CN111095672B

CN111095672B - 微波整流电路

Info

Publication number: CN111095672B
Application number: CN201880056493.7A
Authority: CN
Inventors: 大野泰夫; 伊藤弘子
Original assignee: Laser Systems Inc Japan
Current assignee: Laser Systems Inc Japan
Priority date: 2017-08-30
Filing date: 2018-08-03
Publication date: 2021-09-07
Anticipated expiration: 2038-08-03
Also published as: JP6277506B1; WO2019044377A1; JP2019047566A; CN111095672A; US20200259423A1; US11171572B2

Abstract

本发明的微波整流电路对交流电力进行整流，其具备：输入线路(2)，所述交流电力被输入到该输入线路；多个分支线路，从所述输入线路(2)的输出侧的分支点分支成n(n为3以上的正整数)个；整流部(4)，分别配设于所述多个分支线路，并对流过该分支线路的所述交流电力进行整流；以及相移部(3)，设置在所述多个分支线路中的至少n‑1个分支线路的所述整流部(4)的前段，并使所述交流电力的相位以如下方式偏移：相对于流过一个分支线路到达所述整流部(4)的所述交流电力，使流过其他的n‑1个分支线路到达所述整流部的所述交流电力分别具有各相差k(k是1～n‑1的正整数)×180/n°的相位差。

Description

微波整流电路

技术领域

本公开涉及微波整流电路。

背景技术

已知由天线接收微波频带的电磁波并对所获得的高频电力进行整流并转换(RF-DC转换)成直流电力的整流天线装置(还称为Rectifying Antenna：整流天线)(例如，参照专利文献1和专利文献2)。

在这种整流天线装置中使用的整流电路(以下，称为“微波整流电路”)中，要求抑制从该微波整流电路内去往天线侧的反射波。

一般而言，在使用高频电力的电路中，当在电路之间的连接部中阻抗不同时，产生反射波。而且，在微波整流电路中，在产生去往天线侧的反射波的情况下，该反射波从天线向外部空间再辐射，引起电力损失的增大，进一步，也产生对其他用途的电波的不良影响。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-023069号公报

专利文献2：日本特开2012-023857号公报

发明内容

本发明所要解决的技术问题

为了解决这种问题，例如，在专利文献1中记载了：在由整流二极管构成的整流部的前段配设基于开路短截线的谐波屏蔽滤波器与基波的匹配电路。

然而，在专利文献1的现有技术中，前提是在整流天线装置内产生的反射波是恒定的。另一方面，电磁波的传播方式实际上变化较大。其结果是，输入电力发生变化，但是由于整流电路的非线性，整流部中的反射特性发生变化。需要使基波的匹配电路的参数与其相应地发生变化。因此，在专利文献1的现有技术中，在移动体等的电波环境发生变化的应用中抑制去往天线侧的反射波是困难的。

另外，在专利文献2中阐述了：将微波电力分别输入到两个整流电路，在一侧加入λ/4长度的线路来使被反射的波彼此成为相反相位，抑制来自接收天线的再辐射。然而，根据我们的分析，该技术是不够的，还存在在广范围的条件下抑制反射并实现高RF/DF转换效率的方法。

本公开是鉴于上述问题而提出的，目的在于提供一种微波整流电路，其在电波环境发生变化并且整流部的反射特性发生变化的情况下也能够抑制所接收到的微波从天线向外部空间再辐射。

用于解决技术问题的技术方案

主要解决上述技术问题的本公开是一种微波整流电路，其对交流电力进行整流，该微波整流电路具备：

输入线路，所述交流电力被输入到所述输入线路；

多个分支线路，从所述输入线路的输出侧的分支点分支成n(n为3以上的正整数)个；

整流部，分别配设于所述多个分支线路，并对流过该分支线路的所述交流电力进行整流；以及

相移部，设置在所述多个分支线路中的至少n-1个分支线路的所述整流部的前段，并使所述交流电力的相位以如下方式偏移：相对于流过一个分支线路到达所述整流部的所述交流电力，使流过其他的n-1个分支线路到达所述整流部的所述交流电力分别具有各相差k(k为1～n-1的正整数)×180/n°的相位差。

发明的效果

根据本公开所涉及的微波整流电路，能够抑制所接收到的微波从天线向外部空间再辐射，并且维持较高的RF/DC转换效率。

附图说明

图1是示出第一实施方式所涉及的微波整流电路的结构的一例的图。

图2是示出比较例所涉及的微波整流电路的结构的图。

图3是示出第一实施方式所涉及的微波整流电路的结构的电路常数的一例的图。

图4是示出基于分支个数的总反射率的关系的图。

图5是示出用于电路模拟的电路的细节的图。

图6是示出第一实施方式所涉及的微波整流电路中的电路模拟的模拟结果的图。

图7是示出第一实施方式所涉及的微波整流电路中的电路模拟的模拟结果的图。

图8是示出第二实施方式所涉及的微波整流电路的结构的一例的图。

图9是示出集中常数电路的电路元件的电路参数与相移量的关系的一例的图。

图10是示出第二实施方式所涉及的微波整流电路中的电路模拟的模拟结果的图。

图11是示出第二实施方式所涉及的微波整流电路中的电路模拟的模拟结果的图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本公开的优选的实施方式进行详细说明。此外，在本说明书以及附图中，对于具有实质上相同的功能结构的构成要素，通过赋予相同的附图标记来省略重复说明。

(第一实施方式)

【微波整流电路的结构】

以下，参照图1，对第一实施方式所涉及的微波整流电路U的结构的一例进行说明。本实施方式所涉及的微波整流电路U例如适用于上述的整流天线装置。

图1是示出本实施方式所涉及的微波整流电路U的结构的一例的图。

本实施方式所涉及的微波整流电路U具备输入线路2、相移部3以及整流部4。

从天线1接收到的高频电力(以下，还称为“输入波Vin”)输入到输入线路2。在输入线路2的输出侧连接有从分支点L0分支成n(n为3以上的正整数)个的分支线路Ln1、Ln2…Lnn。而且，输入到输入线路2的输入波Vin从分支点L0分别分支到多个分支线路Ln1、Ln2…Lnn并去往后段侧。

分支线路Ln1、Ln2…Lnn的个数优选尽可能为多个，以使在分支点L0多重反射的分量彼此抵消，至少为3个以上。

以下，在指出n个分支线路Ln1、Ln2…Lnn中的指定的分支线路的情况下，将从图1的上侧起第j个(j≦n)分支线路称为“分支线路Lnj”进行说明。另外，将从图1的上侧起第j个(j≦n)结构称为“相移部3nj”、“整流部4nj”等进行说明。

相移部3在n个分支线路Ln1…Lnn中的至少(n-1)个分支线路中，配设在分支点L0与整流部4之间，以使在整流部4中产生的反射波的基波分量的合成量在分支点L0处为零的方式，使所通过的高频电力(输入波Vin以及反射波)的相位偏移。

本实施方式所涉及的相移部3使高频电力的相位以如下方式偏移：相对于流过一个分支线路Ln1到达整流部4n1的高频电力，使流过其他的n-1个分支线路Ln2、Ln2、Ln3…Lnn到达整流部4n2、4n3…4nn的高频电力分别具有各相差k(k为1～n-1的正整数)×180/n°的相位差。

具体而言，相移部3在令分支线路Ln1的相移量为0°时，相移部3n2使所通过的高频电力相移180/n°，相移部3n3使所通过的高频电力相移2×180/n°，相移部3n4使所通过的高频电力相移3×180/n°，…相移部3nn使所通过的高频电力相移(n-1)×180/n°。

相移部3例如是分别设置于多个分支线路Ln2…Lnn的线路长度调整部3n2…3nn，根据多个分支线路Ln1…Lnn各自的至整流部4n1…4nn的传送线路的长度，调整相移量。不过，相移部3不局限于此，还能够通过π型电路等的集中常数电路来实现。另外，相移部3的相移方向可以是相位滞后方向和相位超前方向中的任一个。

由此，在整流部4n1…4nn产生的反射波的合成量在分支点L0处为零。进一步，由此，也能够使在分支点L0进行了再反射等的反射波的分量的合成量接近零(将在后面进行详细说明)。

整流部4配设在多个分支线路Ln1…Lnn各自的相移部3的后段，对输入波Vin进行整流。整流部4使用二极管来构成，例如，由单分流型的整流电路、或者倍压器型的整流电路构成。

分别配设于多个分支线路Ln1…Lnn上的整流部4n1…4nn构成为具有相同的反射特性。整流部4n1…4nn例如分别使用相同特性的二极管、以及相同类别的电路结构。由此，在各整流部4n1…4nn产生的反射波为大致相同的波形。

整流部4n1…4nn各自生成的直流电力输出到后段的集电部(未图示)，并在该集电部合成。此外，在这种情况下，为了使各整流部4的特性保持相同，需要使各整流部4的输出电压相同，进一步，重要的是在集电部使各整流部4短路。

此外，各分支线路Ln1…Lnn以在分支点L0与输入线路2阻抗匹配的方式连接到分支点L0。换言之，配设在各分支线路Ln1…Lnn的整流部4以及相移部3的电路常数被设定成，使得各分支线路Ln1…Lnn与输入线路2在分支点L0阻抗匹配。不过，也可以在各分支线路Ln1…Lnn中，在分支点L0与相移部3之间设置进行阻抗匹配的λ/4线路等。

【微波整流电路的动作】

以下，参照图2～图4，对本实施方式所涉及的微波整流电路U的动作进行说明。

图2是示出比较例所涉及的微波整流电路H的结构的图。

首先，参照比较例所涉及的微波整流电路H，对从输入线路2的输出侧的分支点L0分支成两路分支线路Ls、Lt并在该两路分支线路Ls、Lt设置相移部3所发挥的反射波的抵消作用进行说明。

比较例所涉及的微波整流电路H构成为，具有从输入线路2的分支点L0分支成两路的一侧的分支线路Ls与另一侧的分支线路Lt，在一侧的分支线路Ls经由进行90度的相移的相移部3s配设有整流部4s，在另一侧的分支线路Lt，整流部4t直接连接到分支点L0。

在比较例所涉及的微波整流电路H中，当输入波Vin被输入到输入线路2时，首先，在一侧的整流部4s中产生反射波(在图2中，用Vrs示出)，并且在另一侧的整流部4t中也产生反射波(在图2中，用Vrt示出)。

不过，因为整流部4s的反射特性与整流部4t的反射特性相同，所以一侧的反射波Vrs与另一侧的反射波Vrt是相同波形。另外，由于输入波Vin通过相移部3s被输入，因此一侧的反射波Vrs相对于另一侧的反射波Vrt，在到达整流部4的到达时间点具有90°的相位差。

一侧的反射波Vrs再次通过相移部3s，到达分支点L0。另一方面，另一侧的反射波Vrt照原样到达分支点L0。因此，在分支点L0中，一侧的反射波Vrs相对于另一侧的反射波Vrt具有180°的相位差。也就是说，在分支点L0中，一侧的反射波Vrs与另一侧的反射波Vrt为相同波形，且相位彼此反转的状态。因此，一侧的反射波Vrs与另一侧的反射波Vrt在从分支点L0去往输入线路2时彼此抵消。

这样，在比较例所涉及的微波整流电路H中，能够通过配设对输入波Vin进行分支并输入的整流部4s与整流部4t，并且在整流部4s或者整流部4t中的一者的前段配设相移部3s，来期待反射波(反射波Vrs与反射波Vrt)的抵消作用。

然而，在比较例所涉及的微波整流电路H中，存在无法抑制起因于多重反射的再辐射的问题。

详细说明，返回到分支点L0的一侧的反射波Vrs不是全部返回输入线路2，而是一部分再反射到原先过来的分支线路Ls(在图2中，用Vrs1示出)。另外，同样地，返回到分支点L0的另一侧的反射波Vrt的一部分再反射到原先过来的分支线路Lt(在图2中，用Vrt1示出)。

在分支点L0再反射等的反射波Vrs1、Vrt1分别在整流部4s与整流部4t反射，再次返回分支点L0。此时的再反射波Vrs1与再反射波Vrt1再次返回分支点L0时，变成相位一致的状态。其结果是，该反射波Vrs1、Vrt1不会彼此抵消，从输入线路2去往天线1侧，并从天线1再辐射。

本实施方式所涉及的微波整流电路U鉴于上述问题，使分支线路Ln1…Lnn的个数大于等于3个，并且通过相移部3使流过分支线路Ln1…Lnn的高频电力的相位分别各偏移180/n°，使得即使是在再反射等的反射波(以下，还称为多重反射的分量)再次返回分支点L0时，合成量也接近零。

在此，参照图3，对本实施方式所涉及的微波整流电路U的分支点L0中的电压的行为进行说明。

图3是示出本实施方式所涉及的微波整流电路U的电路常数的一例的图。

首先，不考虑多重反射，对分支点L0的电压的行为进行说明。本实施方式所涉及的微波整流电路U为了在分支点L0进行阻抗匹配，当令输入线路2的特性阻抗为Z₀/n时，分支线路Ln1…Lnn各自的特性阻抗为Z₀。在输入线路2与分支线路Ln1…Lnn之间成立阻抗匹配，因此输入波被等分进入到各分支线路Ln1…Lnn。此时的分支点L0的电压波形F₀(t)为与在输入波的各分支线路Ln1…Lnn行进的波形Asinωt相同的波形，F₀(t)＝Asinωt。此外，当各波形的电力在输入线路2上为“1”时，在各分支线路Ln1…Lnn中为“1/n”，总计为与输入侧相同的“1”。

在各分支线路Ln1…Lnn中通常存在相同电气长度E_a的安装部，另外在末端存在相同特性的整流电路4n1…4nn。相移部3配设在其中途，例如，使在分支线路Ln1的相移量为零，使在分支线路Ln2的相移量为Δ，使在分支线路Ln3的相移量为2Δ等，以后同样地各增加Δ，在第j个分支线路Lnj的相移量为(j-1)Δ(其中，Δ＝180°/n)。

分支到各分支线路Ln1…Lnn的输入波在末端的整流部4n1…4nn全部受到相同反射。将其反射系数设为r。r一般是绝对值小于等于1的复数。此时，在分支线路Ln1行进的输入波成为反射波，再次，返回分支点L0时，产生与在整流部4n1反射一次以及通过两次电气长度E_a相应的延迟。而且，在第j个(j≦n)分支线路Lnj中，反射波进一步被追加相移部3nj处的延迟，受到一次反射与2E_a+2(j-1)Δ的延迟返回分支点L0。因此，在分支线路Lnj行进的输入波变为反射波，再次返回分支点L0时，反射波的波形为Arsin(ωt+2E_a+2(j-1)Δ)。

因此，分支点L0的电压F₁(t)能够根据各分支线路Ln1…Lnn的反射波的合计，表示为如下式(1)。

[数1]

在此，Δ＝180°/n，因此sinnΔ＝0。也就是说，当仅考虑反射一次的反射波时，与通过比较例来说明的微波整流电路(图2)同样地，分支点L0的电压为F₁(t)＝0。此外，在式(1)中除以n是因为，相对于分支线路Ln1…Lnn内的特性阻抗为Z₀，分支点L0处的阻抗为Z₀/n。

接下来，对考虑了多重反射的情况的分支点L0的电压的行为进行说明。

在此，分支点L0的电压不依赖于时间为零和与接地端子短路相同，反射波在分支点L0使相位180°反转并返回原先过来的路径。此时，从各分支线路Ln1…Lnn返回分支点L0的反射波分别在分支点L0以大致相同的程度，再次，返回原先过来的分支线路Ln1…Lnn。此时，第j个分支线路Lnj的反射波的波形为Arsin(ωt+π+2E_a+2(j-1)Δ)。该反射波进入整流部4侧，在整流部4受到再反射，再次，受到2E_a+2(j-1)Δ的延迟，返回分支点L0。而且，这种反射在各分支线路Ln1…Lnn中的分支点L0与整流部4n1…4nn之间多重地重复。

因此，在第j个分支线路Lnj中，第p次返回分支点L0的反射波的波形为Ar^psin(ωt+pπ+2E_a+2(j-1)Δ)。其结果是，反射p次时，在分支点L0的合计的电压F_p(t)能够如下式(2)表示。

[数2]

此时，如果p<n，则右边的sinpπ一项为零，因此在分支点L0的电压为F_p(t)＝0。而且，第p次反射的反射波与第一次的反射波同样地，为在短路点的反射，相位反转再次返回过来的分支线路。不过，在第n次(表示与分支线路的个数相同的值)的反射中p＝n，因此在该式(2)中，分母也为零。于是，当令p＝n重新计算式(2)时，n次反射的反射波在分支点L0处的合计的电压Fn(t)能够如下式(3)表示。

[数3]

因此，在考虑多重反射的情况下，分支点L0的电压Fn(t)意味着如式(3)表示。而且，该式(3)的电压Fn(t)表示从分支点L0返回输入线路2侧的反射波的电压。因此，从输入线路2侧观察的反射率η(表示输入波输入到输入线路2时返回输入线路2侧的反射波的比例。以下，称为“总反射率η”)可以仅考虑n次反射的反射波的合成分量，能够如下式(4)表示。

[数4]

如式(4)，总反射率η为rⁿ倍，r<1，由此可知分支线路Ln1…Lnn的个数n越大，衰减越大。也就是说，在本实施方式所涉及的微波整流电路U中，也能够使多重反射分量衰减。

图4是示出本实施方式所涉及的微波整流电路U的、基于n个相分支的总反射率η的图。

图4是示出在图3的微波整流电路中，使各整流部4的各自的反射率发生变化的情况下的总反射率η的变化的模拟结果。在本模拟中，在各整流部4放置电阻，通过改变该电阻值，来使各整流部4的各自的反射率发生变化。此外，在图4中，横轴表示各整流部4的各自的反射率，纵轴表示总反射率η。

在图4中为了示出分支线路Lnn的分支个数n与总反射率η的关系，示出改变分支线路Lnn的分支个数n时的模拟结果。在图4中，分别表示如下：n＝1的曲线图表示分支线路的个数为1个的情况下(无分支)的总反射率η、n＝2的曲线图表示分支线路的个数为2个的情况下的总反射率η、n＝3的曲线图表示分支线路的个数为3个的情况下的总反射率η、n＝4的曲线图表示分支线路的个数为4个的情况下的总反射率η、n＝5的曲线图表示分支线路的个数为5个的情况下的总反射率η、以及、n＝6的曲线图表示分支线路的个数为6个的情况下的总反射率η。

此外，在分支线路的个数为1个的情况下，仅产生一次反射而返回，因此总反射率η与整流部4的反射率相同。从图4可知，每当增加分支个数n时，反射率下降。其变化的大小在数值上与在式(4)中预测的结果一致。

在专利文献2中，仅说明了：当通过2个分支对两个线路赋予90°的相位差时，反射波的相位差为180°，所以相互抵消。然而，如在此解释那样，在本实施方式所涉及的微波整流电路U中，当被分支成n个时仅第n次多重反射分量返回输入线路2侧，因此可以知道，能够使总反射率η减少为一次的反射率r的n次方(＝rⁿ)。换言之，越增加分支个数n，越能够抑制来自天线1的再辐射。

(动作验证)

接下来，参照图5～图7，对为了本实施方式所涉及的微波整流电路U的动作验证而进行的模拟的结果进行说明。

在本模拟中，在与图1所示的微波整流电路U同样的模拟电路中，计算输入输入波Vin并改变该输入波Vin的输入功率时的反射波。

图6、图7是示出模拟结果的图。图6示出RF/DC转换效率，图7示出总反射率(输入波中作为反射波返回输入线路2的比例)。

在本电路模拟中，分别计算改变了图1所示的微波整流电路U的分支线路的个数的情况下的RF/DC转换效率以及总反射率。

图6、图7的各曲线图分别表示以下的微波整流电路的模拟结果。此外，在图6、图7中分别表示如下：即，曲线图n＝1表示分支个数为1个(无分支)的方式、曲线图n＝2表示分支个数为2个的方式、曲线图n＝3表示分支个数为3个的方式、曲线图n＝4表示分支个数为4个的方式、曲线图n＝5表示分支个数为为5个的方式、曲线图n＝16表示分支个数为16个的方式。

如上述那样，相移部3的相移量被设定为以如下方式偏移高频电力的相位：相对于流过一个分支线路Ln1到达整流部4n1的高频电力，使流过其他的n-1个分支线路Ln2、Ln2、Ln3…Lnn到达整流部4n2、4n3…4nn的高频电力分别具有各相差k(k是1～n-1的正整数)×180/n°的相位差。

也就是说，相移部3使输入到分支线路Ln1、Ln2、Ln3…Lnn的高频电力的相位分别各偏移180/n°(在此，2个分支的情况下各为90°，3个分支的情况下各为60°，4个分支的情况下各为45°，5个分支的情况下各为36°，16个分支的情况下各为11.25°)。

此外，图5示出用于本电路模拟的整流部4的结构，是作为微波用整流天线电路之一的倍压器电路。作为本电路模拟的其他条件，使用了从由GaN制的肖特基二极管(SBD)提取的电路参数。阳极直径为4μmΦ的二极管为6个，电路图上的二极管为1个。相对于1个点，导通电阻为26Ω，结电容为0.03pF，耐压为40V。作为计算条件，输出电压固定为10V，使无分支的1个电路的情况下的输入功率在5.8GHz时在1mW～100W之间变化。信号源以及输入线路的特性阻抗为50Ω。分支线路的特性阻抗也为50Ω，为了取得在L0点的匹配，在输入线路侧放置了λ/4的变压器。另外，图5的匹配电路被设定为在单独倍压器中Pin＝1W时反射最小。

当参照图6、图7时，在大功率侧(以整流部4的反射最小的输入功率1W为基准)反射率减少，相应地RF/DC转换效率上升。另外，在低功率侧(以整流部4的反射最小的输入功率1W为基准)反射率为1的功率下限通过使分支个数n增加，向更低的功率侧延伸。

这可以认为是，还附带了与总反射率η按n次方减少的现象不同的现象。反射率不为1是因为输入功率弱且整流用二极管不为导通状态，整流部4中的反射率的上升使该倾向加快。然而，通过由多个分支重复多重反射来产生取得匹配的条件，其结果是反射被抑制，可以认为，这是施加了使二极管的状况变化的正反馈。

这样，在本实施方式所涉及的微波整流电路U中，通过使分支线路Ln1…Lnn的分支个数n增加，来减少总反射率η，并且能够降低整流部4的反射率r接近1的状态，其结果是，能够提升RF/DC转换效率。

如以上那样，根据本实施方式所涉及的微波整流电路U，能够抑制所接收的微波从天线向外部空间再辐射，并且较高地维持RF/DC转换效率。

(第二实施方式)

接下来，参照图8～图11，对第二实施方式所涉及的微波整流电路U进行说明。本实施方式所涉及的微波整流电路U与第一实施方式的不同之处在于，由集中常数电路构成相移部3。此外，对于与第一实施方式相同的结构，省略说明。

图8是示出第二实施方式所涉及的相移部3的结构的一例的图。

在本实施方式所涉及的微波整流电路U中，由π型电路构成各相移部3n2…3nn。

π型电路构成为包含电感元件L1、第一电容器C1以及第二电容器C2。而且，π型电路能够通过适当地设定电感元件L1的电感、第一电容器C1的电容、以及第二电容器C2的电容，来调整所通过的高频电力的相移量。

图9是示出π型电路的电路元件的电路参数(电感元件L1的电感、第一电容器C1以及第二电容器C2的电容)与相移量的关系的一例的图。此外，图9示出高频电力为5.8GHz的情况下的相移量。

本实施方式所涉及的相移部3在从分支点L0分支的各分支线路上设置π型电路，如图9所示，通过对每个分支线路Ln1…Lnn调整π型电路的电路元件的电路参数，来调整相移量。此外，分支线路Ln1…Lnn各自的相移量如在第一实施方式中说明的那样。

图10、图11示出本实施方式所涉及的微波整流电路U的电路模拟的模拟结果的图。图10、图11分别仅在由π型电路构成相移部3这一点与图6、图7的电路模拟不同。

图10、图11的各曲线图与图6、图7同样地，曲线图n＝1示出分支个数为1个(无分支)的方式、曲线图n＝2示出分支个数为2个的方式、曲线图n＝3示出分支个数为3个的方式、曲线图n＝4示出分支个数为4个的方式、曲线图n＝5示出分支个数为5个的方式。

由图10、图11可知，即使在由π型电路构成相移部3的情况下，也能够与第一实施方式同样地，确保高的RF/DC转换效率。

如以上那样，在本实施方式所涉及的微波整流电路U中，也能够抑制在整流部4产生的反射波从天线1向外部空间再辐射，并且，能够提高RF/DC转换效率。

作为集中常数电路以π型电路进行了说明，但是也能够由T型电路或/和它们的多级结构形成。集中常数电路对于基波以外的谐波的反射大，其本身具有谐波抑制效果。因此，优选地，对于谐波，由集中常数电路构成各相移部3n2…3nn。

(其他的实施方式)

本发明不局限于上述实施方式，可以考虑各种变形方式。

在上述实施方式中，作为微波整流电路U的一例，示出了在分支线路Ln1…Lnn具有相移部3以及整流部4的结构。然而，更加优选地，在整流部4的前段进一步配设屏蔽谐波的滤波部(例如，开路短截线)。

以上，虽然对本发明的具体例进行了详细说明，但是这些只是示例，并非旨在限定权利要求的保护范围。在权利要求的保护范围所记载的技术特征中包含对以上所示例的具体例进行各种变形、变更的技术特征。

2017年8月30日申请的特愿2017-165792的日本申请中包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容全部引用于本申请。

产业上的利用可能性

根据本公开所涉及的微波整流电路，能够抑制所接收的微波从天线向外部空间再辐射。

附图标记说明

1：天线

2：输入线路

3：相移部

4：整流部

L0：分支点

Ln1、Ln2、Ln3…Lnn：分支线路

U：微波整流电路

Vin：输入波

Claims

1.一种微波整流电路，对交流信号进行整流，其具备：

输入线路，所述交流信号被输入到该输入线路；

从所述输入线路的输出侧的分支点分支成n个分支线路的第1至第n分支线路，其中n为3以上的正整数；

配设于所述第1至第n分支线路中的每一个，并对流过该分支线路的所述交流信号进行整流的第1至第n整流部；以及

第1至第n-1相移部，其设置在所述第1至第n-1分支线路中的所述第1至第n-1整流部各自的前段，并使所述交流信号的相位以如下方式偏移：相对于流过所述第n分支线路到达所述第n整流部的所述交流信号，使流过第k分支线路到达第k整流部的所述交流信号分别具有各相差k×180/n°的相位差，其中k为1～n-1的各个正整数，

所述第1至第n整流部中的每一个均使用具有大致相同的特性的二极管，并构成为大致相同的电路结构，以使得在所述第1至第n整流部中的每一个产生的反射波均为大致相同的波形，

在所述第1至第n分支线路中，在所述分支点与所述第1至第n整流部中的任一个整流部之间，均未配置所述第1至第n-1相移部以外的电路元件。

2.根据权利要求1所述的微波整流电路，其中，

所述交流信号通过天线输入到所述输入线路。

3.根据权利要求1所述的微波整流电路，其中，

所述第1至第n-1相移部分别由分布常数线路构成。

4.根据权利要求1所述的微波整流电路，其中，

所述第1至第n-1相移部分别由集中常数电路构成。