 2230, 2310, 2320), bei dem die mindestens zwei gleichartigen Module jeweils mindestens einen Leistungshalbleiterschalter (1316, 1318, 2204, 2208), dessen elektrisches Source-/Emitter-Potential zumindest zeitweise unterhalb des Referenzpotentials der Versorgungsspannung (106, 1531) des jeweiligen Modules liegt, und jeweils mindestens eine Ladeschaltung nach einem der Ansprüche 11 bis 13 umfassen, und weiter die mindestens zwei Module jeweils mindestens einen
Gleichspannungswandler (2401 , 2501 , 2701) umfassen, wobei in den mindestens zwei Modulen jeweils die Versorgungsspannung (106, 1531) über den mindestens einen Gleichspannungswandler (2401 , 2501 , 2701) mit dem mindestens einen
Modulspeicherelement (1319) verbunden ist.
PCT/EP2018/025230 2017-12-19 2018-09-06 Flexibles bootstrapping für leistungselektronikschaltungen WO2019120614A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880082116.0A CN111512555B (zh) 2017-12-19 2018-09-06 用于功率电子电路的灵活自举
US16/955,872 US11088612B2 (en) 2017-12-19 2018-09-06 Flexible bootstrapping for power electronics circuits

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102017130443.6A DE102017130443A1 (de) 2017-12-19 2017-12-19 Flexibles Bootstrapping für Leistungselektronikschaltungen
DE102017130443.6 2017-12-19

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019120614A1 true WO2019120614A1 (de) 2019-06-27

Family

ID=63556266

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2018/025230 WO2019120614A1 (de) 2017-12-19 2018-09-06 Flexibles bootstrapping für leistungselektronikschaltungen

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11088612B2 (de)
CN (1) CN111512555B (de)
DE (1) DE102017130443A1 (de)
WO (1) WO2019120614A1 (de)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7393949B2 (ja) 2017-06-16 2023-12-07 ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド 電圧変調器のためのマルチレベルヒステリシス電圧コントローラおよびその制御のための方法
KR20200135399A (ko) 2018-03-22 2020-12-02 티에이이 테크놀로지스, 인크. 전력 관리 및 제어를 위한 시스템 및 방법
DE102019102311A1 (de) * 2019-01-30 2020-07-30 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
KR20210141716A (ko) 2019-03-29 2021-11-23 티에이이 테크놀로지스, 인크. 종속 접속되고 상호 접속된 구성들이 가능한 모듈 기반 에너지 시스템들 및 이에 관련된 방법
TWI692175B (zh) * 2019-06-27 2020-04-21 宏碁股份有限公司 電源控制電路與電源控制方法
WO2021211630A2 (en) 2020-04-14 2021-10-21 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for charging and discharging module-based cascaded energy systems
JP2023526245A (ja) 2020-05-14 2023-06-21 ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド モジュール型カスケード式エネルギーシステムを伴う、レールベースおよび他の電気自動車両のためのシステム、デバイス、ならびに方法
US11095229B1 (en) * 2020-09-24 2021-08-17 Monolithic Power Systems, Inc. High switching frequency direct AC to AC converter
KR20230074240A (ko) 2020-09-28 2023-05-26 티에이이 테크놀로지스, 인크. 다상 모듈 기반의 에너지 시스템 프레임워크 및 그것에 관련되는 방법
JP2023543834A (ja) 2020-09-30 2023-10-18 ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド モジュールベースのカスケード式エネルギーシステム内の相内および相間平衡のためのシステム、デバイス、および方法
WO2023283260A1 (en) 2021-07-07 2023-01-12 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for module-based cascaded energy systems configured to interface with renewable energy sources
US11606031B1 (en) * 2022-01-31 2023-03-14 Qualcomm Incorporated Power supply circuit with low quiescent current in bypass mode

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4401926A (en) 1977-02-11 1983-08-30 Cabeform Limited Pulse controllers
US4710685A (en) 1987-02-17 1987-12-01 General Motors Corporation Vehicle power window control circuit with reverse battery protection
EP0405407A2 (de) * 1989-06-29 1991-01-02 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOSFET mit sourceseitiger Last
WO2012015427A1 (en) * 2010-07-30 2012-02-02 Otis Elevator Company Regulated bootstrap power supply
DE102013201562A1 (de) * 2012-01-31 2013-08-01 Infineon Technologies Austria Ag Kaskodeschaltung und verfahren zum betreiben derselben
JP2015201915A (ja) 2014-04-04 2015-11-12 トヨタ自動車株式会社 車両
DE102015112512A1 (de) 2015-07-30 2017-02-02 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Einzelmodul, elektrisches Umrichtersystem und Batteriesystem
DE102016112250A1 (de) 2016-07-05 2018-01-11 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Elektronisches System

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1228509B (it) * 1988-10-28 1991-06-19 Sgs Thomson Microelectronics Dispositivo per generare una tensione di alimentazione flottante per un circuito bootstrap capacitivo
USRE35745E (en) * 1988-10-28 1998-03-17 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. Device for generating a reference voltage for a switching circuit including a capacitive bootstrap circuit
US5394017A (en) * 1991-11-05 1995-02-28 Alliedsignal Inc. Circuit for sustaining output power during input power interruption
US5418673A (en) * 1992-12-14 1995-05-23 North American Philips Corporation Control electrode disable circuit for power transistor
JP3126565B2 (ja) * 1993-11-01 2001-01-22 株式会社東芝 Ａｃ／ｄｃ変換器
JP3607033B2 (ja) * 1997-03-31 2005-01-05 三菱電機株式会社 半導体装置
IT1318239B1 (it) * 2000-07-25 2003-07-28 St Microelectronics Srl Circuito autoelevatore nei convertitori statici dc/dc.
US6275395B1 (en) * 2000-12-21 2001-08-14 Micrel, Incorporated Accelerated turn-off of MOS transistors by bootstrapping
DE10127868A1 (de) * 2001-06-08 2003-02-20 Grundfos As Bootstrap-Spannungsversorgung
DE10252827B3 (de) * 2002-11-13 2004-08-05 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur schnellen Ansteuerung insbesondere induktiver Lasten
DE102004049113A1 (de) * 2003-10-09 2005-10-06 Continental Teves Ag & Co. Ohg Schaltungsanordnung zur Gateansteuerung eines mit einem positiven Potential verbundenen Halbleiterschalters
US6975146B1 (en) * 2004-01-02 2005-12-13 Sauer-Danfoss Inc. High side NFET gate driving circuit
US6963498B2 (en) * 2004-02-02 2005-11-08 International Rectifier Corporation Bootstrap capacitor refresh circuit
JP3915815B2 (ja) * 2005-03-23 2007-05-16 サンケン電気株式会社 レベルシフト回路および電源装置
DE102006018149B4 (de) * 2006-04-19 2023-02-09 Infineon Technologies Ag Brückenschaltung mit integrierter Ladungspumpe
DE102007027505B3 (de) * 2007-06-11 2009-01-08 Minebea Co., Ltd. Ansteuerschaltkreis für einen High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer Versorgungsspannung
US20100309689A1 (en) * 2009-06-03 2010-12-09 David Coulson Bootstrap Circuitry
JP5618733B2 (ja) * 2009-12-09 2014-11-05 ローム株式会社 半導体装置及びこれを用いたスイッチングレギュレータ
JP5314652B2 (ja) * 2010-09-27 2013-10-16 パナソニック株式会社 ブラシレスモータ駆動回路
US9502960B2 (en) * 2010-11-30 2016-11-22 Technische Universitaet Muenchen Multi-level converter topology with the possibility of dynamically connecting individual modules in series and in parallel
CN102437803A (zh) * 2011-12-23 2012-05-02 东南大学 低成本、高隔离特性的开关磁阻电机自举式驱动电路
US9209793B2 (en) * 2012-02-17 2015-12-08 Infineon Technologies Austria Ag Bootstrap circuitry for an IGBT
WO2014041389A1 (en) * 2012-09-12 2014-03-20 Freescale Semiconductor, Inc. A charging circuit, an inductive load control circuit, an internal combustion engine, a vehicle and a method of charging a bootstrap storage element
CN104854786B (zh) * 2012-12-04 2019-01-15 奥的斯电梯公司 用于多级转换器的栅极驱动电源
TWI465016B (zh) * 2013-01-09 2014-12-11 Richtek Technology Corp 升壓控制電路及其控制方法
US9484758B2 (en) * 2013-02-05 2016-11-01 Apple Inc. Hybrid bootstrap capacitor refresh technique for charger/converter
EP3026688B1 (de) * 2013-07-24 2021-01-20 Mitsubishi Electric Corporation Halbleiter-schaltkreis
CN104124949A (zh) * 2014-07-23 2014-10-29 珠海格力电器股份有限公司 自举电路、逆变器和空调器
US9595954B2 (en) * 2014-11-10 2017-03-14 Nxp Usa, Inc. Method and circuit for recharging a bootstrap capacitor using a transfer capacitor
US9705423B1 (en) * 2016-02-24 2017-07-11 Woodward, Inc. Controlled bootstrap driver for high side electronic switching device
US9954422B2 (en) * 2016-03-30 2018-04-24 Texas Instruments Incorporated Integrated gate driver for motor control
JP6597508B2 (ja) * 2016-07-28 2019-10-30 株式会社デンソー 電力変換装置
US10742121B2 (en) * 2018-06-29 2020-08-11 Dialog Semiconductor Inc. Boot strap capacitor charging for switching power converters
US10469066B1 (en) * 2018-07-27 2019-11-05 Texas Instruments Incorporated Trickle charge control
US10903829B2 (en) * 2019-06-18 2021-01-26 Infineon Technologies Austria Ag Switched capacitor driving circuits for power semiconductors

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4401926A (en) 1977-02-11 1983-08-30 Cabeform Limited Pulse controllers
US4710685A (en) 1987-02-17 1987-12-01 General Motors Corporation Vehicle power window control circuit with reverse battery protection
EP0405407A2 (de) * 1989-06-29 1991-01-02 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines MOSFET mit sourceseitiger Last
WO2012015427A1 (en) * 2010-07-30 2012-02-02 Otis Elevator Company Regulated bootstrap power supply
DE102013201562A1 (de) * 2012-01-31 2013-08-01 Infineon Technologies Austria Ag Kaskodeschaltung und verfahren zum betreiben derselben
JP2015201915A (ja) 2014-04-04 2015-11-12 トヨタ自動車株式会社 車両
DE102015112512A1 (de) 2015-07-30 2017-02-02 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Einzelmodul, elektrisches Umrichtersystem und Batteriesystem
DE102016112250A1 (de) 2016-07-05 2018-01-11 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Elektronisches System

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
S. M. GOETZ; A. V. PETERCHEV; T. WEYH: "Modular Multilevel Converter with Series and Parallel Module Connectivity: Topology and Control", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vol. 30, no. 1, January 2015 (2015-01-01), pages 203 - 215, XP011557530, DOI: doi:10.1109/TPEL.2014.2310225

Also Published As

Publication number Publication date
US20200395840A1 (en) 2020-12-17
CN111512555A (zh) 2020-08-07
US11088612B2 (en) 2021-08-10
DE102017130443A1 (de) 2019-06-19
CN111512555B (zh) 2023-08-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2019120614A1 (de) Flexibles bootstrapping für leistungselektronikschaltungen
DE102011087368B4 (de) Treiberschaltung, Anordnung und Verfahren zum Bootstrapping eines Schaltertreibers
DE102008021090B4 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Austausch elektrischer Ladung zwischen Akkumulatoren einer Akkumulatoranordnung
WO2017016674A1 (de) Einzelmodul, elektrisches umrichtersystem und batteriesystem
WO2019020215A1 (de) Nachladeschaltung für modulare multilevelkonverter
DE102010041040A1 (de) Energieversorgungsnetz und Verfahren zum Laden mindestens einer als Energiespeicher für einen Gleichspannungszwischenkreis dienenden Energiespeicherzelle in einem Energieversorgungsnetz
DE102005014285A1 (de) Vorrichtung und Verfahren zum Ladungsausgleich von in Reihe angeordneten einzelnen Zellen eines Energiespeichers
DE102012100951A1 (de) Schaltungsanordnung für Stromrichter mit Zwischenkreis, sowie Verfahren zum Betreiben eines Stromrichters
DE102019102306A1 (de) Verfahren und Schaltung zu einem Niedervoltversorgungsstrang mit eigener Spannungsquelle bei einer modularen Batterie
DE102018126780A1 (de) Schaltungsanordnung von Gate-Treiber-Schaltungen und Leistungsschaltern mit negativer Sperrspannung
DE102011086829A1 (de) Bordnetz und Verfahren zum Betreiben eines Bordnetzes
WO2015110591A1 (de) Bordnetz und verfahren zum betrieb eines bordnetzes
WO2005035317A1 (de) Schaltvorrichtung zum bidirektionalen ladungsausgleich zwischen energiespeichern und verfahren
DE102018107601A1 (de) Gleichrichtervorrichtung
DE102011087431A1 (de) Anordnung und Verfahren zum Treiben eines Kaskodenschalters
DE102016212557A1 (de) Batteriesystem zum Versorgen eines Spannungsnetzes mit elektrischer Energie
EP2553257B1 (de) Bordnetz für ein fahrzeug sowie steuervorrichtung zum steuern eines stromflusses in einem bordnetz eines fahrzeugs
DE102004031394B4 (de) Gleichspannungswandler und Verfahren zur Umsetzung einer Gleichspannung
EP3600943B1 (de) Gleichspannungskonverter, spannungsversorgungseinrichtung und diagnoseverfahren für einen gleichspannungskonverter
DE102013017091A1 (de) Energiespeichereinrichtung für einen Kraftwagen
EP3900188A1 (de) Vorrichtung und verfahren zum richtungsabhängigen betreiben eines elektrochemischen energiespeichers
DE102010035278A1 (de) Schaltung zur Verringerung von Wechselstrom-Leckstrom
DE102014016239A1 (de) Gleichspannungswandler für ein Kraftfahrzeug und Verfahren zum Betreiben eines derartigen Gleichspannungswandlers
EP3931963B1 (de) Leistungselektronische vorrichtung und verfahren zur elektrischen spannungsversorgung einer treiberschaltung eines leistungshalbleiterschalters
DE102020124387A1 (de) Leistungselektronische Einrichtung, Verfahren zu deren Betrieb und Kraftfahrzeug

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18768764

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18768764

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1