WO2019088050A1 - 信号処理装置 - Google Patents

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WO2019088050A1
WO2019088050A1 PCT/JP2018/040196 JP2018040196W WO2019088050A1 WO 2019088050 A1 WO2019088050 A1 WO 2019088050A1 JP 2018040196 W JP2018040196 W JP 2018040196W WO 2019088050 A1 WO2019088050 A1 WO 2019088050A1
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signal
unit
signal processing
processing apparatus
branch
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PCT/JP2018/040196
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French (fr)
Inventor
木村　俊介
Original Assignee
株式会社デンソー
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Definitions

  • the present disclosure relates to a signal processing apparatus that controls the gain of a current signal.
  • AD analog-to-digital
  • Patent Document 1 discloses a technique for optimizing a gain by dividing a light reception signal into a plurality of signals having different gains and appropriately selecting a signal to be supplied to a subsequent stage.
  • One aspect of the present disclosure is to provide a technique for optimizing gain without using feedback control.
  • a signal processing device includes a branch unit, a selection unit, a determination unit, and a control unit.
  • the branching unit generates, from an input signal that is a current signal, a plurality of branch signals having signal strengths that are proportional to the input signal and different from each other, and supplies each of the plurality of branch signals to different individual paths.
  • the selection unit selects any one of the plurality of individual paths, and outputs a signal supplied through the selected individual path.
  • the determination unit determines, for each of the plurality of individual paths, whether or not the magnitude of the signal supplied to the selection unit is within a preset allowable range.
  • the control unit causes the selection unit to select the individual route with the largest gain among the determination units determined to be within the allowable range.
  • the laser radar device 1 of the present embodiment is mounted on a vehicle, detects various objects present around the vehicle, and generates information about the objects.
  • the laser radar device 1 selects the light emitting unit 2, the light receiving unit 3, the branching unit 4, the trigger generating unit 5, the measuring unit 6, the holding unit 7, the determining unit 8 and A unit 9, a sampling unit 10, a conversion unit 11, a control unit 12, and a processing unit 13 are provided.
  • the branching unit 4, the determination unit 8, the selection unit 9, and the control unit 12 correspond to a signal processing device.
  • the signal processing device may include the holding unit 7.
  • the signal processing apparatus may include the sampling unit 10 and the conversion unit 11.
  • the light emitting unit 2 includes one or more light emitting elements, and irradiates pulsed laser light toward a preset search range in accordance with the light emission trigger signal TG from the control unit 12.
  • a laser diode is used as the light emitting element.
  • the light receiving unit 3 includes one or more light receiving elements, receives the laser beam coming from the search range, and outputs a light receiving signal Iin having a current value corresponding to the light receiving intensity.
  • a photodiode ie, PD
  • an avalanche photodiode ie, APD
  • SPAD Single Photon Avalanch Diode
  • the branch unit 4 generates a plurality of branch signals I1 to I4 and distance measurement signals IT having different magnitudes in proportion to the light reception signal Iin based on the light reception signal Iin from the light reception unit 3 which is an input signal. .
  • the plurality of branch signals I1 to I4 are supplied to the holding unit 7, and the distance measurement signal IT is supplied to the trigger generation unit 5.
  • the number of branch signals is four, but may be two or three, or five or more.
  • the branch unit 4 includes a shunt circuit 41 and a bias removal circuit 42.
  • a positive polarity signal that is, a current source type signal
  • a negative polarity signal that is, a current sink type signal
  • the PMOS may be changed to an NMOS
  • the NMOS may be changed to a PMOS
  • the NMOS connected to ground may be changed to a PMOS connected to a power supply.
  • the shunt circuit 41 has five individual paths LT, L1 to L4 each having one end connected to a common path LC to which the light reception signal Iin is input.
  • the transistors TT and T1 to T4 are connected to the individual paths LT and L1 to L4, respectively.
  • Each of the transistors TT and T1 to T4 uses a P-channel MOS transistor.
  • the sources of all the transistors TT and T1 to T4 are connected to the common path LC, and the same bias voltage Vbias is applied to the gates.
  • the drain of the transistor TT provided in the individual path LT is connected to the trigger generation unit 5.
  • a current signal output from the drain of the transistor TT is a ranging signal IT.
  • the drains of the other transistors T1 to T4 are all grounded via constant current circuits 421 to 424 for removing bias.
  • the drains of the transistors T1 to T4 are also connected to the holding unit 7, respectively.
  • the current signals output from the drains of the transistors T1 to T4 are the branch signals I1 to I4.
  • the shape ratio W / L of the transistors is set so that the respective transistors TT and T1 to T4 have mutually different gains.
  • W is the channel width and L is the channel length.
  • the shape ratio W / L of the transistors TT and T1 to T4 is set to 500: 500: 100: 10: 1. That is, the branching unit 4 measures the light reception signal Iin, the ranging signal IT in which the diversion ratio is 500/1111, the branching signal I1 in which the diversion ratio is 500/1111, and the branching signal I2 in which the diversion ratio is 100/1111. And a branch signal I3 having a division ratio of 10/11111 and a branch signal I4 such that the division ratio becomes 1/1111 is output.
  • the trigger generation unit 5 generates a light reception trigger signal TR representing the timing when the intensity of the distance measurement signal IT exceeds the light reception threshold set in advance.
  • the measuring unit 6 outputs time data To obtained by measuring the time from the input of the light emission trigger signal TG to the input of the light reception trigger signal TR.
  • the time to be measured is the time required for the laser light to travel back and forth between the objects, and in turn is a value proportional to the distance to the object.
  • the target is an object that reflects the laser light emitted from the light emitting unit 2.
  • the holding unit 7 includes four hold circuits 71 provided in each of the individual paths L1 to L4.
  • the hold circuit 71 includes capacitors Ch each having the same capacitance. However, the capacitances of the respective capacitors Ch do not necessarily have to be the same.
  • One end of the capacitor Ch is connected to the individual path Li, and the other end is grounded.
  • i is an integer of 1 to 4; That is, the capacitor Ch integrates the branch current Ii flowing through the individual path Li.
  • the hold circuit 71 outputs the voltage across the capacitor Ch to the determination unit 8 and the selection unit 9 as a detection signal Vi.
  • the determination unit 8 determines whether the signal levels of the detection signals V1 to V4 output from the holding unit 7 are larger than a preset saturation threshold THs.
  • the saturation threshold THs is, for example, an input such that the input to the sampling unit 10 has a smaller value than the upper limit of the input range of the sampling unit 10.
  • the size is set to about 4/5 to 3/4 of the upper limit value of the range.
  • the value is set to about 4/5 to 3/4 of the upper limit value of the potential so that the value is smaller than the preset upper limit value. It is set.
  • the input range refers to a range of input signals that can be A / D converted with linear characteristics in the conversion unit 11. Further, the upper limit here means the upper limit of the potential at which the branch portion 4 can output the input current Iin to the holding portion 7 with a linear characteristic. A range in which the signal level is equal to or less than the saturation threshold THs corresponds to an allowable range.
  • determination results of the detection voltages V1 to V4 are H1 to H4, respectively.
  • the gains of the individual paths L1 to L4 are largest at L1, and become smaller in the order of L2, L3 and L4. Therefore, when the determination result is represented by ⁇ H1, H2, H3, H4 ⁇ , the determination result is any one of ⁇ 0000 ⁇ , ⁇ 1000 ⁇ , ⁇ 1100 ⁇ , ⁇ 1110 ⁇ , and ⁇ 1111 ⁇ .
  • the selection unit 9 selects one of the individual paths L1 to L4 according to the selection signal SE from the control unit 12, and connects the selected individual path Li to the sampling unit 10 in the subsequent stage.
  • the sampling unit 10 includes an operational amplifier OPs, a capacitor Cs, and a switch SWs.
  • the capacitor Cs and the switch SWs are connected in parallel between the inverting input and the output of the operational amplifier OPs.
  • the noninverting input of the operational amplifier OPs is grounded.
  • the sampling unit 10 In the standby state, when the switch SWs is turned on by the sampling signal SP, the sampling unit 10 is in a state where the charge of the capacitor Cs is cleared. When the switch SWs is turned off by the sampling signal SP, the charge accumulated in the capacitor Ch of the hold circuit 71 of the individual path Li selected by the selection unit 9 moves to the capacitor Cs of the sampling unit 10, and the switch SWs is off. Held while. That is, the output of the sampling unit 10 has a magnitude corresponding to the detection signal Vi of the selected individual path Li, that is, the integral value of the branch signal Ii.
  • the conversion unit 11 has an AD converter that performs analog-to-digital conversion on the output from the sampling unit 10.
  • an analog signal having a signal strength within the input range is converted to a 10-bit digital value DL.
  • the control unit 12 repeatedly outputs the light emission trigger signal TG at preset intervals.
  • a cycle for outputting the light emission trigger signal TG is referred to as a measurement cycle.
  • the control unit 12 When receiving the light reception trigger signal TR from the trigger generation unit 5, the control unit 12 generates a delay trigger signal dTR delayed by a preset delay time DLY.
  • the control unit 12 generates the selection signal SE and the sampling signal SP in accordance with the delay trigger signal dTR.
  • the control unit 12 separate route L1 if ⁇ 0000 ⁇ , individual route L2 if ⁇ 0001 ⁇ , individual route L3 if ⁇ 0011 ⁇ , ⁇ [0111] If it is ⁇ 1111 ⁇ or ⁇ 1111 ⁇ , it outputs a selection signal SE that causes the selection unit 9 to select the individual path L4. As a result, the selection unit 9 selects the individual path with the largest gain among the signals determined to be less than or equal to the saturation threshold THs.
  • the processing unit 13 generates information on the object using the intensity data representing the reception intensity and the distance data representing the distance to the object.
  • the intensity data a total of 12 bits of AD conversion value is used, in which the digital value DL from the converter 11 is the lower bit and the digital value DU from the controller 12 is the upper bit DU.
  • the time data To from the measurement unit 6 is used for the distance data.
  • the light emitting unit 2 emits pulsed laser light.
  • the light receiving unit 3 receives the reflected light from the object that reflects the laser light
  • the light reception trigger signal TR from the trigger generation unit 5 is generated at the timing when the signal level of the distance measurement signal IT which splits the light reception signal Iin exceeds the light reception threshold. Is output.
  • the measuring unit 6 starts counting by the clock signal according to the light emission trigger signal TG, and outputs a count value obtained by stopping counting by the light reception trigger signal TR as time data To.
  • the control unit 12 generates a delay trigger signal dTR obtained by delaying the light reception trigger signal TR.
  • the delay time DLY at this time is set to, for example, a half length of the average pulse width of the light reception signal Iin.
  • the branch signals I1 and I2 obtained by dividing the light reception signal Iin are integrated by the hold circuit 71, and the detection signals V1 and V2 are generated.
  • the determination result H1 changes to one.
  • the control unit 12 outputs the selection signal SE and the sampling signal SP based on the timing of the delay trigger signal dTR.
  • the individual route Li selected by the selection signal SE is determined according to the determination result in the determination unit 8.
  • the individual route L2 is selected because the determination result is ⁇ 1000 ⁇ .
  • a digital value DU corresponding to the determination result of the determination unit 8 is output from the control unit 12 to the processing unit 13.
  • DU 01 is output.
  • Sampling signal SP is a period necessary for transferring charges from hold circuit 71 and AD conversion in conversion unit 11 at timing when connection between the individual path selected by selection unit 9 and sampling unit 10 becomes reliable. Only output.
  • the signal level of the detection signal V2 which is the result of integration of the branch signal I2 is AD converted by the converter 11.
  • the digital value DL is output to the processing unit 13.
  • the laser radar device 1 generates a plurality of branch signals I1 to I4 having different gains from the light reception signal Iin, and the detection signals V1 to V4 generated based on the respective branch signals I1 to I4 have saturation thresholds THs. It is judged individually whether it is over or not. Further, among the detection signals determined to be equal to or less than the saturation threshold THs, the detection signal Vi having the largest gain is selected and AD converted.
  • the gain of the signal supplied to the conversion unit 11 can be optimized, and in turn, the light reception signal Iin can be AD converted with an appropriate gain.
  • the laser radar device 1 generates a digital value DU representing the upper bits of AD conversion data based on the determination result of the determination unit 8 used for selecting the detection signal Vi to be subjected to AD conversion.
  • the laser radar device 1 it is possible to obtain more accurate AD conversion data with a larger bit width than the conversion result in the conversion unit 11. That is, an AD converter with a small number of bits can be used for the conversion unit 11, and high-precision AD conversion can be realized inexpensively.
  • the saturation threshold THs is set to a value smaller than the maximum value of the input range of the converter 11. Therefore, even if the saturation threshold THs fluctuates for some reason, the saturation threshold does not exceed the input range of the converter 11, and it is possible to suppress the occurrence of a miscode in the digital value DL which is an AD conversion value.
  • each of the plurality of branch signals I1 to I4 generated based on the light reception signal Iin is integrated, and any one of the plurality of detection signals V1 to V4 which is the integration result is AD only once. Convert. Therefore, according to the laser radar device 1, the amount of data handled by the processing unit 13 can be reduced.
  • the hold circuit 71 of the holding unit 7 has one capacitor.
  • the second embodiment is different from the first embodiment in that the hold circuit 71a includes a plurality of capacitors.
  • the hold circuit 71a has branch paths Li1 and Li2 obtained by branching the individual path Li into two.
  • the switch SWj1 is provided between the connection point of the capacitor Cj in the branch path Lij and the branch point on the side to which the branch signal Ii is input.
  • the switch SWj2 is connected between the connection point of the capacitor Cj in the branch path Lij and the branch point on the side where the detection signal Vi is output.
  • the determination unit 8 is configured to be able to perform determination based on the saturation threshold value THs (hereinafter, saturation determination) for each of the branch paths Li1 and Li2.
  • Operation pattern 1 On and off is complementarily switched between the set of switches SW11 and SW12 and the set of switches SW21 and SW22 in each measurement cycle.
  • the trigger generation unit 5 generates the trigger signal TR each time the distance measurement signal IT exceeds the light reception threshold value.
  • the control unit 12 generates a delay trigger signal dTR for each trigger signal TR, and generates a selection signal SE and a sampling signal SP for each of the delay trigger signals dTR.
  • the switches SW11 and SW21 are always on, the switch SW12 is on at the timing of the first sampling signal SP, and the switch SW22 is on at the timing of the second sampling signal SP.
  • each pulse when operating according to the above-mentioned operation pattern 2, even if two pulses overlap and arrive in one measurement cycle, each pulse can be integrated separately in two branch paths. It is possible to obtain an AD conversion result for each pulse.
  • the number of branch paths is two has been described, but the number of branch paths may be three or more.
  • the switches SW11 and SW21 may be omitted, and the switches SW12 and SW22 may be integrated with the selection unit 9.
  • the third embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the individual circuits provided in each of the individual paths L1 to L4 in the holding unit 7.
  • a voltage follower circuit 72 and a sample hold circuit group 73 are provided in each individual path Li.
  • the voltage follower circuit 72 is configured using an operational amplifier OPv, the output of the hold circuit 71 is applied to the non-inverting input, and the output and the inverting input are connected.
  • the sample and hold circuit group 73 includes a plurality of sample and hold circuits. Each sample and hold circuit sequentially samples and holds the output of the voltage follower circuit 72 in accordance with the sampling clock SCK from the control unit 12. In addition, each sample and hold circuit reads out the signals to be held in order of sampling according to the read clock RCK from the control unit 12 and outputs the read signal to the selection unit 9.
  • the control unit 12 outputs the sampling clock SCK from the timing of the trigger signal TG to the timing of the delay trigger signal dTR.
  • the detection signal Vi which is the output of the hold circuit 71 is sampled and held by the sample and hold circuit group 73 in accordance with the sampling clock SCK.
  • control unit 12 selects one of the individual paths Li by outputting the selection signal SE at the timing of the delay trigger signal dTR. While the individual path Li is selected, the control unit 12 sequentially and individually samples and holds values from the sample and hold circuit group 73 of the individual path Li selected by outputting the read clock RCK and the sampling signal SP. It is read and transferred to the conversion unit 11. The converter 11 sequentially and individually AD converts the transferred signals to generate a plurality of digital values DL obtained by sampling the waveform of the detection signal Vi.
  • the configuration provided in each of the individual paths L1 to L4 in the holding unit 7 is different from that in the first embodiment.
  • a voltage conversion circuit 74 As shown in FIG. 9, in the present embodiment, a voltage conversion circuit 74, a voltage follower circuit 72, and a sample hold circuit group 73 are provided in each individual path Li.
  • the voltage conversion circuit 74 is provided instead of the hold circuit 71.
  • the voltage conversion circuit 74 includes a resistor Rv having one end connected to the individual path Li and the other end grounded. That is, the voltage conversion circuit 74 converts the branch signal Ii into a voltage signal having the same signal waveform as that of the branch signal Ii.
  • the operation of the control unit 12 is the same as that of the third embodiment.
  • the sample and hold circuit group 73 samples and holds the waveform of the branched signal Ii itself, not the waveform of the integrated value of the branched signal Ii.
  • the voltage follower circuit 72 may be omitted.
  • the configurations of the measurement unit 6a, the holding unit 7a, and the selection unit 9a are different from those of the first embodiment.
  • the measurement unit 6a generates a detection signal VT based on the light emission trigger signal TG and the light reception trigger signal TR, and supplies the detection signal VT to the selection unit 9a.
  • the measuring unit 6a includes a reset switch 61, a capacitor 62, a discharge switch 63, and a constant current circuit 64.
  • the power supply voltage is applied to one end of the capacitor 62 via the reset switch 61, and the other end is grounded.
  • One end of the constant current circuit 64 is connected to the non-grounded end of the capacitor 62 via the discharge switch 63, and the other end is grounded.
  • the non-grounded end of the capacitor 62 is connected to the selection unit 9a via the signal path Ls.
  • a signal output through the signal path Ls is referred to as a detection signal Vs.
  • an individual circuit is provided for each of the individual paths L1 to L4.
  • the individual circuit may be the hold circuit 71 described in the first embodiment, or may be the hold circuit 71a described in the second embodiment.
  • the individual circuit may be a combination of the hold circuit 71, the voltage follower circuit 72, and the sample hold circuit group 73 described in the third embodiment, or the voltage conversion circuit 74 described in the fourth embodiment, the voltage follower It may be a combination of the circuit 72 and the sample and hold circuit group 73.
  • the selection unit 9a selects one of the individual paths L1 to L4 and the signal path Ls from the measurement unit 6a according to the selection signal SE, and connects the selected path to the sampling unit 10.
  • one measurement cycle is divided into a TDC period, an ADC period, and a signal processing period.
  • a TDC period is started at the same time as the light emission trigger signal TG is output, and when a preset time elapses, it switches to the ADC period and then switches to the signal processing period.
  • the total period of the TDC period and the ADC period is set to be longer than the time required for the laser beam to reciprocate the maximum detection distance of the device.
  • the TDC period is set, for example, in consideration of the distance from which a light reception signal having a magnitude at which the individual path L4 with the lowest gain is saturated.
  • the capacitance of the capacitor 62 and the constant current value supplied by the constant current circuit 64 are set so that the voltage changes at a constant rate for at least a TDC period.
  • the reset switch 61 is turned on for a certain period before the light emission trigger signal TG is output. Thereby, the capacitor 62 is charged to the power supply voltage.
  • the discharge switch 63 is turned on at the timing of the light emission trigger signal TG and turned off at the timing of the light reception trigger signal TR. That is, discharge of the charge of the capacitor is started at the timing of the light emission trigger signal TG, and the signal level of the detection signal Vs is reduced at a constant rate accordingly, and the discharge is stopped at the timing of the light reception trigger signal TR . Then, until the reset switch 61 is turned on again, the signal level of the detection signal Vs is held in the state when the discharge is stopped. That is, the difference between the signal level of the detection signal Vs and the power supply voltage at the time of the discharge stop has a magnitude corresponding to the time difference between the light emission trigger signal TG and the light reception trigger signal TR, that is, the distance to the object.
  • the holding unit 7a operates as described in the above embodiment.
  • control unit 12 selects the signal path Ls, AD-converts the signal from the measurement unit 6a, and then selects any one of the plurality of individual paths L1 to L4 and holds the holding unit 7a. AD conversion of the signal held in
  • the circuit area is reduced because the detection signal Vs generated by the measurement unit 6a is subjected to AD conversion using the same conversion unit 11 as the detection signal Vi output from the holding unit 7a. be able to.
  • the radiation energy analysis apparatus 1b according to the sixth embodiment, as shown in FIG. 17, is that the light emitting unit 2 and the measuring unit 6 are omitted, and that the light receiving unit 3 is changed to a radiation receiving unit 3b.
  • the radar laser device 1 according to the first embodiment is different from the radar laser device 1 according to the first embodiment in that 13 is changed to the histogram generation unit 13 b and that control content in the control unit 12 is partially different.
  • the radiation receiving unit 3 b includes one or more light receiving elements that receive the radiation to be measured and output a light receiving signal Iin having a current value level corresponding to the light receiving intensity.
  • a light receiving element for example, a direct conversion radiation detector represented by cadmium telluride capable of directly converting radiation into a current may be used.
  • an indirect conversion radiation detector may be used in which a scintillator that converts radiation into visible light and a PD, APD, or SPAD array that converts visible light into current are combined.
  • the control unit 12 b according to the first embodiment is different from the process of outputting the light emission trigger signal TG and the process of generating the digital value DU representing the upper bits of AD conversion data according to the determination result of the determination unit 8. It operates in the same manner as the controller 12 in FIG.
  • the histogram generation unit 13 b generates a histogram shown in FIG. 18 by counting the frequency of occurrence of AD conversion data generated by the conversion unit 11 (hereinafter referred to as AD value).
  • the AD value represents the energy intensity of the received radiation.
  • the histogram is characteristic of what intensity of radiation comes at what frequency.
  • the energy intensity of the incident radiation can be acquired as an AD value, and the energy analysis of the radiation can be performed by representing the distribution of the AD value as a histogram.
  • the bias voltage Vbias is directly applied to each of the transistors TT and T1 to T4 included in the shunt circuit 41, but the present disclosure is not limited to this.
  • the bias voltage Vbias may be applied to each of the transistors TT and T1 to T4 through the regulation amplifier 43.
  • the regulation amplifier 43 is configured using an operational amplifier, and controls the control target connected to the output such that the potential of the part connected to the inverting input matches the potential applied to the non-inverting input.
  • the input impedance of the shunt circuit 41 can be lowered to 1 / A times.
  • A is the amplification factor of the regulation amplifier.
  • the branching unit 4 generates the branch signals I1 to I4 and the ranging signal IT by dividing the light reception signal Iin by the dividing circuit 41, but the present disclosure is limited thereto. It is not a thing.
  • branch parts 4 b and 4 c may be configured using current mirror circuits 46 and 49.
  • the branch unit 4 b illustrated in FIG. 15 includes a regulation amplifier 43, a transistor 44, a current mirror circuit 46, and a bias removal circuit 47.
  • the light reception signal Iin is applied to the source, and the bias voltage Vbias is applied to the gate via the regulation amplifier 43.
  • the current mirror circuit 46 generates branch signals I1 to I4 and a ranging signal IT in proportion to the light reception signal Iin supplied via the transistor 44.
  • the bias removal circuit 47 includes, in the current mirror circuit 46, a constant current circuit connected to each of the four transistors that generate the branch signals I1 to I4. Its function is similar to that of the bias removal circuit 42.
  • the branch unit 4 c shown in FIG. 16 includes a regulation amplifier 43, a shunt circuit 48, a current mirror circuit 49, and a bias removal circuit 47.
  • Each of the shunt circuits 48 is composed of two transistors, the light reception signal Iin being applied to the source, and the bias voltage Vbias being applied to the gate via the regulation amplifier 43.
  • a current signal flowing through the drain of one of the transistors is output as a distance measurement signal IT, and a current signal flowing through the drain of the other transistor is supplied to the current mirror circuit.
  • the current mirror circuit 49 generates branch signals I1 to I4 in proportion to the current signal supplied from the shunt circuit 48.
  • the light reception signal Iin from the light reception unit 3 is used as an input signal, but the present disclosure is not limited to this.
  • the input signal may be a signal whose information is represented by a current value, and current signals output from various sensors and circuits can be used.
  • AD conversion is performed as processing for the signal output from the selection unit 9, but the present disclosure is not limited to this. If the input dynamic range of the apparatus for processing the input signal is narrow with respect to the range in which the input signal to the branching unit 3 changes, the present invention can be applied regardless of the content of processing performed by the apparatus.
  • the signal processing device is applied to the laser radar device and the radiation energy analysis device, but the present disclosure is not limited to this, and can be applied to various devices that analyze or use optical signals. .
  • the multiple functions of one component in the above embodiment may be realized by multiple components, or one function of one component may be realized by multiple components . Also, a plurality of functions possessed by a plurality of components may be realized by one component, or one function realized by a plurality of components may be realized by one component. In addition, part of the configuration of the above embodiment may be omitted. In addition, at least a part of the configuration of the above-described embodiment may be added to or replaced with the configuration of the other above-described embodiment.

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Abstract

分岐部（４）は、電流信号である入力信号から、入力信号に比例し且つ互いに異なる信号強度を有する複数の分岐信号を生成し、複数の分岐信号のそれぞれを異なる個別経路に供給する。選択部（９）は、複数の個別経路のうち、いずれか一つを選択して、選択された個別経路を介して供給される信号を出力する。判定部（８）は、複数の個別経路のそれぞれにて、選択部に供給される信号の大きさが予め設定された許容範囲内にあるか否かを判定する。制御部（１２）は、判定部にて許容範囲内にあると判定された中で最も利得の大きい個別経路を選択部に選択させる。

Description

信号処理装置 関連出願の相互参照
　本国際出願は、２０１７年１０月３０日に日本国特許庁に出願された日本国特許出願第２０１７－２０８９８７号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１７－２０８９８７号の全内容を参照により本国際出願に援用する。
　本開示は、電流信号の利得を制御する信号処理装置に関する。
　レーザレーダ装置では、受光信号をアナログデジタル（以下、ＡＤ）変換した結果を用いて、様々な処理が実行される。また、レーザレーダ装置では、近距離から遠距離までの様々な物体を検出する必要があるため、扱う受光信号の強度の範囲が非常に広いことが知られている。ＡＤ変換器の入力レンジを超える受光信号が入力された場合、ＡＤ変換器の出力がフルスケールで飽和し、波形情報が失われるため、計測精度を劣化させる原因となる。
　これに対して、例えば、下記特許文献１には、受光信号を利得の異なる複数の信号に分流し、後段に供給する信号を適宜選択することで、利得を最適化する技術が開示されている。
特開２０１６－１７８４３２号公報
　しかしながら、発明者の詳細な検討の結果、特許文献１に記載された従来技術では、以下の課題が見出された。即ち、従来技術は、前回の入力信号を用いて利得制御を行う、いわゆるフィードバック制御を行っている。このため、従来技術は、同じ強度の光信号が連続して受信される状況では有効であるが、強度不定の光信号が単発的に受信される状況では、利得を最適化できなかった。
　本開示の１つの局面は、フィードバック制御を用いることなく、利得を最適化する技術を提供することにある。
　本開示の一態様による信号処理装置は、分岐部と、選択部と、判定部と、制御部と、を備える。
　分岐部は、電流信号である入力信号から、入力信号に比例し且つ互いに異なる信号強度を有する複数の分岐信号を生成し、複数の分岐信号のそれぞれを異なる個別経路に供給する。選択部は、複数の個別経路のうち、いずれか一つを選択して、選択された個別経路を介して供給される信号を出力する。判定部は、複数の個別経路のそれぞれにて、選択部に供給される信号の大きさが予め設定された許容範囲内にあるか否かを判定する。制御部は、判定部にて許容範囲内にあると判定された中で最も利得の大きい個別経路を選択部に選択させる。
　このような構成によれば、フィードバック制御を行うことなく、後段の装置又は回路等に供給される信号の利得を最適化できる。
第１実施形態のレーザレーダ装置の構成を示すブロック図である。 分岐部の構成を示す回路図である。 レーザレーダ装置の各部の動作を表すタイミング図である。 受光信号の動作とＡＤ変換値との関係を示す説明図である。 第２実施形態におけるホールド回路の構成を示す回路図である。 第２実施形態のタイミング図である。 第３実施形態において各個別経路に設けられる回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態のタイミング図である。 第４実施形態において各個別経路に設けられる回路の構成を示す回路図を含んだブロック図である。 第４実施形態のタイミング図である。 第５実施形態のレーザレーダ装置の構成を示すブロック図である。 計測部の構成を示す回路図である。 第５実施形態のタイミング図である。 分岐部の変形例を示す回路図である。 分岐部の変形例を示す回路図である。 分岐部の変形例を示す回路図である。 第６実施形態の放射線エネルギー分析装置の構成を示すブロック図である。 ヒストグラム生成部が生成するヒストグラムを例示する説明図である。
　以下、図面を参照しながら、本開示の実施形態を説明する。
　［１．第１実施形態］
　［１－１．構成］
　本実施形態のレーザレーダ装置１は、車両に搭載され、車両の周辺に存在する各種物体を検出し、その物体に関する情報を生成する。
　図１に示すように、レーザレーダ装置１は、発光部２と、受光部３と、分岐部４と、トリガ生成部５と、計測部６と、保持部７と、判定部８と、選択部９と、サンプリング部１０と、変換部１１と、制御部１２と、処理部１３とを備える。なお、分岐部４と、判定部８と、選択部９と、制御部１２とが信号処理装置に相当する。信号処理装置は、保持部７を備えてもよい。信号処理装置は、サンプリング部１０及び変換部１１を備えてもよい。
　発光部２は、一つ以上の発光素子を有し、制御部１２からの発光トリガ信号ＴＧに従って、パルス状のレーザ光を、予め設定された探査範囲に向けて照射する。発光素子としては、例えば、レーザダイオードが用いられる。
　受光部３は、一つ以上の受光素子を有し、探査範囲から到来するレーザ光を受光し、受光強度に応じた電流値を有する受光信号Ｉｉｎを出力する。受光素子としては、例えば、フォトダイオード（即ち、ＰＤ）又はアバランシェフォトダイオード（即ち、ＡＰＤ）等が用いられる。ＡＰＤを用いる場合、ガイガーモードで動作する、いわゆるＳｉｎｇｌｅ　Ｐｈｏｔｏｎ　Ａｖａｌａｎｃｈ　Ｄｉｏｄｅ（即ち、ＳＰＡＤ）であってもよい。
　分岐部４は、入力信号である受光部３からの受光信号Ｉｉｎに基づいて、受光信号Ｉｉｎに比例し且つ互いに異なる大きさを有した複数の分岐信号Ｉ１～Ｉ４及び測距信号ＩＴを生成する。複数の分岐信号Ｉ１～Ｉ４は保持部７に供給され、測距信号ＩＴはトリガ生成部５に供給される。ここでは、分岐信号の数を４個としているが、２又は３個であってもよいし、５個以上であってもよい。
　分岐部４は、具体的には、図２に示すように、分流回路４１と、バイアス除去回路４２とを備える。ここでは、受光信号Ｉｉｎとして正極性信号（即ち、電流ソース型の信号）を用いるが、受光信号Ｉｉｎとして負極性信号（即ち、電流シンク型の信号）を用いてもよい。不極性信号を用いる場合、以降に記載のトランジスタの極性を反転させる必要がある。具体的には、ＰＭＯＳをＮＭＯＳに、ＮＭＯＳをＰＭＯＳに変更し、対接地で接続されたＮＭＯＳは対電源に接続されたＰＭＯＳに変更すればよい。
　分流回路４１は、受光信号Ｉｉｎが入力される共通経路ＬＣに一端が接続された５つの個別経路ＬＴ，Ｌ１～Ｌ４を有する。個別経路ＬＴ，Ｌ１～Ｌ４のそれぞれにはトランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４が一つずつ接続されている。各トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタが用いられる。各トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４は、いずれもソースが共通経路ＬＣに接続され、ゲートには同一のバイアス電圧Ｖbiasが印加される。個別経路ＬＴに設けられたトランジスタＴＴのドレインはトリガ生成部５に接続される。トランジスタＴＴのドレインから出力される電流信号が測距信号ＩＴである。他のトランジスタＴ１～Ｔ４は、いずれもドレインがバイアス除去用の定電流回路４２１～４２４を介して接地される。トランジスタＴ１～Ｔ４のドレインは、それぞれが保持部７にも接続される。トランジスタＴ１～Ｔ４のドレインから出力される電流信号が分岐信号Ｉ１～Ｉ４である。
　各トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４は、互いに利得が異なるように、トランジスタの形状比Ｗ／Ｌが設定される。Ｗはチャンネル幅、Ｌはチャンネル長である。ここでは、トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４の形状比Ｗ／Ｌは、５００：５００：１００：１０：１に設定される。つまり、分岐部４は、受光信号Ｉｉｎを、分流比が５００／１１１１となる測距信号ＩＴと、分流比が５００／１１１１となる分岐信号Ｉ１と、分流比が１００／１１１１となる分岐信号Ｉ２と、分流比が１０／１１１１となる分岐信号Ｉ３と、分流比が１／１１１１となるよう分岐信号Ｉ４とに分流して出力する。
　図１に戻り、トリガ生成部５は、測距信号ＩＴの強度が予め設定された受光閾値を超えたタイミングを表す受光トリガ信号ＴＲを生成する。
　計測部６は、発光トリガ信号ＴＧが入力されてから受光トリガ信号ＴＲが入力されるまでの時間を計測した時間データＴｏを出力する。計測される時間は、レーザ光が対象物との間を往復するのに要した時間であり、ひいては対象物までの距離に比例した値となる。なお、対象物は、発光部２から照射されたレーザ光を反射する物体である。
　保持部７は、個別経路Ｌ１～Ｌ４のそれぞれに設けられた４個のホールド回路７１を備える。ホールド回路７１は、いずれも同一の静電容量を有するキャパシタＣｈを備える。但し、各キャパシタＣｈの容量は必ずしも同一である必要はない。キャパシタＣｈは、一端が個別経路Ｌｉに接続され、他端が接地される。ｉは１～４の整数である。つまり、キャパシタＣｈは、個別経路Ｌｉを流れる分岐電流Ｉｉを積分する。ホールド回路７１は、キャパシタＣｈの両端電圧を検出信号Ｖｉとして判定部８及び選択部９に出力する。
　判定部８は、保持部７から出力される検出信号Ｖ１～Ｖ４の信号レベルが、予め設定された飽和閾値ＴＨｓより大きいか否かを判定する。サンプリング部１０の入力レンジが分岐部４の出力レンジよりも小さい場合、飽和閾値ＴＨｓは、サンプリング部１０への入力がサンプリング部１０の入力レンジの上限値より小さな値となるように、例えば、入力レンジの上限値の４／５～３／４程度の大きさに設定される。サンプリング部１０の入力レンジが分岐部４の出力レンジよりも大きい場合、予め設定された上限値より小さな値となるように、例えば電位の上限値の４／５～３／４程度の大きさに設定される。入力レンジとは変換部１１においてリニアな特性でＡＤ変換することが可能な入力信号の範囲をいう。また、ここでの上限値は、分岐部４がリニアな特性で入力電流Ｉｉｎを保持部７に出力可能な電位の上限値のことをいう。なお、信号レベルが飽和閾値ＴＨｓ以下となる範囲が、許容範囲に相当する。
　ここで、各検出電圧Ｖ１～Ｖ４の各判定結果をＨ１～Ｈ４とし、飽和閾値ＴＨｓより大きい場合をＨｉ＝１、飽和閾値ＴＨｓ以下である場合をＨｉ＝０で表す。個別経路Ｌ１～Ｌ４の利得はＬ１が最も大きく、以下Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４の順に小さくなる。従って、判定結果を｛Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３，Ｈ４｝で表現すると、判定結果は、｛００００｝，｛１０００｝，｛１１００｝，｛１１１０｝，｛１１１１｝のいずれかとなる。
　選択部９は、制御部１２からの選択信号ＳＥに従って、個別経路Ｌ１～Ｌ４のいずれかを選択して、選択された個別経路Ｌｉを後段のサンプリング部１０に接続する。
　サンプリング部１０は、演算増幅器ＯＰｓと、キャパシタＣｓと、スイッチＳＷｓとを備える。キャパシタＣｓ及びスイッチＳＷｓは、演算増幅器ＯＰｓの反転入力と出力との間に並列接続される。演算増幅器ＯＰｓの非反転入力は接地される。
　サンプリング部１０は待機状態では、サンプリング信号ＳＰによってスイッチＳＷｓがオンされることで、キャパシタＣｓの電荷がクリアされた状態となる。サンプリング信号ＳＰによってスイッチＳＷｓがオフすると、選択部９で選択された個別経路Ｌｉのホールド回路７１のキャパシタＣｈに蓄積された電荷が、サンプリング部１０のキャパシタＣｓに移動し、スイッチＳＷｓがオフである間、保持される。つまり、サンプリング部１０の出力は、選択された個別経路Ｌｉの検出信号Ｖｉ、即ち、分岐信号Ｉｉの積分値に応じた大きさとなる。
　変換部１１は、サンプリング部１０からの出力をアナログデジタル変換するＡＤ変換器を有する。ここでは、入力レンジ内の信号強度を有するアナログ信号を１０ビットのデジタル値ＤＬに変換する。
　制御部１２は、予め設定された間隔で発光トリガ信号ＴＧを繰り返し出力する。以下、発光トリガ信号ＴＧを出力する周期を計測サイクルという。制御部１２は、トリガ生成部５から受光トリガ信号ＴＲが入力されると、予め設定された遅延時間ＤＬＹだけ遅延させた遅延トリガ信号ｄＴＲを生成する。制御部１２は、遅延トリガ信号ｄＴＲに従って、選択信号ＳＥ及びサンプリング信号ＳＰを生成する。
　また、制御部１２は、判定部８での判定結果に従って、｛００００｝であれば個別経路Ｌ１を、｛０００１｝であれば個別経路Ｌ２を、｛００１１｝であれば個別経路Ｌ３を、｛０１１１｝又は｛１１１１｝であれば個別経路Ｌ４を、選択部９に選択させる選択信号ＳＥを出力する。これにより、選択部９では、飽和閾値ＴＨｓ以下であると判定された中で最も利得の大きい個別経路が選択される。
　更に、制御部１２は、判定部８での判定結果に従って、２ビットのデジタル値ＤＵを処理部１３に出力する。具体的には、判定結果が｛００００｝であれば、ＤＵ＝００、｛０００１｝であればＤＵ＝０１、｛００１１｝であればＤＵ＝１０、｛０１１１｝又は｛１１１１｝であればＤＵ＝１１を出力する。
　処理部１３は、受信強度を表す強度データと、対象物までの距離を表す距離データとを用いて、対象物に関する情報を生成する。なお、強度データには、変換部１１からのデジタル値ＤＬを下位ビットとし、制御部１２からのデジタル値ＤＵを上位ビットＤＵとする合計１２ビットのＡＤ変換値が用いられる。距離データには、計測部６からの時間データＴｏが用いられる。
　［１－２．動作］
　図３を用いて、レーザレーダ装置１の各部の動作を、個別経路Ｌ１の検出信号Ｖ１のみが飽和した場合を例にして説明する。
　制御部１２から発光トリガ信号ＴＧが出力されると、発光部２からパルス状のレーザ光が照射される。レーザ光を反射する対象物からの反射光を受光部３が受光すると、受光信号Ｉｉｎを分流した測距信号ＩＴの信号レベルが受光閾値を超えたタイミングで、トリガ生成部５から受光トリガ信号ＴＲが出力される。
　計測部６は、発光トリガ信号ＴＧでクロック信号によるカウントを開始し、受光トリガ信号ＴＲでカウントを停止することで得られたカウント値を時間データＴｏとして出力する。
　制御部１２は、受光トリガ信号ＴＲを遅延させた遅延トリガ信号ｄＴＲを生成する。このときの遅延時間ＤＬＹは、例えば、受光信号Ｉｉｎの平均的なパルス幅の１／２程度の長さに設定される。
　受光信号Ｉｉｎを分流した分岐信号Ｉ１，Ｉ２は、それぞれホールド回路７１にて積分され、検出信号Ｖ１，Ｖ２が生成される。検出信号Ｖ１の信号レベルが飽和閾値ＴＨｓを超えると、判定結果Ｈ１が１に変化する。
　その後、制御部１２から、遅延トリガ信号ｄＴＲのタイミングに基づいて、選択信号ＳＥ及びサンプリング信号ＳＰが出力される。選択信号ＳＥによって選択される個別経路Ｌｉは判定部８での判定結果に従って決まる。ここでは、判定結果が｛１０００｝となるため個別経路Ｌ２が選択される。このとき、制御部１２からは、判定部８での判定結果に応じたデジタル値ＤＵが処理部１３に出力される。ここでは、ＤＵ＝０１が出力される。サンプリング信号ＳＰは、選択部９にて選択された個別経路とサンプリング部１０との接続が確実になったタイミングで、ホールド回路７１からの電荷の転送と変換部１１でのＡＤ変換に必要な期間だけ出力される。
　これにより、発光トリガ信号ＴＧが出力されてから遅延トリガ信号ｄＴＲが生成されるまでの間、分岐信号Ｉ２を積分した結果である検出信号Ｖ２の信号レベルが、変換部１１にてＡＤ変換され、デジタル値ＤＬとして処理部１３に出力される。
　次に、受光信号Ｉｉｎと、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬ及び制御部１２が出力するデジタル値ＤＵとの関係を説明する。
　図４に示すように、受光信号Ｉｉｎが、０～ＩＡ［Ａ］の範囲内にある場合、検出信号Ｖ１～Ｖ４はいずれも飽和閾値ＴＨｓ以下となり、判定部８での判定結果は｛００００｝となる。このため、選択部９では個別経路Ｌ１が選択され、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬは、検出信号Ｖ１の信号レベルをＡＤ変換した値となり、制御部１２が出力するデジタル値はＤＵ＝００となる。
　受光信号Ｉｉｎが、ＩＡ～ＩＢ［Ａ］の範囲内にある場合、検出信号Ｖ１のみが飽和閾値より大きくなり、判定部８での判定結果は｛１０００｝となる。このため、選択部９では、個別経路Ｌ２が選択され、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬは検出信号Ｖ２の信号レベルをＡＤ変換した値となり、制御部１２が出力するデジタル値はＤＵ＝０１となる。
　受光信号Ｉｉｎが、ＩＢ～ＩＣ［Ａ］の範囲内にある場合、検出信号Ｖ１及びＶ２が飽和閾値より大きくなり、判定部８での判定結果は｛１１００｝となる。このため、選択部９では、個別経路Ｌ３が選択され、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬは検出信号Ｖ３の信号レベルをＡＤ変換した値となり、制御部１２が出力するデジタル値はＤＵ＝１０となる。
　受光信号Ｉｉｎが、ＩＣ～ＩＤ［Ａ］の範囲内にある場合、検出信号Ｖ１～Ｖ３が飽和閾値より大きくなり、判定部８での判定結果は｛１１１０｝となる。このため、選択部９では、個別経路Ｌ４が選択され、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬは検出信号Ｖ４の信号レベルをＡＤ変換した値となり、制御部１２が出力するデジタル値はＤＵ＝１１となる。
　受光信号Ｉｉｎが、ＩＤ～ＩＥ［Ａ］の範囲内にある場合、検出信号Ｖ１～Ｖ４がいずれも飽和閾値より大きくなり、判定部８での判定結果は｛１１１１｝となる。このため、選択部９では、個別経路Ｌ４が選択され、変換部１１が出力するデジタル値ＤＬは検出信号Ｖ４の信号レベルをＡＤ変換した値となり、制御部１２が出力するデジタル値はＤＵ＝１１となる。
　［１－３．効果］
　以上詳述した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。
　（１ａ）レーザレーダ装置１では、受光信号Ｉｉｎから利得の異なる複数の分岐信号Ｉ１～Ｉ４を生成し、各分岐信号Ｉ１～Ｉ４に基づいて生成される各検出信号Ｖ１～Ｖ４が、飽和閾値ＴＨｓを超えているか否かを個別に判定する。更に、飽和閾値ＴＨｓ以下であると判定された検出信号のうち、最も利得が大きい検出信号Ｖｉを選択してＡＤ変換する。
　従って、レーザレーダ装置１によれば、フィードバック制御を行うことなく、変換部１１に供給される信号の利得を最適化でき、ひいては、的確な利得で受光信号ＩｉｎをＡＤ変換できる。
　（１ｂ）レーザレーダ装置１では、ＡＤ変換の対象となる検出信号Ｖｉの選択に使用される判定部８での判定結果に基づいて、ＡＤ変換データの上位ビットを表すデジタル値ＤＵを生成する。
　従って、レーザレーダ装置１によれば、変換部１１での変換結果よりビット幅の大きいより高精度なＡＤ変換データを得ることができる。つまり、変換部１１にビット数の少ないＡＤ変換器を用いることができ、安価に高精度なＡＤ変換を実現できる。
　（１ｃ）レーザレーダ装置１では、飽和閾値ＴＨｓを変換部１１の入力レンジの最大値より小さな値に設定する。このため、何らかの理由で飽和閾値ＴＨｓが変動したとしても、飽和閾値が変換部１１の入力レンジを超えることがなく、ＡＤ変換値であるデジタル値ＤＬにミスコードが発生することを抑制できる。
　（１ｄ）レーザレーダ装置１では、受光信号Ｉｉｎに基づいて生成される複数の分岐信号Ｉ１～Ｉ４をそれぞれ積分し、積分した結果である複数の検出信号Ｖ１～Ｖ４のいずれかを１回だけＡＤ変換する。従って、レーザレーダ装置１によれば、処理部１３が扱うデータ量を削減できる。
　［２．第２実施形態］
　［２－１．第１実施形態との相違点］
　第２実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　前述した第１実施形態では、保持部７のホールド回路７１が、一つのキャパシタを有する。これに対し、第２実施形態では、ホールド回路７１ａが、複数のキャパシタを有する点で、第１実施形態と相違する。
　図５に示すように、ホールド回路７１ａは、個別経路Ｌｉを２分岐させた分岐経路Ｌｉ１及びＬｉ２を有する。
　各分岐経路Ｌｉｊには、キャパシタＣｊと二つのスイッチＳＷｊ１，ＳＷｊ２とがそれぞれ接続されている。ｊ＝１，２である。
　キャパシタＣｊは、一端が分岐経路Ｌｉｊに接続され、他端が接地される。スイッチＳＷｊ１は、分岐経路ＬｉｊにおけるキャパシタＣｊの接続点と、分岐信号Ｉｉが入力される側の分岐点との間に設けられる。スイッチＳＷｊ２は、分岐経路ＬｉｊにおけるキャパシタＣｊの接続点と、検出信号Ｖｉが出力される側の分岐点との間に接続される。
　また、判定部８は、分岐経路Ｌｉ１及びＬｉ２のそれぞれについて飽和閾値ＴＨｓによる判定（以下、飽和判定）ができるように構成される。
　［２－２．動作］
　スイッチＳＷｊ１及びＳＷｊ２は、制御部１２からの指示に従って動作する。
　（１）動作パターン１
　測定サイクル毎に、スイッチＳＷ１１及びＳＷ１２の組と、スイッチＳＷ２１及びＳＷ２２の組とで、相補的にオンオフを切り替える。
　（２）動作パターン２
　１回の測定サイクルで複数のパルスが受光される可能性がある場合、図６に示すように動作させてもよい。
　即ち、トリガ生成部５は、測距信号ＩＴが受光閾値を超える毎に、トリガ信号ＴＲを発生させる。制御部１２は、各トリガ信号ＴＲに対して遅延トリガ信号ｄＴＲを生成し、遅延トリガ信号ｄＴＲのそれぞれについて、選択信号ＳＥ及びサンプリング信号ＳＰを生成する。
　この場合、スイッチＳＷ１１及びＳＷ２１は常時オンとし、１回目のサンプリング信号ＳＰのタイミングでスイッチＳＷ１２をオンし、２回目のサンプリング信号ＳＰのタイミングでスイッチＳＷ２２をオンにする。
　［２－３．効果］
　以上詳述した第２実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）～（１ｃ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（２ａ）本実施形態では、上述の動作パターン１で動作させた場合、測定サイクル毎に、分岐信号Ｉｉの積分に使用する分岐経路と、ＡＤ変換に使用する分岐経路とを交互に切り替えることができるため、変換部１１でのＡＤ変換に許容される処理時間を十分に確保できる。その結果、変換部１１として、より低速で安価なＡＤ変換器を用いることができる。
　（２ｂ）本実施形態では、上述の動作パターン２で動作させた場合、１回の測定サイクルで２つのパルスが重なって到来しても、二つの分岐経路にて、各パルスを個別に積分でき、パルス毎のＡＤ変換結果を得ることができる。
　なお、本実施形態では、分岐経路の数が２つの場合について説明したが、分岐経路の数は３つ以上としてもよい。
　また、動作パターン２だけで動作させる場合、スイッチＳＷ１１及びＳＷ２１を省略し、スイッチＳＷ１２及びＳＷ２２を選択部９と一体化させてもよい。
　［３．第３実施形態］
　［３－１．第１実施形態との相違点］
　第３実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　第３実施形態では、保持部７において個別経路Ｌ１～Ｌ４のそれぞれに設けられる個別回路の構成が、第１実施形態とは相違する。
　図７に示すように、本実施形態では、各個別経路Ｌｉには、ホールド回路７１に加えて、ボルテージフォロワ回路７２と、サンプルホールド回路群７３とが設けられる。
　ボルテージフォロワ回路７２は、演算増幅器ＯＰｖを用いて構成され、非反転入力にホールド回路７１の出力が印加され、出力と反転入力とが接続される。
　サンプルホールド回路群７３は、複数のサンプルホールド回路を備える。各サンプルホールド回路は、制御部１２からのサンプリングクロックＳＣＫに従ってボルテージフォロワ回路７２の出力を順次サンプリングして保持する。また、各サンプルホールド回路は、制御部１２からのリードクロックＲＣＫに従って、保持する信号をサンプリングされた順番に読み出して選択部９へ出力する。
　［３－２．動作］
　本実施形態では、図８に示すように、制御部１２は、トリガ信号ＴＧのタイミングから遅延トリガ信号ｄＴＲのタイミングまで、サンプリングクロックＳＣＫを出力する。これにより、各個別経路Ｌ１～Ｌ４では、ホールド回路７１の出力である検出信号Ｖｉが、サンプルホールド回路群７３によって、サンプリングクロックＳＣＫに従ってサンプルホールドされる。
　その後、制御部１２は、遅延トリガ信号ｄＴＲのタイミングで、選択信号ＳＥを出力することで、いずれかの個別経路Ｌｉを選択する。個別経路Ｌｉが選択されている間、制御部１２は、リードクロックＲＣＫ及びサンプリング信号ＳＰを出力することによって選択された個別経路Ｌｉのサンプルホールド回路群７３から、サンプルホールドされた値を順次個別に読み出して変換部１１に転送する。変換部１１では、転送されてくる信号を順次個別にＡＤ変換することで、検出信号Ｖｉの波形をサンプリングした複数のデジタル値ＤＬが生成される。
　［３－３．効果］
　以上詳述した第３実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）～（１ｃ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（３ａ）本実施形態では、検出信号Ｖｉの波形を表す複数のデジタル値ＤＵが得られるため、波形を考慮した情報生成を行うことができる。
　［４．第４実施形態］
　［４－１．第１実施形態との相違点］
　第４実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　第４実施形態では、保持部７において個別経路Ｌ１～Ｌ４のそれぞれに設けられる構成が、第１実施形態とは相違する。
　図９に示すように、本実施形態では、各個別経路Ｌｉに、電圧変換回路７４と、ボルテージフォロワ回路７２と、サンプルホールド回路群７３とが設けられる。
　つまり、図７に示した第３実施形態の場合と比較すると、ホールド回路７１の代わりに電圧変換回路７４が設けられる。
　電圧変換回路７４は、一端が個別経路Ｌｉに接続され、他端が接地された抵抗器Ｒｖを有する。つまり、電圧変換回路７４は、分岐信号Ｉｉを、分岐信号Ｉｉと同じ信号波形を有する電圧信号に変換する。
　［４－２．動作］
　図１０に示すように、制御部１２の動作は、第３実施形態の場合と同様である。但し、サンプルホールド回路群７３は、分岐信号Ｉｉの積分値の波形ではなく分岐信号Ｉｉそのものの波形をサンプルホールドする。
　［４－３．効果］
　以上詳述した第４実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）～（１ｃ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（４ａ）本実施形態では、分岐信号Ｉｉ、ひいては受光信号Ｉｉｎの波形を表すデジタル値ＤＵを得ることができ、波形を考慮した情報生成を行うことができる。
　なお、本実施形態において、ボルテージフォロワ回路７２は省略されてもよい。
　［５．第５実施形態］
　［５－１．第１実施形態との相違点］
　第５実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　第５実施形態のレーザレーダ装置１ａでは、図１１に示すように、計測部６ａ、保持部７ａ、及び選択部９ａの構成が、第１実施形態とは相違する。
　計測部６ａは、発光トリガ信号ＴＧと受光トリガ信号ＴＲとに基づいて、検出信号ＶＴを生成し、選択部９ａに供給する。
　具体的には、計測部６ａは、図１２に示すように、リセットスイッチ６１と、キャパシタ６２と、放電スイッチ６３と、定電流回路６４とを備える。
　キャパシタ６２は、一端にはリセットスイッチ６１を介して電源電圧が印加され、他端が接地される。定電流回路６４は、一端が放電スイッチ６３を介して、キャパシタ６２の非接地端に接続され、他端が接地されている。キャパシタ６２の非接地端が、信号経路Ｌｓを介して選択部９ａに接続される。信号経路Ｌｓを介して出力される信号を検出信号Ｖｓという。
　保持部７ａは、個別経路Ｌ１～Ｌ４のそれぞれに個別回路が設けられている。個別回路は、第１実施形態で説明したホールド回路７１であってもよいし、第２実施形態で説明したホールド回路７１ａであってもよい。また、個別回路は、第３実施形態で説明したホールド回路７１、ボルテージフォロワ回路７２、サンプルホールド回路群７３の組み合わせであってもよいし、第４実施形態で説明した電圧変換回路７４、ボルテージフォロワ回路７２、サンプルホールド回路群７３の組み合わせであってもよい。
　選択部９ａは、個別経路Ｌ１～Ｌ４及び計測部６ａからの信号経路Ｌｓのうち、いずれか一つを選択信号ＳＥに従って選択してサンプリング部１０に接続する。
　［５－２．動作］
　本実施形態では、図１３に示すように、一つの測定サイクルが、ＴＤＣ期間、ＡＤＣ期間、信号処理期間に区切られる。
　発光トリガ信号ＴＧが出力されると同時にＴＤＣ期間が開始され、予め設定された時間が経過すると、ＡＤＣ期間に切り替わり、その後、信号処理期間に切り替わる。ＴＤＣ期間とＡＤＣ期間との合計期間は、当該装置の最大検知距離を、レーザ光が往復するのに要する時間以上の長さに設定される。ＴＤＣ期間は、例えば、利得の最も低い個別経路Ｌ４でも飽和してしまう大きさの受光信号が得られる距離を考慮して設定される。また、計測部６ａは、少なくともＴＤＣ期間の間、一定の割合で電圧が変化するようにキャパシタ６２の静電容量や定電流回路６４が流す定電流値が設定される。
　このように構成された計測部６ａでは、リセットスイッチ６１は、発光トリガ信号ＴＧが出力される前に一定期間オンにされる。これにより、キャパシタ６２が電源電圧まで充電された状態となる。
　放電スイッチ６３は、発光トリガ信号ＴＧのタイミングでオンにされ、受光トリガ信号ＴＲのタイミングでオフにされる。つまり、発光トリガ信号ＴＧのタイミングで、キャパシタの充電電荷の放電が開始され、これに応じて検出信号Ｖｓの信号レベルが一定の割合で減少し、受光トリガ信号ＴＲのタイミングで放電が停止される。そして、再び、リセットスイッチ６１がオンされるまで、検出信号Ｖｓの信号レベルは、放電が停止されたときの状態に保持される。つまり、放電停止時における検出信号Ｖｓの信号レベルと電源電圧との差が、発光トリガ信号ＴＧと受光トリガ信号ＴＲとの時間差、即ち、対象物までの距離に応じた大きさを有する。
　保持部７ａは、上記実施形態で説明した通り動作する。
　制御部１２は、信号処理期間に切り替わると、信号経路Ｌｓを選択して、計測部６ａからの信号をＡＤ変換した後、複数の個別経路Ｌ１～Ｌ４のいずれかを選択して、保持部７ａに保持された信号をＡＤ変換する。
　［５－３．効果］
　以上詳述した第５実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）～（１ｃ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（５ａ）本実施形態によれば、計測部６ａで生成された検出信号Ｖｓを、保持部７ａから出力される検出信号Ｖｉと同じ変換部１１を用いてＡＤ変換するため、回路面積を削減することができる。
　［６．第６実施形態］
　［６－１．第６実施形態との相違点］
　第６実施形態は、基本的な構成は第１実施形態と同様であるため、相違点について以下に説明する。なお、第１実施形態と同じ符号は、同一の構成を示すものであって、先行する説明を参照する。
　第６実施形態の放射線エネルギー分析装置１ｂは、図１７に示すように、発光部２及び計測部６が省略される点、並びに、受光部３が放射線受光部３ｂに変更される点、処理部１３がヒストグラム生成部１３ｂに変更される点、制御部１２での制御内容が一部異なる点が、第１実施形態のレーダレーザ装置１とは相違する。
　放射線受光部３ｂは計測対象となる放射線を受光し、受光強度に応じた電流値レベルを有した受光信号Ｉｉｎを出力する一つ以上の受光素子を備える。受光素子として、例えば放射線を直接電流に変換できるテルル化カドミウムに代表される直接変換型放射線検出器を使用してもよい。また、放射線を可視光に変換するシンチレータと可視光を電流に変換するＰＤ、ＡＰＤ、又はＳＰＡＤアレイとを組み合わせた間接変換型放射線検出器を使用してもよい。
　制御部１２ｂは、発光トリガ信号ＴＧを出力する処理、及び判定部８での判定結果に従って、ＡＤ変換データの上位ビットを表すデジタル値ＤＵを生成する処理が省略される以外は、第１実施形態における制御部１２と同様に動作する。
　ヒストグラム生成部１３ｂは、変換部１１にて生成されたＡＤ変換データの値（以下、ＡＤ値）毎に、その発生頻度をカウントすることで、図１８に示す、ヒストグラムを生成する。なお、ＡＤ値は、受光した放射線のエネルギー強度を表す。従って、ヒストグラムは、どのような強度の放射線がどのような頻度で到来するかについての特性を示したものとなる。
　［６－２．効果］
　以上詳述した第６実施形態によれば、前述した第１実施形態の効果（１ａ）（１ｃ）（１ｄ）を奏し、さらに、以下の効果を奏する。
　（６ａ）放射線エネルギー分析装置１ｂによれば、入射する放射線のエネルギー強度をＡＤ値として取得でき、また、ＡＤ値の分布をヒストグラムで表すことにより、放射線のエネルギー分析を行うことができる。
　［７．他の実施形態］
　以上、本開示の実施形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
　（７ａ）上記実施形態では、分流回路４１が備える各トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４に、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを直接印加しているが、本開示はこれに限定されるものではない。例えば、図１４に示す分岐部４ａのように、各トランジスタＴＴ，Ｔ１～Ｔ４に、レギュレーションアンプ４３を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓを印加するように構成されてもよい。なお、レギュレーションアンプ４３は、演算増幅器を用いて構成され、反転入力に接続された部位の電位が、非反転入力に印加された電位と一致するように出力に接続された制御対象を制御する。この場合、分流回路４１の入力ピーダンスを１／Ａ倍に下げることができる。Ａはレギュレーションアンプの増幅率である。その結果、受光信号Ｉｉｎが入力される入力端を任意の電位にバイアスすることができ、受光部３で使用する受光素子のバイアス制御性を向上させることができる。
　（７ｂ）上記実施形態では、分岐部４は、分流回路４１によって受光信号Ｉｉｎを分流することによって、分岐信号Ｉ１～Ｉ４及び測距信号ＩＴを生成しているが、本開示はこれに限定されるものではない。例えば、図１５及び図１６に示す分岐部４ｂ，４ｃのように、カレントミラー回路４６，４９を用いて構成してもよい。
　図１５に示す分岐部４ｂは、レギュレーションアンプ４３と、トランジスタ４４と、カレントミラー回路４６と、バイアス除去回路４７とを備える。トランジスタ４４は、ソースに受光信号Ｉｉｎが印加され、ゲートにレギュレーションアンプ４３を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加される。カレントミラー回路４６は、トランジスタ４４を介して供給される受光信号Ｉｉｎに比例した分岐信号Ｉ１～Ｉ４及び測距信号ＩＴを生成する。バイアス除去回路４７はカレントミラー回路４６において、分岐信号Ｉ１～Ｉ４を発生せる４つのトランジスタのそれぞれに接続された定電流回路を備える。その機能は、バイアス除去回路４２と同様のものである。
　また、図１６に示す分岐部４ｃは、レギュレーションアンプ４３と、分流回路４８と、カレントミラー回路４９と、バイアス除去回路４７とを備える。
　分流回路４８は、いずれもソースに受光信号Ｉｉｎが印加され、ゲートにレギュレーションアンプ４３を介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加された２つのトランジスタで構成される。一方のトランジスタのドレインを流れる電流信号が、測距信号ＩＴとして出力され、他方のトランジスタのドレインを流れる電流信号が、カレントミラー回路に供給される。カレントミラー回路４９は分流回路４８から供給される電流信号に比例した分岐信号Ｉ１～Ｉ４を生成する。
　（７ｃ）上記実施形態では、受光部３からの受光信号Ｉｉｎを入力信号としているが、本開示はこれに限定されるものではない。入力信号は、電流値によって情報が表される信号であればよく、様々なセンサ及び回路から出力される電流信号を用いることができる。
　（７ｄ）上記実施形態では、選択部９から出力される信号に対する処理として、ＡＤ変換を実行しているが、本開示はこれに限定されるものではない。分岐部３への入力信号が変化する範囲に対して、その入力信号を処理する装置の入力ダイナミックレンジが狭ければ、装置が実行する処理の内容に関わらず適用できる。
　（７ｅ）上記実施形態では、信号処理装置をレーザレーダ装置及び放射線エネルギー分析装置に適用したが、本開示はこれに限定されるものではなく、光信号を分析又は利用する様々な装置に適用できる。
　（７ｆ）上記実施形態における１つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、１つの構成要素が有する１つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、１つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される１つの機能を、１つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。
　（７ｇ）上述した分岐部４と、判定部８と、選択部９と、制御部１２とを備える信号処理装置の他、当該信号処理装置を構成要素とするシステム、利得設定方法など、種々の形態で本開示を実現することもできる。

Claims (12)

  1. 　電流信号である入力信号から、前記入力信号に比例し且つ互いに異なる信号強度を有する複数の分岐信号を生成し、前記複数の分岐信号のそれぞれを異なる個別経路に供給するように構成された分岐部（４、４ａ～４ｃ）と、
    　前記複数の個別経路のうち、いずれか一つを選択して、選択された個別経路を介して供給される信号を出力するように構成された選択部（９，９ａ）と
    　前記複数の個別経路のそれぞれにて、前記選択部に供給される信号の大きさが予め設定された許容範囲内にあるか否かを判定するように構成された判定部（８）と、
    　前記判定部にて前記許容範囲内にあると判定された中で最も利得の大きい前記個別経路を前記選択部に選択させるように構成された制御部（１２）と、
    　を備える信号処理装置。
  2. 　請求項１に記載の信号処理装置であって、
    　前記分岐部（４ｂ、４ｃ）は、カレントミラー回路（４６、４９）を用いて前記受光信号から前記複数の分岐信号を生成するように構成された
    　信号処理装置。
  3. 　請求項１に記載の信号処理装置であって、
    　前記分岐部（４，４ａ）は、並列接続され且つ同一のバイアス電圧が印加される増幅率の異なった複数のトランジスタを有する分流回路（４１）を用いて前記受光信号を分流することで、前記分岐信号を生成するように構成された
    　信号処理装置。
  4. 　請求項３に記載の信号処理装置であって、
    　前記分岐部（４ａ）は、レギュレーションアンプ（４３）を介して、前記バイアス電圧を前記分流回路に供給するように構成された
    　信号処理装置。
  5. 　請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　前記複数の個別経路のそれぞれには、前記個別経路を流れる前記分岐信号を積分するように構成されたホールド回路（７１）
    　が更に設けられた、信号処理装置。
  6. 　請求項５に記載の信号処理装置であって、
    　前記複数の個別経路のそれぞれには、前記ホールド回路の出力を互いに異なるタイミングでサンプリングして保持するように構成された複数のサンプルホールド回路を有するサンプルホールド回路群（７３）
    　が更に設けられ、
    　　前記制御部は、前記選択部に選択させた前記個別経路が有する前記複数のサンプルホールド回路に保持された値が、順次個別に読み出されて前記選択部に供給されるように前記サンプルホールド回路群を動作させるように構成された
    　信号処理装置。
  7. 　請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　前記複数の個別経路のそれぞれには、
    　前記分岐信号を電圧信号に変換するように構成された電圧変換回路（７４）と、
    　前記電圧変換回路が出力する電圧信号を、互いに異なるタイミングでサンプリングして保持するように構成された複数のサンプルホールド回路を有するサンプルホールド回路群（７３）と、
    　が更に設けられ、
    　前記制御部は、前記選択部に選択させた前記個別経路が有する前記複数のサンプルホールド回路に保持された値が、順次個別に読み出されて前記選択部に供給されるように前記サンプルホールド回路群を動作させるように構成された
    　信号処理装置。
  8. 　請求項６または７に記載の信号処理装置であって、
    　前記複数の個別経路のそれぞれには、前記複数のサンプルホールド回路の前段にボルテージフォロワ回路（７２）
    　が更に設けられた信号処理装置。
  9. 　請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　前記判定部は、前記変換部の入力レンジ内にあるか否かの判定に、前記入力レンジの上限値より小さな値に設定された飽和閾値を用いるように構成された、
    　信号処理装置。
  10. 　請求項１から請求項９までのいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　前記選択部で選択された前記個別経路を介して供給される信号をアナログデジタル変換するように構成された変換部（１１）
    　を更に備える信号処理装置。
  11. 　請求項１０に記載の信号処理装置であって、
    　前記制御部は、前記判定部での判定結果から前記変換部での変換結果に対する上位ビットを生成するように構成された
    　信号処理装置。
  12. 　請求項１０または請求項１１に記載の信号処理装置であって、
    　前記変換部での変換値毎に発生数をカウントすることで前記入力信号の強度の頻度分布を表すヒストグラムを生成するヒストグラム生成部
    　を更に備える
    　信号処理装置。
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