WO2019044832A1 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

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WO2019044832A1
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conductor
terminal
power converter
power
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PCT/JP2018/031769
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栗原　直樹
仲田　清
石川　勝美
河野　恭彦
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株式会社日立製作所
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a power conversion method, and is particularly suitable for application to a high power power conversion device used for a motor-driven railway vehicle, a steel rolling mill, a wind power generator, and the like.
  • Power converters that convert large electric power between direct current and alternating current for rolling stock, steel rolling mills, wind power generators, etc. are used as switching elements for power conversion under high voltages exceeding 1 kV.
  • a power semiconductor element capable of controlling a large current of 100 A or more is used.
  • a power converter using an insulated gate bipolar transistor (IGBT: Insulated Gate Bipolor Transistor) as a switching element is known (Patent Document 1).
  • An IGBT is an element in which an input part is a MOSFET structure and an output part is a composite BIPOLAR structure, and it is a bipolar element that achieves both a low saturation voltage and a relatively fast switching characteristic, and two main power supplies are energized.
  • a gate drive circuit is provided which has a main terminal (collector terminal, emitter terminal) and a gate terminal as a control terminal for controlling current, and the gate terminal is for controlling a gate voltage. The gate drive circuit controls the main current flowing between the collector terminal and the emitter terminal by changing the gate voltage.
  • Non-Patent Document 1 a device of wide band gap semiconductor such as SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride) or diamond is applied to the power converter.
  • the wide band gap semiconductor can increase the impurity concentration of the chip because the breakdown electric field strength is as large as silicon several times (approximately 10 times for SiC and GaN and approximately 30 times for diamond). Can be made thinner. Thereby, the conduction resistance at the time of current conduction is reduced, and the conduction loss can be reduced. Therefore, since the conduction resistance of the switching element is suppressed to a low level, the switching element can be a power MOSFET of unipolar structure having faster switching characteristics instead of the IGBT of bipolar structure. Furthermore, silicon semiconductors have been limited to about 200 ° C., but wide band gap semiconductors can withstand high temperatures beyond this, thus simplifying the power converter cooler and making the power converter smaller It can also be done.
  • the gate drive circuit is connected to the switching element by a wire (gate wire), and the wire length is about 50 cm to 1 m.
  • the wiring length is thus increased in order to prevent the gate drive circuit from malfunctioning due to electromagnetic field noise at the time of switching when the power semiconductor device performs switching with high voltage and large current. Then, it has been described that the wide band gap semiconductor is applied to the switching element of the power converter to miniaturize the cooler of the power converter, but the heat generation of the switching element in the gate drive circuit is realized by lengthening the wiring length. It is possible to suppress the deterioration of the gate drive circuit by preventing the influence of the above.
  • the switching element when the switching element is turned off or when the current of the free wheeling diode connected in anti-parallel to the switching element is turned off (hereinafter, also referred to as "reverse recovery"), the voltage between the collector and the emitter of the switching element is steep Current flows from the collector to the gate through the feedback capacitance between the collector and the gate, and the gate voltage fluctuates, thereby preventing the switching element from malfunctioning, the gate-emitter terminal of the switching element Connecting a capacitor between is also considered.
  • the fact that the fluctuation of the gate voltage is expanded by the feedback capacitance is the same as in the wide band gap semiconductor.
  • the impurity concentration is increased to reduce the resistance to reduce the thickness, but on the contrary, the feedback capacitance is increased.
  • the present invention separates and connects the gate drive circuit from the switching element, and suppresses the fluctuation of the gate voltage even if the switching element becomes hot due to the switching operation. It is an object of the present invention to provide a power converter and a power conversion method with improved reliability by preventing malfunction of the
  • the present invention is a power conversion device for converting power between direct current and alternating current, which comprises a power semiconductor element as a switching element, and a control terminal of the switching module, A wiring body for connecting a gate driver for outputting a drive signal for driving the switching element, and a plurality of conductors which face each other across a space between the control terminal and the output terminal of the gate drive circuit. And.
  • the present invention further relates to a power conversion method using the power converter.
  • the gate drive circuit is connected separately from the switching element, and even if the switching element becomes high temperature due to the switching operation, fluctuation of the gate voltage is suppressed to prevent malfunction of the switching element.
  • a power converter and a power conversion method with improved reliability can be proposed.
  • FIG. 1 is a block diagram according to a first embodiment of the power converter, and more specifically, a block diagram of a switching system of the power converter.
  • the power conversion device 1 includes a switching module 300 including a switching element, a gate drive circuit (gate driver) 320, and a gate wiring body 108 as a wiring that electrically connects these.
  • a switching module 300 including a switching element, a gate drive circuit (gate driver) 320, and a gate wiring body 108 as a wiring that electrically connects these.
  • gate driver gate driver
  • the gate wiring body may be abbreviated as wiring or gate wiring.
  • the gate wiring body 108 is also described as a gate wiring bar 108 because the gate wiring body 108 is composed of a plurality of flat conductors as a preferred embodiment (FIG. 2) as described later.
  • the switching element may be an IGBT.
  • the switching module 300 is described as an IGBT module 300.
  • the IBGT may be a silicon semiconductor or a wide band gap semiconductor.
  • the switching element may be a power MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) made of a wide gap semiconductor.
  • the gate driver 320 includes an upper arm source auxiliary terminal 111, an upper arm gate terminal 112, a lower arm source auxiliary terminal 113, and a lower arm gate terminal 114.
  • the IGBT module 300 includes an AC main terminal 101, a DC P terminal 102, a DC N terminal 103, an upper arm source auxiliary terminal 104, an upper arm gate terminal 303 (corresponding to an upper arm gate terminal 105 described later), a lower arm source auxiliary terminal 106 And a lower arm gate terminal 313 (corresponding to a lower arm gate terminal 107 described later).
  • the upper arm gate terminal 112 is connected to the upper arm gate terminal 303 via the gate wiring bar 108, and the upper arm source auxiliary terminal 111 is provided in the vicinity.
  • An upper arm source auxiliary terminal 104 is provided in the vicinity of the upper arm gate terminal 303.
  • the lower arm gate terminal 114 is connected to the lower arm gate terminal 313 via the gate wiring bar 108, and the lower arm source auxiliary terminal 113 is provided in the vicinity.
  • a lower arm source auxiliary terminal 106 is provided near the lower arm gate terminal 313.
  • the IGBT module 300 is provided with the upper arm and lower arm two direct current P terminals 102 and the upper arm and lower arm two direct current N terminals 103, and the upper arm and lower arm two alternating current main terminals 101 are respectively provided. It is provided.
  • the gate wiring body 108 will be described in detail.
  • the plurality of conductors face each other in a plane with a minute gap.
  • at least a pair of parallel plate-like conductors may be opposed to each other.
  • "Flat-plate” may be restated as "rectangular", "planar” or "layered".
  • the gate wiring body 108 can be manufactured by laminating a plurality of conductors so as to sandwich a thin film insulator, laminating the insulator and the plurality of conductors, and bonding them together.
  • the gate wiring body 108 may be one in which a plurality of conductors face each other in a plane, and may be a flat conductor or a combination of a plurality of conductors coaxially or concentrically. . That is, the area facing the conductor 108A and the conductor 108B is increased, and the distance between the conductor 108A and the conductor 108B is minimized to reduce the inductance.
  • the conductor may be a conductive material such as copper or aluminum, or a material such as iron or stainless steel.
  • the surface may be a flat surface or a curved surface.
  • FIG. 2 is a perspective view of the gate wiring bar 108 shown in FIG.
  • the gate wiring bar 108 is configured such that two flat plates 108A and 108B having a width W face each other via a gap d.
  • the inductance of the gate wiring bar 108 is determined according to the configuration and arrangement of the two opposing flat plates 108A and 108B. As the wider flat plates 108A and 108B are disposed closer to each other, the inductance of the gate wiring bar 108 is reduced. It is preferable that the relationship shown in following Formula (1) is materialized about the width W and space
  • a laminate bus bar structure may be employed in which two flat plates 108A and 108B are laminated with a sheet-like insulator interposed therebetween, and the whole is covered with an insulator and laminated to be integrally molded.
  • the wiring length of the gate wiring bar 108 will be about 50 cm to 1 m. In the wiring by a pair of electric wires, while the inductance is 1 ⁇ H at maximum, the inductance of the gate wiring bar 108 is reduced to 200 nH or less.
  • FIG. 3 is a circuit diagram as an example of the electrical configuration of the IGBT module 300 and the gate driver 320.
  • the IGBT module 300 is a so-called 2 in 1 type IGBT module.
  • Two IGBTs 305 and 315 as switching elements are included in one package, and they are connected in series at the connection point with the AC input / output terminal 325 connected to the AC main terminal 101 described above.
  • the explanation of the lower arm is mainly substituted for the explanation of the lower arm, unless it is particularly necessary to refer to the lower arm.
  • the gate driver 320 In the gate driver 320, the upper arm source auxiliary terminal 111, the upper arm gate terminal 112, the lower arm source auxiliary terminal 113, and the lower arm gate terminal 114 described in FIG. 1 are omitted.
  • An upper arm free wheel diode 306 is connected in anti-parallel to the IGBT 305. In the upper arm free wheeling diode 306, when the current flows in the opposite direction to the IGBT 305, the current is returned.
  • the power semiconductor element 305 is a power MOSFET
  • the free wheeling diode 109 can be constituted by, for example, a body diode built in the MOSFET.
  • the IGBT 305 is controlled to be turned on / off according to the voltage applied to the gate terminal 303 (corresponding to an upper arm gate main terminal described later) and the emitter auxiliary terminal 304.
  • the IGBT 305 when a positive voltage is applied to the gate terminal 303, a current flows from the upper arm collector 330 toward the upper arm emitter 331.
  • the gate driver 320 generates a voltage to be applied to the gate terminal 303 of the IGBT 305.
  • the gate driver 320 generates a gate voltage based on a drive command from a gate command unit (gate command module) 322 which performs overall control of the inverter system, and outputs the gate voltage to the gate terminal 303 of the IGBT 305.
  • the gate command unit 322 may be configured by software and / or hardware.
  • the gate driver 320 and the gate command unit 322 are connected via the photocoupler 324, and the IGBT 305 or the like to which a high voltage is applied is insulated from the gate command unit 322.
  • the power source for driving the gate driver 320 is supplied from the gate power source 321 via a gate power source transformer 323 which is an isolation transformer.
  • the gate driver 320 and the IGBT module 300 are connected to each other for the upper arm and the lower arm via the two flat plates 108A and 108B that constitute the gate wiring bar 108 described above.
  • the upper arm collector main terminal 301 connected to the DC P terminal 102 and the upper arm gate main terminal 303 there is a parasitic capacitance 307 called feedback capacitance, while the upper arm gate A parasitic capacitance 308 called an input capacitance exists between the main terminal 303 and the upper arm emitter 331.
  • FIGS. 4A to 4C each show an example of each waveform at the time of reverse recovery of the upper arm free wheeling diode 306 connected in anti-parallel to the IGBT 305.
  • an alternate long and short dash line indicates an example of the anode current Ia of the upper arm freewheeling diode 306, and a two-dotted line indicates an example of the voltage Vac between the anode and the cathode of the upper arm freewheeling diode 306.
  • FIG. 4B shows an example of the gate current Ig flowing to the upper arm gate main terminal 303 of the IGBT 305
  • FIG. 4C shows an example of the gate voltage Vg at the upper arm gate main terminal 303 of the IGBT 305.
  • the anode current Ia of the upper arm freewheeling diode 306 flows in the forward direction until time t1 as indicated by the alternate long and short dash line in FIG. 4A, but in the process of subsequent commutation, the anode current Ia in FIG. As indicated by the dot-and-dash line, the voltage Vac between the anode and the cathode fluctuates.
  • the commutation of the anode current Ia of the upper arm freewheeling diode 306 starts at time t1 as indicated by the alternate long and short dash line in FIG. 4A.
  • FIG. 5 shows an example of how a parasitic current Igres flows between the upper arm collector main terminal 301 and the upper arm gate main terminal 303 in the IGBT 305.
  • a parasitic capacitance 307 called a feedback capacitance (whose value is Cres) is generally present between the upper arm collector main terminal 301 and the upper arm gate main terminal 303, as described above.
  • a parasitic current Igres shown in the following expression (2) flows from the upper arm collector main terminal 301 to the upper arm gate main terminal 303.
  • the parasitic current Igres is divided into the input capacitance of the IGBT 305 (whose value is Cies) and the gate driver 320 and flows. If the impedance of the output circuit or gate wiring of the gate driver 320 is small, all the parasitic current Igres flows into the gate driver 320 and does not charge the parasitic capacitance 308 called input capacitance, so that the gate voltage of the gate wiring does not change. .
  • the gate wiring referred to here corresponds to the gate wiring bar 108 in the present embodiment.
  • the parasitic current Igres is a parasitic capacitance called input capacitance. Since the current flows into 308 and is charged, the gate voltage of the upper arm gate main terminal 303 of the IGBT 305 may increase as shown in FIG. 4C.
  • the IGBT 305 When the parasitic current Igres is large, when the gate voltage Vg of the upper arm gate main terminal 303 exceeds the threshold voltage Vt of the IGBT 305, the IGBT 305 is erroneously turned on.
  • the inductance 309 of such gate wiring depends on the length of the gate wiring, and as the gate wiring becomes longer, the inductance 309 becomes larger and the possibility of erroneously turning on the IGBT 305 increases.
  • At least a part of the gate wiring of the IGBT 305 is configured by the gate wiring bar 108 including the pair of flat plates 108A and 108B facing each other and adjacent to each other. ing.
  • the parasitic current Igres flows into the gate driver 320. Since the parasitic capacitance 308 called input capacitance is not charged and the gate voltage of the gate wiring does not change, it is possible to suppress the IGBT 305 from being turned on erroneously.
  • the IGBT 305 is disposed even if the gate driver 320 is spaced apart to a distant position not affected by the temperature rise. Therefore, the reliability of the gate driver 320 does not deteriorate even when used at high temperatures that take advantage of the performance of wide band gap semiconductors, and the degree of freedom of arrangement increases. Thus, both the miniaturization of the system and the improvement of the reliability can be achieved. Moreover, since it is not necessary to arrange the gate driver 320 in the immediate vicinity of the semiconductor element, the degree of freedom in arrangement is increased, and access to the gate driver 320 at the time of maintenance can be facilitated and usability can be improved.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the second embodiment, and is a circuit diagram showing a configuration example of an output circuit 320A which constitutes a part of the gate driver 320 of the power conversion device.
  • the circuit components other than the output circuit 320A are not shown.
  • complementary P-MOSFETs are employed as an example of the P-MOSFET 703 and the N-MOSFET 706 as switching elements of the output circuit 320A.
  • the output circuit 320A when turning on the IGBT and the SiC element, when the predetermined drive command is input to the plus side prebuffer 701 and the minus side prebuffer 702, respectively, the output of the plus side prebuffer 701 becomes low level and P The N-MOSFET 706 is turned off while the MOSFET 703 is turned on. As a result, a positive voltage is output from the positive power supply line PP to the gate terminal 700 connected to the gate wiring bar 108 described above, and the output circuit 320A turns on the IGBT or the SiC element.
  • the output circuit 320A when turning off such an IGBT or SiC element, on the other hand, when a predetermined drive signal is input to the plus side prebuffer 701 and the minus side prebuffer 702, the plus side prebuffer 701 is Output turns high to turn off the P-MOSFET 703 while turning on the N-MOSFET 706. As a result, a negative voltage is output from the negative power supply line MP to the gate terminal 700 connected to the gate wiring bar 108 described above, so the output circuit 320A turns off the IGBT or the SiC element.
  • the SiC-MOSFET When the SiC-MOSFET is in the off state, even if current flows in due to the feedback capacitance of the SiC-MOSFET, in the present embodiment, instead of the bipolar transistor as a switching element of the output circuit 320A.
  • the MOSFET which is a unipolar device, is employed, the operation delay is suppressed as compared with the bipolar transistor. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to suppress the fluctuation of the gate voltage for the SiC-MOSFET, as in the first embodiment described above.
  • the output circuit 320 A turns on the N-MOSFET 706 and turns off the P-MOSFET 703 by an off command to make the plus side prebuffer 701 high and the minus side prebuffer 702 high, from the capacitor 1020. Allow the charge to be discharged.
  • FIG. 7 is a block diagram of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the gate wiring body 108 is a coaxial cable 200 of at least a part of the gate wiring.
  • the coaxial cable 200 as well, as in the gate wiring bar 108 described above, a plurality of conductors face each other with a slight gap, and more specifically, two conductors exist concentrically, Inductance can be reduced.
  • the coaxial cable 200 is a so-called BNC type at both ends, the BCN type connector of the gate driver 320 can reduce the inductance of the connection portion.
  • the coaxial cable 200 connects the upper arm gate terminal 105 on the side of the SiC module 300 including the upper arm SiC 201 and the lower arm SiC 203 to the upper arm gate terminal 112 on the gate driver 320 side, thereby suppressing the gate wiring inductance. doing.
  • the upper arm free wheel diode 202 is connected in antiparallel to the upper arm SiC 201 and the lower arm is not connected to the lower arm SiC 203, as in the previous embodiment.
  • Wheel diodes 204 are connected in antiparallel.
  • the coaxial cable 200 described above may be provided on at least a part of the gate wiring that connects the upper arm source auxiliary terminal 104 on the SiC module 300 side and the upper arm source auxiliary terminal 111 on the gate driver 320 side.
  • this coaxial cable 200 is also connected to the lower arm gate terminal 107 on the SiC module 300 side and the lower arm gate terminal 114 on the gate driver 320 side on the lower arm side.
  • it may be provided at least at a part of the gate wiring connecting the lower arm source auxiliary terminal 109 at the SiC module 300 side and the lower arm source auxiliary terminal 113 at the gate driver 320 side.
  • the presence of such a coaxial cable 200 makes it possible to reduce the inductance as compared with the linear gate wiring, as in the first and second embodiments. It is possible to suppress voltage fluctuation.
  • FIG. 8 is a block diagram thereof.
  • the IGBT module 300 is depicted as a 1 in 1 type in which one element is contained in one package.
  • This embodiment is different from the above-described embodiment in that the capacitor 1020 is provided in addition to the gate wiring bar 108 so that the feedback capacitance 307 can more effectively suppress the fluctuation of the gate voltage. It is.
  • the reference numerals in the IGBT module 300 are the same as those of the IGBTs in the upper arm in FIG.
  • a capacitor 1020 for suppressing the fluctuation of the gate voltage is disposed between the gate driver 320 and the gate wiring bar 108, that is, closer to the gate driver 320 than the switching module 300 or in the vicinity of the gate driver 320.
  • One end of the capacitor 1020 is connected to a wiring 1120A connecting the conductor 108A to one of the output terminals of the gate driver 320, and the other end of the capacitor 1020 connects the other output terminal of the gate driver 320 to the conductor 108B. It is connected to the wiring 1120B.
  • the capacitor 1020 sufficiently absorbs the current flowing from the feedback capacitance 307 by combining the capacitor 1020 which can not only reduce the inductance of the gate wiring body 108 itself sufficiently but also suppress the fluctuation of the gate voltage. By eliminating or significantly reducing the current flowing into the capacitor 308, fluctuation of the voltage of the gate terminal 303 is suppressed.
  • the capacitor 1020 for suppressing the fluctuation of the gate voltage is connected not directly to the switching module 300 but between the gate wiring body 108 and the gate driver 320, the inductance of the gate wiring body 108 itself is sufficiently low.
  • the capacitor 1020 can sufficiently induce the current flowing from the feedback capacitance 105.
  • the capacitance of capacitor 1020 may be selected to be an optimum value in the range of about 1/2 to 2 times the input capacitance of IGBT 305.
  • the input capacity is about 100 nF
  • the capacity of the capacitor 1020 may be selected in the range of 50 nF to 200 nF.
  • the capacitor 1020 is separated from the switching module 300 via the gate wiring body 108 and comes to the gate driver 320 side, the influence of heat generation of the switching module 300 is reduced, and the reduction of the life of the capacitor 1020 is suppressed.
  • the function of the capacitor 1020 does not deteriorate, so that voltage fluctuation of the gate terminal 303 of the IGBT 305 is reliably suppressed for a long period, Malfunction of the IGBT 305 can be prevented.
  • the power conversion device can improve the reliability of power conversion.
  • the gate voltage fluctuation suppressing capacitor 1020 can be disposed apart from the switching module 300, it is not necessary to secure the insulation withstand voltage for the capacitor 1020, the cost of the capacitor 1020 can be suppressed, and the size can be reduced. it can.
  • FIG. 9 is a block diagram according to a fifth embodiment of the power conversion device.
  • the fifth embodiment is different from the fourth embodiment in that the damping is connected in series with the capacitor 1020 between one of the wires connecting the gate driver 320 and the gate wiring body 108 and the other wire. It is to provide resistance 2010.
  • fc represents a resonance frequency
  • Lg represents an inductance of the gate wiring portion 100
  • Cg represents a capacitance of the gate voltage fluctuation suppressing capacitor 102
  • Cies represents an input capacitance
  • FIG. 10 is a block diagram according to a sixth embodiment of the power conversion device.
  • a capacitor 1020 for suppressing voltage fluctuation of the gate terminal 303 is provided between one wiring connecting the gate driver 320 and the gate wiring body 108 and the other wiring. It has a surge absorber 4010 connected in parallel and removing noise on one wire and the other wire.
  • the gate driver 320 includes a semiconductor element such as a comparator or an operational amplifier, the semiconductor element is destroyed by the application of the surge voltage.
  • FIG. 11 is a block diagram according to a seventh embodiment of the power conversion device.
  • the gate wiring bar 108 in FIG. 8 is changed to the coaxial cable 200, and a gate voltage fluctuation suppressing capacitor 1020 is added on the side of the gate driver 320 to suppress the fluctuation of the gate voltage.
  • a gate voltage fluctuation suppressing capacitor 1020 is added on the side of the gate driver 320 to suppress the fluctuation of the gate voltage.
  • the switching element may be a wide band gap semiconductor using SiC, or another wide band gap semiconductor using GaN or diamond.
  • the switching element may be an IGBT, a power MOSFET, a J-FET, or a SIT (Static Induction Transistor). Furthermore, in the embodiment described above, a so-called 2 in 1 type semiconductor in which two switching elements are contained in one package and a 1 in 1 type semiconductor in which one switching element is mounted are described. However, six switching elements are mounted It may be a 6 in 1 type wide semiconductor.
  • part of the gate wiring may be replaced with the gate wiring body 108 if the inductance can be reduced by a target amount.
  • the present invention can be widely applied to high-power power converters such as inverters, converters, etc. which are used for motor-driven railway vehicles, steel rolling mills, wind power generators and the like.

Abstract

本発明は、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュール（３００）と、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバ（３２０）と、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体（１０８）と、を備える電力変換装置（１）である。

Description

電力変換装置及び電力変換方法
　本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関し、特に、モータ駆動の鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に用いられる大電力の電力変換装置に適用して好適なものである。
　鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に対して、大電力を直流と交流の間で変換する電力変換装置は、電力変換のためのスイッチング素子として、１ｋＶを超える高電圧の下で数百Ａ以上の大電流を制御できるパワー半導体素子を利用する。例えば、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌｏｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をスイッチング素子として利用した電力変換装置が知られている（特許文献１）。
　ＩＧＢＴは、入力部をＭＯＳＦＥＴ構造とし、出力部をＢＩＰＯＬＡＲ構造として複合化し、バイポーラでありながら、低い飽和電圧と、比較的速いスイッチング特性を両立させた素子であって、主電源を通電する２つの主端子（コレクタ端子、エミッタ端子）と、電流を制御する制御端子としてのゲート端子とを備え、ゲート端子にはゲート電圧を制御するゲート駆動回路が接続されている。ゲート駆動回路がゲート電圧を変化させることにより、コレクタ端子とエミッタ端子との間に流れる主電流を制御する。
　一方、電力変換装置の効率向上と小型化を目的に、シリコンに代えて、ＳｉＣ（炭化シリコン）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、又は、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体の素子が電力変換装置に適用されてきている（非特許文献１）。
　ワイドバンドギャップ半導体は、絶縁破壊電界強度がシリコンの数倍（ＳｉＣ、ＧａＮは約１０倍、ダイヤモンドは約３０倍）と大きいため、チップの不純物濃度を高めることができることに加えて、チップの厚みを薄く構成できる。これにより、電流通電時の導通抵抗が小さくなって、導通損失を低減することができる。したがって、スイッチング素子の導通抵抗が小さく抑制されることから、スイッチング素子をバイポーラ構造のＩＧＢＴではなく、より早いスイッチング特性を持った、ユニポーラ構造のパワーＭＯＳＦＥＴにすることもできる。さらに、シリコン半導体は２００℃程度が限界であったが、ワイドバンドギャップ半導体は、これを超える高温まで耐えることができるため、電力変換器の冷却器を簡素化して、電力変換器を小型にすることもできる。
特開２０１５－１９８５４５号公報
"Gate-Driver with Full Protection for SiC-MOSFET Modules", VDE Conference Publication, Karsten Fink and Andreas Volke, Power Integrations GmbH, Germany, Winson Wei, Power Integrations, China, and Eugen Wiesner and Eckhard ThaI, Mitsubishi Electric Europe B.V., Germany,Date of Conference: 28-30 June 2016.
　ゲート駆動回路は、スイッチング素子に配線（ゲート配線）によって接続するが、その配線長は５０ｃｍ～１ｍ程度になっている。配線長をこのように長くしているのは、パワー半導体素子が高電圧・大電流でスイッチングを実行すると、スイッチングの際の電磁界ノイズによってゲート駆動回路が誤動作しないようにするためである。そして、ワイドバンドギャップ半導体が電力変換器のスイッチング素子に適用されて、電力変換装置の冷却器を小型化できることを説明したが、配線長を長くすることにより、ゲート駆動回路に、スイッチング素子の発熱の影響が及ばないようにして、ゲート駆動回路の劣化を抑制することができる。
　また、スイッチング素子のターンオフ時、または、スイッチング素子に対して逆並列に接続されたフリーホイールダイオードの電流オフ（以下、「リバースリカバリ」ともいう）時に、スイッチング素子のコレクタ－エミッタ間の電圧の急峻な変化によりコレクタ－ゲート間の帰還容量を介してコレクタからゲートに電流が流れてゲート電圧が変動し、それにより、スイッチング素子が誤動作を起こさないようにするために、スイッチング素子のゲート－エミッタ端子間にコンデンサを接続することもこころみられている。
　帰還容量によりゲート電圧の変動が拡大することは、ワイドバンドギャップ半導体でも同じである。ワイドバンドギャップ半導体を利用したＭＯＳＦＥＴは、不純物濃度を高めて抵抗を低減してその厚みを薄くしようとするが、反対に、帰還容量が増加してしまう。
　しかしながら、スイッチング素子にコンデンサを適用しようにも、スイッチング素子に直接コンデンサを接続すると、スイッチングの際の発熱により、コンデンサの容量が低下したり、コンデンサの接続部が断線したり、そして、コンデンサが短絡するといった課題がある。
　そこで、コンデンサを、既述の長いゲート配線を介して、ゲート駆動回路側に接続することが考えられるが、そうすると、ゲート電圧の変動を抑制する効果が低下してしまう。
　本発明は、このような課題を解決するために、ゲート駆動回路をスイッチング素子から離して接続し、かつ、スイッチング動作によってスイッチング素子が高温になっても、ゲート電圧の変動を抑制してスイッチング素子の誤作動を防ぎ、以って、信頼性が向上された電力変換装置及び電力変換方法を提案することを目的とする。
　前記目的を達成するために、本発明は、電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であって、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体と、を備えることを特徴とする。本発明はさらに、電力変換装置を用いた電力変換方法に係る。
　本発明によれば、ゲート駆動回路をスイッチング素子から離して接続し、かつ、スイッチング動作によってスイッチング素子が高温になっても、ゲート電圧の変動を抑制してスイッチング素子の誤作動を防ぎ、以って、信頼性が向上された電力変換装置及び電力変換方法を提案することができる。
第１の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 図１の電力変換装置のゲート配線体の全体を斜めから見た斜視図である。 図１に示す電力変換装置の電気的な構成例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置の動作波形の一例である。 寄生電流が流れる様子を示すブロック図である。 第２の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第３の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第４の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第５の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第６の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。 第７の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて説明する。図１は、電力変換装置の第１の実施の形態に係るブロック図、詳しくは、電力変換装置のスイッチングシステムのブロック図である。電力変換装置１は、スイッチング素子を備えるスイッチングモジュール３００と、ゲート駆動回路（ゲートドライバ）３２０と、これらを電気的に接続する配線としてのゲート配線体１０８とを備える。
　ゲート配線体を、以後、配線、又は、ゲート配線と略して記載することがある。なお、ゲート配線体１０８は、後述のとおり、好適な実施形態として、複数の平板状の導体から構成されるため（図２）、ゲート配線バー１０８とも記述される。
　また、スイッチング素子はＩＧＢＴでよい。以後、スイッチングモジュール３００をＩＧＢＴモジュール３００と記述する。なお、ＩＢＧＴはシリコン半導体、又は、ワイドバンドギャップ半導体でよい。また、スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体からなるパワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。
　図１に従い説明を続ける。ゲートドライバ３２０は、上アームソース補助端子１１１、上アームゲート端子１１２、下アームソース補助端子１１３、及び、下アームゲート端子１１４を備える。
　ＩＧＢＴモジュール３００は、交流主端子１０１、直流Ｐ端子１０２、直流Ｎ端子１０３、上アームソース補助端子１０４、上アームゲート端子３０３（後述の上アームゲート端子１０５に相当）、下アームソース補助端子１０６及び下アームゲート端子３１３（後述の下アームゲート端子１０７に相当）を備える。
　上アームゲート端子１１２は、ゲート配線バー１０８を介して上アームゲート端子３０３に接続されており、上アームソース補助端子１１１が近傍に設けられている。この上アームゲート端子３０３の近傍には上アームソース補助端子１０４が設けられている。
　下アームゲート端子１１４は、ゲート配線バー１０８を介して下アームゲート端子３１３に接続されており、下アームソース補助端子１１３が近傍に設けられている。この下アームゲート端子３１３の近傍には下アームソース補助端子１０６が設けられている。
　ＩＧＢＴモジュール３００には、上アーム及び下アーム２つの直流Ｐ端子１０２及び上アーム及び下アーム２つの直流Ｎ端子１０３がそれぞれ設けられているとともに、上アーム及び下アーム２つの交流主端子１０１がそれぞれ設けられている。
　次に、ゲート配線体１０８を詳しく説明する。ゲート配線体１０８は、従来のような電線からなる配線に比較して、ＩＧＢＴモジュール３００とゲートドライバ３２０との間のインダクタンスを数分の１から十数分の一の範囲で低減できるような態様でよく、主として、複数の導体が微小な間隙を介して面状に対向している態様でよい。例えば、少なくとも、互いに平行な一対の平板状の導体が対向している構成でよい。「平板状」を「矩形状」、「面状」、又は、「層状」と言い換えてもよい。
　薄膜状の絶縁体を挟持するように複数の導体を積層し、絶縁体と複数の導体とをラミネートして互いに接合することにより、ゲート配線体１０８を製造することができる。ゲート配線体１０８は、複数の導体が面状に対向しているものであればよく、平板状の導体であるほか、複数の導体が、同軸状、又は、同心円状に組み合わされたものでもよい。すなわち、導体１０８Ａと導体１０８Ｂとは対向する面積が大きくなるようになっており、かつ、導体１０８Ａと導体１０８Ｂとの間隔を極力小さくしてインダクタンスを低減している。導体は、銅またはアルミなどの導電性を有する材料、その他、鉄またはステンレス等の材料でよい。面とは、平坦面、又は、曲面でよい。
　図２は、図１に示すゲート配線バー１０８の斜視図である。ゲート配線バー１０８は、幅Ｗの２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂが間隔ｄを介して対向するよう構成されている。ゲート配線バー１０８のインダクタンスは、これら対向する２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂの構成や配置に応じて定まる。より広い面積の各平板１０８Ａ，１０８Ｂをより近接して配置するほど、ゲート配線バー１０８のインダクタンスは低減される。２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂの幅Ｗ及び間隔ｄについて、次式（１）に示す関係が成立することが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ゲート配線バー１０８の幅（Ｗ）が５ｍｍ、平板１０８Ａ，１０８Ｂの間隔が１ｍｍ以下として、平板１０８Ａ，１０８Ｂをより近接して配置させるためには、シート状の絶縁体を挟んで２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂを密着させることが望ましい。例えば、２枚の平板１０８Ａと１０８Ｂとを、その間にシート状の絶縁物を挟んで積層させ、全体を絶縁物で被覆してラミネートして一体成型するラミネートバスバー構造であってよい。
　電力変換器が、在来線電車に適用されるインバータである場合、ゲート配線バー１０８の配線長は約５０ｃｍ～１ｍになる。一対の電線による配線では、インダクタンスは最大で１μＨになる一方で、ゲート配線バー１０８のインダクタンスは２００ｎＨ以下に低減される。
　ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間の距離を５０ｃｍとし、ゲート配線バー１０８のサイズを上記の通りとして、ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間を電線で接続した場合のインダクタンスと、ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００との間をゲート配線バー１０８にした場合のインダクタンスとを比較すると、前者が約３５０ｎＨであるのに比べて、後者は約３０ｎＨに低減される。
　図３は、ＩＧＢＴモジュール３００、及び、ゲートドライバ３２０の電気的な構成例としての回路図である。このＩＧＢＴモジュール３００は、いわゆる２ｉｎ１型のＩＧＢＴモジュールである。スイッチング素子としての２つのＩＧＢＴ３０５，３１５が１つのパッケージに含められ、そして、これらが、前述した交流主端子１０１に接続されている交流入出力端子３２５との接続点において直列に接続されている。このＩＧＢＴモジュール３００では、下アームは上アームと同様の構成であるため、特に下アームについて言及する必要がある場合を除き、主として上アームの説明を以って下アームの説明の代用とする。
　ゲートドライバ３２０では、図１において説明した上アームソース補助端子１１１、上アームゲート端子１１２、下アームソース補助端子１１３及び下アームゲート端子１１４が省略されている。
　ＩＧＢＴ３０５には、上アームフリーホイールダイオード３０６が逆並列に接続されている。上アームフリーホイールダイオード３０６では、ＩＧＢＴ３０５とは逆方向に電流が流れる場合、その電流が還流される。パワー半導体素子３０５がパワーＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオード１０９は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ内蔵のボディダイオードによって構成することができる。
　ＩＧＢＴ３０５は、ゲート端子３０３（後述する上アームゲート主端子に相当）、及び、エミッタ補助端子３０４に印加される電圧に応じてオン／オフが制御される。ＩＧＢＴ３０５は、ゲート端子３０３に正の電圧が印加されると、上アームコレクタ３３０から上アームエミッタ３３１に向けて電流が流れる。
　ゲートドライバ３２０は、ＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３に印加する電圧を生成する。このゲートドライバ３２０は、インバータシステムの全体制御を行っているゲート指令部（ゲート指令モジュール）３２２からの駆動指令に基づいてゲート電圧を生成してＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３に出力する。ゲート指令部３２２は、ソフトウェア、及び／又は、ハードウェアによって構成されてよい。
　ゲートドライバ３２０とゲート指令部３２２とはフォトカプラ３２４を介して接続されており、高電圧が印加されるＩＧＢＴ３０５等とゲート指令部３２２とは絶縁されている。ゲートドライバ３２０を駆動する電源は、絶縁トランスであるゲート電源トランス３２３を介してゲート電源３２１から供給されている。
　ゲートドライバ３２０とＩＧＢＴモジュール３００とは、上アーム及び下アームについて各々、上述したゲート配線バー１０８を構成する２枚の平板１０８Ａ，１０８Ｂを介して接続されている。直流Ｐ端子１０２に接続されている上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３（上記ゲート端子に相当）との間には、帰還容量と呼ばれる寄生容量３０７が存在する一方、上アームゲート主端子３０３と上アームエミッタ３３１の間には、入力容量と呼ばれる寄生容量３０８が存在する。
　ＩＧＢＴ３０５がスイッチングされる際には、上アームコレクタ主端子３０１と上アームエミッタ３３１との間に印加される電圧の急峻な変化により、帰還容量と呼ばれる寄生容量３０７を通して寄生電流が、上アームコレクタ主端子３０１から上アームゲート主端子３０３に流れ込んでしまい、上アームゲート主端子３０３のゲート電圧を変動させて誤動作を引き起こすおそれがある。しかしながら、本発明に係る電力変換装置は、そのような現象が生じないように、ゲートドライバ３２０とモジュール３００との間の配線の少なくとも一部がゲート配線バー１０８に変更されている。
　図４（Ａ）～図４（Ｃ）は、それぞれ、ＩＧＢＴ３０５に対して逆並列に接続された上アームフリーホイールダイオード３０６のリバースリカバリ時の各波形の一例を示す。
　図４（Ａ）は、一点鎖線が上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａの一例を示し、二点鎖線が上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード－カソード間の電圧Ｖａｃの一例を示す。図４（Ｂ）は、ＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３に流れるゲート電流Ｉｇの一例を示し、図４（Ｃ）は、ＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３におけるゲート電圧Ｖｇの一例を示す。
　図４（Ａ）において一点鎖線で示すように上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａは、時刻ｔ１までは順方向に流れていたが、その後転流する過程で、図４（A）において二点鎖線で示すようにアノード－カソード間の電圧Ｖａｃが変動する。図４（Ａ）において一点鎖線で示すように時刻ｔ１では、上アームフリーホイールダイオード３０６のアノード電流Ｉａの転流が始まる。
　図４（Ａ）において一点鎖線で示すように時刻ｔ２では、このアノード電流Ｉａが０になると、図４（A）において二点鎖線で示すように上アームフリーホイールダイオード３０６の両端（上アームコレクタ主端子３０１及び上アームエミッタ３３１）において急激に電圧が印加される。このような急激な電圧変化は、逆並列に接続されているＩＧＢＴ３０５にも印加されるため、ＩＧＢＴ３０５では、上アームコレクタ主端子３０１と上アームエミッタ３３１との間の電圧Ｖｃｅが電圧変化率ｄＶｃｅ／ｄｔに従って変化する。
　図５は、ＩＧＢＴ３０５において上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３との間に寄生電流Ｉｇｒｅｓが流れる様子の一例を示す。ＩＧＢＴ３０５では、上アームコレクタ主端子３０１と上アームゲート主端子３０３との間には、一般的に、上述したように帰還容量（その値をＣｒｅｓとする）と呼ばれる寄生容量３０７が存在するため、この電圧変化に応じて、次式（２）に示す寄生電流Ｉｇｒｅｓが、上アームコレクタ主端子３０１から上アームゲート主端子３０３に流れる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　この寄生電流Ｉｇｒｅｓは、上述したＩＧＢＴ３０５の入力容量（その値をＣｉｅｓとする）とゲートドライバ３２０に分かれて流れる。ゲートドライバ３２０の出力回路やゲート配線のインピーダンスが小さければ、寄生電流Ｉｇｒｅｓは、全てゲートドライバ３２０に流れ込んで入力容量と呼ばれる寄生容量３０８を充電しないため、ゲート配線のゲート電圧は変動しないことになる。なお、ここでいうゲート配線は、本実施の形態であればゲート配線バー１０８に対応している。
　一方、上述のようにゲートドライバ３２０の出力回路のインピーダンスやゲート配線（本実施形態であればゲート配線バー１０８に対応）のインダクタンス３０９が大きい場合には、寄生電流Ｉｇｒｅｓが入力容量と呼ばれる寄生容量３０８に流れ込んで充電してしまうことから、図４（Ｃ）に示すようにＩＧＢＴ３０５の上アームゲート主端子３０３のゲート電圧が増加してしまうおそれがある。
　寄生電流Ｉｇｒｅｓが大きい場合、上アームゲート主端子３０３のゲート電圧ＶｇがＩＧＢＴ３０５のしきい値電圧Ｖｔを超過すると、ＩＧＢＴ３０５を誤ってオンさせてしまう。そのようなゲート配線のインダクタンス３０９はゲート配線の長さに依存しており、このゲート配線が長くなるほどインダクタンス３０９が大きくなり、ＩＧＢＴ３０５を誤ってオンさせる可能性が高まる。
　このような現象への対策として本実施の形態では、前述したように、ＩＧＢＴ３０５のゲート配線の少なくとも一部を、互いに対向して近接する一対の平板１０８Ａ，１０８Ｂを含むゲート配線バー１０８で構成している。
　以上のような構成のゲート配線バー１０８を備える電力変換装置１は、このゲート配線バー１０８のインダクタンスがこれら平板１０８Ａ，１０８Ｂによって小さく抑えられているため、寄生電流Ｉｇｒｅｓは、ゲートドライバ３２０に流れ込んで入力容量と呼ばれる寄生容量３０８を充電せず、ゲート配線のゲート電圧は変動しないことからＩＧＢＴ３０５が誤ってオンされることが抑制される。
　本実施の形態では、このような構成のゲート配線バー１０８を採用して電力変換を行うことにより、温度上昇の影響を受けない離れた位置にまでゲートドライバ３２０を離して配置しても、ＩＧＢＴ３０５のゲート電圧の変動を抑制することができるため、たとえ、ワイドバンドギャップ半導体の性能を活かす高温での使用時にもゲートドライバ３２０の信頼性が低下せず、配置の自由度が高くなることに伴ってシステムの小型化と信頼性の向上とを両立することができる。しかも、ゲートドライバ３２０を半導体素子直近に配置する必要がないため、配置の自由度が増し、メンテナンスの際のゲートドライバ３２０にアクセスし易くして使い勝手を向上することができる。
　図６は、第２の実施の形態を説明する図であって、電力変換装置のゲートドライバ３２０の一部を構成する出力回路３２０Ａの構成例を示す回路図である。なお、その出力回路３２０Ａを除く他の回路要素については図示を省略している。
　この出力回路３２０Ａは、第１の実施の形態とほぼ同様な構成及び動作については説明を省略し、以下では主として両者の相違点について説明する。
　第２の実施の形態では、出力回路３２０Ａのスイッチング素子としてのＰ－ＭＯＳＦＥＴ７０３及びＮ－ＭＯＳＦＥＴ７０６に、一例として、相補型のＭＯＳＦＥＴを採用している。
　この出力回路３２０Ａでは、ＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオンさせる場合、所定の駆動指令をそれぞれプラス側プリバッファ７０１及びマイナス側プリバッファ７０２に入力させると、プラス側プリバッファ７０１の出力がローレベルになりＰ－ＭＯＳＦＥＴ７０３がオンする一方、Ｎ－ＭＯＳＦＥＴ７０６がオフする。これにより、前述したゲート配線バー１０８に接続されるゲート端子７００にはプラス電源線ＰＰからプラスの電圧が出力されるため、出力回路３２０Ａは、IGBTやＳｉＣ素子をオンすることになる。
　一方、この出力回路３２０Ａでは、そのようなＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオフさせる場合、逆に、所定の駆動信号をそれぞれプラス側プリバッファ７０１及びマイナス側プリバッファ７０２に入力させると、プラス側プリバッファ７０１の出力がハイレベルに反転してＰ－ＭＯＳＦＥＴ７０３をオフさせる一方、Ｎ－ＭＯＳＦＥＴ７０６をオンさせる。これにより、前述したゲート配線バー１０８に接続されるゲート端子７００にはマイナス電源線ＭＰからマイナスの電圧が出力されるため、出力回路３２０Ａは、ＩＧＢＴやＳｉＣ素子をオフすることになる。
　ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴがオフ状態である場合には、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴの帰還容量に起因して電流が流れ込みそうになったときでも、本実施の形態では、出力回路３２０Ａのスイッチング素子として、バイポーラトランジスタに代わりに、ユニポーラデバイスであるＭＯＳＦＥＴを採用しているため、バイポーラトランジスタと比べると動作遅延が抑制される。このため、本実施の形態によれば、前述した第１の実施の形態と同様に、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴに対するゲート電圧の変動を抑制することができる。
　なお、図６において、出力回路３２０Ａは、プラス側プリバッファ７０１をハイ、そして、マイナス側プリバッファ７０２をハイにするオフ指令によって、Ｎ－ＭＯＳＦＥＴ７０６をオン，Ｐ－ＭＯＳＦＥＴ７０３をオフとして、コンデンサ１０２０から電荷が放電されるようにする。
　図７は、第３の実施の形態による電力変換装置のブロック図である。第３の実施の形態は、ゲート配線体１０８がゲート配線の少なくとも一部の同軸ケーブル２００であることを明らかにしている。同軸ケーブル２００も、既述のゲート配線バー１０８と同様に、複数の導体が微少な間隙を介して面状に対向しており、より詳しくは、２つの導体が、同心円状に存在して、インダクタンスを低減することができる。一般的に、同軸ケーブル２００は、その両端がいわゆるＢＮＣ型であるため、ゲートドライバ３２０のコネクタをＢＣＮ型にすることにより接続部分のインダクタンスを低減することが可能である。
　この同軸ケーブル２００は、上アームＳｉＣ２０１及び下アームＳｉＣ２０３を備えるＳｉＣモジュール３００側の上アームゲート端子１０５と、ゲートドライバ３２０側の上アームゲート端子１１２と、を接続して、ゲート配線のインダクタンスを抑制している。
　なお、第３の実施の形態においても、既述の実施の形態と同様に、上アームＳｉＣ２０１には上アームフリーホイールダイオード２０２が逆並列に接続されているとともに、下アームＳｉＣ２０３には下アームフリーホイールダイオード２０４が逆並列に接続されている。
　上述した同軸ケーブル２００は、ＳｉＣモジュール３００側の上アームソース補助端子１０４と、ゲートドライバ３２０側の上アームソース補助端子１１１とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていても良い。
　一方、この同軸ケーブル２００は、上アームと同様に、下アーム側においても、ＳｉＣモジュール３００側の下アームゲート端子１０７と、ゲートドライバ３２０側の下アームゲート端子１１４とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていたり、ＳｉＣモジュール３００側の下アームソース補助端子１０９と、ゲートドライバ３２０側の下アームソース補助端子１１３とを接続するゲート配線の少なくとも一部に設けられていても良い。
　第３の実施の形態によれば、このような同軸ケーブル２００の存在により、第１及び第２の実施の形態と同様に、線状のゲート配線に比べてインダクタンスを低減可能であるため、ゲート電圧の変動を抑制することができる。
　次に、電力変換装置の第４の実施形態について説明する。図８は、そのブロック図である。図８において、ＩＧＢＴモジュール３００が、一つの素子が一つのパッケージに収めらている１ｉｎ１型として描かれている。この実施形態が既述の実施形態と異なる点は、ゲート配線体バー１０８に加えて、コンデンサ１０２０を備えることにより、帰還容量３０７によってゲート電圧が変動するのをより効果的に抑制できるようにしたことである。なお、図８において、ＩＧＢＴモジュール３００内の符号を、図１の上アームのＩＧＢＴの符号と同一にしている。
　ゲート電圧の変動を抑制するためのコンデンサ１０２０は、ゲートドライバ３２０とゲート配線バー１０８との間、即ち、スイッチングモジュール３００よりもゲートドライバ３２０側、或いは、ゲートドライバ３２０近傍に配置されている。コンデンサ１０２０の一端は、ゲートドライバ３２０一対の出力端子の一つと導体１０８Ａとを接続する配線１１２０Ａに接続され、コンデンサ１０２０の他端は、ゲートドライバ３２０の他の出力端子と導体１０８Ｂとを接続する配線１１２０Ｂに接続されている。
　フリーホイールダイオード３０６の電流オフ、すなわち、リバースリカバリの時に、コレクタ端子３０１とエミッタ端子３３１との間の電圧が急激に増加し、電圧の急激な増加に伴ってコレクタ端子３０１から帰還容量３０７を介してゲート端子３０３に電流が流れる。この電流はゲートドライバ３２０に流れて、ゲート端子３０３の電位上昇が抑制される。
　ゲート配線のインダクタンスが高いと、帰還容量３０７から、電流が入力容量３０８に流れてしまうため、ゲート端子３０３の電圧が高まり、この電圧がＩＧＢＴ３０５のしきい値電圧を超えてしまうと、ＩＧＢＴ３０５がオンに誤作動してしまう。
　これに対して、ゲート配線体１０８自体のインダクタンスを十分に低くできるだけでなく、ゲート電圧の変動を抑制するコンデンサ１０２０を組み合わせることにより、帰還容量３０７から流れ込む電流をコンデンサ１０２０が十分に吸収し、入力容量３０８に流れ込む電流を無くするか、或いは、顕著に減少させることによって、ゲート端子３０３の電圧が変動することを抑制する。
　ゲート電圧の変動を抑制するためのコンデンサ１０２０を、スイッチングモジュール３００に直接ではなく、ゲート配線体１０８とゲートドライバ３２０との間に接続しても、ゲート配線体１０８自体のインダクタンスが十分に低いために、帰還容量１０５から流れ込む電流をコンデンサ１０２０が十分に誘導することができる。
　コンデンサ１０２０の容量は、ＩＧＢＴ３０５の入力容量の１／２～２倍程度において最適値が選択されればよい。例えば、定格電圧３．３ｋＶ、定格電流１２００ＡのＩＧＢＴであれば、入力容量は１００ｎＦ程度になり、コンデンサ１０２０の容量は５０ｎＦ～２００ｎＦの範囲で選定されればよい。
　コンデンサ１０２０は、ゲート配線体１０８を介して、スイッチングモジュール３００から離れて、ゲートドライバ３２０側に来るので、スイッチングモジュール３００の発熱の影響が少なくなり、コンデンサ１０２０の寿命の低下が抑制される。
　例えば、２０年程度の長期間に亘ってゲートドライバ３２０が使用された場合においても、コンデンサ１０２０の機能が劣化しないため、長期間に亘って確実にＩＧＢＴ３０５のゲート端子３０３の電圧変動を抑制し、ＩＧＢＴ３０５の誤動作を防止することができる。この結果、電力変換装置は、ゲートドライバ３２０の一対の出力端子から制御信号をスイッチングモジュール３００に入力することにより電力変換を実施しても、電力変換の信頼性を向上できる。
　さらに、ゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２０がスイッチングモジュール３００から離れて配置され得るため、コンデンサ１０２０に対する絶縁耐圧の確保も不要であり、コンデンサ１０２０のコストを抑制でき、しかも、そのサイズを小さくすることができる。
　次に、図９は、電力変換装置の第５の実施形態に係るブロック図である。第５の実施の形態が第４の実施の形態と異なる点は、ゲートドライバ３２０とゲート配線体１０８とを接続する一方の配線と他方の配線との間にコンデンサ１０２０と直列に接続されるダンピング抵抗２０１０を備えることである。
　帰還容量３０７を介してゲートに流れ込む電流の周波数成分が、ゲート配線体１０８、コンデンサ１０２０、及び、入力容量３０８からなる閉回路の共振周波数と同じか、または近い値になると、この閉回路にて共振が発生する可能性がある。式（３）に共振条件を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、ｆｃは共振周波数、Ｌｇはゲート配線部１００のインダクタンス、Ｃｇはゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２の容量、Ｃｉｅｓは入力容量を示す。
　フリーホイールダイオード３０６のリバースリカバリ時にコレクタ端子３０３から帰還容量３０７を介して流れ込む寄生電流に、式（３）の共振周波数の成分が多く含まれる場合には、共振が発生し、ゲート電圧が振動してＩＧＢＴ３０５が誤動作したり、或いは、ゲート端子３０３に過電圧が発生してＩＧＢＴ３０５を破壊するおそれがある。
　ダンピング抵抗２０１０が閉回路に追加されることにより共振が抑制され、共振によるＩＧＢＴ３０５の誤動作、ゲート端子３０３の過電圧に起因した、ＩＧＢＴ３０５の破壊を防止することができる。
　次に、図１０は、電力変換装置の第６の実施形態に係るブロック図である。第６の実施の形態による電力変換装置は、ゲートドライバ３２０とゲート配線体１０８とを接続する一方の配線と他方の配線との間に、ゲート端子３０３の電圧変動を抑制するためのコンデンサ１０２０と並列に接続され、一方の配線及び他方の配線上のノイズを除去するサージアブソーバ４０１０を備える。
　ゲート配線の一部がゲート配線体１０８に置き替えられると配線のインダクタンスが小さくなるため、サージ電圧がゲートドライバ３２０に印加され易くなる。ゲートドライバ３２０にはコンパレータまたはオペアンプなどの半導体素子が存在するため、サージ電圧の印加によって、半導体素子が破壊されてしまう。
　そこで、ゲートドライバ３２０の一対の出力端子の近傍にサージアブソーバ４０１０を追加すると、このサージアブソーバ４０１０によってサージ電圧が吸収され、サージ電圧からゲートドライバ３２０を保護する。
　次に、図１１は、電力変換装置の第７の実施形態に係るブロック図である。第７の実施の形態は、図８のゲート配線体バー１０８を同軸ケーブル２００に変更し、ゲートドライバ３２０の側にゲート電圧変動抑制用コンデンサ１０２０を追加して、ゲート電圧の変動を抑制している。
　既述の実施の形態は、本発明を説明するための例示であり、本発明をこれらの実施の形態に限定しない。例えば、スイッチング素子は、ＳｉＣを用いたワイドバンドギャップ半導体である他、ＧａＮまたはダイヤモンドを用いた他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。
　スイッチング素子は、ＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴのほか、Ｊ－ＦＥＴ、ＳＩＴ（Ｓｔａｔｉｃ　Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）でもよい。さらに、前述した実施の形態では、２つのスイッチング素子を一つのパッケージに収めたいわゆる２ｉｎ１型の半導体、１つのスイッチング素子を搭載した１ｉｎ１型の半導体、を説明したが、６個のスイッチング素子を搭載した６ｉｎ１型のワイド半導体であってもよい。
　ゲート配線はその全部がゲート配線体１０８に置き換えられなくても、インダクタンスが目的量低減できるのであれば、ゲート配線の一部がゲート配線体１０８に置き換えられればよい。
　本発明は、モータ駆動の鉄道車両、鉄鋼の圧延機、風力発電機等に用いられる、インバータ、コンバータ等、大電力の電力変換装置に広く適用することができる。
　１……電力変換装置、１０８……ゲート配線バー、１０８Ａ，１０８Ｂ……一対の平板（導体）、２００……同軸ケーブル、３００……ＩＧＢＴモジュール、３２０……ゲートドライバ（ゲート駆動装置）、３２０Ａ……出力回路、１０２０……コンデンサ（ゲート電圧変動抑制用コンデンサ）、２０１０……ダンピング抵抗、４０１０……サージアブソーバ。

Claims (12)

  1. 　電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であって、
    　パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、
    　前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、
    　前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する配線体と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記配線体は、第１の導体と、第２の導体と、を備え、
    　前記第１の導体と第２の導体とは夫々、互いに平行になるように配置される平板からなり、
    　前記第１の導体は、前記スイッチングモジュールの制御端子のうちの一の端子と前記ゲートドライバの出力端子のうちの一の端子とを接続し、
    　前記第２の導体は、前記スイッチングモジュールの制御端子のうちの他の端子と前記ゲートドライバの出力端子のうちの他の端子とを接続する、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１の導体と前記第２の導体との夫々の幅をＷとし、
    　前記第１の導体と前記第２の導体との間の間隔をｄとし、
    　前記Ｗ及びｄが、
    　W×５≧ｄである、
    　請求項２記載の電力変換装置。
  4. 　前記ゲートドライバの出力回路は、ＭＯＳＦＥＴを備える、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  5. 　前記配線体は、第１の導体と、第２の導体と、を備え、
    　前記ゲートドライバと前記第１の導体とを接続する第１の配線と、前記ゲートドライバと前記第２の導体とを接続する第２の配線と、にコンデンサが接続されている、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１の配線と前記第２の配線との間で、前記コンデンサと直列に抵抗が接続されている
    　請求項５記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１の配線と前記第２の配線との間で、前記コンデンサと並列にサージアブソーバが接続されている、
    　請求項５記載の電力変換装置。
  8. 　前記スイッチング素子が、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ、又は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタである、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  9. 　前記配線体が、前記第１の導体と第２の導体とが同軸状に配置された同軸ケーブルである、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  10. 　前記ゲートドライバが前記スイッチングモジュールから５０ｃｍから１ｍの範囲で離間して配置されている、
    　請求項１記載の電力変換装置。
  11. 　電力を直流と交流との間で変換する電力変換装置であり、パワー半導体素子をスイッチング素子として備えるスイッチングモジュールと、前記スイッチングモジュールの制御端子に、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を出力するゲートドライバと、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子とを接続する配線体と、
    　を備える電力変換装置を用いた電力変換方法であって、
    　前記スイッチングモジュールは、その主端子と前記制御端子との間の帰還容量に基づく電流を前記配線体を介してコンデンサに蓄積させることにより前記制御端子の電圧の変動を抑制するようにした、
    　電力変換方法。
  12. 　前記配線体は、前記制御端子と前記ゲート駆動回路の出力端子との間を、間隔を介して面状に対向する複数の導体によって接続する、
    　請求項１１記載の電力変換方法。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022153729A1 (ja) * 2021-01-15 2022-07-21 株式会社日立製作所 制御線の配線構造、それを有する鉄道用電力変換器、制御線敷設方法
WO2022185703A1 (ja) * 2021-03-03 2022-09-09 株式会社日立製作所 制御線の配線構造、それを有する鉄道用電力変換器、制御線敷設方法
JP7351209B2 (ja) 2019-12-17 2023-09-27 富士電機株式会社 半導体装置
WO2024075392A1 (ja) * 2022-10-06 2024-04-11 株式会社日立製作所 電気機器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03162010A (ja) * 1989-11-20 1991-07-12 Denki Kogyo Co Ltd 静電誘導形トランジスタのゲート駆動回路
JPH10257754A (ja) * 1997-03-14 1998-09-25 Toshiba Corp 電流制御型スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2003134836A (ja) * 2001-10-23 2003-05-09 Fuji Electric Co Ltd インバータ回路
JP2011077462A (ja) * 2009-10-02 2011-04-14 Hitachi Ltd 半導体駆動回路、及びそれを用いた半導体装置
JP2011244572A (ja) * 2010-05-18 2011-12-01 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置、ディスクリート型の制御型半導体素子及び制御型半導体素子モジュール
JP2015198545A (ja) 2014-04-03 2015-11-09 株式会社日立製作所 電力変換装置、およびそれを搭載した鉄道車両

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2997025B2 (ja) * 1990-09-04 2000-01-11 株式会社日立製作所 電力変換装置
DE19702949A1 (de) * 1997-01-28 1998-07-30 Stribel Gmbh Steuergerät
JP3376245B2 (ja) * 1997-05-22 2003-02-10 三菱電機株式会社 半導体スイッチング装置、これを使用した半導体スタック装置および電力変換装置
JP4803928B2 (ja) * 2001-09-13 2011-10-26 東芝エレベータ株式会社 電力変換装置
DE102009046258B3 (de) * 2009-10-30 2011-07-07 Infineon Technologies AG, 85579 Leistungshalbleitermodul und Verfahren zum Betrieb eines Leistungshalbleitermoduls
US8487407B2 (en) * 2011-10-13 2013-07-16 Infineon Technologies Ag Low impedance gate control method and apparatus
JP6425380B2 (ja) * 2013-12-26 2018-11-21 ローム株式会社 パワー回路およびパワーモジュール

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03162010A (ja) * 1989-11-20 1991-07-12 Denki Kogyo Co Ltd 静電誘導形トランジスタのゲート駆動回路
JPH10257754A (ja) * 1997-03-14 1998-09-25 Toshiba Corp 電流制御型スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2003134836A (ja) * 2001-10-23 2003-05-09 Fuji Electric Co Ltd インバータ回路
JP2011077462A (ja) * 2009-10-02 2011-04-14 Hitachi Ltd 半導体駆動回路、及びそれを用いた半導体装置
JP2011244572A (ja) * 2010-05-18 2011-12-01 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置、ディスクリート型の制御型半導体素子及び制御型半導体素子モジュール
JP2015198545A (ja) 2014-04-03 2015-11-09 株式会社日立製作所 電力変換装置、およびそれを搭載した鉄道車両

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KARSTEN FINKANDREAS VOLKE: "VDE Conference", 28 June 2016, POWER INTEGRATIONS GMBH, GERMANY, WINSON WEI, POWER INTEGRATIONS, article "Gate-Driver with Full Protection for SiC-MOSFET Modules"
See also references of EP3678287A4

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7351209B2 (ja) 2019-12-17 2023-09-27 富士電機株式会社 半導体装置
WO2022153729A1 (ja) * 2021-01-15 2022-07-21 株式会社日立製作所 制御線の配線構造、それを有する鉄道用電力変換器、制御線敷設方法
WO2022185703A1 (ja) * 2021-03-03 2022-09-09 株式会社日立製作所 制御線の配線構造、それを有する鉄道用電力変換器、制御線敷設方法
WO2024075392A1 (ja) * 2022-10-06 2024-04-11 株式会社日立製作所 電気機器

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