JP6311831B1 - マイクロ波整流回路 - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナから外部空間への再放射を確実に抑制し得るマイクロ波整流回路を提供すること。【解決手段】交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、複数の前記分岐線路それぞれに配設されたインピーダンス整合部と、複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、を備える。【選択図】図１

Description

本開示は、マイクロ波整流回路に関する。

アンテナでマイクロ波帯域の電磁波を受電し、得られた高周波電力を整流して直流電力に変換（ＲＦ−ＤＣ変換）するレクテナ装置（Rectifying Antenna：レクチファイア・アンテナとも称される）が知られている（例えば、特許文献１や特許文献２を参照）。

この種のレクテナ装置で使用される整流回路（以下、「マイクロ波整流回路」と称する）においては、当該マイクロ波整流回路内からアンテナ側への反射波を抑制する要請がある。

一般に、高周波電力が使用される回路においては、回路間の接続部でインピーダンスが異なると反射波が起こる。そして、マイクロ波整流回路において、アンテナ側への反射波が発生した場合、当該反射波は、アンテナから外部空間へ再放射され、電力損失の増大を引き起こし、加えて、他の用途の電波への悪影響を及ぼすことにもなる。

又、マイクロ波整流回路においては、整流ダイオードの非線形性に起因して、基本周波数の反射波に加えて、高調波の反射波も発生する。マイクロ波整流回路においては、通流する電力が無線通信に比べて遙かに大きいため、基本周波数の反射波に加えて、当該高調波の反射波の抑制も求められる。

特開２０１４−０２３０６９号公報 特開２０１２−０２３８５７号公報

小西 良弘，「実用マイクロ波技術講座―理論と実際〈第２巻〉」，ケイラボ出版，2001，PP.56-58

かかる問題を解決するため、例えば、特許文献１には、整流ダイオードからなる整流部の前段に、フィルタとオープンスタブを配設することが記載されている。そして、特許文献１の従来技術においては、フィルタによって高調波の反射波を遮蔽し、当該フィルタを通過してくる基本波成分の反射波をオープンスタブ等で遮蔽する。

しかしながら、特許文献１の従来技術においては、レクテナ装置に伝送される電磁波の伝搬態様や整流部内で発生する反射波が一定であることが前提となっている。一方、電磁波の伝搬態様は、実際には大きく変化する。又、整流部における反射特性は、例えば、入力電力や出力電力等、レクテナ装置の使用条件に応じて大きく変化する。そのため、特許文献１の従来技術においては、アンテナ側への反射波を抑制することは、実際には困難な場合が多い。

本開示は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを確実に抑制し得るマイクロ波整流回路を提供することを目的とする。

前述した課題を解決する主たる本開示は、
交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
前記交流電力が入力される入力線路と、
前記入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、
複数の前記分岐線路それぞれに配設されて、前記入力線路と後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うインピーダンス整合部と、
複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、
複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、
を備える、マイクロ波整流回路。

本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナから外部空間へ再放射されることを確実に抑制することができる。

第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図 比較例１に係るマイクロ波整流回路の構成を示す図 第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路の動作を説明する図 第１の回路シミュレーションに用いた第１のテスト回路の構成を示す図 第１の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図 第２の回路シミュレーションに用いた第２のテスト回路の構成を示す図 第２の回路シミュレーションに用いた比較用テスト回路の構成を示す図 第２の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図 インピーダンス整合部及び位相シフト部の他の態様の一例を示す図 π型回路の回路素子の回路パラ-メータと位相シフト量の関係の一例を示す図 第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図 第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路の動作を説明する図 第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路の構成の一例を示す図

以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。尚、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（第１の実施形態）
[マイクロ波整流回路の構成]
以下、図１を参照して、第１の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例について説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、例えば、上記したレクテナ装置に適用される。

図１は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの構成の一例を示す図である。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、入力線路１、インピーダンス整合部２、位相シフト部３、整流部４、及び分岐抵抗部５を備えている。

入力線路１には、アンテナＡから受電した高周波電力（以下、「入力波Ｖｉｎ」と称する）が入力される。入力線路１の出力側には、分岐点Ｌ０から複数に分岐する分岐線路Ｌａ、Ｌｂが接続されている。入力線路１に入力された入力波Ｖｉｎは、分岐点Ｌ０から、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれに分岐して後段側に向かう。

尚、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌａ、Ｌｂが二股に分岐する構成となっている。本実施形態では、分岐線路Ｌａを「第１の分岐線路Ｌａ」、分岐線路Ｌｂを「第２の分岐線路Ｌｂ」と称すると共に、いずれの分岐線路Ｌａ、Ｌｂ上の構成かを区別して説明する際には、第１の分岐線路Ｌａ上の構成については符号ａを付して「第１の…ａ」と称し、第２の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｂを付して「第２の…ｂ」と称して説明する。

インピーダンス整合部２は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれに配設されて、入力線路１と後段との間でインピーダンス整合を行う。本実施形態に係るインピーダンス整合部２は、λ／４線路２ａ、２ｂによって、構成されている。λ／４線路２ａ、２ｂは、入力波Ｖｉｎの基本周波数の波長λに基づいて、λ／４の線路長に調整されている。

具体的には、第１のλ／４線路２ａは、第１の分岐線路Ｌａを構成する伝送線路であって、入力線路１と第１の整流部４ａの間のインピーダンス整合を行う。又、第２のλ／４線路２ｂは、第２の分岐線路Ｌｂを構成する伝送線路であって、入力線路１と第２の整流部４ｂの間のインピーダンス整合を行う。尚、第１のλ／４線路２ａ及び第２のλ／４線路２ｂは、通過する入力波Ｖｉｎ（及び反射波）に対して、９０°位相差を発生させる機能も有する。

第１のλ／４線路２ａ及び第２のλ／４線路２ｂが、後段とのインピーダンス整合を行うことによって、入力波Ｖｉｎが分岐点Ｌ０において、反射することを抑制する。但し、インピーダンス整合部２は、後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うことができれば、インダクタとキャパシタで構成したπ型回路（図９を参照して後述）等、任意の構成によって実現されてよい。

位相シフト部３は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂの少なくとも一のインピーダンス整合部２と整流部４の間に配設され、整流部４で発生する反射波の基本波成分の合成が、分岐点Ｌ０においてゼロとなるように、通過する高周波電力の位相をシフトする。尚、位相シフト部３が、整流部４で発生する反射波の基本波成分の合成が分岐点Ｌ０においてゼロとなるようにすることで、再反射等した反射波から見たとき、分岐抵抗部５の結線位置の電位をゼロの状態とすることができる（詳細は後述）。

本実施形態においては、位相シフト部３は、第１のλ／４線路２ａの後段に配設された第１の位相シフト部３ａによって構成され、第１の整流部４ａに向かう入力波Ｖｉｎを９０°位相シフト（位相遅れ又は位相進み）する。又、第１の位相シフト部３ａは、第１の整流部４ａからの反射波に対しても９０°の位相シフト（位相遅れ又は位相進み）を発生させる。これによって、第１の整流部４ａで発生する反射波の基本波成分と第２の整流部４ｂで発生する反射波の基本波成分とは、分岐点Ｌ０において、同一波形で且つ逆位相の関係となり、当該分岐点Ｌ０において、その合成はゼロとなる。

位相シフト部３は、例えば、λ／４線路によって構成される。但し、位相シフト部３は、遅延回路等、他の構成によって実現されてよい。

整流部４は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれのインピーダンス整合部２の後段に配設されて、入力波Ｖｉｎを整流する。整流部４は、ダイオードを用いて構成され、例えば、シングルシャント型の整流回路、ボルテージダブラ型の整流回路によって構成される。

具体的には、第１の整流部４ａは、第１の分岐線路Ｌａの第１の位相シフト部３ａの後段に接続され、第１の位相シフト部３ａから出力される入力波Ｖｉｎを整流する。第２の整流部４ｂは、第２の分岐線路Ｌｂの第２のλ／４線路２ｂの後段に接続され、第２のλ／４線路２ｂから出力される入力波Ｖｉｎを整流する。

但し、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂとは、同一の反射特性を有するように構成される。そのため、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂとは、例えば、同一特性のダイオード、及び同一種別の回路構成が用いられる。これによって、第１の整流部４ａで発生する反射波（以下、「第１の反射波Ｖｒａ」と称する）と第２の整流部４ｂで発生する反射波（以下、「第２の反射波Ｖｒｂ」と称する）とが同一波形となる。

第１の整流部４ａが生成した直流電力と、第２の整流部４ｂが生成した直流電力は、共に、後段の集電部（図示せず）に出力され、当該集電部において合成される。

分岐抵抗部５は、複数の分岐線路Ｌａ、Ｌｂそれぞれのインピーダンス整合部２の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部５ａ、５ｂを有し、当該複数の抵抗部５ａ、５ｂの他端を互いに結線して構成されている。分岐抵抗部５は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波を消滅させる（詳細は後述）。

具体的には、第１の抵抗部５ａは、一端が第１のλ／４線路２ａの出力端に接続され、第２の抵抗部５ｂは、一端が第２のλ／４線路２ｂの出力端に接続され、第１の抵抗部５ａの他端と第２の抵抗部５ｂの他端とが結線されている。

尚、第１の抵抗部５ａ及び第２の抵抗部５ｂは、一端が第１のλ／４線路２ａの出力端に接続され、他端が第２のλ／４線路２ｂの出力端に接続された一個の抵抗素子によって構成されてもよい。

尚、マイクロ波整流回路Ｕには、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂそれぞれの前段に高調波を遮蔽するフィルタ部（例えば、オープンスタブ）が配設されてもよい。

［マイクロ波整流回路の動作］
以下、図２〜図３を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作について説明する。

図２は、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１の構成を示す図である。

まず、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１を参照して、入力波Ｖｉｎを入力線路１から分岐させることによる反射波（第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂ）の相殺作用について説明する。

比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１は、入力線路１の分岐点Ｌ０から二股に分岐した第１の分岐線路Ｌａと第２の分岐線路Ｌｂとを有し、第１の分岐線路Ｌａには、第１の位相シフト部３ａを介して第１の整流部４ａが配設され、第２の分岐線路Ｌｂには、第２の整流部４ｂが分岐点Ｌ０に直結された構成となっている。

比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１において、入力波Ｖｉｎが入力線路１に入力されると、まず、第１の整流部４ａにおいて第１の反射波Ｖｒａが発生し、第２の整流部４ｂにおいて第２の反射波Ｖｒｂが発生する。この際、ダイオードの非線形性等に起因して、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、それぞれ、入力波Ｖｉｎの基本周波数成分に加えて高調波成分を含むものとなっている。

但し、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、第１の整流部４ａの反射特性と第２の整流部４ｂの反射特性とが同一であるため、同一波形となっている。又、第１の反射波Ｖｒａは、入力波Ｖｉｎが位相シフト部３を介して入力されるため、第２の反射波Ｖｒｂに対して、整流部４への到着時点で９０°の位相差を有するものとなっている。

第１の反射波Ｖｒａは、再度、位相シフト部３ａを通過して、分岐点Ｌ０に到達する。一方、第２の反射波Ｖｒｂは、そのまま、分岐点Ｌ０に到達する。従って、分岐点Ｌ０においては、第１の反射波Ｖｒａは、第２の反射波Ｖｒｂに対して、１８０°の位相差を有することになる。つまり、分岐点Ｌ０においては、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂは、同一波形で、互いに位相が反転した状態となっている。従って、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂとは、分岐点Ｌ０から入力線路１に向かう際に互いに打ち消し合うことになる。

このように、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１においては、入力波Ｖｉｎを分岐して入力する第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂを配設すると共に、第１の整流部４ａ又は第２の整流部４ｂの一方の前段に位相シフト部３ａを配設することによって、反射波（第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂ）の相殺作用を期待することができる。

しかしながら、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１においては、反射波を減少はできてもゼロにすることはできない。

詳述すると、分岐点Ｌ０に戻ってきた第１の反射波Ｖｒａは、すべてが入力線路１に戻るわけではなく、一部は、元来た第１の分岐線路Ｌａに再反射し（以下、「第１の再反射波Ｖｒａ１」と称する）、又、他の一部はもう一方の第２の分岐線路Ｌｂへ回り込む（以下、「第１の回り込み反射波Ｖｒａ２」と称する）。

同様に、分岐点Ｌ０に戻ってきた第２の反射波Ｖｒｂは、一部は、元来た第２の分岐線路Ｌｂに再反射し（以下、「第２の再反射波Ｖｒｂ１」と称する）、又、他の一部はもう一方の第１の分岐線路Ｌａへ流れ込む（以下、「第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２」と称する）。

分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２は、それぞれ、第１の整流部４ａと第２の整流部４ｂにおいて反射し、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる。第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の再反射波Ｖｒｂ１は、再び分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、位相がそろった状態となる。又、第１の回り込み反射波Ｖｒａ２と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２も、同様に、分岐点Ｌ０に戻ってくる際には、位相がそろった状態となる。その結果、当該反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２は、互いに打ち消されることなく、入力線路１からアンテナＡ側に向かい、アンテナＡから再放射されることになる。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、上記に鑑みて、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２）を分岐抵抗部５によって消失させる。

図３は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作を説明する図である。

図３中において、Ｖｒａは第１の整流部４ａにおいて発生する第１の反射波、Ｖｒｂは第２の整流部４ｂにおいて発生する第２の反射波、Ｖｒａ１は第１の再反射波、Ｖｒｂ１は第２の再反射波、Ｖｒａ２は第１の回り込み反射波、Ｖｒｂ２は第２の回り込み反射波を表す。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、上記比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１と同様に、第１の整流部４ａにおいて第１の反射波Ｖｒａが発生し、第２の整流部４ｂにおいて第２の反射波Ｖｒｂが発生する。

第１の反射波Ｖｒａは、第１の位相シフト部３ａ及び第１のλ／４線路２ａを介して、分岐点Ｌ０に戻ってくる。又、第２の反射波Ｖｒｂは、第２のλ／４線路２ｂを介して、分岐点Ｌ０に戻ってくる。尚、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂの一部は、分岐点Ｌ０に戻ってくる際に、分岐抵抗部５へ流れ込んで消失する。

分岐点Ｌ０における第１の反射波Ｖｒａ及び第２の反射波Ｖｒｂの挙動は、比較例１に係るマイクロ波整流回路Ｈ１を参照して説明した通りである。つまり、第１の反射波Ｖｒａは、一部が第１のλ／４線路２ａに再反射し（第１の再反射波Ｖｒａ１）、他の一部が第２のλ／４線路２ｂに回り込む（第１の回り込み反射波Ｖｒａ２）。同様に、第２の反射波Ｖｒｂは、一部が第２のλ／４線路２ｂに再反射し（第２の再反射波Ｖｒｂ１）、他の一部が第１のλ／４線路２ａに回り込む（第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２）。

この際、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂと分岐点Ｌ０の間に分岐抵抗部５を設けているため、公知のウィルキンソン分配器と同様に（詳細には、例えば、非特許文献１を参照）、第１の再反射波Ｖｒａ１、第１の回り込み反射波Ｖｒａ２、第２の再反射波Ｖｒｂ１、及び第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２は、分岐抵抗部５の両端から当該分岐抵抗部５に吸収されて熱となり、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂの方へは戻らない。又、第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂの一部の信号は、分岐点Ｌ０点で入力線路１側に伝搬するが、この信号は逆相のため互いに打ち消し合う。その結果、入力線路１側にも反射波は戻らない。

このように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２を分岐抵抗部５で消失させることができるため、アンテナＡから再放射が発生することを抑制することができる。

尚、入力波Ｖｉｎについては、分岐抵抗部５の両端で、同位相であるため、当該分岐抵抗部５への流れ込みは生じず、当該分岐抵抗部５における損失とはならない。

以上では、基本周波数の反射波についてのみ説明したが、基本周波数の第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂにおいて位相差が１８０°となる場合には、２ｎ＋１（ｎは任意の正の整数）で表される奇数次の高調波においても、同様に、位相差は１８０°＋ｎ×３６０°となる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、奇数次の高調波成分に係る反射波についても、基本周波数の反射波と同様に、分岐抵抗部５において消失させ、入力線路１からアンテナＡ側に戻ることを確実に抑制することができる。

尚、第１及び第２の整流部４ａ、４ｂにおいて反射波として発生する高調波成分は、通常、奇数次の高調波成分のみであるため、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、すべての高調波成分に関してもアンテナＡからの再放射を抑制する効果を有すると言える。また、偶数次の高調波も完全に遮断するには、スタブなどにより対応する遮断フィルタを設置することでレクテナ回路の特性を損なうことなく実現できる。

［マイクロ波整流回路のインピーダンス設計］
次に、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕのインピーダンス設計について、説明する。本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０においてインピーダンス整合が行われおり、且つ、分岐抵抗部５の接続位置においてインピーダンス整合が行われている場合、上記のように、再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２を分岐抵抗部５で消失させることができる。

第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンスＺ_２は、入力波Ｖｉｎが分岐点Ｌ０及び第１の位相シフト部３ａにおいて反射しないように、入力線路１と第１の位相シフト部３ａの間でインピーダンス整合を行うべく、次式（１）が成立するように設定する。
（２×Ｚ_１）×Ｚ_３＝Ｚ_２ ^２ …式（１）
（但し、Ｚ_１：入力線路１の特性インピーダンス［Ω］、Ｚ_２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス［Ω］、Ｚ_３：第１のλ／４線路２ａの後段（第１の位相シフト部３ａ等）の特性インピーダンス［Ω］）

ここで、入力線路１の特性インピーダンスを（２×Ｚ_１）としているのは、第１のλ／４線路２ａが二股に分岐した一方側であるためである。

尚、この際、第２のλ／４線路２ｂの特性インピーダンスも、第１のλ／４線路２ａと同じ特性インピーダンスＺ_２となるように設定する。

次に、分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ（及び第２の抵抗部５ｂ）の抵抗値Ｚ_４の設定方法について説明する。

分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ（及び第２の抵抗部５ｂ）の抵抗値Ｚ_４は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２が、第１のλ／４線路２ａ（及び第２のλ／４線路２ｂ）との接続位置において反射することなく、当該分岐抵抗部５の結線位置に向かうように設定する。

まず、入力波Ｖｉｎについては、分岐抵抗部５の両側で同位相であるため、当該分岐抵抗部５への流れ込みは生じないため、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４を設定する際には無視して考えることができる。換言すると、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４は、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２のみを考慮して設定すればよい。

そして、第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２から第１のλ／４線路２ａの後段を見たとき、分岐抵抗部５の結線位置の電位がゼロ［Ｖ］であるから、この際には、第１の位相シフト部３ａ側のインピーダンスも無視して考えることができる。つまり、第１の再反射波Ｖｒａ１と第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２が第１の抵抗部５ａの接続位置において反射することなく当該第１の抵抗部５ａ側に吸収される条件は、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４が、第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス（Ｚ_２）とインピーダンス整合していることである。

従って、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４は、一般的なλ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（２）を満足するように設定する。
（２×Ｚ_１）×Ｚ_４＝Ｚ_２ ^２ …式（２）
（但し、Ｚ_１：入力線路１の特性インピーダンス［Ω］、Ｚ_２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス［Ω］、Ｚ_４：第１の抵抗部５ａの抵抗値［Ω］）

換言すると、第１の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４は、第１の位相シフト部３ａの特性インピーダンスＺ_３と同一値となるように設定すればよい。

尚、第２の抵抗部５ａの抵抗値Ｚ_４についても、同様に考えて、上式（２）を満たすように設定する。

以上のように、分岐抵抗部５の第１の抵抗部５ａ及び第２の抵抗部５ｂの抵抗値を設定することによって、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２に起因して、アンテナＡから再放射されることを確実に抑制することが可能となる。

［動作検証１］
次に、図４〜図５を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作検証のために行った第１の回路シミュレーションについて説明する。

図４は、第１の回路シミュレーションに用いた第１のテスト回路Ｔ１の構成を示す図である。

第１の回路シミュレーションは、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの第１及び第２の整流部４ａ、４ｂで発生する第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂの挙動を観察する。

第１のテスト回路Ｔ１においては、ポートＳｂから、第１及び第２の反射波Ｖｒａ、Ｖｒｂを模擬した高周波信号Ｖｔ０を入力し、当該高周波信号Ｖｔ０のポートＳａへの透過量を検出する。尚、第１のテスト回路Ｔ１においては、第１の分岐線路Ｌａ側に第１の位相シフト部３ａを２つ連続して配設し、これによって、高周波信号Ｖｔ０から１８０°の位相差を有する第１の反射波Ｖｒａと第２の反射波Ｖｒｂを生成する。

尚、図４中の入力線路１、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、位相シフト部３、及び、分岐抵抗部５は、それぞれ、図１のマイクロ波整流回路Ｕの各構成と同様の構成を有する。

第１の回路シミュレーションにおいては、５．８ＧＨｚ（基本周波数）を基準として、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、第１の位相シフト部３ａ、及び分岐抵抗部５のインピーダンス等を設定している。そして、第１の回路シミュレーションにおいては、高周波信号Ｖｔ０の周波数を変化させたときの信号成分Ｖｔ１、信号成分Ｖｔ２、損失Ｐｔを算出する。換言すると、本回路シミュレーションは、５．８ＧＨｚを基本周波数として設定したマイクロ波整流回路Ｕにおける周波数毎の挙動を検証する。

図５は、第１の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。

図５の各グラフは、Ｖｔ１（点線）はポートＳａまで透過した信号成分の大きさ、Ｖｔ２（一点鎖線）はポートＳｂまで再反射した信号成分の大きさ、及びＰｔ（実線）は分岐抵抗部５における電力損失を示す。図５の各グラフにおいて、横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は入力成分を１とした場合のＶｔ１、Ｖｔ２、Ｐｔの大きさを表す。

図５の各グラフが示すように、高周波信号Ｖｔ０の周波数が、基本周波数（５．８ＧＨｚ）、第３高調波（１７．４ＧＨｚ）、及び第５高調波（２９ＧＨｚ）の場合には、ポートＳａまで透過した信号成分Ｖｔ１（点線）、ポートＳｂまで再反射した信号成分Ｖｔ２（一点鎖線）は、実質的にゼロとなることが分かる。尚、この際のエネルギーの多くは、損失Ｐｔ（実線）のグラフが示すように、分岐抵抗部５で抵抗損失として消費される。

一方、図５の各グラフが示すように、高周波信号Ｖｔ０が第２高調波（１１．６ＧＨｚ）等の偶数次の場合には、ポートＳａまで透過した信号成分Ｖｔ１（点線）は、略１であり、略１００％がポートＳａまで透過する。但し、上記したように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、偶数次の高調波は発生しないため、この結果は、特段問題とはならない。又、必要に応じて偶数次の遮断フィルタを設置して回路特性を損なうこと無く除去することも可能である。

［動作検証２］
次に、図６〜図８を参照して、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作検証のために行った第２の回路シミュレーションについて説明する。

図６は、第２の回路シミュレーションに用いた第２のテスト回路Ｔ２の構成を示す図である。

図７は、第２の回路シミュレーションに用いた比較用テスト回路Ｈ２の構成を示す図である。比較用テスト回路Ｈ２は、入力線路１から分岐せずに整流動作を行う従来技術に係るマイクロ波整流回路である。

本回路シミュレーションでは、高周波信号Ｖｔ３の入力電力を変化させたときの第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂにおける電力損失の挙動、及び反射電力の挙動を観察する。本回路シミュレーションでは、主に、分岐構造とフィルタ部６による反射波の遮蔽効果を検証する。

第２の回路シミュレーションでは、入力ポートＳｃから高周波信号Ｖｔ３を入力し、出力ポートＳｄで検出される直流出力Ｖｔ４、及び検出ポートＳｅで検出される入力線路１まで反射した反射波の電力Ｖｔ５を検出する。

図６及び図７中の入力線路１、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ、第１の位相シフト部３ａ、第１の整流部４ａ、第２の整流部４ｂ、及び、分岐抵抗部５は、それぞれ、図１と同様の構成を有する。但し、ここでは、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂの前段に、高調波の反射波を遮蔽するためのフィルタ部６（第１のフィルタ部６ａ、第２のフィルタ部６ｂ）を配設している。

尚、図６及び図７中の抵抗７ａ、７ｂは電力負荷、キャパシタ８は直流カット用のキャパシタ、サーキュレータ９は入力線路１まで反射した反射波を検出するための構成である。

尚、第２のテスト回路Ｔ２及び比較用テスト回路Ｈ２は、第１のフィルタ部６ａ、第２のフィルタ部６ｂ等の調整によって、高周波信号Ｖｔ３の周波数が５．８ＧＨｚ、入力電力が１Ｗのときに、第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂでの反射が最小になるように設定されている。

図８は、第２の回路シミュレーションのシミュレーション結果を示す図である。図８Ａは第２のテスト回路Ｔ２のシミュレーション結果、図８Ｂは比較用テスト回路Ｈ２のシミュレーション結果を示す。

図８Ａ、図８Ｂの各グラフは、Ｐｄ２（点線）は整流部４での電力損失、及びＰｒ２（実線）はサーキュレータ９で検出された反射電力を示す。

図８Ａ、図８Ｂにおいて、横軸Ｐｉｎは入力電力（１０ｍＷ〜１０Ｗ）［Ｗ］、縦軸は入力成分を１とした場合の電力損失Ｐｄ２（点線）の大きさ、及び反射電力Ｐｒ２（実線）の大きさを表す。

図８ＢのグラフＰｒ２が示すように、比較用テスト回路Ｈ２においては、フィルタ部６の反射波の遮蔽効果が発揮される入力電力が１Ｗのときにも、反射電力Ｐｒ２及び電力損失Ｐｄ２がともに多く観察される。

一方、図８ＡのグラフＰｒ２が示すように、第２のテスト回路Ｔ２においては、入力電力Ｐｉｎによらず、反射電力Ｐｒ２がほぼゼロとなる。

以上、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、整流部４で発生する反射波（Ｖｒａ、Ｖｒｂ）を分岐点Ｌ０で互いに相殺させると共に、当該分岐点Ｌ０で再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２）については分岐抵抗部５で消失させることができる。そして、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、基本周波数に加えて高調波成分についても、当該作用を発揮することができる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、整流動作の際に、受電したマイクロ波がアンテナＡから外部空間へ再放射されることを確実に抑制することができる。

又、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、分岐点Ｌ０で再反射等した反射波が第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂ等に入力されることがないため、当該第１の整流部４ａ及び第２の整流部４ｂ等の性能限界においても安定して動作することができる。その結果、ＲＦ／ＤＣの変換効率の向上にも資することになる。

尚、上記実施形態では、分岐点Ｌ０から第１の分岐線路Ｌａと第２の分岐線路Ｌｂの２本に分岐する構成を示したが、当該構成を複数組形成する態様等にも変形し得る。例えば、分岐点Ｌ０から２×ｍ（ｍは任意の正の整数）本の分岐線路に分岐する構成として、一方のｍ本の分岐線路と、他のｍ本の分岐線路とが、整流部４に到達する際に９０°の位相差を有するように、入力波Ｖｉｎの位相をシフトする態様としてもよい。

（第１の実施形態の変形例）
次に、図９〜図１０を参照して、第１の実施形態の変形例に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。

上記実施形態では、インピーダンス整合部２及び位相シフト部３をそれぞれλ／４線路を用いて構成する態様を示した。しかしながら、インピーダンス整合部２及び位相シフト部３は、他の回路構成によって実現してもよい。

図９は、インピーダンス整合部２又は位相シフト部３の他の回路構成の一例を示す図である。

図９に示す回路は、π型回路であり、インダクタンス素子Ｌ１と、第１のキャパシタＣ１と、第２のキャパシタＣ２と、を備えている。そして、インダクタンス素子Ｌ１は、入力側と出力側の間に直列に接続され、第１のキャパシタＣ１は、一端が接地された状態で当該インダクタンス素子Ｌ１の前段に接続され、第２のキャパシタＣ２は、一端が接地された状態で当該インダクタンス素子Ｌ１の後段に接続されている。

インピーダンス整合は、一般に、インピーダンス整合回路の入力点を基準として信号源側のインピーダンスが負荷側のインピーダンスと共役の関係となり、且つ、当該インピーダンス整合回路の出力点を基準として信号源側のインピーダンスが負荷側のインピーダンスと共役の関係となるように、回路素子の回路常数を設定することで実現することができる。

本変形例においては、例えば、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタを１ｎＨ程度、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスを１ｐＦ程度とすることによって、マイクロ波帯域の高周波電力に対して、入力線路１と後段の整流部４との間のインピーダンス整合を行うことができる。

図１０は、高周波電力が５．８ＧＨｚの場合における、π型回路の回路素子の回路パラ-メータ（インダクタンス素子Ｌ１のインダクタ、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンス）と位相シフト量の関係の一例を示す図である。

図１０に示すように、π回路は、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタ、第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２のキャパシタンスを適宜設定することによって、通過する高周波電力の位相シフト量を調整することができる。

尚、π型回路のように集中定数線路を用いるインピーダンス整合部２は、基本波に対する遅延時間と高調波に対する遅延時間が異なるため、高調波に対する位相差による反射抑制効果は期待できない。しかしながら、高周波に対しては透過率が低下するため、結果的に高調波反射も抑制される。より完璧に抑制するには。高調波への遮断フィルタを挿入すればよい。

（第２の実施形態）
次に、図１１〜図１２を参照して、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。

図１１は、第２の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕを構成の一例を示す図である。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃに３分岐する構成となっている。尚、第１の実施形態と共通する構成については、説明を省略する（以下、他の実施形態についても同様）。

尚、本実施形態では、分岐線路Ｌａを「第１の分岐線路Ｌａ」、分岐線路Ｌｂを「第２の分岐線路Ｌｂ」、分岐線路Ｌｃを「第３の分岐線路Ｌｃ」と称すると共に、いずれの分岐線路Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ上の構成かを区別して説明する際には、第１の分岐線路Ｌａ上の構成については符号ａを付して「第１の…ａ」と称し、第２の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｂを付して「第２の…ｂ」と称し、第３の分岐線路Ｌｂ上の構成については符号ｃを付して「第３の…ｃ」と称して説明する。

第１の分岐線路Ｌａには、第１のλ／４線路２ａを介して第１の整流部４ａが接続されている。第２の分岐線路Ｌｂには、第２のλ／４線路２ｂと第２の位相シフト部３ｂを介して第２の整流部４ｂが接続されている。又、第３の分岐線路Ｌｃには、第３のλ／４線路２ｃと第３の位相シフト部３ｃを介して第３の整流部４ｃが接続されている。そして、分岐抵抗部５は、第１のλ／４線路２ａの出力端、第２のλ／４線路２ｂの出力端、及び第３のλ／４線路２ｃの出力端それぞれに接続した第１、第２及び第３の抵抗部５ａ、５ｂ、５ｃを介して、Ｙ結線するように構成される。

本実施形態において、第１のλ／４線路２ａ、第２のλ／４線路２ｂ及び第３のλ／４線路２ｃは、第１の実施形態と同様に、入力線路１と後段との間のインピーダンス整合を行う。又、第１の整流部４ａ、第２の整流部４ｂ及び第３の整流部４ｃも、第１の実施形態と同様に、それぞれ、反射特性が等価な整流回路を構成する。

一方、本実施形態に係る位相シフト部３は、第１の実施形態とは異なり、第２の位相シフト部３ｂは通過する高周波電力の位相を６０°シフト（位相遅れ又は位相進み）し、第３の位相シフト部３ｃは通過する高周波電力の位相を１２０°シフト（位相遅れ又は位相進み）する。

従って、第１の整流部４ａにおいて発生した第１の反射波Ｖｒａ、第２の整流部４ｂにおいて発生した第２の反射波Ｖｒｂ、及び第３の整流部４ｃにおいて発生した第３の反射波Ｖｒｃは、分岐点Ｌ０において、それぞれ、同一波形で、且つ、１２０°ずつの位相差を有するものとなる。

換言すると、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、分岐点Ｌ０において、第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ及び第３の反射波Ｖｒｃを三相交流の状態とすることによって、互いに打ち消し合わせる。

但し、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、分岐点Ｌ０において、第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ及び第３の反射波Ｖｒｃが再反射等するため、これらを消失させるために、分岐抵抗部５を配設する。

図１２は、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕの動作を説明する図である。

第１の反射波Ｖｒａは、分岐点Ｌ０において、再反射により第１の分岐線路Ｌａに戻る第１の再反射波Ｖｒａ１、並びに第２の分岐線路Ｌｂ及び第３の分岐線路Ｌｃに回り込む第１の回り込み反射波Ｖｒａ２を発生する。又、第２の反射波Ｖｒｂは、分岐点Ｌ０において、再反射により第２の分岐線路Ｌｂに戻る第２の再反射波Ｖｒｂ１、並びに第１の分岐線路Ｌａ及び第３の分岐線路Ｌｃに回り込む第２の回り込み反射波Ｖｒｂ２を発生する。又、第３の反射波Ｖｒｃは、分岐点Ｌ０において、再反射により第３の分岐線路Ｌｃに戻る第３の再反射波Ｖｒｃ１、並びに第１の分岐線路Ｌａ及び第２の分岐線路Ｌｂに回り込む第３の回り込み反射波Ｖｒｃ２を発生する。

この際、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいては、第１、第２及び第３の整流部４ａ、４ｂ、４ｃと分岐点Ｌ０の間に分岐抵抗部５を設けているため、公知のウィルキンソン分配器と同様に、これらの再反射波等Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２、Ｖｒｃ１、Ｖｒｃ２は、分岐抵抗部５の各接続位置から当該分岐抵抗部５に吸収されて熱となり、第１、第２及び第３の整流部４ａ、４ｂ、４ｃの方へは戻らない。又、一部の信号は、分岐点Ｌ０点で入力線路１側に伝搬するが、この信号は第１の反射波Ｖｒａ、第２の反射波Ｖｒｂ、第３の反射波Ｖｒｃが互いに１２０°の位相差を持ち、振幅が同じなので互いに打ち消し合う。その結果、入力側にも反射波は戻らない。

尚、本実施形態においては、第１の抵抗部５ａ（第２の抵抗部５ｂ、第３の抵抗部５ｃ）の抵抗値Ｚ_４は、λ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（３）を満足するように設定する。
（３×Ｚ_１）×Ｚ_４＝Ｚ_２ ^２ …式（３）
（但し、Ｚ_１：入力線路１の特性インピーダンス、Ｚ_２：第１のλ／４線路２ａの特性インピーダンス、Ｚ_４：第１の抵抗部５ａの抵抗値）

以上、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕによれば、整流部４で発生する反射波（Ｖｒａ、Ｖｒｂ、Ｖｒｃ）を分岐点Ｌ０で互いに相殺させると共に、当該分岐点Ｌ０で再反射等した反射波（Ｖｒａ１、Ｖｒａ２、Ｖｒｂ１、Ｖｒｂ２、Ｖｒｃ１、Ｖｒｃ２）については分岐抵抗部５で消失させることができる。従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、アンテナＡから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。

（第３の実施形態）
次に、図１３を参照して、第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕについて説明する。

図１３は、第３の実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕを構成の一例を示す図である。

本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕは、分岐点Ｌ０から分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎのｎ本に分岐する構成となっている。

又、本実施形態に係る位相シフト部３は、分岐線路Ｌｎ１、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎに入力する高周波電力の位相を、それぞれ１８０／ｎ°ずつシフト（位相遅れ又は位相進み）する。換言すると、ｎ−１本の分岐線路Ｌｎ２、Ｌｎ２、Ｌｎ３・・Ｌｎｎを通流する高周波電力は、それぞれ、整流部４に到達する際に、一の分岐線路Ｌｎ１を通流する高周波電力に対して、ｋ×１８０／ｎ°（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）ずつ異なる位相差を有する。

このように構成することによって、整流部４で発生する反射波の合成が、分岐点Ｌ０において、ゼロとすることができる。そして、整流部４で発生する反射波の合成が分岐点Ｌ０においてゼロとなる場合、第１の実施形態及び第２の実施形態において説明したように、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波から見たとき、分岐抵抗部５の結線位置は、電位がゼロの状態となる。

従って、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、分岐点Ｌ０において再反射等した反射波は、分岐抵抗部５に吸収されて、消失することになる。

尚、本実施形態においては、分岐抵抗部５の抵抗部５ｎ１の抵抗値Ｚ_４は、λ／４線路のインピーダンス整合の条件式より、以下の式（４）を満足するように設定する。
（ｎ×Ｚ_１）×Ｚ_４＝Ｚ_２ ^２ …式（４）
（但し、Ｚ_１：入力線路１の特性インピーダンス、Ｚ_２：λ／４線路２ｎ１の特性インピーダンス、Ｚ_４：抵抗部５ｎ１の抵抗値）

以上のように、本実施形態に係るマイクロ波整流回路Ｕにおいても、アンテナＡから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。

尚、上記実施形態では、位相シフト部３の一例として、ｎ本の分岐線路を通流する高周波電力の位相をそれぞれ１８０／ｎ°ずつシフトする構成としたが、同一の位相の高周波電力を通流させる分岐線路を複数本ずつ組として、当該組の単位で位相のシフト量を設定する構成としてもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、請求の範囲を限定するものではない。請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。

本開示に係るマイクロ波整流回路によれば、アンテナから外部空間への再放射を確実に抑制することができる。

１ 入力線路
２ インピーダンス整合部
３ 位相シフト部
４ 整流部
５ 分岐抵抗部
Ｌ０ 分岐点
Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｎ１〜Ｌｎｎ 分岐線路
Ｕ マイクロ波整流回路
Ａ アンテナ

Claims (6)

1. 交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
   前記交流電力が入力される入力線路と、
   前記入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、
   複数の前記分岐線路それぞれに配設されて、前記入力線路と後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うインピーダンス整合部と、
   複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、
   複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
   複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、
   を備え、
   複数の前記分岐線路は、前記分岐点から２×ｍ（ｍは２以上の任意の正の整数）本に分岐する前記分岐線路であって、
   前記位相シフト部は、一方のｍ本の前記分岐線路を通流する前記交流電力が、他方のｍ本の前記分岐線路を通流する前記交流電力に対して、前記整流部に到達する際に９０°の位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする、
   マイクロ波整流回路。
2. 交流電力を整流するマイクロ波整流回路であって、
   前記交流電力が入力される入力線路と、
   前記入力線路の出力側の分岐点から複数に分岐する分岐線路と、
   複数の前記分岐線路それぞれに配設されて、前記入力線路と後段との間でインピーダンス整合と９０°の位相シフトを行うインピーダンス整合部と、
   複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の後段に配設されて、前記交流電力を整流する整流部と、
   複数の前記分岐線路の少なくとも一の前記インピーダンス整合部と前記整流部の間に配設され、前記整流部で発生する反射波の基本波成分の合成が前記分岐点においてゼロとなるように、前記交流電力の位相をシフトする位相シフト部と、
   複数の前記分岐線路それぞれの前記インピーダンス整合部の出力端から分岐するように配設された複数の抵抗部を有し、当該複数の抵抗部の他端を互いに結線して構成される分岐抵抗部と、
   を備え、
   複数の前記分岐線路は、前記分岐点からｎ（ｎは３以上の任意の正の整数）本に分岐する前記分岐線路であって、
   前記位相シフト部は、一の前記分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力に対して、他のｎ−１本の前記分岐線路を通流して前記整流部に到達する前記交流電力がそれぞれ、ｋ（ｋは１〜ｎ−１の正の整数）×１８０／ｎ°ずつ異なる位相差を有するように、前記交流電力の位相をシフトする、
   マイクロ波整流回路。
3. 前記抵抗部の抵抗値は、前記インピーダンス整合部とインピーダンス整合するように設定される、
   請求項１又は２に記載のマイクロ波整流回路。
4. 前記インピーダンス整合部は、複数の前記分岐線路それぞれに配設されたλ／４線路である、
   請求項３に記載のマイクロ波整流回路。
5. 複数の前記分岐線路の分岐数がｔ（ｔは、前記２×ｍ又は前記ｎに相当する正の整数）本、前記入力線路の特性インピーダンスがＺ_１［Ω］、及び、前記λ／４線路の特性インピーダンスがＺ_２［Ω］としたとき、
   前記抵抗部の抵抗値は、Ｚ_２ ^２／ｔＺ_１［Ω］となるように設定される、
   請求項４に記載のマイクロ波整流回路。
6. 前記交流電力は、アンテナを介して前記入力線路に入力される、
   請求項１乃至５のいずれか一項に記載のマイクロ波整流回路。

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