WO2019044376A1 - マイクロ波整流回路 - Google Patents

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WO2019044376A1
WO2019044376A1 PCT/JP2018/029156 JP2018029156W WO2019044376A1 WO 2019044376 A1 WO2019044376 A1 WO 2019044376A1 JP 2018029156 W JP2018029156 W JP 2018029156W WO 2019044376 A1 WO2019044376 A1 WO 2019044376A1
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WO
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branch
unit
line
branch lines
reflected wave
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PCT/JP2018/029156
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English (en)
French (fr)
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大野　泰夫
弘子 伊藤
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Nichia Corp
Laser Systems Inc Japan
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Nichia Corp
Laser Systems Inc Japan
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a microwave rectifier circuit.
  • a rectenna antenna also called a rectifier antenna
  • RF-DC conversion direct current power
  • a rectifier circuit (hereinafter referred to as a "microwave rectifier circuit") used in this type of rectenna device, there is a demand for suppressing a reflected wave from the inside of the microwave rectifier circuit to the antenna side.
  • a reflected wave occurs when impedances differ at the connection between circuits. Then, when a reflected wave to the antenna side is generated in the microwave rectification circuit, the reflected wave is re-radiated from the antenna to the external space, causing an increase in power loss, and in addition, to the radio wave of other applications. It will also have an adverse effect.
  • the microwave rectification circuit in addition to the reflected wave of the fundamental frequency, a reflected wave of harmonics is also generated due to the non-linearity of the rectifying diode.
  • the microwave rectification circuit since the flowing power is much larger than that in wireless communication, in addition to the reflected wave of the fundamental frequency, the suppression of the reflected wave of the harmonic is also required.
  • Patent Document 1 describes that a filter and an open stub are provided in the front stage of a rectifying unit including a rectifying diode. And in the prior art of patent document 1, the reflected wave of a harmonic is shielded by a filter, and the reflected wave of the fundamental wave component which passes the said filter is shielded by an open stub etc.
  • the present disclosure has been made in view of the above problems, and provides a microwave rectification circuit that can reliably suppress re-radiation of received microwaves from an antenna to an external space during rectification operation.
  • the purpose is
  • a microwave rectification circuit for rectifying alternating current power, An input line to which the AC power is input; A branch line branched into a plurality of branch lines from a branch point on the output side of the input line; An impedance matching unit disposed in each of the plurality of branch lines to perform impedance matching and 90 ° phase shift between the input line and the subsequent stage; A rectifying unit disposed downstream of the impedance matching unit for each of the plurality of branch lines to rectify the AC power; It is disposed between at least one of the impedance matching portion of the plurality of branch lines and the rectification portion, and the synthesis of the fundamental wave component of the reflected wave generated in the rectification portion is zero at the branch point.
  • a phase shift unit that shifts the phase of AC power;
  • a branch resistance unit configured to have a plurality of resistance portions arranged to branch from the output end of the impedance matching portion of each of the plurality of branch lines, and connecting the other ends of the plurality of resistance portions to each other When, , A microwave rectification circuit.
  • the microwave rectification circuit According to the microwave rectification circuit according to the present disclosure, it is possible to reliably suppress re-radiation of the received microwave from the antenna to the external space during the rectification operation.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of the microwave rectification circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a view showing the configuration of a microwave rectification circuit according to Comparative Example 1.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the microwave rectification circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a first test circuit used for the first circuit simulation.
  • FIG. 5 is a diagram showing simulation results of the first circuit simulation.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a second test circuit used for the second circuit simulation.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a comparison test circuit used for the second circuit simulation.
  • 8A and 8B are diagrams showing simulation results of the second circuit simulation.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of the microwave rectification circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a view showing the configuration of a microwave rectification circuit according to Comparative Example 1.
  • FIG. 3 is a diagram for
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of another aspect of the impedance matching unit and the phase shift unit.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the relationship between the circuit parameter of the circuit element of the ⁇ type circuit and the phase shift amount.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the configuration of the microwave rectification circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the microwave rectification circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the configuration of the microwave rectification circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a view showing an example of the configuration of a microwave rectification circuit U according to the present embodiment.
  • the microwave rectification circuit U includes an input line 1, an impedance matching unit 2, a phase shift unit 3, a rectification unit 4, and a branch resistance unit 5.
  • the high frequency power received from the antenna A (hereinafter referred to as “input wave Vin”) is input to the input line 1.
  • input wave Vin The high frequency power received from the antenna A
  • branch lines La and Lb branched to a plurality from the branch point L0 are connected.
  • the input wave Vin input to the input line 1 is branched from the branch point L0 to each of the plurality of branch lines La and Lb and travels to the subsequent stage side.
  • the microwave rectification circuit U has a configuration in which the branch lines La and Lb are branched into two from the branch point L0.
  • the branch line La will be referred to as “first branch line La”
  • the branch line Lb will be referred to as “second branch line Lb”
  • the configuration on the first branch line La is given the reference a and is referred to as “first... A”
  • the configuration on the second branch line Lb is given the reference b. This will be described by referring to 2 of ... b ".
  • the impedance matching unit 2 is disposed for each of the plurality of branch lines La and Lb, and performs impedance matching between the input line 1 and the subsequent stage.
  • the impedance matching unit 2 according to the present embodiment is configured by ⁇ / 4 lines 2a and 2b.
  • the ⁇ / 4 lines 2a and 2b are adjusted to a line length of ⁇ / 4 based on the wavelength ⁇ of the fundamental frequency of the input wave Vin.
  • the first ⁇ / 4 line 2a is a transmission line constituting the first branch line La, and performs impedance matching between the input line 1 and the first rectifier 4a.
  • the second ⁇ / 4 line 2b is a transmission line constituting the second branch line Lb, and performs impedance matching between the input line 1 and the second rectifier 4b.
  • the first ⁇ / 4 line 2a and the second ⁇ / 4 line 2b also have a function of generating a 90 ° phase difference with respect to the passing input wave Vin (and the reflected wave).
  • the first ⁇ / 4 line 2a and the second ⁇ / 4 line 2b perform impedance matching with the subsequent stage, thereby suppressing the reflection of the input wave Vin at the branch point L0.
  • the impedance matching unit 2 can perform impedance matching and phase shift of 90 ° with the subsequent stage, any configuration such as a ⁇ -type circuit (described later with reference to FIG. 9) including an inductor and a capacitor May be realized by
  • the phase shift unit 3 is disposed between the at least one impedance matching unit 2 of the plurality of branch lines La and Lb and the rectifying unit 4, and the synthesis of the fundamental wave component of the reflected wave generated by the rectifying unit 4 is a branch point
  • the phase of the passing high frequency power is shifted so as to be zero at L0.
  • the phase shift unit 3 causes the synthesis of the fundamental wave components of the reflected waves generated in the rectification unit 4 to be zero at the branch point L0.
  • the potential of the wire connection position of 5 can be made zero (details will be described later).
  • the phase shift unit 3 is constituted by the first phase shift unit 3a disposed in the subsequent stage of the first ⁇ / 4 line 2a, and the input wave Vin directed to the first rectification unit 4a is 90 ° phase shift (phase delay or phase lead).
  • the first phase shift unit 3a also generates a 90 ° phase shift (phase delay or phase lead) for the reflected wave from the first rectifier 4a.
  • the fundamental wave component of the reflected wave generated by the first rectification unit 4a and the fundamental wave component of the reflected wave generated by the second rectification unit 4b have the same waveform and a reverse phase at the branch point L0.
  • the combination becomes zero at the branch point L0.
  • the phase shift unit 3 is configured of, for example, a ⁇ / 4 line. However, the phase shift unit 3 may be realized by another configuration such as a delay circuit.
  • the rectifying unit 4 is disposed downstream of the impedance matching unit 2 of each of the plurality of branch lines La and Lb to rectify the input wave Vin.
  • the rectifying unit 4 is configured using a diode, and is configured of, for example, a single shunt type rectifying circuit or a voltage doubler type rectifying circuit.
  • the first rectification unit 4a is connected to the subsequent stage of the first phase shift unit 3a of the first branch line La, and rectifies the input wave Vin output from the first phase shift unit 3a.
  • the second rectification unit 4b is connected to the subsequent stage of the second ⁇ / 4 line 2b of the second branch line Lb, and rectifies the input wave Vin output from the second ⁇ / 4 line 2b.
  • first rectifier 4a and the second rectifier 4b are configured to have the same reflection characteristics. Therefore, for example, a diode having the same characteristic and a circuit configuration of the same type are used for the first rectifier 4a and the second rectifier 4b.
  • first reflected wave Vra the reflected wave generated by the first rectifier 4a
  • second reflected wave Vrb the reflected wave generated by the second rectifier 4b
  • the DC power generated by the first rectifier 4a and the DC power generated by the second rectifier 4b are both output to the current collector (not shown) in the subsequent stage, and are combined in the current collector. .
  • the branch resistive portion 5 has a plurality of resistive portions 5a, 5b disposed to branch from the output end of the impedance matching portion 2 of each of the plurality of branch lines La, Lb, and the plurality of resistive portions 5a, 5b. The other ends of the two are connected to each other.
  • the branch resistance unit 5 eliminates the reflected wave re-reflected or the like at the branch point L0 (details will be described later).
  • one end of the first resistor portion 5a is connected to the output end of the first ⁇ / 4 line 2a, and one end of the first resistor portion 5b is the output of the second ⁇ / 4 line 2b.
  • the other end of the first resistance portion 5a is connected to the other end of the second resistance portion 5b.
  • first resistor portion 5a and the second resistor portion 5b is connected to the output end of the first ⁇ / 4 line 2a, and the other end is connected to the output end of the second ⁇ / 4 line 2b. It may be constituted by a single resistive element.
  • a filter unit for example, an open stub that shields harmonics may be disposed upstream of the first rectifier unit 4a and the second rectifier unit 4b.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the microwave rectification circuit H1 according to Comparative Example 1. As shown in FIG.
  • the microwave rectification circuit H1 according to the first comparative example includes the first branch line La and the second branch line Lb branched into two from the branch point L0 of the input line 1, and the first branch line La
  • the first rectifier 4a is disposed via the first phase shift unit 3a, and the second rectifier 4b is directly connected to the branch point L0 on the second branch line Lb. .
  • the microwave rectification circuit H1 In the microwave rectification circuit H1 according to Comparative Example 1, when the input wave Vin is input to the input line 1, first, the first reflected wave Vra is generated in the first rectifier 4a, and the second rectifier 4b is generated. The second reflected wave Vrb is generated at. At this time, the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb each include a harmonic component in addition to the fundamental frequency component of the input wave Vin due to the non-linearity of the diode and the like. .
  • the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb have the same waveform because the reflection characteristic of the first rectifier 4a and the reflection characteristic of the second rectifier 4b are the same.
  • the phase difference of 90 ° at the arrival time to the rectifying unit 4 with respect to the second reflected wave Vrb is obtained. It has become.
  • the first reflected wave Vra passes through the phase shift unit 3a again to reach the branch point L0.
  • the second reflected wave Vrb arrives at the branch point L0 as it is. Therefore, at the branch point L0, the first reflected wave Vra has a phase difference of 180 ° with respect to the second reflected wave Vrb. That is, at the branch point L0, the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb have the same waveform, and their phases are reversed to each other. Therefore, the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb cancel each other when traveling from the branch point L0 to the input line 1.
  • the first rectification unit 4a and the second rectification unit 4b for dividing and inputting the input wave Vin are disposed, and the first rectification unit
  • the phase shift unit 3a By arranging the phase shift unit 3a in the previous stage of one of the 4a or the second rectification unit 4b, it is possible to expect the canceling action of the reflected wave (the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb) .
  • the reflected wave can be reduced but can not be zero.
  • the first reflected wave Vra returned to the branch point L0 is not all returned to the input line 1, and a part is re-reflected to the original first branch line La (hereinafter referred to as “A first re-reflected wave Vra1”, and another part of the second reentrant line Lb (hereinafter referred to as “a first wraparound reflected wave Vra2”).
  • second re-reflected wave Vrb1 part of the second reflected wave Vrb returned to the branch point L0 is re-reflected to the original second branch line Lb (hereinafter referred to as “second re-reflected wave Vrb1”) Also, the other part flows into the other first branch line La (hereinafter, referred to as “second wraparound reflected wave Vrb2”).
  • the reflected waves Vra1, Vra2, Vrb1, and Vrb2 re-reflected at the branch point L0 are reflected by the first rectifier 4a and the second rectifier 4b, respectively, and return to the branch point L0 again.
  • the phases become in phase.
  • the first wraparound reflected wave Vra2 and the second wraparound reflected wave Vrb2 return to the branch point L0, the phases become in phase.
  • the reflected waves Vra1, Vra2, Vrb1, and Vrb2 are re-radiated from the antenna A from the input line 1 toward the antenna A without being canceled each other.
  • the microwave rectification circuit U causes the branch resistance unit 5 to eliminate the reflected waves (Vra1, Vra2, Vrb1, Vrb2) re-reflected at the branch point L0.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the microwave rectification circuit U according to the present embodiment.
  • Vra is a first reflected wave generated in the first rectifier 4a
  • Vrb is a second reflected wave generated in the second rectifier 4b
  • Vra1 is a first re-reflected wave
  • Vrb1 is a first reflected wave.
  • the second re-reflected wave, Vra2 represents a first wraparound reflected wave
  • Vrb2 represents a second wraparound reflected wave.
  • the microwave rectification circuit U As in the microwave rectification circuit H1 according to the comparative example 1, the first reflected wave Vra is generated in the first rectification unit 4a, and the second rectification unit A second reflected wave Vrb is generated at 4b.
  • the first reflected wave Vra returns to the branch point L0 via the first phase shift unit 3a and the first ⁇ / 4 line 2a.
  • the second reflected wave Vrb returns to the branch point L0 via the second ⁇ / 4 line 2b.
  • the first reflected wave Vra and a part of the second reflected wave Vrb return to the branch point L0, they flow into the branch resistance unit 5 and disappear.
  • the behavior of the first reflected wave Vra and the second reflected wave Vrb at the branch point L0 is as described with reference to the microwave rectification circuit H1 according to the first comparative example. That is, a part of the first reflected wave Vra is re-reflected to the first ⁇ / 4 line 2a (a first re-reflected wave Vra1), and another part is reflected to the second ⁇ / 4 line 2b. (First wraparound reflected wave Vra2). Similarly, part of the second reflected wave Vrb is re-reflected to the second ⁇ / 4 line 2b (second re-reflected wave Vrb1), and the other part is reflected to the first ⁇ / 4 line 2a. Involvement (second wraparound reflected wave Vrb2).
  • the microwave rectification circuit U since the branch resistance unit 5 is provided between the first and second rectification units 4a and 4b and the branch point L0, a known Wilkinson distributor and Similarly (see, for example, Non-Patent Document 1), the first re-reflected wave Vra1, the first wrap-around reflected wave Vra2, the second re-reflected wave Vrb1, and the second wrap-around reflected wave Vrb2 are The heat is absorbed by the branch resistor 5 from both ends of the branch resistor 5 and does not return to the first and second rectifiers 4a and 4b.
  • the signals of the first reflected wave Vra and part of the second reflected wave Vrb propagate to the side of the input line 1 at the branch point L0, but these signals cancel each other out of phase. As a result, the reflected wave does not return to the input line 1 side.
  • the microwave rectification circuit U since the reflected waves Vra1, Vra2, Vrb1, and Vrb2 re-reflected at the branch point L0 can be eliminated by the branch resistance unit 5, from the antenna A It is possible to suppress the occurrence of re-emission.
  • the input wave Vin is in the same phase at both ends of the branch resistance portion 5 and therefore does not flow into the branch resistance portion 5 and does not become a loss in the branch resistance portion 5.
  • the microwave rectification circuit U causes the branch resistance unit 5 to eliminate the reflected wave related to the odd-order harmonic component as well as the reflected wave of the fundamental frequency, and Return to the side can be reliably suppressed.
  • the harmonic components generated as reflected waves in the first and second rectifiers 4a and 4b are usually only the odd-order harmonic components, so all the microwave rectification circuits U according to this embodiment are It can be said that the re-radiation from the antenna A is also suppressed with respect to the harmonic components of Also, in order to completely cut off even-order harmonics, by installing a corresponding cut-off filter using a stub or the like, it is possible to realize without degrading the characteristics of the rectenna circuit.
  • the following equation (1) is set to hold.
  • (2 ⁇ Z 1 ) ⁇ Z 3 Z 2 2 (1) (However, Z 1 : characteristic impedance of input line 1 [ ⁇ ], Z 2 : characteristic impedance of first ⁇ / 4 line 2 a [ ⁇ ], Z 3 : subsequent stage of first ⁇ / 4 line 2 a (first Characteristic impedance [ ⁇ ]) of the phase shift unit 3a etc.
  • the reason that the characteristic impedance of the input line 1 is (2 ⁇ Z 1 ) is because the first ⁇ / 4 line 2 a is one side branched into two.
  • the characteristic impedance of the second lambda / 4 line 2b is also set to be the same characteristic impedance Z 2 and the first lambda / 4 line 2a.
  • Resistance Z 4 of the first resistor portion 5a of the branch resistor section 5 (and the second resistor portion 5b) is reflected wave Vra1 re reflection or the like at the branch point L0, Vra2, Vrb1, Vrb2 is first ⁇ It sets so that it may go to the connection position of the said branch resistance part 5, without reflecting in the connection position with the / 4 track
  • the input wave Vin because the same phase on both sides of the branch resistor section 5, because the flow to the branch resistor unit 5 does not occur, when setting the resistance value Z 4 of the first resistor portion 5a Can be ignored and considered.
  • the resistance value Z 4 of the first resistor portion 5a is reflected wave Vra1 re reflection or the like at the branch point L0, Vra2, Vrb1, Vrb2 only may be set in consideration.
  • the potential at the connection position of the branch resistance unit 5 is zero [V].
  • the impedance on the side of the first phase shift unit 3a can also be ignored. That is, the condition that the first re-reflected wave Vra1 and the second wraparound reflected wave Vrb2 are absorbed by the first resistance portion 5a without being reflected at the connection position of the first resistance portion 5a is the first condition.
  • resistance Z 4 of the resistor portion 5a is that the characteristic impedance of the first lambda / 4 line 2a and (Z 2) are impedance matched.
  • the resistance value Z 4 of the first resistor portion 5a from the general lambda / 4 line condition of impedance matching, set to satisfy the following equation (2).
  • (2 ⁇ Z 1 ) ⁇ Z 4 Z 2 2 (2) (Where Z 1 : characteristic impedance of input line 1 [ ⁇ ], Z 2 : characteristic impedance of first ⁇ / 4 line 2 a [ ⁇ ], Z 4 : resistance value of first resistor portion 5 a [ ⁇ ])
  • the resistance value Z 4 of the first resistor portion 5a may be set to be the same value as the characteristic impedance Z 3 of the first phase shift unit 3a.
  • the reflected waves Vra1, Vra2, Vrb1, and Vrb2 re-reflected at the branch point L0 are obtained.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the first test circuit T1 used for the first circuit simulation.
  • the first circuit simulation observes the behavior of the first and second reflected waves Vra and Vrb generated by the first and second rectifiers 4a and 4b of the microwave rectification circuit U according to the present embodiment.
  • a high frequency signal Vt0 simulating the first and second reflected waves Vra and Vrb is input from the port Sb, and the amount of transmission of the high frequency signal Vt0 to the port Sa is detected.
  • two first phase shift portions 3a are continuously arranged on the first branch line La side, and thereby, have a phase difference of 180 ° from the high frequency signal Vt0.
  • a first reflected wave Vra and a second reflected wave Vrb are generated.
  • the input line 1, the first ⁇ / 4 line 2a, the second ⁇ / 4 line 2b, the phase shift unit 3, and the branch resistance unit 5 in FIG. 4 are respectively the microwave rectification circuit of FIG. It has the same configuration as each configuration of U.
  • the first ⁇ / 4 line 2a, the second ⁇ / 4 line 2b, the first phase shift unit 3a, and the branch resistance unit 5 with reference to 5.8 GHz (fundamental frequency) Impedance etc. is set. Then, in the first circuit simulation, a signal component Vt1, a signal component Vt2 and a loss Pt when the frequency of the high frequency signal Vt0 is changed are calculated. In other words, this circuit simulation verifies the behavior of each frequency in the microwave rectification circuit U in which 5.8 GHz is set as the fundamental frequency.
  • FIG. 5 is a diagram showing simulation results of the first circuit simulation.
  • Vt1 (dotted line) is the magnitude of the signal component transmitted to the port Sa
  • Vt2 (dashed dotted line) is the magnitude of the signal component re-reflected to the port Sb
  • Pt (solid line) is the branch resistance portion Power loss at 5 is shown.
  • the horizontal axis represents frequency [GHz]
  • the vertical axis represents the magnitude of Vt1, Vt2 and Pt when the input component is 1.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a second test circuit T2 used for the second circuit simulation.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the comparison test circuit H2 used for the second circuit simulation.
  • the test circuit H2 for comparison is a microwave rectification circuit according to the prior art that performs a rectification operation without branching from the input line 1.
  • the high frequency signal Vt3 is input from the input port Sc, and the DC output Vt4 detected at the output port Sd and the power Vt5 of the reflected wave reflected to the input line 1 detected at the detection port Se are detected. Do.
  • Each of the branch resistance portions 5 has the same configuration as that shown in FIG. However, here, the filter unit 6 (the first filter unit 6a, the second filter unit 6b) for shielding the reflected waves of harmonics in the front stage of the first rectifier unit 4a and the second rectifier unit 4b. are provided.
  • the resistors 7a and 7b in FIGS. 6 and 7 are power loads, the capacitor 8 is a capacitor for cutting a direct current, and the circulator 9 is a configuration for detecting a reflected wave reflected to the input line 1.
  • the second test circuit T2 and the comparison test circuit H2 are adjusted by the first filter unit 6a, the second filter unit 6b, etc. It is set so that reflection in the 1st rectification part 4a and the 2nd rectification part 4b may become the minimum.
  • FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of the second circuit simulation.
  • FIG. 8A shows a simulation result of the second test circuit T2
  • FIG. 8B shows a simulation result of the comparison test circuit H2.
  • Pd2 (dotted line) indicates the power loss in the rectifying unit 4
  • Pr2 (solid line) indicates the reflected power detected by the circulator 9.
  • the horizontal axis Pin represents the input power (10 mW to 10 W) [W]
  • the vertical axis the magnitude of the power loss Pd2 (dotted line) when the input component is 1
  • the reflected power Pr2 (solid line) Represents the size of
  • both the reflected power Pr2 and the power loss Pd2 are large even when the input power at which the shielding effect of the reflected wave of the filter unit 6 is exhibited is 1 W. It is observed.
  • the reflected power Pr2 is substantially zero regardless of the input power Pin.
  • the microwave rectification circuit U As described above, according to the microwave rectification circuit U according to the present embodiment, the reflected waves (Vra, Vrb) generated by the rectifying unit 4 cancel each other at the branch point L0, and the reflected waves re-reflected at the branch point L0
  • the (Vra1, Vra2, Vrb1, Vrb2) can be eliminated by the branch resistor 5.
  • the microwave rectification circuit U concerning this embodiment can exhibit the said effect also about a harmonic component in addition to fundamental frequency. Therefore, the microwave rectification circuit U according to the present embodiment can reliably suppress the re-radiation of the received microwaves from the antenna A to the external space during the rectification operation.
  • the reflected wave re-reflected at the branch point L0 is not input to the first rectifier 4a, the second rectifier 4b, etc. It is possible to operate stably even in the performance limit of the first rectifier 4a and the second rectifier 4b. As a result, it contributes to the improvement of the conversion efficiency of RF / DC.
  • the configuration is shown in which the branch point L0 is branched into two, the first branch line La and the second branch line Lb, but the configuration may be modified to form a plurality of sets, etc. .
  • branch lines L0 to 2 ⁇ m (m is an arbitrary positive integer) number of branch lines are branched, one m branch lines and another m branch lines are connected to the rectifying unit 4
  • the phase of the input wave Vin may be shifted so as to have a phase difference of 90.degree.
  • line respectively was shown.
  • the impedance matching unit 2 and the phase shift unit 3 may be realized by other circuit configurations.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of another circuit configuration of the impedance matching unit 2 or the phase shift unit 3.
  • the circuit shown in FIG. 9 is a ⁇ -type circuit, and includes an inductance element L1, a first capacitor C1, and a second capacitor C2.
  • the inductance element L1 is connected in series between the input side and the output side, and the first capacitor C1 is connected to the front stage of the inductance element L1 with one end grounded, and the second capacitor C2 is In the state where one end is grounded, it is connected to the latter stage of the inductance element L1.
  • the impedance on the signal source side is conjugate to the impedance on the load side with respect to the input point of the impedance matching circuit, and the impedance on the signal source side is based on the output point of the impedance matching circuit. It can be realized by setting the circuit constant of the circuit element so as to have a conjugate relationship with the impedance on the side.
  • the input line for high frequency power of the microwave band is obtained. It is possible to perform impedance matching between the first and second rectifiers 4.
  • FIG. 10 shows the phase shift amount and the circuit parameter (the inductor of the inductance element L1, the capacitance of the first capacitor C1 and the second capacitor C2) of the circuit element of the ⁇ type circuit when the high frequency power is 5.8 GHz. It is a figure which shows an example of the relationship of.
  • the ⁇ circuit can adjust the amount of phase shift of the passing high frequency power by appropriately setting the capacitance of the inductor of the inductance element L1, the first capacitor C1 and the second capacitor C2. it can.
  • the impedance matching unit 2 using a lumped constant line like a ⁇ -type circuit differs in delay time with respect to the fundamental wave and delay time with respect to the harmonics, the reflection suppressing effect due to the phase difference to the harmonics can not be expected.
  • the transmittance for high frequency is lowered, harmonic reflection is also suppressed as a result. To suppress more completely. What is necessary is just to insert the cutoff filter to a harmonic.
  • FIG. 11 is a view showing an example of the configuration of a microwave rectification circuit U according to the second embodiment.
  • the microwave rectification circuit U is configured to branch into three branch lines La, Lb, and Lc from a branch point L0.
  • the description of the configuration common to the first embodiment will be omitted (the same applies to the other embodiments hereinafter).
  • the branch line La is referred to as “first branch line La”, the branch line Lb as “second branch line Lb”, and the branch line Lc as “third branch line Lc”.
  • first branch line La the configuration on the branch lines La, Lb, and Lc is distinguished and described
  • the configuration on the first branch line La is given the symbol a and is referred to as "first ... a”
  • second... B the configuration on the branch line Lb
  • the configuration on the third branch line Lb is denoted by the symbol c and "third ... c" It is called and explained.
  • the first rectifier 4a is connected to the first branch line La via the first ⁇ / 4 line 2a.
  • the second rectifier 4b is connected to the second branch line Lb via the second ⁇ / 4 line 2b and the second phase shift unit 3b.
  • the third rectifying unit 4c is connected to the third branch line Lc via the third ⁇ / 4 line 2c and the third phase shift unit 3c.
  • the branch resistance unit 5 is connected to the output end of the first ⁇ / 4 line 2a, the output end of the second ⁇ / 4 line 2b, and the output end of the third ⁇ / 4 line 2c.
  • Y connection is made via the second and third resistance portions 5a, 5b, 5c.
  • the first ⁇ / 4 line 2a, the second ⁇ / 4 line 2b, and the third ⁇ / 4 line 2c are between the input line 1 and the subsequent stage, as in the first embodiment. Impedance matching. Further, each of the first rectifier 4a, the second rectifier 4b, and the third rectifier 4c also forms a rectifier circuit having equivalent reflection characteristics, as in the first embodiment.
  • the second phase shift unit 3b shifts the phase of the high frequency power passing therethrough by 60 ° (phase delay or phase lead).
  • the phase shift unit 3c of 3 shifts the phase of the high frequency power passing therethrough by 120 ° (phase delay or phase lead).
  • the first reflected wave Vra generated in the first rectifier 4a, the second reflected wave Vrb generated in the second rectifier 4b, and the third reflected wave Vrc generated in the third rectifier 4c At the branch point L0, each has the same waveform and a phase difference of 120 °.
  • the first reflected wave Vra, the second reflected wave Vrb, and the third reflected wave Vrc are made to be in a three-phase alternating current state at the branch point L0. Cancel each other out.
  • the microwave rectification circuit U since the first reflected wave Vra, the second reflected wave Vrb, and the third reflected wave Vrc re-reflect, etc. at the branch point L0, they disappear. In order to do this, the branch resistance unit 5 is provided.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the microwave rectification circuit U according to the present embodiment.
  • the first reflected wave Vra returns to the first branch line La at the branch point L0 due to rereflection, and also enters the first branch line Lb and the third branch line Lc. Generates a wraparound reflected wave Vra2. Also, the second reflected wave Vrb wraps around the second re-reflected wave Vrb1 returning to the second branch line Lb due to re-reflection and the first branch line La and the third branch line Lc at the branch point L0. A second wraparound reflected wave Vrb2 is generated.
  • the third reflected wave Vrc wraps around the third rereflection wave Vrc1 that returns to the third branch line Lc due to rereflection at the branch point L0, and the first branch line La and the second branch line Lb.
  • a third wraparound reflected wave Vrc2 is generated.
  • a part of the signal propagates to the input line 1 side at the branch point L0, and this signal has a first reflected wave Vra, a second reflected wave Vrb, and a third reflected wave Vrc of 120 ° to each other. They have a phase difference and cancel each other out because they have the same amplitude. As a result, the reflected wave does not return to the input side.
  • the first resistor portion 5a (the second resistance portion 5b, the third resistance portion 5c) resistance Z 4 of the impedance matching of the lambda / 4 line than conditional expression of the following It sets so that Formula (3) may be satisfied.
  • (3 ⁇ Z 1 ) ⁇ Z 4 Z 2 2 (3) (Where Z 1 is the characteristic impedance of the input line 1, Z 2 is the characteristic impedance of the first ⁇ / 4 line 2a, and Z 4 is the resistance value of the first resistor portion 5a)
  • the microwave rectification circuit U As described above, according to the microwave rectification circuit U according to the present embodiment, the reflected waves (Vra, Vrb, Vrc) generated in the rectifying unit 4 are mutually canceled at the branch point L0, and re-reflection or the like is performed at the branch point L0.
  • the reflected wave (Vra1, Vra2, Vrb1, Vrb2, Vrc1, Vrc2) can be eliminated by the branch resistance unit 5. Therefore, the microwave rectification circuit U according to the present embodiment can reliably suppress re-radiation from the antenna A to the external space.
  • FIG. 13 is a view showing an example of the configuration of a microwave rectification circuit U according to the third embodiment.
  • the microwave rectification circuit U is configured to branch from the branch point L0 to n branch lines Ln1, Ln2, Ln3 ⁇ Lnn.
  • the phase shift unit 3 shifts the phase of high frequency power input to the branch lines Ln1, Ln2, Ln3 ⁇ Lnn by 180 / n ° (phase delay or phase lead).
  • the high frequency powers flowing through the n-1 branch lines Ln2, Ln2, Ln3... Lnn are different from the high frequency powers flowing through one branch line Ln1 when reaching the rectifying unit 4 respectively.
  • they have different phase differences by k ⁇ 180 / n ° (k is a positive integer of 1 to n ⁇ 1).
  • the synthesis of the reflected waves generated in the rectifying unit 4 can be made zero at the branch point L0. Then, when the synthesis of the reflected waves generated in the rectifying unit 4 becomes zero at the branch point L0, as described in the first and second embodiments, from the reflected wave re-reflected at the branch point L0, etc.
  • the connection position of the branch resistance unit 5 is in a state where the potential is zero.
  • the reflected wave re-reflected at the branch point L0 is absorbed by the branch resistance portion 5 and disappears.
  • the resistance value Z 4 of the resistance portion 5n1 branch resistor section 5, from the conditional expression of the impedance matching of the lambda / 4 line is set so as to satisfy the following equation (4).
  • N ⁇ Z 1 ) ⁇ Z 4 Z 2 2 (4) (Where Z 1 : characteristic impedance of input line 1, Z 2 : characteristic impedance of ⁇ / 4 line 2 n 1, Z 4 : resistance value of resistance section 5 n 1)
  • the phase of the high frequency power flowing through the n branch lines is shifted by 180 / n ° as an example of the phase shift unit 3.
  • the high frequency power having the same phase A configuration may be adopted in which a plurality of branched lines to be flowed are set as a set, and the phase shift amount is set in units of the set.
  • microwave rectification circuit According to the microwave rectification circuit according to the present disclosure, re-radiation from the antenna to the external space can be reliably suppressed.

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Abstract

交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、入力線路（１）の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、複数の前記分岐線路それぞれに配設されたインピーダンス整合部（２）と、複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部（２）の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部（４）と、複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部（２）と前記整流部（４）の間に配設され、前記整流部（４）で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部（３）と、複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部（２）の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部（５）と、を備える。

Description

マイクロ波整流回路
　本開示は、マイクロ波整流回路に関する。
　アンテナでマイクロ波帯域の電磁波を受電し、得られた高周波電力を整流して直流電力に変換（ＲＦ－ＤＣ変換）するレクテナ装置（Rectifying Antenna：レクチファイア・アンテナとも称される）が知られている（例えば、特許文献１や特許文献２を参照）。
　この種のレクテナ装置で使用される整流回路（以下、「マイクロ波整流回路」と称する）においては、当該マイクロ波整流回路内からアンテナ側への反射波を抑制する要請がある。
　一般に、高周波電力が使用される回路においては、回路間の接続部でインピーダンスが異なると反射波が起こる。そして、マイクロ波整流回路において、アンテナ側への反射波が発生した場合、当該反射波は、アンテナから外部空間へ再放射され、電力損失の増大を引き起こし、加えて、他の用途の電波への悪影響を及ぼすことにもなる。
　又、マイクロ波整流回路においては、整流ダイオードの非線形性に起因して、基本周波数の反射波に加えて、高調波の反射波も発生する。マイクロ波整流回路においては、通流する電力が無線通信に比べて遙かに大きいため、基本周波数の反射波に加えて、当該高調波の反射波の抑制も求められる。
特開２０１４－０２３０６９号公報 特開２０１２－０２３８５７号公報
小西 良弘，「実用マイクロ波技術講座―理論と実際〈第２巻〉」，ケイラボ出版，2001，PP.56-58
　かかる問題を解決するため、例えば、特許文献１には、整流ダイオードからなる整流部の前段に、フィルタとオープンスタブを配設することが記載されている。そして、特許文献１の従来技術においては、フィルタによって高調波の反射波を遮蔽し、当該フィルタを通過してくる基本波成分の反射波をオープンスタブ等で遮蔽する。
　しかしながら、特許文献１の従来技術においては、レクテナ装置に伝送される電磁波の伝搬態様や整流部内で発生する反射波が一定であることが前提となっている。一方、電磁波の伝搬態様は、実際には大きく変化する。又、整流部における反射特性は、例えば、入力電力や出力電力等、レクテナ装置の使用条件に応じて大きく変化する。そのため、特許文献１の従来技術においては、アンテナ側への反射波を抑制することは、実際には困難な場合が多い。
　本開示は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを確実に抑制し得るマイクロ波整流回路を提供することを目的とする。
　前述した課題を解決する主たる本開示は、
　交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
　前記交流電力が入力される入力線路と、
　前記入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、
　複数の前記分岐線路それぞれに配設されて、前記入力線路と後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うインピーダンス整合部と、
　複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、
　複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
　複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、
　を備える、マイクロ波整流回路。
　本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを確実に抑制することができる。
図１は、第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図である。 図２は、比較例１に係るマイクロ波整流回路の構成を示す図である。 図３は、第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の動作を説明する図である。 図４は、第１の回路シミュレーションに用いた第１のテスト回路の構成を示す図である。 図５は、第１の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。 図６は、第２の回路シミュレーションに用いた第２のテスト回路の構成を示す図である。 図７は、第２の回路シミュレーションに用いた比較用テスト回路の構成を示す図である。 図８Ａ、図８Ｂは、第２の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。 図９は、インピーダンス整合部及び位相シフト部の他の態様の一例を示す図である。 図１０は、π型回路の回路素子の回路パラ-メータと位相シフト量の関係の一例を示す図である。 図１１は、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図である。 図１２は、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路の動作を説明する図である。 図１３は、第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図である。
　以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。尚、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
（第１の実施形態）
[マイクロ波整流回路の構成]
　以下、図１を参照して、第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例について説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、例えば、上記したレクテナ装置に適用される。
　図１は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例を示す図である。
　本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、入力線路１、インピーダンス整合部２、位相シフト部３、整流部４、及び分岐抵抗部５を備えている。
　入力線路１には、アンテナＡから受電した高周波電力（以下、「入力波Ｖｉｎ」と称する）が入力される。入力線路１の出力側には、分岐点Ｌ０から複数に分岐する分岐線路Ｌａ、Ｌｂが接続されている。入力線路１に入力された入力波Ｖｉｎは、分岐点Ｌ０から、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれに分岐して後段側に向かう。
　尚、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌａ、Ｌｂが二股に分岐する構成となっている。本実施形態では、分岐線路Ｌａを「第１の分岐線路Ｌａ」、分岐線路Ｌｂを「第２の分岐線路Ｌｂ」と称すると共に、いずれの分岐線路Ｌａ、Ｌｂ上の構成かを区別して説明する際には、第１の分岐線路Ｌａ上の構成については符号ａを付して「第１の…ａ」と称し、第２の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｂを付して「第２の…ｂ」と称して説明する。
　インピーダンス整合部２は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれに配設されて、入力線路１と後段との間でインピーダンス整合を行う。本実施形態に係るインピーダンス整合部２は、λ／４線路２ａ、２ｂによって、構成されている。λ／４線路２ａ、２ｂは、入力波Ｖｉｎの基本周波数の波長λに基づいて、λ／４の線路長に調整されている。
　具体的には、第１のλ／４線路２ａは、第１の分岐線路Ｌａを構成する伝送線路であって、入力線路１と第１の整流部４ａの間のインピーダンス整合を行う。又、第２のλ／４線路２ｂは、第２の分岐線路Ｌｂを構成する伝送線路であって、入力線路１と第２の整流部４ｂの間のインピーダンス整合を行う。尚、第１のλ／４線路２ａ及び第２のλ／４線路２ｂは、通過する入力波Ｖｉｎ（及び反射波）に対して、９０°位相差を発生させる機能も有する。
　第１のλ／４線路２ａ及び第２のλ／４線路２ｂが、後段とのインピーダンス整合を行うことによって、入力波Ｖｉｎが分岐点Ｌ０において、反射することを抑制する。但し、インピーダンス整合部２は、後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うことができれば、インダクタとキャパシタで構成したπ型回路（図９を参照して後述）等、任意の構成によって実現されてよい。
　位相シフト部３は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂの少なくとも一のインピーダンス整合部２と整流部４の間に配設され、整流部４で発生する反射波の基本波成分の合成が、分岐点Ｌ０においてゼロとなるように、通過する高周波電力の位相をシフトする。尚、位相シフト部３が、整流部４で発生する反射波の基本波成分の合成が分岐点Ｌ０においてゼロとなるようにすることで、再反射等した反射波から見たとき、分岐抵抗部５の結線位置の電位をゼロの状態とすることができる（詳細は後述）。
　本実施形態においては、位相シフト部３は、第１のλ／４線路２ａの後段に配設された第１の位相シフト部３ａによって構成され、第１の整流部４ａに向かう入力波Ｖｉｎを９０°位相シフト（位相遅れ又は位相進み）する。又、第１の位相シフト部３ａは、第１の整流部４ａからの反射波に対しても９０°の位相シフト（位相遅れ又は位相進み）を発生させる。これによって、第１の整流部４ａで発生する反射波の基本波成分と第２の整流部４ｂで発生する反射波の基本波成分とは、分岐点Ｌ０において、同一波形で且つ逆位相の関係となり、当該分岐点Ｌ０において、その合成はゼロとなる。
　位相シフト部３は、例えば、λ／４線路によって構成される。但し、位相シフト部３は、遅延回路等、他の構成によって実現されてよい。
　整流部４は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれのインピーダンス整合部２の後段に配設されて、入力波Ｖｉｎを整流する。整流部４は、ダイオードを用いて構成され、例えば、シングルシャント型の整流回路、ボルテージダブラ型の整流回路によって構成される。
　具体的には、第１の整流部４ａは、第１の分岐線路Ｌａの第１の位相シフト部３ａの後段に接続され、第１の位相シフト部３ａから出力される入力波Ｖｉｎを整流する。第２の整流部４ｂは、第２の分岐線路Ｌｂの第２のλ／４線路２ｂの後段に接続され、第２のλ／４線路２ｂから出力される入力波Ｖｉｎを整流する。
　但し、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂとは、同一の反射特性を有するように構成される。そのため、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂとは、例えば、同一特性のダイオード、及び同一種別の回路構成が用いられる。これによって、第１の整流部４ａで発生する反射波（以下、「第１の反射波Ｖｒａ」と称する）と第２の整流部４ｂで発生する反射波（以下、「第２の反射波Ｖｒｂ」と称する）とが同一波形となる。
　第１の整流部４ａが生成した直流電力と、第２の整流部４ｂが生成した直流電力は、共に、後段の集電部（図示せず）に出力され、当該集電部において合成される。
　分岐抵抗部５は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれのインピーダンス整合部２の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部５ａ、５ｂを有し、当該複数の抵抗部５ａ、５ｂの他端を互いに結線して構成されている。分岐抵抗部５は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波を消滅させる（詳細は後述）。
　具体的には、第１の抵抗部５ａは、一端が第１のλ／４線路２ａの出力端に接続され、第２の抵抗部５ｂは、一端が第２のλ／４線路２ｂの出力端に接続され、第１の抵抗部５ａの他端と第２の抵抗部５ｂの他端とが結線されている。
　尚、第１の抵抗部５ａ及び第２の抵抗部５ｂは、一端が第１のλ／４線路２ａの出力端に接続され、他端が第２のλ／４線路２ｂの出力端に接続された一個の抵抗素子によって構成されてもよい。
　尚、マイクロ波整流回路Ｕには、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂそれぞれの前段に高調波を遮蔽するフィルタ部（例えば、オープンスタブ）が配設されてもよい。
［マイクロ波整流回路の動作］
　以下、図２～図３を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作について説明する。
　図２は、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１の構成を示す図である。
　まず、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１を参照して、入力波Ｖｉｎを入力線路１から分岐させることによる反射波（第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂ）の相殺作用について説明する。
　比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１は、入力線路１の分岐点Ｌ０から二股に分岐した第１の分岐線路Ｌａと第２の分岐線路Ｌｂとを有し、第１の分岐線路Ｌａには、第１の位相シフト部３ａを介して第１の整流部４ａが配設され、第２の分岐線路Ｌｂには、第２の整流部４ｂが分岐点Ｌ０に直結された構成となっている。
　比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１において、入力波Ｖｉｎが入力線路１に入力されると、まず、第１の整流部４ａにおいて第１の反射波Ｖｒａが発生し、第２の整流部４ｂにおいて第２の反射波Ｖｒｂが発生する。この際、ダイオードの非線形性等に起因して、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、それぞれ、入力波Ｖｉｎの基本周波数成分に加えて高調波成分を含むものとなっている。
　但し、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、第１の整流部４ａの反射特性と第２の整流部４ｂの反射特性とが同一であるため、同一波形となっている。又、第１の反射波Ｖｒａは、入力波Ｖｉｎが位相シフト部３を介して入力されるため、第２の反射波Ｖｒｂに対して、整流部４への到着時点で９０°の位相差を有するものとなっている。
　第１の反射波Ｖｒａは、再度、位相シフト部３ａを通過して、分岐点Ｌ０に到達する。一方、第２の反射波Ｖｒｂは、そのまま、分岐点Ｌ０に到達する。従って、分岐点Ｌ０においては、第１の反射波Ｖｒａは、第２の反射波Ｖｒｂに対して、１８０°の位相差を有することになる。つまり、分岐点Ｌ０においては、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、同一波形で、互いに位相が反転した状態となっている。従って、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂとは、分岐点Ｌ０から入力線路１に向かう際に互いに打ち消し合うことになる。
　このように、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１においては、入力波Ｖｉｎを分岐して入力する第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂを配設すると共に、第１の整流部４ａ又は第２の整流部４ｂの一方の前段に位相シフト部３ａを配設することによって、反射波（第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂ）の相殺作用を期待することができる。
　しかしながら、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１においては、反射波を減少はできてもゼロにすることはできない。
　詳述すると、分岐点Ｌ０に戻ってきた第１の反射波Ｖｒａは、すべてが入力線路１に戻るわけではなく、一部は、元来た第１の分岐線路Ｌａに再反射し（以下、「第１の再反射波Ｖｒａ１」と称する）、又、他の一部はもう一方の第２の分岐線路Ｌｂへ回り込む（以下、「第１の回り込み反射波Ｖｒａ２」と称する）。
　同様に、分岐点Ｌ０に戻ってきた第２の反射波Ｖｒｂは、一部は、元来た第２の分岐線路Ｌｂに再反射し（以下、「第２の再反射波Ｖｒｂ１」と称する）、又、他の一部はもう一方の第１の分岐線路Ｌａへ流れ込む（以下、「第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２」と称する）。
　分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２は、それぞれ、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂにおいて反射し、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる。第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の再反射波Ｖｒｂ１は、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、位相がそろった状態となる。又、第１の回り込み反射波Ｖｒａ２と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２も、同様に、分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、位相がそろった状態となる。その結果、当該反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２は、互いに打ち消されることなく、入力線路１からアンテナＡ側に向かい、アンテナＡから再放射されることになる。
　本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、上記に鑑みて、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２）を分岐抵抗部５によって消失させる。
　図３は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作を説明する図である。
　図３中において、Ｖｒａは第１の整流部４ａにおいて発生する第１の反射波、Ｖｒｂは第２の整流部４ｂにおいて発生する第２の反射波、Ｖｒａ１は第１の再反射波、Ｖｒｂ１は第２の再反射波、Ｖｒａ２は第１の回り込み反射波、Ｖｒｂ２は第２の回り込み反射波を表す。
　本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、上記比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１と同様に、第１の整流部４ａにおいて第１の反射波Ｖｒａが発生し、第２の整流部４ｂにおいて第２の反射波Ｖｒｂが発生する。
　第１の反射波Ｖｒａは、第１の位相シフト部３ａ及び第１のλ／４線路２ａを介して、分岐点Ｌ０に戻ってくる。又、第２の反射波Ｖｒｂは、第２のλ／４線路２ｂを介して、分岐点Ｌ０に戻ってくる。尚、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂの一部は、分岐点Ｌ０に戻ってくる際に、分岐抵抗部５へ流れ込んで消失する。
　分岐点Ｌ０における第１の反射波Ｖｒａ及び第２の反射波Ｖｒｂの挙動は、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１を参照して説明した通りである。つまり、第１の反射波Ｖｒａは、一部が第１のλ／４線路２ａに再反射し（第１の再反射波Ｖｒａ１）、他の一部が第２のλ／４線路２ｂに回り込む（第１の回り込み反射波Ｖｒａ２）。同様に、第２の反射波Ｖｒｂは、一部が第２のλ／４線路２ｂに再反射し（第２の再反射波Ｖｒｂ１）、他の一部が第１のλ／４線路２ａに回り込む（第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２）。
　この際、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂと分岐点Ｌ０の間に分岐抵抗部５を設けているため、公知のウィルキンソン分配器と同様に（詳細には、例えば、非特許文献１を参照）、第１の再反射波Ｖｒａ１、第１の回り込み反射波Ｖｒａ２、第２の再反射波Ｖｒｂ１、及び第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２は、分岐抵抗部５の両端から当該分岐抵抗部５に吸収されて熱となり、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂの方へは戻らない。又、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂの一部の信号は、分岐点Ｌ０点で入力線路１側に伝搬するが、この信号は逆相のため互いに打ち消し合う。その結果、入力線路１側にも反射波は戻らない。
　このように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２を分岐抵抗部５で消失させることができるため、アンテナＡから再放射が発生することを抑制することができる。
　尚、入力波Ｖｉｎについては、分岐抵抗部５の両端で、同位相であるため、当該分岐抵抗部５への流れ込みは生じず、当該分岐抵抗部５における損失とはならない。
　以上では、基本周波数の反射波についてのみ説明したが、基本周波数の第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂにおいて位相差が１８０°となる場合には、２ｎ＋１（ｎは任意の正の整数）で表される奇数次の高調波においても、同様に、位相差は１８０°＋ｎ×３６０°となる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、奇数次の高調波成分に係る反射波についても、基本周波数の反射波と同様に、分岐抵抗部５において消失させ、入力線路１からアンテナＡ側に戻ることを確実に抑制することができる。
　尚、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂにおいて反射波として発生する高調波成分は、通常、奇数次の高調波成分のみであるため、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、すべての高調波成分に関してもアンテナＡからの再放射を抑制する効果を有すると言える。また、偶数次の高調波も完全に遮断するには、スタブなどにより対応する遮断フィルタを設置することでレクテナ回路の特性を損なうことなく実現できる。
［マイクロ波整流回路のインピーダンス設計］
　次に、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕのインピーダンス設計について、説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０においてインピーダンス整合が行われており、且つ、分岐抵抗部５の接続位置においてインピーダンス整合が行われている場合、上記のように、再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２を分岐抵抗部５で消失させることができる。
　第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンスＺ２は、入力波Ｖｉｎが分岐点Ｌ０及び第１の位相シフト部３ａにおいて反射しないように、入力線路１と第１の位相シフト部３ａの間でインピーダンス整合を行うべく、次式（１）が成立するように設定する。
　（２×Ｚ１）×Ｚ３＝Ｚ２ ２　…式（１）
（但し、Ｚ１：入力線路１の特性インピーダンス［Ω］、Ｚ２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス［Ω］、Ｚ３：第１のλ／４線路２ａの後段（第１の位相シフト部３ａ等）の特性インピーダンス［Ω］）
　ここで、入力線路１の特性インピーダンスを（２×Ｚ１）としているのは、第１のλ／４線路２ａが二股に分岐した一方側であるためである。
　尚、この際、第２のλ／４線路２ｂの特性インピーダンスも、第１のλ／４線路２ａと同じ特性インピーダンスＺ２となるように設定する。
　次に、分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ（及び第２の抵抗部５ｂ）の抵抗値Ｚ４の設定方法について説明する。
　分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ（及び第２の抵抗部５ｂ）の抵抗値Ｚ４は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２が、第１のλ／４線路２ａ（及び第２のλ／４線路２ｂ）との接続位置において反射することなく、当該分岐抵抗部５の結線位置に向かうように設定する。
　まず、入力波Ｖｉｎについては、分岐抵抗部５の両側で同位相であるため、当該分岐抵抗部５への流れ込みは生じないため、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４を設定する際には無視して考えることができる。換言すると、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２のみを考慮して設定すればよい。
　そして、第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２から第１のλ／４線路２ａの後段を見たとき、分岐抵抗部５の結線位置の電位がゼロ［Ｖ］であるから、この際には、第１の位相シフト部３ａ側のインピーダンスも無視して考えることができる。つまり、第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２が第１の抵抗部５ａの接続位置において反射することなく当該第１の抵抗部５ａ側に吸収される条件は、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４が、第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス（Ｚ２）とインピーダンス整合していることである。
　従って、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４は、一般的なλ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（２）を満足するように設定する。
　（２×Ｚ１）×Ｚ４＝Ｚ２ ２　…式（２）
（但し、Ｚ１：入力線路１の特性インピーダンス［Ω］、Ｚ２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス［Ω］、Ｚ４：第１の抵抗部５ａの抵抗値［Ω］）
　換言すると、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４は、第１の位相シフト部３ａの特性インピーダンスＺ３と同一値となるように設定すればよい。
　尚、第２の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ４についても、同様に考えて、上式（２）を満たすように設定する。
　以上のように、分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ及び第２の抵抗部５ｂの抵抗値を設定することによって、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２に起因して、アンテナＡから再放射されることを確実に抑制することが可能となる。
［動作検証１］
　次に、図４～図５を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作検証のために行った第１の回路シミュレーションについて説明する。
　図４は、第１の回路シミュレーションに用いた第１のテスト回路Ｔ１の構成を示す図である。
　第１の回路シミュレーションは、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの第１及び第２の整流部４ａ、４ｂで発生する第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂの挙動を観察する。
　第１のテスト回路Ｔ１においては、ポートＳｂから、第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂを模擬した高周波信号Ｖｔ０を入力し、当該高周波信号Ｖｔ０のポートＳａへの透過量を検出する。尚、第１のテスト回路Ｔ１においては、第１の分岐線路Ｌａ側に第１の位相シフト部３ａを２つ連続して配設し、これによって、高周波信号Ｖｔ０から１８０°の位相差を有する第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂを生成する。
　尚、図４中の入力線路１、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、位相シフト部３、及び、分岐抵抗部５は、それぞれ、図１のマイクロ波整流回路Ｕの各構成と同様の構成を有する。
　第１の回路シミュレーションにおいては、５．８ＧＨｚ（基本周波数）を基準として、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、第１の位相シフト部３ａ、及び分岐抵抗部５のインピーダンス等を設定している。そして、第１の回路シミュレーションにおいては、高周波信号Ｖｔ０の周波数を変化させたときの信号成分Ｖｔ１、信号成分Ｖｔ２、損失Ｐｔを算出する。換言すると、本回路シミュレーションは、５．８ＧＨｚを基本周波数として設定したマイクロ波整流回路Ｕにおける周波数毎の挙動を検証する。
　図５は、第１の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。
　図５の各グラフは、Ｖｔ１（点線）はポートＳａまで透過した信号成分の大きさ、Ｖｔ２（一点鎖線）はポートＳｂまで再反射した信号成分の大きさ、及びＰｔ（実線）は分岐抵抗部５における電力損失を示す。図５の各グラフにおいて、横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は入力成分を１とした場合のＶｔ１、Ｖｔ２、Ｐｔの大きさを表す。
　図５の各グラフが示すように、高周波信号Ｖｔ０の周波数が、基本周波数（５．８ＧＨｚ）、第３高調波（１７．４ＧＨｚ）、及び第５高調波（２９ＧＨｚ）の場合には、ポートＳａまで透過した信号成分Ｖｔ１（点線）、ポートＳｂまで再反射した信号成分Ｖｔ２（一点鎖線）は、実質的にゼロとなることが分かる。尚、この際のエネルギーの多くは、損失Ｐｔ（実線）のグラフが示すように、分岐抵抗部５で抵抗損失として消費される。
　一方、図５の各グラフが示すように、高周波信号Ｖｔ０が第２高調波（１１．６ＧＨｚ）等の偶数次の場合には、ポートＳａまで透過した信号成分Ｖｔ１（点線）は、略１であり、略１００％がポートＳａまで透過する。但し、上記したように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、偶数次の高調波は発生しないため、この結果は、特段問題とはならない。又、必要に応じて偶数次の遮断フィルタを設置して回路特性を損なうこと無く除去することも可能である。
［動作検証２］
　次に、図６～図８を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作検証のために行った第２の回路シミュレーションについて説明する。
　図６は、第２の回路シミュレーションに用いた第２のテスト回路Ｔ２の構成を示す図である。
　図７は、第２の回路シミュレーションに用いた比較用テスト回路Ｈ２の構成を示す図である。比較用テスト回路Ｈ２は、入力線路１から分岐せずに整流動作を行う従来技術に係るマイクロ波整流回路である。
　本回路シミュレーションでは、高周波信号Ｖｔ３の入力電力を変化させたときの第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂにおける電力損失の挙動、及び反射電力の挙動を観察する。本回路シミュレーションでは、主に、分岐構造とフィルタ部６による反射波の遮蔽効果を検証する。
　第２の回路シミュレーションでは、入力ポートＳｃから高周波信号Ｖｔ３を入力し、出力ポートＳｄで検出される直流出力Ｖｔ４、及び検出ポートＳｅで検出される入力線路１まで反射した反射波の電力Ｖｔ５を検出する。
　図６及び図７中の入力線路１、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、第１の位相シフト部３ａ、第１の整流部４ａ、第２の整流部４ｂ、及び、分岐抵抗部５は、それぞれ、図１と同様の構成を有する。但し、ここでは、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂの前段に、高調波の反射波を遮蔽するためのフィルタ部６（第１のフィルタ部６ａ、第２のフィルタ部６ｂ）を配設している。
　尚、図６及び図７中の抵抗７ａ、７ｂは電力負荷、キャパシタ８は直流カット用のキャパシタ、サーキュレータ９は入力線路１まで反射した反射波を検出するための構成である。
　尚、第２のテスト回路Ｔ２及び比較用テスト回路Ｈ２は、第１のフィルタ部６ａ、第２のフィルタ部６ｂ等の調整によって、高周波信号Ｖｔ３の周波数が５．８ＧＨｚ、入力電力が１Ｗのときに、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂでの反射が最小になるように設定されている。
　図８は、第２の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。図８Ａは第２のテスト回路Ｔ２のシミュレーション結果、図８Ｂは比較用テスト回路Ｈ２のシミュレーション結果を示す。
　図８Ａ、図８Ｂの各グラフは、Ｐｄ２（点線）は整流部４での電力損失、及びＰｒ２（実線）はサーキュレータ９で検出された反射電力を示す。
　図８Ａ、図８Ｂにおいて、横軸Ｐｉｎは入力電力（１０ｍＷ～１０Ｗ）［Ｗ］、縦軸は入力成分を１とした場合の電力損失Ｐｄ２（点線）の大きさ、及び反射電力Ｐｒ２（実線）の大きさを表す。　
　図８ＢのグラフＰｒ２が示すように、比較用テスト回路Ｈ２においては、フィルタ部６の反射波の遮蔽効果が発揮される入力電力が１Ｗのときにも、反射電力Ｐｒ２及び電力損失Ｐｄ２がともに多く観察される。
　一方、図８ＡのグラフＰｒ２が示すように、第２のテスト回路Ｔ２においては、入力電力Ｐｉｎによらず、反射電力Ｐｒ２がほぼゼロとなる。
　以上、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、整流部４で発生する反射波（Ｖｒａ、Ｖｒｂ）を分岐点Ｌ０で互いに相殺させると共に、当該分岐点Ｌ０で再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２）については分岐抵抗部５で消失させることができる。そして、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、基本周波数に加えて高調波成分についても、当該作用を発揮することができる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナＡから外部空間へ再放射されることを確実に抑制することができる。
　又、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、分岐点Ｌ０で再反射等した反射波が第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂ等に入力されることがないため、当該第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂ等の性能限界においても安定して動作することができる。その結果、ＲＦ／ＤＣの変換効率の向上にも資することになる。
　尚、上記実施形態では、分岐点Ｌ０から第１の分岐線路Ｌａと第２の分岐線路Ｌｂの２本に分岐する構成を示したが、当該構成を複数組形成する態様等にも変形し得る。例えば、分岐点Ｌ０から２×ｍ（ｍは任意の正の整数）本の分岐線路に分岐する構成として、一方のｍ本の分岐線路と、他のｍ本の分岐線路とが、整流部４に到達する際に９０°の位相差を有するように、入力波Ｖｉｎの位相をシフトする態様としてもよい。
（第１の実施形態の変形例）
　次に、図９～図１０を参照して、第１の実施形態の変形例に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。
　上記実施形態では、インピーダンス整合部２及び位相シフト部３をそれぞれλ／４線路を用いて構成する態様を示した。しかしながら、インピーダンス整合部２及び位相シフト部３は、他の回路構成によって実現してもよい。
　図９は、インピーダンス整合部２又は位相シフト部３の他の回路構成の一例を示す図である。
　図９に示す回路は、π型回路であり、インダクタンス素子Ｌ１と、第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２と、を備えている。そして、インダクタンス素子Ｌ１は、入力側と出力側の間に直列に接続され、第１のキャパシタＣ１は、一端が接地された状態で当該インダクタンス素子Ｌ１の前段に接続され、第２のキャパシタＣ２は、一端が接地された状態で当該インダクタンス素子Ｌ１の後段に接続されている。
　インピーダンス整合は、一般に、インピーダンス整合回路の入力点を基準として信号源側のインピーダンスが負荷側のインピーダンスと共役の関係となり、且つ、当該インピーダンス整合回路の出力点を基準として信号源側のインピーダンスが負荷側のインピーダンスと共役の関係となるように、回路素子の回路常数を設定することで実現することができる。
　本変形例においては、例えば、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタを１ｎＨ程度、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスを１ｐＦ程度とすることによって、マイクロ波帯域の高周波電力に対して、入力線路１と後段の整流部４との間のインピーダンス整合を行うことができる。
　図１０は、高周波電力が５．８ＧＨｚの場合における、π型回路の回路素子の回路パラ-メータ（インダクタンス素子Ｌ１のインダクタ、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンス）と位相シフト量の関係の一例を示す図である。
　図１０に示すように、π回路は、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタ、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスを適宜設定することによって、通過する高周波電力の位相シフト量を調整することができる。
 　尚、π型回路のように集中定数線路を用いるインピーダンス整合部２は、基本波に対する遅延時間と高調波に対する遅延時間が異なるため、高調波に対する位相差による反射抑制効果は期待できない。しかしながら、高周波に対しては透過率が低下するため、結果的に高調波反射も抑制される。より完璧に抑制するには。高調波への遮断フィルタを挿入すればよい。
　（第２の実施形態）
　次に、図１１～図１２を参照して、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。
　図１１は、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕを構成の一例を示す図である。
　本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃに３分岐する構成となっている。尚、第１の実施形態と共通する構成については、説明を省略する（以下、他の実施形態についても同様）。
　尚、本実施形態では、分岐線路Ｌａを「第１の分岐線路Ｌａ」、分岐線路Ｌｂを「第２の分岐線路Ｌｂ」、分岐線路Ｌｃを「第３の分岐線路Ｌｃ」と称すると共に、いずれの分岐線路Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ上の構成かを区別して説明する際には、第１の分岐線路Ｌａ上の構成については符号ａを付して「第１の…ａ」と称し、第２の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｂを付して「第２の…ｂ」と称し、第３の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｃを付して「第３の…ｃ」と称して説明する。
　第１の分岐線路Ｌａには、第１のλ／４線路２ａを介して第１の整流部４ａが接続されている。第２の分岐線路Ｌｂには、第２のλ／４線路２ｂと第２の位相シフト部３ｂを介して第２の整流部４ｂが接続されている。又、第３の分岐線路Ｌｃには、第３のλ／４線路２ｃと第３の位相シフト部３ｃを介して第３の整流部４ｃが接続されている。そして、分岐抵抗部５は、第１のλ／４線路２ａの出力端、第２のλ／４線路２ｂの出力端、及び第３のλ／４線路２ｃの出力端それぞれに接続した第１、第２及び第３の抵抗部５ａ、５ｂ、５ｃを介して、Ｙ結線するように構成される。
　本実施形態において、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ及び第３のλ／４線路２ｃは、第１の実施形態と同様に、入力線路１と後段との間のインピーダンス整合を行う。又、第１の整流部４ａ、第２の整流部４ｂ及び第３の整流部４ｃも、第１の実施形態と同様に、それぞれ、反射特性が等価な整流回路を構成する。
　一方、本実施形態に係る位相シフト部３は、第１の実施形態とは異なり、第２の位相シフト部３ｂは通過する高周波電力の位相を６０°シフト（位相遅れ又は位相進み）し、第３の位相シフト部３ｃは通過する高周波電力の位相を１２０°シフト（位相遅れ又は位相進み）する。
　従って、第１の整流部４ａにおいて発生した第１の反射波Ｖｒａ、第２の整流部４ｂにおいて発生した第２の反射波Ｖｒｂ、及び第３の整流部４ｃにおいて発生した第３の反射波Ｖｒｃは、分岐点Ｌ０において、それぞれ、同一波形で、且つ、１２０°ずつの位相差を有するものとなる。
　換言すると、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０において、第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ及び第３の反射波Ｖｒｃを三相交流の状態とすることによって、互いに打ち消し合わせる。
　但し、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、分岐点Ｌ０において、第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ及び第３の反射波Ｖｒｃが再反射等するため、これらを消失させるために、分岐抵抗部５を配設する。
　図１２は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作を説明する図である。
　第１の反射波Ｖｒａは、分岐点Ｌ０において、再反射により第１の分岐線路Ｌａに戻る第１の再反射波Ｖｒａ１、並びに第２の分岐線路Ｌｂ及び第３の分岐線路Ｌｃに回り込む第１の回り込み反射波Ｖｒａ２を発生する。又、第２の反射波Ｖｒｂは、分岐点Ｌ０において、再反射により第２の分岐線路Ｌｂに戻る第２の再反射波Ｖｒｂ１、並びに第１の分岐線路Ｌａ及び第３の分岐線路Ｌｃに回り込む第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２を発生する。又、第３の反射波Ｖｒｃは、分岐点Ｌ０において、再反射により第３の分岐線路Ｌｃに戻る第３の再反射波Ｖｒｃ１、並びに第１の分岐線路Ｌａ及び第２の分岐線路Ｌｂに回り込む第３の回り込み反射波Ｖｒｃ２を発生する。
　この際、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、第１、第２及び第３の整流部４ａ、４ｂ、４ｃと分岐点Ｌ０の間に分岐抵抗部５を設けているため、公知のウィルキンソン分配器と同様に、これらの再反射波等Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２、Ｖｒｃ１、Ｖｒｃ２は、分岐抵抗部５の各接続位置から当該分岐抵抗部５に吸収されて熱となり、第１、第２及び第３の整流部４ａ、４ｂ、４ｃの方へは戻らない。又、一部の信号は、分岐点Ｌ０点で入力線路１側に伝搬するが、この信号は第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ、第３の反射波Ｖｒｃが互いに１２０°の位相差を持ち、振幅が同じなので互いに打ち消し合う。その結果、入力側にも反射波は戻らない。
　尚、本実施形態においては、第１の抵抗部５ａ（第２の抵抗部５ｂ、第３の抵抗部５ｃ）の抵抗値Ｚ４は、λ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（３）を満足するように設定する。
　（３×Ｚ１）×Ｚ４＝Ｚ２ ２　…式（３）
（但し、Ｚ１：入力線路１の特性インピーダンス、Ｚ２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス、Ｚ４：第１の抵抗部５ａの抵抗値）
　以上、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、整流部４で発生する反射波（Ｖｒａ、Ｖｒｂ、Ｖｒｃ）を分岐点Ｌ０で互いに相殺させると共に、当該分岐点Ｌ０で再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２、Ｖｒｃ１、Ｖｒｃ２）については分岐抵抗部５で消失させることができる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、アンテナＡから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。
　（第３の実施形態）
　次に、図１３を参照して、第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。
　図１３は、第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕを構成の一例を示す図である。
　本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎのｎ本に分岐する構成となっている。
　又、本実施形態に係る位相シフト部３は、分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎに入力する高周波電力の位相を、それぞれ１８０／ｎ°ずつシフト（位相遅れ又は位相進み）する。換言すると、ｎ－１本の分岐線路Ｌｎ２、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎを通流する高周波電力は、それぞれ、整流部４に到達する際に、一の分岐線路Ｌｎ１を通流する高周波電力に対して、ｋ×１８０／ｎ°（ｋは１～ｎ－１の正の整数）ずつ異なる位相差を有する。
　このように構成することによって、整流部４で発生する反射波の合成が、分岐点Ｌ０において、ゼロとすることができる。そして、整流部４で発生する反射波の合成が分岐点Ｌ０においてゼロとなる場合、第１の実施形態及び第２の実施形態において説明したように、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波から見たとき、分岐抵抗部５の結線位置は、電位がゼロの状態となる。
　従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波は、分岐抵抗部５に吸収されて、消失することになる。
　尚、本実施形態においては、分岐抵抗部５の抵抗部５ｎ１の抵抗値Ｚ４は、λ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（４）を満足するように設定する。
　（ｎ×Ｚ１）×Ｚ４＝Ｚ２ ２　…式（４）
（但し、Ｚ１：入力線路１の特性インピーダンス、Ｚ２：λ／４線路２ｎ１の特性インピーダンス、Ｚ４：抵抗部５ｎ１の抵抗値）
　以上のように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、アンテナＡから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。
　尚、上記実施形態では、位相シフト部３の一例として、ｎ本の分岐線路を通流する高周波電力の位相をそれぞれ１８０／ｎ°ずつシフトする構成としたが、同一の位相の高周波電力を通流させる分岐線路を複数本ずつ組として、当該組の単位で位相のシフト量を設定する構成としてもよい。
　以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、請求の範囲を限定するものではない。請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
　２０１７年８月３０日出願の特願２０１７－１６５７９０の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、アンテナから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。
　１　入力線路
　２　インピーダンス整合部
　３　位相シフト部
　４　整流部
　５　分岐抵抗部
　Ｌ０　分岐点
　Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｎ１～Ｌｎｎ　分岐線路
　Ｕ　マイクロ波整流回路
　Ａ　アンテナ

Claims (7)

  1. 　交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
    　前記交流電力が入力される入力線路と、
    　前記入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、
    　複数の前記分岐線路それぞれに配設されて、前記入力線路と後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うインピーダンス整合部と、
    　複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、
    　複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
    　複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、
    　を備える、マイクロ波整流回路。
  2. 　前記抵抗部の抵抗値は、前記インピーダンス整合部とインピーダンス整合するように設定される、
    　請求項１に記載のマイクロ波整流回路。
  3. 　前記インピーダンス整合部は、複数の前記分岐線路それぞれに配設されたλ／４線路である、
    　請求項２に記載のマイクロ波整流回路。
  4. 　複数の前記分岐線路の分岐数がｎ（ｎは任意の正の整数）本、前記入力線路の特性インピーダンスがＺ１［Ω］、及び、前記λ／４線路の特性インピーダンスがＺ２［Ω］としたとき、
    　前記抵抗部の抵抗値は、Ｚ２ ２／ｎＺ１［Ω］となるように設定される、
    　請求項３に記載のマイクロ波整流回路。
  5. 　複数の前記分岐線路は、前記分岐点から２×ｍ（ｍは任意の正の整数）本に分岐する前記分岐線路であって、
    　前記位相シフト部は、一方のｍ本の前記分岐線路を通流する前記交流電力が、他方のｍ本の前記分岐線路を通流する前記交流電力に対して、前記整流部に到達する際に９０°の位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする、
    　請求項１乃至４のいずれか一項に記載のマイクロ波整流回路。
  6. 　複数の前記分岐線路は、前記分岐点からｎ（ｎは任意の正の整数）本に分岐する前記分岐線路であって、
    　前記位相シフト部は、一の前記分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力に対して、他のｎ－１本の前記分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１～ｎ－１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする、
    　請求項１乃至４のいずれか一項に記載のマイクロ波整流回路。
  7. 　前記交流電力は、アンテナを介して前記入力線路に入力される、
    　請求項１乃至６のいずれか一項に記載のマイクロ波整流回路。
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