JP2020099039A - 双方向スイッチ - Google Patents

Abstract

【課題】電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向スイッチを提供する。【解決手段】双方向ＡＣスイッチ（１００）は、ゲートＧ１ij、ソースＳ１ijおよびドレインＤ１ijを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ijと、Ｇ１ij・Ｓ１ijと短絡されたゲートＧ２ij・ソースＳ２ijを有し、かつ、ドレインＤ２ijを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２ijと、互いに短絡されたゲートＧ１ij・Ｇ２ijにゲート電圧を印加するゲート駆動回路１３ijと、を備えたセル（１１０ij）がｍ直列×ｎ並列に接続された構成を備える。スイッチ出力端子Ｔ１・Ｔ２間の通電時の定格電流が、Ｑ１ijのＳ１ij側に正電圧が印加された場合にＱ１ijのチャネル部とＱ１ijのボディダイオードＢＤ１ij部に流れる電流を比較して、チャネル部側を流れる電流の方が大きくなる電流範囲内に設定される。【選択図】図１

Description

本実施の形態は、双方向スイッチに関する。

半導体を使用した双方向ＡＣスイッチは電磁式の双方向ＡＣスイッチと比較して高速応答と長寿命の点に優れた方式として知られている。

これまでのシリコン（Ｓｉ：Silicon）を材料とした双方向ＡＣスイッチの一形態として、逆並列ダイオードを有したＭＯＳＦＥＴを互いに向かい合わせに接続した回路を基本セルとした構成がある。

従来の電磁式スイッチは、無電圧接点だったが、物理的リレーで応答速度が遅く寿命において半導体式の双方向ＡＣスイッチに劣り、特に電力系統に使用される高電圧双方向ＡＣスイッチにおいては、スイッチする際のアーク放電によって完全な開放状態となるまでに数十ミリ秒の時間を要するため、その間に巨大な事故電流が流れる可能性があった。このため、系統に接続される配線や電子機器にはその事故電流を許容できる設計が必要であり、配線工事コストを増大させていた。

また、従来の半導体式の双方向ＡＣスイッチは、応答速度と長寿命、スイッチ時に放電しない点で電磁式の双方向ＡＣスイッチに勝るが、高価でかつ接点接触抵抗以外の要因で発生する電圧降下を伴う有電圧接点であるため使いづらく、また発熱も大きくなり、冷却機構の充実や発熱の分散が必要であった。

一方、炭化ケイ素（ＳｉＣ：Silicon Carbide）を使ったパワーデバイスは複数の企業から世に供給されている。ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを用いて作られたパワーデバイスの特長として、従来のＳｉパワーデバイスよりも優れた低オン抵抗、高速スイッチングおよび高温動作などが挙げられる。

また、ＳｉＣを使った高耐圧化と耐高温化および小型化を指向する双方向ＡＣスイッチも開示されている。

特開２０１２−５４６９４号公報 特開平１０−３０８５１０号公報 特開２００７−１３５０８１号公報

ここで、従来のパワーモジュールでは、絶縁層とリードフレーム（金属層）とが平面で接している。このように絶縁層と金属層とが平面で接している状態で外力が負荷された場合、絶縁層と金属層とがずれて、絶縁不良となる可能性がある。また、絶縁層と金属層とがずれて、この間に隙間が空くと、モジュールの熱抵抗が上昇する。これにより、半導体デバイスを設計通りに冷却できなくなるため、半導体デバイスの熱暴走、はんだ層などの接合層の熱劣化、ボンディングワイヤの溶断が発生してしまう。

本発明の目的は、外力が負荷されても絶縁層と金属層とのずれが発生しにくく、信頼性の向上したパワーモジュールおよびその製造方法を提供することにある。

本実施の形態は、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向スイッチを提供する。

本実施の形態の一態様によれば、第１ゲート、第１ソースおよび第１ドレインを有する第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、前記第１ソースと短絡された第２ソースを有し、かつ第２ドレインを有する第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、を備えた双方向スイッチであって、前記双方向スイッチのスイッチ出力端子間の通電時の定格電流が、前記第１ソース側に正電圧が印加された場合に前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部と前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴのボディダイオード部に流れる電流を比較して、前記チャネル部側を流れる電流の方が大きくなる電流範囲内に設定された双方向スイッチが提供される。

本実施の形態によれば、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向スイッチを提供することができる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの回路表現図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向電流−電圧特性の説明図。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向のドレイン電流−ドレイン電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいて、オン状態におけるチャネル部を導通するＭＯＳ電流Ｉ_MOSの順方向電流−電圧特性例、およびボディダイオードの順方向電流−電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性例。 第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性上における定格電流動作範囲の説明図。 第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路構成図。 第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチにおいて、双方向ＡＣスイッチの単位セルの模式的回路構成図。 第４の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチの模式的回路ブロック構成図。 実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイスの例であって、ＳｉＣ ＤＩＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造図。 実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイスの例であって、ＳｉＣ ＴＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造図。

次に、図面を参照して、実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。

また、以下に示す実施の形態は、技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、実施の形態は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。

なお、以下の説明において、無電圧接点とは接点接触抵抗値が電流値によらず一定の値を有する接点であり、また少なくとも０Ｖ近辺での電流−電圧特性に線形性があり、電圧の正負切り替え時の電圧、電流波形歪みがない特性をいう。

[比較例]
シリコンを材料とした比較例に係る双方向ＡＣスイッチの個々のセルにおいて、逆並列ダイオードは金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)のソース側に正電圧が印加された場合に、ＭＯＳＦＥＴ部でなく、動作電流に対するオン抵抗がより低いダイオード部に電流を流すことを目的として接続されている。

双方向ＡＣスイッチの個々のセルにおいて、ＭＯＳＦＥＴのゲートをオン状態にしてスイッチ出力端子間に交流電圧を印加すると、逆並列ダイオードが順方向バイアスされる側について、逆並列ダイオードのバリアハイト(barrier height)に相当する電圧以下の電圧領域ではほぼＭＯＳＦＥＴのみを電流が流れ、それ以上の電圧領域ではＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードの両方を電流が流れる。

ここで、Ｓｉ製のＭＯＳＦＥＴは耐圧を確保するための構造によって一般にオン抵抗が高く、かつＳｉ製の逆並列ダイオード（もしくはボディダイオード）のｐｎ接合拡散電位がナローバンドギャップ半導体であるＳｉでは１Ｖ以下程度のためオン抵抗が低く抑えられることから、基本的に前記２つの動作モードはＳｉ製双方向ＡＣスイッチの定格電流範囲内に必ず存在する。

したがって、Ｓｉ製双方向ＡＣスイッチはゼロ電圧付近において電流−電圧特性の線形性が崩れており、接点スイッチ特性以外の特性や制約を持っているという点で厳密には無電圧接点（ドライ接点）とは言えない。また、低抵抗を目的として逆並列ダイオードを接続させている分、素子点数が多くなりシステム全体の大型化、高コスト化を招く。

[第１の実施の形態]
第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００の模式的回路構成は、図１に示すように表される。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００は、図１に示すように、第１ゲートＧ１_ij(ｉ＝１，２、…、ｍ、ｊ＝１、２、…、ｎであり、ｍ、ｎは１以上の整数)、第１ソースＳ１_ijおよび第１ドレインＤ１_ijを有する第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ijと、第１ゲートＧ１_ijおよび第１ソースＳ１_ijとそれぞれ短絡された第２ゲートＧ２_ijおよび第２ソースＳ２_ijを有し、かつ第２ドレインＤ２_ijを有する第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２_ijと、互いに短絡された第１ゲートＧ１_ij・第２ゲートＧ２_ijにゲート電圧を印加するゲート駆動回路１３_ijと、を備えたセル１１０_ijが、ｍ直列×ｎ並列に接続されている。

ここで、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ijおよび第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２_ijのそれぞれのドレインＤ１_ij・Ｄ２_ijが接続されたスイッチ出力端子間の通電時の定格電流が、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ijのソースＳ１_ij側に正電圧が印加された場合に第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ijのチャネル部を流れるＭＯＳ電流Ｉ_MOSと第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴ Ｑ１_ijのボディダイオード（ＢＤ１_ij）部に流れるＢＤ電流Ｉ_BDを比較して、チャネル部側を流れるＭＯＳ電流Ｉ_MOSの方が大きくなる電流範囲内に設定される。ここで、定格電流については、図７を参照して、後述する。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０_ijにおいて、ゲート駆動回路１３_ijは、図１に示すように、入力端子１８Ａ・１８Ｂ間に印加する電圧を操作することで、オン・オフ制御可能な発光ダイオード（ＬＥＤ）８_ijを備える。第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ijおよび第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２_ijの互いに短絡されたゲートＧ１_ij・Ｇ２_ijには、発光ダイオード（ＬＥＤ）８_ijからの光を受光可能な受光素子と、受光素子に接続された充放電回路を少なくとも備えた光電変換回路などが接続されていても良いが、図示は省略する。すなわち、実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０_ijにおいては、発光ダイオード（ＬＥＤ）８_ijを動作させ続け、これの動作を停止すれば、セル１１０_ijの動作も停止するような構成を備えるため、図１においては、セル１１０_ijのゲート制御部は、単にＧ１_ij・Ｇ２_ij間を短絡して示している。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０_ijにおいては、１２００Ｖ８０ｍΩのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijを２つ向かい合わせで接続し、ＬＥＤ８_ijからの光信号を受光する受光素子と充放電回路でゲート制御を行う接点定格ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチが構成可能である。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０_ijに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの回路表現は、図２に示すように表される。図２の回路表現は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおいても同様である。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０_ijに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向電流−電圧特性の説明図は、図３に示すように表される。

ここで、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴでは、オン状態においても順方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOS（Ｓｉ−ＭＯＳ）は、図３の破線に示すように、一般にオン抵抗が高い。かつＳｉ製の逆並列ダイオード（もしくはボディダイオード）のｐｎ接合拡散電位がナローバンドギャップ半導体であるＳｉでは１Ｖ以下程度のため、逆方向特性は、例えば、約０．６Ｖまでは、逆方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOS（Ｓｉ−ＭＯＳ）特性に従い、更に約０．６Ｖ以上の逆方向電圧が印加されると、ボディダイオードＢＤの順方向電流が重畳されて、図３の破線に示すように、Ｉ_BD(Ｓｉ−ＭＯＳ)の特性が得られる。

一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べて、オン状態（例えばＶgs＝１８Ｖ）において順方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOS（ＳｉＣ−ＭＯＳ）は、図３の実線に示すように、オン抵抗が低い。かつＳｉＣ製のボディダイオードＢＤのｐｎ接合拡散電位がワイドギャップ半導体であるＳｉＣでは約３Ｖ以下程度のため、ボディダイオードＢＤの電気特性は、例えば、図３の（２）の曲線Ｉ_BD（ＳｉＣ−ＭＯＳ）に示されるように、約０．６Ｖまでは、ほぼ非導通である。このため、逆方向特性は、例えば、約０．６Ｖまでは、逆方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOS（ＳｉＣ−ＭＯＳ）特性に従い、更に約０．６Ｖ以上の逆方向電圧が印加されると、印加電圧が大きくなるほどボディダイオードＢＤの順方向電流が大きく重畳されて、図３の（１）の実線に示すように、Ｉ_MOS（ＳｉＣ−ＭＯＳ）＋Ｉ_BD(ＳｉＣ−ＭＯＳ)の特性が得られる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０_ijに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの順方向および逆方向のドレイン電流−ドレイン電圧特性例は、図４に示すように表される。図４において、破線ＲＡは、１個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの空冷時の定格動作範囲の一例を示す。

図４において、ゲート電圧Ｖgs＝０Ｖにおいて順方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOSはほぼ導通せず、逆方向電流は、ボディダイオードＢＤに導通する電流I_BDが示されている。一方、ゲート電圧Ｖgs＝１８Ｖにおいては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはオン（導通）状態となり、順方向および逆方向のＭＯＳ電流Ｉ_MOSは破線ＲＡの範囲内においてともに直線性の良好な電流−電圧特性が得られている。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成するセル１１０_ijに適用可能なＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいて、ゲート電圧Ｖgs＝１８Ｖのオン状態におけるＭＯＳＦＥＴのチャネル部を導通するＭＯＳ電流Ｉ_MOSの順方向電流−電圧特性例、およびボディダイオードＢＤを導通するＢＤ電流Ｉ_BDの順方向−電圧特性例は、図５に示すように表される。また、破線は、ボディダイオードＢＤに流れる電流割合Ｉ_BD／（Ｉ_BD＋Ｉ_MOS）（％）を表している。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流−ドレイン電圧特性（１５０℃：定格ジャンクション温度）では、±５Ａ以下の領域ではボディダイオードＢＤはほぼ動作せず、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部の電気特性を反映した関係になっている。すなわち、図５に示すように、５Ａ時のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間オン電圧は０．６８Ｖであるため、ソース側に正電圧が印加された場合のチャネル部とボディダイオードに流れる電流_Dの比Ｉ_BD／（Ｉ_BD＋Ｉ_MOS）（％）は０．００２％以下となり、ほぼ完全にＭＯＳＦＥＴ部にのみ電流が流れる。この傾向は２５℃時では電流比は０．００１％以下になり、同様の効果が得られる。

ＳｉＣはワイドバンドギャップ半導体であるが故に、ｐｎ接合を形成した場合の拡散電位はＳｉと比較して非常に大きい。このため、ＳｉＣを材料に使えば、ゲートオン状態においてＭＯＳＦＥＴのソース側に正電圧が印加された場合にボディダイオードに流れる電流を抑制し、ＭＯＳＦＥＴ部のみに選択的に電流を流すことができる。すなわち、ＳｉＣのｐｎ接合拡散電位は３Ｖ程度と大きくボディダイオードが導通しにくいため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみで双方向スイッチ回路を作り、動作電流をボディダイオードを動かさずＭＯＳＦＥＴのみに制限することで線形性の優れた双方向ＡＣスイッチを作成することができる。

図１に示される回路構成により、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijを向かい合わせに接続した双方向ＡＣスイッチ１００を構成するセル１１０_ijが形成される。ここでＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijはボディダイオードＢＤ１_ij・ＢＤ２_ijを内蔵しているが、そのｐｎ接合の拡散電位はワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣから形成されているため３Ｖ程度と高く、一方で絶縁破壊電界が高いためドリフト層の膜厚を薄く、キャリア濃度を高く設定でき、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijのドレイン−ソース間オン抵抗を低く設定することができる。例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijは、耐圧１２００Ｖ、入力容量２０８０ｐＦで、ドレイン−ソース間オン抵抗は、約８０ｍΩを実現可能である。

このため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijのソースＳ１_ij・Ｓ２_ij側に正電圧が印加されたとき、チャネル側電流経路のオン抵抗値をボディダイオードＢＤ１_ij・ＢＤ２_ij側電流経路のオン抵抗より低く設定できる範囲がＳｉ−ＭＯＳＦＥＴと比較して飛躍的に拡張でき、チャネル側に優先的に電流を流しやすくなる。Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴにおいても大量に並列数を増やせばチャネル部のみに流せる電流範囲を増大させることはできるが、その場合ＭＯＳＦＥＴ素子数とその数に応じた制御回路が必要になるため、双方向ＡＣスイッチ全体のシステムが大きくなり現実的でない。

ここで、双方向ＡＣスイッチの定格電流をチャネル側電流経路の電流が主になる範囲に制限すれば双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部を通る電流の電流−電圧特性によって決まり、途中で主の電流経路が変化しないため電流−電圧特性の急峻な変曲点が現れなくなる。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が低く、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみに電流が流れる場合でも電圧降下がほとんどない。スイッチ出力部の接点接触抵抗はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のみとなり、接触抵抗以外による電圧降下がほぼ発生しない無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを構成することができる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの線形領域特性のみを使用しているため、歪率の少なく線形性に優れた無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを構成することができる。また、逆並列接続されるボディダイオードとは別のダイオードがなく、部品点数が削減されるため、小型でかつ安価に製作でき、信頼性も向上する。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、図５に示すように、定格電流が、第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのソース側に正電圧が印加された場合に第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のボディダイオードＢＤ１側に流れる電流が全体の１％以下になる電流範囲内に設定されていても良い。

すなわち、ボディダイオードＢＤ側に流れる電流Ｉ_BDをチャネル側に流れる電流Ｉ_MOSと合わせた全体の電流値の１％以下になるようにオン抵抗を設計すれば、実質的にチャネル部のみに電流が流せるようになるため、電流−電圧特性の歪率が少なく線形性に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。

また、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００においては、図５に示すように、定格電流が流れた場合に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートをオンさせた状態におけるドレイン−ソース間に掛かる電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定されていても良い。

すなわち、双方向ＡＣスイッチの定格電流範囲内でＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートオン時のドレイン−ソース間オン電圧を１．０Ｖ以下にすることによって、実質的にほぼ完全にチャネル部のみに電流が流せるようになるため、電流−電圧特性の歪率が少なく線形性に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードはそのチップ面積や集積量に関わらず順方向電圧が１．０Ｖ以下であればほぼ動作しないため、実質的にチャネル部のみに電流が流せるようになる。さらに、１．０Ｖ以下の微小電圧領域においてはＭＯＳＦＥＴのチャネル部を通る電流経路の電流−電圧特性のうち、線形領域部分のみを使えるため、飽和領域特性の影響による出力電流波形の歪みも抑制され、電流−電圧特性の線形性の非常に優れた双方向ＡＣスイッチを構成することができる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの電流−電圧特性例であって、１２００Ｖ８０ｍΩのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ×２から構成される双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性は、図６に示すように表される。破線ＲＡは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ×２から構成される双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの定格動作範囲を示す。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの電流−電圧特性上における定格電流動作範囲の説明図は、図７に示すように表される。

定格電流とは、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルに適用されるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよびこれらのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを２個直列接続した双方向ＡＣスイッチにおいて、いずれも同様に定義可能である。すなわち、定格電流は、発熱量、熱抵抗、および冷却方法に依存し、一定の冷却条件において、定格接合温度Ｔ_jMAX以下になる最大の電流値で定義される。

図７に示される第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルの線形範囲の電流−電圧特性上、電流値ＩＤが定格電流で表される。＋ＩＤと−ＩＤ間の電流範囲ΔＩで、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチを構成する単位セルは、線形の電流電圧特性を示す。例えば、一定の空冷条件において、定格接合温度Ｔ_jMAX＝１５０℃において、定格電流ＩＤ＝５Ａが得られている。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、構成するそれぞれのＭＯＳＦＥＴがボディダイオードとは別の逆並列ダイオードを有しない無電圧接点双方向ＡＣスイッチを実現することができる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、所望の電流仕様範囲においてボディダイオードが動作しないようなＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用可能であるため、電流−電圧特性の線形性が良好に保たれた無電圧接点双方向ＡＣスイッチを実現することができる。

また、セルの直並列数は１以上の任意の値を取ってよく、この双方向ＡＣスイッチを使ってシーケンスを組む場合には、無電圧接点であるために設計の複雑化を抑えることができる。例えば、設計の簡易化、設計期間の短縮、スイッチ部の電圧降下に基づく動作不良の回避が実現可能となる。

第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。

[第２の実施の形態]
第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０２の模式的回路構成は、図８に示すように、双方向ＡＣスイッチ１０２の各セル１１１_ijの第１ドレインＤ１_ijおよび第２ドレインＤ２_ij間に接続されたサージキラー回路２６_ijを備える。

サージキラー回路２６_iは、互いにカソードを向かい合わせに接続した第１アバランシェブレークダウンダイオード（ＡＢＤ：Avalanche Breakdown Diode）ＡＢＤ１_ijおよび第２アバランシェブレークダウンダイオードＡＢＤ２_ijを備えていても良い。

第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０２は、図８に示すように、各段の出力端子間にＡＢＤ１_ij・ＡＢＤ２_ijを向かい合わせにしたサージキラー回路２６_iを接続している。この構成により、例えば、接点定格負荷ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチ１０２を提供することができる。また、ｉ段目に接続されたサージキラー回路２６_iにより、同じｉ段目のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijのドレイン−ソース間に掛かる電圧を制限することができる。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは材料であるＳｉＣが高絶縁破壊電界であることを利用してドリフト層の膜厚を薄く、キャリア濃度を高く設定できる反面、ゲート絶縁膜に強い電界強度が掛かってしまう危険がある。これに対し、アバランシェ降伏電圧でなくゲート絶縁膜への電界集中緩和を目的としたドリフト層条件設定を行うため、デバイスのドレイン−ソース間定格電圧とアバランシェ降伏電圧が大きく乖離している特徴を持っていることが多い。

ここで仮にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにＳｉＣショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ：Silicon Carbide Schottky Barrier Diode）を逆並列接続させていた場合は、ＳｉＣ−ＳＢＤのアバランシェ降伏によって電圧が制限されが、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのみで双方向ＡＣスイッチを構成した場合は、意図せぬ巨大電圧が印加された場合に、アバランシェ降伏せずに印加電圧がデバイスのドレイン−ソース間定格電圧を継続的に超過する危険がある。

ここで、双方向ＡＣスイッチの各段の出力端子間に向かい合わせに接続したＡＢＤ（アバランシェブレークダウンダイオード）を配置することで、双方向ＡＣスイッチの各セルに掛かる電圧をＡＢＤのアバランシェ降伏電圧によって規定することができる。

また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの中間点と向かい合わせにしたＡＢＤの中間点とを接続しないため、ＡＢＤの順方向特性による双方向ＡＣスイッチの電流−電圧特性への影響をなくすことができるため、ＡＢＤの順方向特性をデバイス選定基準から外すことができ、設計の自由度が向上する。

第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチによれば、双方向ＡＣスイッチの各セルに掛かる電圧をＡＢＤのアバランシェ降伏電圧によって規定することができ、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量、高速応答可能で、大電圧や分圧バランスの不均一に起因するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの破壊の危険が軽減した無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。

また、サージキラー回路は双方向スイッチの各段毎に１つ以上接続されていても良く、各セル毎に接続されていても良い。さらに、ＡＢＤの耐圧を確保する目的でＡＢＤの直列数を増加させても良い。

また、セルの直並列数は１以上の任意の値を取っても良く、この双方向ＡＣスイッチを使ってシーケンスを組む場合には、無電圧接点であるために設計の複雑化を抑えることができる。例えば、設計の簡易化、設計期間の短縮、スイッチ部の電圧降下に基づく動作不良の回避を実現可能である。

[第３の実施の形態]
第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４の模式的回路構成は、図９に示すように表され、双方向ＡＣスイッチ１０４を構成する単位セル２０２_ijの模式的回路構成は、図１０に示すように表される。

第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４は、図９・図１０に示すように、向かい合わせに接続した２つのＭＯＦＥＴ Ｑ１_ij・Ｑ２_ijと、ＭＯＦＥＴ Ｑ１_ijのドレインＤ１_ijとＭＯＦＥＴ Ｑ２_ijのドレインＤ２_ij間に２つのＡＢＤ１_ij・ＡＢＤ２_ijを向かい合わせにしたサージキラー回路２６_iを備える構成を単位セル２０２_ijとし、この単位セル２０２_ijをｍ直列×ｎ並列に接続した構成を備える。

また、ゲート駆動回路１５_iは、入力端子１８Ａ・１８Ｂに接続されたＥ／Ｏ変換器２２_iと、直流電圧（ＤＣ＋２４Ｖ）が供給された絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６_iと、Ｅ／Ｏ変換器２２_iに接続された光ファイバー１７_iと、光ファイバー１７_iを介してＥ／Ｏ変換器２２_iと接続され、かつ絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６_iと接続されたＯ／Ｅ変換器１４_iと、Ｏ／Ｅ変換器１４_iに接続されたＦＥＴドライバ１２_i1とを備える。Ｅ／Ｏ変換器２２_iとＯ／Ｅ変換器１４_iの間には絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器１６_iと同等以上の耐圧が確保されている。同様に、ｉ段目の他のセル２０２_i2・２０２_i3・…・２０２_inのＦＥＴドライバ１２_i2・１２_i3・…・１２_inは、Ｏ／Ｅ変換器１４_iと共通接続されている。

第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４によれば、例えば、接点定格負荷ＡＣ（７００×ｍ）Ｖ／（５×ｎ）Ａの双方向ＡＣスイッチを提供することができる。

第３の実施の形態によれば、光ファイバーによる十分な絶縁距離の確保によって、制御側のノイズ耐性を強化し、ゲート電圧低下による電流の低下や、ゲート過電圧によるゲート破壊、スイッチング特性の悪化を抑制した双方向ＡＣスイッチを構成することができる。

また、第３の実施の形態によれば、サージキラー回路による印加電圧の保証をすることで故障しにくく、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量、高速応答可能で、大電圧や分圧バランスの不均一に起因するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの破壊の危険が軽減した無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。

[第４の実施の形態]
第４の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０６の模式的回路ブロック構成は、図１１に示すように、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００のスイッチ出力端子の外側に直列に接続された断路器１０７をさらに備える。ここで、断路器１０７は、電磁式スイッチ等により構成可能である。また、双方向ＡＣスイッチ１００と断路器１０７との間には、制御回路１０９を備えていても良い。制御回路１０９は、双方向ＡＣスイッチ１００の電流遮断信号を受信し、断路器１０７のオフ動作のトリガ信号を断路器１０７に供給する動作を行っている。

半導体を使った双方向ＡＣスイッチ１００は物理的に配線を切っているわけではないので、リーク電流が僅かながら存在する。これが問題にならないように、双方向ＡＣスイッチ１００で高速遮断した後に、断路器１０７を使って物理的に遮断することで、リーク電流に起因する電力損失や、オフ状態の双方向ＡＣスイッチ１００に異常が発生したときの事故を防止することができる。

すなわち、半導体を使った双方向ＡＣスイッチ１００では出力端子間の物理的接続は切れておらず、リーク電流を完全にゼロにすることは困難である。半導体を使った双方向ＡＣスイッチ１００の出力端子に直列に断路器１０７が接続され、双方向ＡＣスイッチ１００が電流導通を遮断した後に断路器１０７により電圧をオフにする順序を経ることで、配線１０８に導通する電流を高い安全性を確保しつつ遮断するとともに、双方向ＡＣスイッチ１００のオフ時の電力消費が抑制できる。双方向ＡＣスイッチは電流遮断を１μ秒以内の短時間で完了できるため、電磁式スイッチ特有の放電現象による遮断時間の遅れとそれに伴う巨大事故電流発生の可能性を完全に排除する。このことは、系統に接続される配線１０８や電子機器の電流許容設計の簡略化を実現する。

なお、第４の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０６において、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００を適用する例を開示したが、第１の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１００に限定されることはない。すなわち、第２の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０２や、第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチ１０４に対しても同様に適用可能である。

（半導体デバイスの構成例）
―ＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴ―
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００の例であって、ＳｉＣ−ＤＩ（Double Implanted）ＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造は、図１２に示すように表される。

第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴは、図１２に示すように、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４と、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４上にエピタキシャル成長されたｎ^-ドリフト層１２６と、ｎ^-ドリフト層１２６の表面側に形成されたｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ⁺ソース領域１３０と、ｐボディ領域１２８間のｎ^-ドリフト層１２６の表面上に配置されたゲート絶縁層１３２と、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８と、ｎ⁺ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に電気的に接続されたソース電極１３４と、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４の、ｎ^-ドリフト層１２６と反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極１３６とを備える。

図１２では、半導体デバイス２００は、ｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ⁺ソース領域１３０が、ダブルイオン注入（ＤＩ）で形成され、ソースパッド電極ＳＰは、ｎ⁺ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４に接続される。ゲートパッド電極ＧＰ（図示省略）は、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８に接続される。また、ソースパッド電極ＳＰ・ソース電極１３４およびゲートパッド電極ＧＰ（図示省略）は、図１２に示すように、半導体デバイス２００の表面を覆うパッシベーション用の層間絶縁膜１４４上に配置される。

―ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴ―
第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００の例であって、ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴの模式的断面構造は、図１３に示すように表される。

第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能なＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴは、図１３に示すように、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４と、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４上にエピタキシャル成長されたｎ^-ドリフト層１２６Ｎと、ｎ^-ドリフト層１２６Ｎの表面側に形成されたｐボディ領域１２８と、ｐボディ領域１２８の表面に形成されたｎ⁺ソース領域１３０と、ｐボディ領域１２８を貫通し、ｎ^-ドリフト層１２６Ｎまで形成されたトレンチの内にゲート絶縁層１３２および層間絶縁膜１４４Ｕ・１４４Ｂを介して形成されたトレンチゲート電極１３８ＴＧと、ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４と、ｎ⁺ＳｉＣ基板１２４の、ｎ^-ドリフト層１２６Ｎと反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極１３６とを備える。

図１３では、半導体デバイス２００は、ｐボディ領域１２８を貫通し、半導体基板１２６Ｎまで形成されたトレンチ内にゲート絶縁層１３２および層間絶縁膜１４４Ｕ・１４４Ｂを介して形成されたトレンチゲート電極１３８ＴＧが形成され、ソースパッド電極ＳＰは、ソース領域１３０およびｐボディ領域１２８に接続されたソース電極１３４に接続される。ゲートパッド電極ＧＰ（図示省略）は、ゲート絶縁層１３２上に配置されたゲート電極１３８に接続される。また、ソースパッド電極ＳＰ・ソース電極１３４およびゲートパッド電極ＧＰ（図示省略）は、図１３に示すように、半導体デバイス２００の表面を覆うパッシベーション用の層間絶縁膜１４４Ｕ上に配置される。

ＳｉＣ−ＴＭＯＳＦＥＴはドレイン電流経路にｐボディ領域１２８から伸張するジャンクション抵抗が存在しないため、ＳｉＣ−ＤＩＭＯＳＦＥＴと比較してさらに低オン抵抗のＦＥＴを提供することが可能であり、１素子当たりに１００Ａ以上のドレインパルス電流を許容することも可能になる。

また、第１〜第３の実施の形態に係る双方向ＡＣスイッチに適用可能な半導体デバイス２００には、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＧａＮ系ＦＥＴなどを適用することもできる。

ＳｉＣデバイスは、高絶縁破壊電界（例えば、約３ＭＶ／ｃｍであり、Ｓｉの約３倍）であることから、Ｓｉに比べてドリフト層の膜厚を薄くし、かつキャリア濃度を高く設定しても耐圧が確保できる。絶縁破壊電界の違いから、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのピーク電界強度は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴのピーク電界強度よりも高く設定可能である。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいては、必要なｎ^-ドリフト層１２６・１２６Ｎの膜厚が薄く、キャリア濃度と膜厚の双方のメリットによって、ｎ^-ドリフト層１２６・１２６Ｎの抵抗値を低減し、オン抵抗Ｒ_onを低くすることができ、チップ面積を縮小化（小チップ化）可能である。さらにユニポーラデバイスであるＭＯＳＦＥＴ構造のままで、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比肩し得る耐圧を実現可能であることから、高耐圧でかつ高速スイッチングできるとされ、スイッチング損失の低減が期待できる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向ＡＣスイッチを提供することができる。

[その他の実施の形態]
上記のように、第１〜第３の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面は例示的なものであり、この発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例および運用技術が明らかとなろう。

このように、本実施の形態ここでは記載していない様々な実施の形態などを含む。

本実施の形態の双方向ＡＣスイッチは、パワーＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用い、電圧−電流特性の線形性に優れ、小型で安価、長寿命、高耐圧、大電流容量で高速応答可能な無電圧接点の双方向ＡＣスイッチとして、ＡＣ高電圧リレーを行うスイッチギアを初めとして、幅広い応用分野に適用可能である。

８₁₁、８₁₂、…、８_mn…発光ダイオード（ＬＥＤ）
１２₁₁、１２₁₂、…、１２_mn…ＦＥＴドライバ
１３₁₁、１３₁₂、…、１３_mn、１５₁、１５₂、…、１５_m…ゲート駆動回路
１４₁、１４₂、…、１４_m…Ｏ／Ｅ変換器
１６₁、１６₂、…、１６_m…絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器
１７₁、１７₂、…、１７_m…光ファイバー
１８Ａ、１８Ｂ…入力端子
２２₁、２２₂、…、２２_m…ＥＯ変換器
２４…負荷
２６₁、２６₂、…、２６_m、２６₁₁、２６₁₂、…、２６_mn…サージキラー回路
１００、１０２、１０４、１０６…双方向ＡＣスイッチ
１０７…断路器
１０８…配線
１０９…制御回路
１１０₁₁、１１０₁₂、…、１１０_mn、１１１₁₁、１１１₁₂、…、１１１_mn、２０２₁₁、２０２₁₂、…、２０２_mn…セル（単位セル）
１２４…ｎ⁺ＳｉＣ基板
１２６、１２６Ｎ…ｎ^-ドリフト層
１２８…ｐボディ領域
１３０…ソース領域
１３２…ゲート絶縁膜
１３４…ソース電極
１３６…ドレイン電極
１３８、１３８ＴＧ…ゲート電極
１４４、１４４Ｕ、１４４Ｂ…層間絶縁膜
２００、Ｑ１₁₁、Ｑ１₁₂、…、Ｑ１_mn、Ｑ２₁₁、Ｑ２₁₂、…、Ｑ２_mn…半導体デバイス（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）
Ｓ１₁₁、Ｓ１₁₂、…、Ｓ１_mn、Ｓ２₁₁、Ｓ２₁₂、…、Ｓ２_mn…ソース
Ｇ１₁₁、Ｇ１₁₂、…、Ｇ１_mn、Ｇ２₁₁、Ｇ２₁₂、…、Ｇ２_mn…ゲート
Ｄ１₁₁、Ｄ１₁₂、…、Ｄ１_mn、Ｄ２₁₁、Ｄ２₁₂、…、Ｄ２_mn…ドレイン
ＢＤ１₁₁、ＢＤ１₁₂、…、ＢＤ１_mn、ＢＤ２₁₁、ＢＤ２₁₂、…、ＢＤ２_mn…ボディダイオード
Ｔ１、Ｔ２…スイッチ出力端子
Ｖ_ac…交流電圧

Claims (9)

1. 第１ゲート、第１ソースおよび第１ドレインを有する第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、
   前記第１ソースと短絡された第２ソースを有し、かつ第２ドレインを有する第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、
   を備えた双方向スイッチであって、
   前記双方向スイッチのスイッチ出力端子間の通電時の定格電流が、前記第１ソース側に正電圧が印加された場合に前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのチャネル部と前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴのボディダイオード部に流れる電流を比較して、前記チャネル部側を流れる電流の方が大きくなる電流範囲内に設定された、双方向スイッチ。
2. 前記定格電流が、前記第１ソース側に正電圧が印加された場合に前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディダイオード部側に流れる電流が全体の１％以下になる電流範囲内に設定された、請求項１に記載の双方向スイッチ。
3. 前記定格電流が流れた場合に前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの前記第１ゲートをオンさせた状態における前記第１ドレインと前記第１ソースとの間に掛かる電圧の絶対値が１．０Ｖ以下になるように設定された、請求項１または２に記載の双方向スイッチ。
4. 前記双方向スイッチの前記第１ドレインおよび前記第２ドレイン間に１つ以上接続されたサージキラー回路を備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の双方向スイッチ。
5. 前記サージキラー回路は、互いにカソードを向かい合わせに接続した第１アバランシェブレークダウンダイオードおよび第２アバランシェブレークダウンダイオードを備える、請求項４に記載の双方向スイッチ。
6. 前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよび前記第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、
   第１導電型のＳｉＣ基板と、
   前記ＳｉＣ基板上に形成された第１導電型のドリフト層と、
   前記ドリフト層の表面側に形成された第２導電型のボディ領域と、
   前記ボディ領域の表面に形成された第１導電型のソース領域と、
   前記ボディ領域の前記ドリフト層の表面上に配置されたゲート絶縁層と、
   前記ゲート絶縁層上に配置されたゲート電極と、
   前記ソース領域および前記ボディ領域に電気的に接続されたソース電極と、
   前記ＳｉＣ基板の、前記ドリフト層と反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極と
   をそれぞれ備える、請求項１に記載の双方向スイッチ。
7. 前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよび前記第２ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、
   第１導電型のＳｉＣ基板と、
   前記ＳｉＣ基板上に形成された第１導電型のドリフト層と、
   前記ドリフト層の表面側に形成された第２導電型のボディ領域と、
   前記ボディ領域の表面に形成された第１導電型のソース領域と、
   前記ボディ領域を貫通し、前記ドリフト層まで形成されたトレンチの内にゲート絶縁層および層間絶縁膜を介して形成されたトレンチゲート電極と、
   前記ソース領域および前記ボディ領域に接続されたソース電極と、
   前記ＳｉＣ基板の、前記ドリフト層と反対側の表面に電気的に接続されたドレイン電極と
   をそれぞれ備える、請求項１に記載の双方向スイッチ。
8. 前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴの前記ボディダイオード部は、前記第１ソースと前記第１ドレインとの間に内蔵されたボディダイオードである、請求項１〜７のいずれか１項に記載の双方向スイッチ。
9. 前記第１ＳｉＣ−ＭＯＳＥＦＴの前記ボディダイオード部は、前記ボディ領域と前記ドリフト層との間に内蔵されたボディダイオードである、請求項６または７に記載の双方向スイッチ。

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