WO2018138919A1 - 合成・分配器 - Google Patents

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WO2018138919A1
WO2018138919A1 PCT/JP2017/003213 JP2017003213W WO2018138919A1 WO 2018138919 A1 WO2018138919 A1 WO 2018138919A1 JP 2017003213 W JP2017003213 W JP 2017003213W WO 2018138919 A1 WO2018138919 A1 WO 2018138919A1
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WO
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port
impedance
semi
wilkinson
isolation
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PCT/JP2017/003213
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English (en)
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友三郎 後藤
敬一 酒巻
佑 若林
Original Assignee
株式会社日立国際電気
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/24—Terminating devices
    • H01P1/26—Dissipative terminations
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
    • H01P1/36—Isolators

Definitions

  • This disclosure relates to a synthesizer / distributor, and is applicable to, for example, a synthesizer / distributor including a balun.
  • a synthesizer or distributor equipped with a balun is used for synthesizing or distributing high-frequency power amplification such as microwaves.
  • the synthesizer functions as a distributor if the input end is used as the output end and the output end is used as the input end, both the “synthesizer” and the “distributor” will be referred to as “synthesizer / distributor” below. It is called a distributor.
  • the problem of the present disclosure is to provide a technique suitable for a synthesizer / distributor equipped with a balun.
  • the combiner / distributor includes a first port, a second port, a third port, a first impedance converter provided between the first port and the second port, and the first port.
  • a second impedance converter provided between the third port and an isolation unit provided between the second port and the third port.
  • the isolation part includes a balun composed of a first semi-rigid cable and a second semi-rigid cable, and a plurality of termination resistors. One end of each of the plurality of termination resistors is connected to the balun, and the other end of each of the plurality of termination resistors is grounded.
  • the line length of each of the first impedance converter, the second impedance converter, and the third impedance converter is 1 ⁇ 4 of the wavelength of the center frequency.
  • the impedance of the second port and the third port is Ri
  • the impedance of the first port is Ro
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a Wilkinson synthesizer according to Comparative Example 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a case where the power absorbed by the isolation resistor is maximized in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 3A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics (when an ideal resistance is used as an isolation resistance) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 3B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics (when an ideal resistance is used as the isolation resistance) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 4A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics (in the case where a resistor having a small rated power is used as an isolation resistor) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a Wilkinson synthesizer according to Comparative Example 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a case where the power absorbed by the isolation resistor is maximized in
  • FIG. 4B is a diagram showing a simulation result of reflection characteristics and isolation characteristics (in the case where a resistor having a small rated power is used as the isolation resistance) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 5A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics (in the case where a resistor having a large rated power is used as an isolation resistor) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 5B is a diagram showing a simulation result of reflection characteristics and isolation characteristics (in the case where a resistor having a large rated power is used as the isolation resistance) in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the Wilkinson combiner according to the embodiment.
  • FIG. 7A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 7B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 8A is a diagram showing a simulation result of a pass characteristic of a Wilkinson synthesizer using an ideal resistance in a wide band.
  • FIG. 8B is a diagram showing a simulation result of the pass characteristic of the Wilkinson combiner of FIG. 6 in a wide band.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson combiner according to the first modification.
  • FIG. 10A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG. FIG.
  • FIG. 10B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 10C is a diagram showing a wideband simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 11 is a Smith chart showing the frequency characteristics of a terminal resistor having a high power resistance used in the Wilkinson combiner shown in FIG. 12A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG. 12B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 12C is a diagram showing a wideband simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG. FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson synthesizer according to the second embodiment.
  • FIG. 14A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics when four termination resistors are used in the Wilkinson combiner of FIG. 14B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 14C is a diagram showing a wideband simulation result of the pass characteristic in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 15 is a Smith chart showing the frequency characteristics of the termination resistors used in the Wilkinson combiner shown in FIG.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson combiner according to the second modification.
  • FIG. 14A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics when four termination resistors are used in the Wilkinson combiner of FIG. 14B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 14C is a diagram showing a
  • FIG. 17A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 17B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 17C is a diagram showing a wideband simulation result of the pass characteristic in the Wilkinson synthesizer of FIG.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson synthesizer according to the third modification.
  • FIG. 19A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics when four termination resistors are used in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 19B is a diagram showing reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG. FIG.
  • FIG. 19C is a diagram showing a wideband simulation result of the pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration of a balun type synthesizer according to the second comparative example.
  • FIG. 21A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the balun type combiner of FIG.
  • FIG. 21B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the balun-type combiner of FIG.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration of a balun-type combiner according to the third embodiment.
  • FIG. 23A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the balun type combiner of FIG.
  • FIG. 23B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the balun-type combiner of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a Wilkinson synthesizer according to Comparative Example 1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a case where the power absorbed by the isolation resistor is maximized in the Wilkinson combiner of FIG.
  • the Wilkinson combiner has a first impedance converter 4 between the first port 1 and the second port 2 and a second impedance converter 5 between the first port 1 and the third port 3.
  • the isolation resistor 6 is provided between the second port 2 and the third port 3.
  • the first port 1 is an output port, and the second port 2 and the third port 3 are input ports.
  • the isolation resistor 6 has the role of isolating the input ports (between the second port 2 and the third port 3), and the combined loss when the amplitude or phase imbalance occurs in the input power. It also has a role to absorb.
  • the case where the combined loss absorbed by the isolation resistor 6 is maximized is when the input on one side of the input port is turned off.
  • the input power of the second port 2 is X (W)
  • the third port 3 is OFF.
  • half of the input power (X / 2 (W)) is output from the first port 1 (output port), and the other half (X / 2 (W)) is absorbed by the isolation resistor 6 as a combined loss. It will be.
  • the isolation resistor 6 absorbs a maximum of 1/2 of the input power as a combined loss, and the rated power of the isolation resistor 6 needs to be increased as the power of the combiner increases. come. For example, when 100 W of power is input to the second port 2 and no power is input to the third port 3, 50 W of power is absorbed by the isolation resistor.
  • the parasitic component of the isolation resistor 6 becomes a problem.
  • the parasitic component increases.
  • the isolation resistor 6 does not function as an isolation resistor at a high frequency.
  • FIG. 3A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics when an ideal resistance is used as an isolation resistance.
  • FIG. 3B shows simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics when an ideal resistance is used as the isolation resistance.
  • FIG. 4A shows a simulation result of the pass characteristic when the resistance having a small rated power is used as the isolation resistance
  • FIG. 4B is a simulation result of the reflection characteristic and the isolation characteristic when the resistance having a small rating is used as the isolation resistance.
  • FIG. 5A shows a simulation result of pass characteristics when a resistor having a large rated power is used as the isolation resistor
  • FIG. 5B shows a simulation result of reflection characteristics and isolation characteristics when a resistor having a large rating is used as the isolation resistor. Is shown.
  • the pass characteristics, the reflection characteristics, and the isolation characteristics are satisfactory.
  • the passage loss (S (2,1)) between the second port 2 and the first port 1 is about -3.0 to -3.1 dB.
  • S (2,1) has better characteristics as the absolute value is smaller.
  • the reflection loss (S (1,1)) of the first port 1 is about ⁇ 20 to ⁇ 55 dB.
  • the reflection loss (S (2, 2)) of the second port 2 is about ⁇ 40 to ⁇ 60 dB.
  • the reflection loss (S (3, 3)) of the third port 3 is about ⁇ 40 to ⁇ 60 dB.
  • S (1,1), S (2,2), and S (3,3) have better characteristics as the absolute value is larger.
  • the isolation (S (2, 3)) between the second port 2 and the third port 3 is about ⁇ 20 to ⁇ 55 dB.
  • S (2,3) has better characteristics as the absolute value is larger.
  • S (2,1) is about -3.4 to -3.5 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 15 to ⁇ 25 dB.
  • S (2,2) is about ⁇ 20 dB.
  • S (3,3) is about ⁇ 20 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 15 to ⁇ 25 dB.
  • S (2,1) is about ⁇ 8 to ⁇ 15 dB.
  • S (1,1) is about -2 to -3.5 dB.
  • S (2,2) is about -4 to -5 dB.
  • S (3,3) is about -4 to -5 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 16 to ⁇ 19 dB.
  • the parasitic component greatly affects the characteristics. This makes it difficult to realize a high power Wilkinson synthesizer. The same applies not only to the combiner but also to the distributor. Since the isolation resistance having a large rated power adversely affects the characteristics, it is difficult to realize a high-power Wilkinson distributor.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the configuration of the Wilkinson combiner according to the first embodiment.
  • the Wilkinson synthesizer 10 includes a synthesizer 7, an impedance converter 4, and a branching device 8 between the first port 1 and the second port 2.
  • a synthesizer 7, an impedance converter 5, and a branching device 9 are provided between the port 3 and an isolation resistor 6 is provided between the second port 2 and the third port 3.
  • the first port 1 is an output port, and the second port 2 and the third port 3 are input ports.
  • the impedance (W) of the impedance converters 4 and 5 is as described above. It is given by equation (1).
  • the isolation resistor 6 includes a balun 61, an impedance converter 64, and a termination resistor 65.
  • the balun 61 is composed of semi-rigid cables 62 and 63.
  • the semi-rigid cables 62 and 63 are coaxial cables whose outer conductors are made of pipes of copper, nickel, stainless steel, etc., and are easily bent into a shape to be finally used and maintain the shape after being bent.
  • One end of the inner conductor of the semi-rigid cable 62 is connected to the second port 2, and the other end is connected to one end of the outer conductor of the semi-rigid cable 63.
  • the outer conductor of the semi-rigid cable 62 is grounded.
  • One end of the inner conductor of the semi-rigid coaxial cable 63 is grounded, and the other end is connected to the third port 3.
  • the other end of the outer conductor of the semi-rigid cable 63 is grounded.
  • the other end of the inner conductor of the semi-rigid cable 62 is connected to one end of the impedance converter 64, the other end of the impedance converter 64 is connected to one end of the termination resistor 65, and the other end of the termination resistor 65 is grounded.
  • the impedance of the semi-rigid cables 62 and 63 is B
  • the impedance of the termination resistor 65 is T
  • the impedance of the impedance converter 64 is I
  • the value of I is given by the following equation (3).
  • I (BT / 2) 1/2
  • the lengths of the semi-rigid cables 62 and 63 and the line length of the impedance converter 65 are adjusted to be a quarter length ( ⁇ / 4) of one wavelength ( ⁇ ) at fc. .
  • FIG. 7A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 7B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • S (2,1) is about -3.1 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 20 to ⁇ 50 dB.
  • S (2,2) is about ⁇ 20 to ⁇ 30 dB.
  • S (3,3) is about ⁇ 20 to ⁇ 30 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 20 to ⁇ 30 dB.
  • FIG. 8A is a diagram showing a wide band pass characteristic when an ideal resistance is used as an isolation resistance in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 8B is a diagram showing the pass characteristic of the Wilkinson combiner of FIG. 6 in a wide band.
  • the pass characteristics when an ideal resistance is used as the isolation resistance are optimized at 1 GHz, but the even order (second order, 4 GHz, 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz). Next, sixth order, etc.) are output as they are without being attenuated.
  • the pass characteristic of the Wilkinson synthesizer of Example 1 FIG. 6
  • even-order harmonic bands of 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz are attenuated (filtered) to about ⁇ 40 dB. This is because a balun is incorporated in the isolation resistor, and the filter function of the balun is also obtained in the first embodiment.
  • an out-of-band filter needs to be inserted into the output of the power amplifying device in which the combiner is used. It is possible to relax the specifications of the outer filter.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson combiner according to the first modification.
  • the Wilkinson synthesizer 10A according to the modification 1 has a configuration in which the impedance converter 64 is deleted from the Wilkinson synthesizer 10 according to the first embodiment.
  • the impedance converter 64 when the impedance of the semi-rigid coaxial cables 62 and 63 is B and the impedance of the termination resistor 65 is T, the following equation (4) needs to be satisfied.
  • B / 2 T (4)
  • FIG. 10A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 10B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 10C is a diagram showing the pass characteristics of the Wilkinson combiner of FIG. 9 in a wide band.
  • the characteristics of the Wilkinson combiner 10A are slightly worse in the reflection characteristics and isolation characteristics of the input port than in the first embodiment (FIGS. 7A and 7B).
  • S (2,1) is about -3.05 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 25 to ⁇ 50 dB.
  • S (2,2) is about -14 dB.
  • S (3,3) is about -14 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 15 dB.
  • S (2,2), S (3,3), and S (2,3) are about 5 to 15 dB worse than Example 1 (FIG. 7B), but they are still at a practical level.
  • the Wilkinson synthesizer of Modification 1 is optimized at 1 GHz, but the pass loss (S (2,1)) is as large as ⁇ 30 dB at 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz as in Example 1 (FIG. 8B). It can confirm that it has attenuated. It can be seen that the even harmonic bands are attenuated (filtered).
  • Modification 1 is effective when there is no space for placing the impedance converter 64.
  • FIG. 11 is a Smith chart showing the impedance of a termination resistor having a large rated power used in the simulation.
  • the termination resistor 65 (ideal: 50 ⁇ ) deviates from the ideal 50 ⁇ as the frequency is increased. It is almost 50 ⁇ at 100MHz (m1) and is still close to 50 ⁇ at 1GHz (m2). However, when the frequency is increased further, it deviates from 50 ⁇ and greatly deviates from 50 ⁇ at 2GHz (m3). End up.
  • the transmission characteristics and output port reflection characteristics are comparable to those in FIGS. 7A and 7B. However, it can be confirmed that the reflection characteristic and isolation characteristic of the input port are greatly deteriorated as compared with FIGS. 7A and 7B.
  • S (2,1) is about -3.05 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 30 to ⁇ 55 dB.
  • S (2,2) is about -7 dB.
  • S (3,3) is about -7 dB.
  • S (2,3) is about -7 dB.
  • S (2,1) and S (1,1) are equivalent to FIGS. 7A and 7B, but S (2,2), S (3,3) and S (2,3) are compared with FIG. 7B.
  • S (2,2), S (3,3) and S (2,3) are compared with FIG. 7B.
  • the Wilkinson combiner is optimized at 2 GHz, the pass loss (S (2,1)) is greatly attenuated to about ⁇ 40 dB at 4 GHz, 8 GHz, and 12 GHz as in the first embodiment (FIG. 8B). Can be confirmed. It can be seen that the even-order (second, fourth, sixth,%) Harmonic bands are attenuated (filtered).
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson synthesizer according to the second embodiment.
  • the Wilkinson combiner 10 ⁇ / b> B includes a combiner 7, an impedance converter 4, and a branching unit 8 between the first port 1 and the second port 2.
  • a synthesizer 7, an impedance converter 5, and a branching device 9 are provided between the port 3 and an isolation resistor 6 is provided between the second port 2 and the third port 3.
  • the first port 1 is an output port, and the second port 2 and the third port 3 are input ports.
  • the impedance (W) of the impedance converters 4 and 5 is as described above. It is given by equation (1).
  • the isolation resistor 6 includes a balun 61, N impedance converters 64, and N termination resistors 65.
  • the impedance converter 64 and the termination resistor 65 are each one, but in the configuration of the second embodiment (FIG. 13), N combinations of the impedance converter 64 and the termination resistor 65 are provided. I use it.
  • I (BTN / 2) 1/2 (5)
  • FIGS. 14A, 14B, and 14C are diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG. 14B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 14C is a diagram showing the pass characteristics of the Wilkinson combiner of FIG. 13 in a wide band.
  • S (2,1) is about -3.05 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 30 to ⁇ 55 dB.
  • S (2,2) is about ⁇ 30 to ⁇ 40 dB.
  • S (3,3) is about ⁇ 30 to ⁇ 40 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 33 to ⁇ 52 dB.
  • the Wilkinson synthesizer of the second embodiment is optimized at 2 GHz, but the pass loss (S (2,1)) is greatly attenuated to about ⁇ 40 dB at 4 GHz and 8 GHz as in the first embodiment (FIG. 8B). Can be confirmed. It can be seen that the even harmonic bands are attenuated (filtered). In this way, even in a configuration using a plurality of termination resistors, even-order harmonic bands are filtered.
  • the configuration of the second embodiment reduces the influence of parasitic components by increasing the number of termination resistors 65 and lowering the withstand power of each termination resistor accordingly.
  • FIG. 15 is a Smith chart showing the impedance characteristics of a terminal resistor that is 1/4 of the withstand power of the terminal resistor used in FIG. 11 has an impedance at a position deviating from 50 ⁇ at 2 GHz, but FIG. 15 has an impedance at a position close to 50 ⁇ even at 2 GHz.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson combiner according to the second modification.
  • the Wilkinson synthesizer 10C according to the modification 2 has a configuration in which the impedance converter 64 is deleted from the Wilkinson synthesizer 10B according to the second embodiment. Also in the configuration of the second embodiment (FIG. 13), there is a combination that can delete the impedance converter 7 as in the first modification (FIG. 9).
  • the characteristics of the Wilkinson synthesizer 10C will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 17A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 17B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 17C is a diagram showing the pass characteristics of the Wilkinson combiner of FIG. 16 in a wide band.
  • the Wilkinson synthesizer 10C of the second modification has characteristics comparable to the Wilkinson synthesizer 10B of the second embodiment (FIG. 13).
  • S (2,1) is about -3.05 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 30 to ⁇ 54 dB.
  • S (2,2) is about ⁇ 25 to ⁇ 67 dB.
  • S (3,3) is about ⁇ 25 to ⁇ 67 dB.
  • S (2,3) is about ⁇ 30 to ⁇ 53 dB.
  • the Wilkinson synthesizer of Modification 2 is optimized at 2 GHz, but the passage loss (S (2,1)) is as large as about ⁇ 40 dB at 4 GHz, 6 GHz, and 12 GHz as in Example 2 (FIG. 14C). It can confirm that it has attenuated. It can be seen that the even harmonic bands are attenuated (filtered).
  • Modification 2 (FIG. 16) is effective when there is no space for placing the impedance converter.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a Wilkinson combiner according to the fourth modification.
  • N impedance converters 64 and N termination resistors 65 are arranged in the configuration of the Wilkinson type synthesizer 10B according to the second embodiment (FIG. 13).
  • the Wilkinson type synthesizer 10D according to the third modified example has an impedance converter 64. Are combined into one.
  • FIG. 19A is a diagram showing a simulation result of pass characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 19B is a diagram showing simulation results of reflection characteristics and isolation characteristics in the Wilkinson combiner of FIG.
  • FIG. 19C is a diagram showing the pass characteristics of the Wilkinson combiner of FIG. 18 in a wide band.
  • the power resistance of the termination resistor 65 is 1 ⁇ 4 that of the first embodiment (FIG. 6).
  • the Wilkinson synthesizer 10D of Modification 3 has characteristics comparable to the Wilkinson synthesizer 10B of Example 2 (FIG. 13).
  • S (2,1) is about -3.05 dB.
  • S (1,1) is about ⁇ 30 to ⁇ 54 dB.
  • S (2,2) is about ⁇ 30 to ⁇ 40 dB.
  • S (3,3) is about ⁇ 30 to ⁇ 40 dB.
  • S (2,3) is about -34 to -55 dB.
  • the Wilkinson synthesizer of Modification 3 (FIG. 18) is optimized at 2 GHz, but the pass loss (S (2,1)) is ⁇ 4 GHz, 6 GHz, and 12 GHz as in Example 2 (FIG. 14C). It can be confirmed that it is greatly attenuated to about 40 dB. It can be seen that the even harmonic bands are attenuated (filtered).
  • Embodiment 1 (Embodiment 1, Modification 1, Embodiment 2, Modification 2 and Modification 3) describes a Wilkinson synthesizer, but it can also be applied to a Wilkinson distributor. That is, in the configuration of the Wilkinson combiner 10, 10A, 10B, 10C, 10D, when a signal is input from the first port 1, the combiner 7 operates as a distributor and is distributed from the second port 2 and the third port 3.
  • the Wilkinson synthesizers 10, 10A, 10B, 10C, and 10D can function as Wilkinson dividers.
  • the following effects can be obtained.
  • the synthesizer / distributor includes a balun type synthesizer / distributor having a configuration different from that of the first embodiment.
  • a balun type synthesizer / distributor according to a technique (Comparative Example 2) studied prior to the present application by the present inventors will be described with reference to FIGS. 20, 21A, and 21B.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration of a balun type combiner / distributor according to the second comparative example.
  • the balun type synthesizer / distributor 20R uses two semi-rigid cables 71 and 72 for the balun 70, connects the core wire of one end of the semi-rigid cable 71 to the balanced port 2, and connects one end of the semi-rigid coaxial cable 72 to the balun 70. Connect the core wire to the balanced port 3. Further, the core wires of the two semi-rigid cables and the clothing are connected to each other at the other ends of the semi-rigid cables 71 and 72, and the core wire of one of the semi-rigid cables 71 is connected to the unbalanced port 1, and the core wire of the other semi-rigid cable 72 is connected. Is connected to GND (grounded).
  • a signal input from the unbalanced port 1 is divided (distributed) as an antiphase signal to the balanced port 2 and the balanced port 3, and when an antiphase signal is input from the balanced port 2 and the balanced port 3, the signal is input to the unbalanced port 1. And the signal are combined.
  • the input impedance of each of the balanced port 2 and the balanced port 3 is Ri
  • the impedance of the output of the unbalanced port 1 is Ro
  • the impedance of the semi-rigid coaxial cables 71 and 72 is B
  • the center frequency is fc.
  • FIG. 21A is a diagram showing a simulation result of isolation characteristics in the balun type combiner / distributor of FIG.
  • FIG. 21B is a diagram showing a simulation result of reflection characteristics in the balun type combiner / distributor of FIG.
  • the isolation between the balanced ports 2 and 3 (S (3, 2)) is as small as about ⁇ 5 dB. For this reason, impedance is matched only when signals of equal amplitude and opposite phase are input from the balanced ports 2 and 3, but otherwise, the reflection loss (S (2) of the balanced ports 2 and 3 is shown in FIG. 21B. , 2) and S (3, 3)) increase to about -5 dB.
  • the balun type combiner / distributor according to the embodiment adds two 1/4 wavelength transmission lines between balanced ports in the configuration of the balun type combiner / distributor according to comparative example 2, and connects the respective transmission lines in series. Then, an impedance matching terminator is arranged at the intermediate point.
  • a signal input from one balanced port is divided into a signal propagating on the transmission line side and a signal propagating on the semi-rigid coaxial cable side.
  • the phase changes by 180 degrees because the line propagates for 1 ⁇ 2 wavelength, whereas in the signal that propagates on the semi-rigid coaxial cable side, the center part of the two semi-rigid cables is connected alternately. Since the change is 0 degree, the mutual signals are canceled and isolation between the balanced ports is realized.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a configuration of a balun type combiner / distributor according to the third embodiment.
  • the balun type combiner / distributor 20 includes a balun 70 and an isolation unit 80 between the first balanced port 2 and the second balanced port 3.
  • the balun 70 includes a semi-rigid coaxial cable 71 and a semi-rigid coaxial cable 72. One end of the semi-rigid cable 71 core wire is connected to the first balanced port 2, and one end of the semi-rigid cable 72 core wire is connected to the second balanced port 3.
  • the core wire of the other end of the semi-rigid cable 71 and the semi-rigid cable 72 and the clothing are connected to each other, the other end of the core wire of the semi-rigid cable 71 is connected to the unbalanced port 1, and the other end of the core wire of the semi-rigid cable 72 is connected to GND.
  • the signal input from the unbalanced port 1 is distributed to the first balanced port 2 and the second balanced port 3 as differential signals.
  • the semi-rigid cable 71 and the semi-rigid cable 72 also perform impedance conversion between the unbalanced port 1 and the first balanced port 2 and impedance conversion between the unbalanced port 1 and the second balanced port 3. For example, when the first balanced port 2, the second balanced port 3, and the unbalanced port 1 are all 50 ⁇ , the impedance of the semi-rigid cable 71 and the semi-rigid cable 72 is set to (2 ⁇ 50 ⁇ 50) 1/2 ⁇ 70.7 ⁇ Impedance matching is achieved by setting the length to 1 ⁇ 4 wavelength.
  • the isolation unit 80 includes a transmission line 81, a transmission line 81, and a termination resistor 83.
  • One end of the transmission line 81 is connected to the first balanced port 2, and one end of the transmission line 82 is connected to the second balanced port 3.
  • One end of the termination resistor 83 is connected to an intermediate point between the other end of the transmission line 81 and the other end of the transmission line 82, and the other end of the termination resistor 83 is grounded.
  • the transmission line 81 has a length of 1 ⁇ 4 wavelength, and the impedance is 70.7 ⁇ .
  • the length of the transmission line 82 is 1 ⁇ 4 wavelength, and the impedance is 70.7 ⁇ .
  • the differential signal input from the first balanced port 2 and the second balanced port 3 is divided into a signal propagating through the transmission line 81 and the transmission line 82 and a signal propagating through the semi-rigid cable 71 and the semi-rigid cable 72.
  • the phase changes 180 degrees on the isolation 80 (transmission lines 81 and 82) side, whereas the phase change becomes 0 degrees on the balun 70 (semi-rigid cables 71 and 72) side.
  • the signals input from the first balanced port 2 by canceling each other's signals do not appear at the second balanced port 3.
  • a signal input from the second balanced port 3 does not appear at the first balanced port 2.
  • the voltage at the node 84 is 0 V, no power is consumed by the termination resistor 83.
  • the voltage at the node 84 is not 0V. For this reason, a voltage difference occurs between both ends of the termination resistor 83, and unnecessary power is absorbed by the termination resistor 83, and no signal appears at the other balanced port.
  • the input impedance of each of the first balanced port 2 and the second balanced port 3 is Ri
  • the output impedance of the unbalanced port 1 is Ro
  • the impedance of the semi-rigid cables 71 and 72 is B
  • the impedance of the transmission lines 81 and 82 is W.
  • the terminal resistance is T and the center frequency is fc.
  • FIG. 23A is a diagram showing a simulation result of isolation characteristics in the balun type combiner / distributor of FIG.
  • FIG. 23B is a diagram showing a simulation result of reflection characteristics in the balun-type combiner / distributor of FIG.
  • the isolation between balanced ports (S (3,2)) is as large as ⁇ 60 dB or less. For this reason, impedance matching is established at each port, and as shown in FIG. 23B, the reflection loss (S (2,2), S (3,3)) of the balanced port is reduced to ⁇ 60 dB or less at 1 GHz. .
  • the items described in the second embodiment include at least the following configurations. That is,
  • the first configuration is An unbalanced port; A first balanced port; A second balanced port; A balun provided between the unbalanced port, the first balanced port, and the second balanced port; An isolation unit provided between the first balanced port and the second balanced port;
  • the balun is A first semi-rigid cable having a core wire and a coated wire;
  • the second configuration is the first configuration
  • the impedance of the unbalanced port, the first balanced port, the second balanced port and the termination resistor is 50 ⁇
  • the impedance of the first semi-rigid cable, the second semi-rigid cable, the first transmission line and the second transmission line Is 70.7 ⁇ Synthesizer / distributor.
  • a semi-rigid cable is used for the balun, but a semi-flexible cable in which the outer conductor is woven in a net shape or a pattern balun formed by a pattern on the wiring board may be used.
  • This disclosure is applicable to high power combiners / distributors.

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  • Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)

Abstract

合成・分配器は、前記第一ポートと前記第二ポートとの間に設けられる第一インピーダンス変換器と、前記第一ポートと前記第三ポートとの間に設けられる第二インピーダンス変換器と、前記第二ポートと前記第三ポートとの間に設けられるアイソレーション部と、を備える。前記アイソレーション部は、第一セミリジットケーブルと第二セミリジットケーブルとで構成されるバランと、複数の終端抵抗と、を備える。前記第一インピーダンス変換器、前記第二インピーダンス変換器および前記第三インピーダンス変換器のそれぞれの線路長は中心周波数の波長の１／４である。前記第二ポートおよび前記第三ポートのインピーダンスをＲｉ、前記第一ポートのインピーダンスをＲｏ、前記第一インピーダンス変換器および前記第二インピーダンス変換器のインピーダンスをＷとすると、Ｗ＝（２×Ｒｉ×Ｒｏ）１／２の関係にある。

Description

合成・分配器
　本開示は合成・分配器に関し、例えばバランを備える合成・分配器に適用可能である。
　バラン（Balun：平衡－不平衡（Balance-Unbalance）変換器）を備えた合成器または分配器はマイクロ波等の高周波の電力増幅等において、その合成または分配に用いられる。なお、合成器は入力端を出力端とし、かつ出力端を入力端として用いれば、分配器として機能するものであるため、以下では、「合成器」および「分配器」の両者を「合成・分配器」という。
国際公開第２０１６／１５１７２６号 特開２００１－３６３１０号公報
　本開示の課題はバランを備えた合成・分配器に適した技術を提供することにある。
　本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
  すなわち、合成・分配器は、第一ポートと、第二ポートと、第三ポートと、前記第一ポートと前記第二ポートとの間に設けられる第一インピーダンス変換器と、前記第一ポートと前記第三ポートとの間に設けられる第二インピーダンス変換器と、前記第二ポートと前記第三ポートとの間に設けられるアイソレーション部と、を備える。前記アイソレーション部は、第一セミリジットケーブルと第二セミリジットケーブルとで構成されるバランと、複数の終端抵抗と、を備える。前記複数の終端抵抗のそれぞれの一端は前記バランに接続され、前記複数の終端抵抗のそれぞれの他端は接地される。前記第一インピーダンス変換器、前記第二インピーダンス変換器および前記第三インピーダンス変換器のそれぞれの線路長は中心周波数の波長の１／４である。前記第二ポートおよび前記第三ポートのインピーダンスをＲｉ、前記第一ポートのインピーダンスをＲｏ、前記第一インピーダンス変換器および前記第二インピーダンス変換器のインピーダンスをＷとすると、Ｗ＝（２×Ｒｉ×Ｒｏ）１／２の関係にある。
　上記合成・分配器によれば、高電力であって特性の劣化を低減することが可能となる。
図１は比較例１に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図２は図１のウィルキンソン型合成器において、アイソレーション抵抗に吸収される電力が最大となる場合を示す図である。 図３Ａは図１のウィルキンソン型合成器における通過特性（アイソレーション抵抗に理想抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図３Ｂは図１のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性（アイソレーション抵抗に理想抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図４Ａは図１のウィルキンソン型合成器における通過特性（アイソレーション抵抗に定格電力の小さな抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図４Ｂは図１のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性（アイソレーション抵抗に定格電力の小さな抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図５Ａは図１のウィルキンソン型合成器における通過特性（アイソレーション抵抗に定格電力の大きな抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図５Ｂは図１のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性（アイソレーション抵抗に定格電力の大きな抵抗を用いる場合）のシミュレーション結果を示す図である。 図６は実施例に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図７Ａは図６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図７Ｂは図６のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図８Ａは理想抵抗を使用したウィルキンソン型合成器の通過特性のシミュレーション結果を広帯域に示す図である。 図８Ｂは図６のウィルキンソン型合成器の通過特性のシミュレーション結果を広帯域に示す図である。 図９は変形例１に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図１０Ａは図９のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１０Ｂは図９のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１０Ｃは図９のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を広帯域示す図である。 図１１は図６のウィルキンソン型合成器で使用した耐電力が高い終端抵抗の周波数特性を示すスミスチャートである。 図１２Ａは図６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１２Ｂは図６のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１２Ｃは図６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を広帯域示す図である。 図１３は実施例２に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図１４Ａは図１３のウィルキンソン型合成器において終端抵抗を４個使用する場合の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１４Ｂは図１３のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１４Ｃは図１３のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を広帯域示す図である。 図１５は図１４のウィルキンソン型合成器で使用した終端抵抗の周波数特性を示すスミスチャートである。 図１６は変形例２に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図１７Ａは図１６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１７Ｂは図１６のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１７Ｃは図１６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を広帯域示す図である。 図１８は変形例３に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。 図１９Ａは図１８のウィルキンソン型合成器において終端抵抗を４個使用する場合の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図１９Ｂは図１８のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性を示す図である。 図１９Ｃは図１８のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を広帯域示す図である。 図２０は比較例２に係るバラン型合成器の構成を示す図である。 図２１Ａは図２０のバラン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図２１Ｂは図２０のバラン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。 図２２は実施例３に係るバラン型合成器の構成を示す図である。 図２３Ａは図２２のバラン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。 図２３Ｂは図２２のバラン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。
　以下、実施形態、実施例および変形例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。
　＜実施形態１＞
　（比較例１）
　合成・分配器にはウィルキンソン型合成・分配器がある。本願発明者らが本願に先立って検討した技術（比較例１）に係るウィルキンソン型合成器について図１、２を用いて説明する。図１は比較例１に係るウィルキンソン型合成器の構成を示すブロック図である。図２は図１のウィルキンソン型合成器において、アイソレーション抵抗に吸収される電力が最大となる場合を示す図である。
　ウィルキンソン型合成器は第一ポート１と第二ポート２との間に第一インピーダンス変換器４を有し、第一ポート１と第三ポート３との間に第二インピーダンス変換器５を有し、第二ポート２と第三ポート３との間にアイソレーション抵抗６を有する。第一ポート１が出力ポートであり、第二ポート２および第三ポート３が入力ポートである。
　図１において、第二ポート２および第三ポート３のそれぞれの入力端のインピーダンスをＲｉ、第一ポート１の出力端のインピーダンスをＲｏ、中心周波数をｆｃとすると、第一インピーダンス変換器４および第二インピーダンス変換器５のそれぞれのインピーダンス（Ｗ）およびアイソレーション抵抗６のインピーダンス（Ｒ）は下記の式（１）と式（２）で与えられる。
  　　　Ｗ＝（２ＲｉＲｏ）１／２　・・・（１）
  　　　Ｒ＝２Ｒｉ　　　　　　　・・・（２）
　ここで、インピーダンス変換器４，５の線路長はｆｃにおける１波長（λ）の１／４の長さ（λ／４）である。
　アイソレーション抵抗６には入力ポート間（第二ポート２と第三ポート３との間）のアイソレーションを取る役割があり、また入力電力に振幅や位相のアンバランスが生じた時の合成損失を吸収する役割も有している。
　アイソレーション抵抗６が吸収する合成損失が最大になる場合が、入力ポートの片側の入力がオフ（ＯＦＦ）になる場合である。
　図２において、第二ポート２（第一の入力ポート）の入力電力はＸ（Ｗ）、第三ポート３（第二の入力ポート）はＯＦＦとなっている。この場合、入力電力の半分（Ｘ／２（Ｗ））は第一ポート１（出力ポート）から出力され、もう半分（Ｘ／２（Ｗ））は合成損としてアイソレーション抵抗６に吸収されることになる。
　このように、アイソレーション抵抗６は最大で入力電力の１／２が合成損として吸収されることになり、合成器の電力が大きくなるにつれてアイソレーション抵抗６の定格電力も大きくする必要が出てくる。例えば、第二ポート２に１００Ｗの電力が入力され、第三ポート３に電力が入力されない場合、アイソレーション抵抗に５０Ｗの電力が吸収されることになる。
　ここで問題になってくるのがアイソレーション抵抗６が有する寄生成分である。アイソレーション抵抗６の定格電力が上がると寄生成分も大きくなり、寄生成分が大きくなると高い周波数ではアイソレーション抵抗として機能しなくなってしまう。
　例として、図１のウィルキンソン型合成器において、第二ポート２および第三ポート３のそれぞれの入力端のインピーダンス、第一ポート１の出力端のインピーダンスともに５０Ω、１ＧＨｚの中心周波数で最適化した場合の特性について図３Ａ、３Ｂ、４Ａ、４Ｂ、５Ａ、５Ｂを用いて説明する。インピーダンス変換器４、５の線路長はｆｃ＝１ＧＨｚにおけるλ／４となるように調整されている。Ｒｉ＝Ｒｏ＝５０Ωであるので、式（１）より、Ｗ＝（２×５０×５０）１／２≒７０．７Ωであり、式（２）より、Ｒ＝２×５０＝１００Ωである。
　図３Ａはアイソレーション抵抗に理想抵抗を用いた場合の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図３Ｂはアイソレーション抵抗に理想抵抗を用いた場合の反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す。図４Ａはアイソレーション抵抗が定格電力の小さな抵抗を用いた場合の通過特性のシミュレーション結果を示し、図４Ｂはアイソレーション抵抗が定格の小さな抵抗を用いた場合の反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す。図５Ａはアイソレーション抵抗に定格電力の大きな抵抗を用いた場合の通過特性のシミュレーション結果を示し、図５Ｂはアイソレーション抵抗に定格の大きな抵抗を用いた場合の反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示している。なお、図３Ａ、４Ａ、５Ａにおいて第二ポート２と第一ポート１間の通過損失（Ｓ（２，１））を示しているが、第三ポート３から見た回路と等価であり特性的には理論上合致するので、シミュレーション結果を示す図では第三ポート３と第一ポートの通過損失（Ｓ（３，１））を省略すると共に、その説明も省略する。図７Ａ、８Ａ、８Ｂ、１０Ａ、１０Ｃ、１２Ａ、１２Ｃ、１４Ａ、１４Ｃ、１７Ａ、１７Ｃ、１９Ａ、１９Ｃも同様である。
　アイソレーション抵抗６に理想抵抗を用いる場合は、図３Ａ、３Ｂに示すように、通過特性、反射特性、アイソレーション特性ともに申し分ない特性となっている。
　第二ポート２と第一ポート１間の通過損失（Ｓ（２，１））は－３．０～－３．１ｄＢ程度である。なお、Ｓ（２，１）は絶対値が小さいほど特性が良い。
　第一ポート１の反射損失（Ｓ（１，１））は－２０～－５５ｄＢ程度である。第二ポート２の反射損失（Ｓ（２，２））は－４０～－６０ｄＢ程度である。第三ポート３の反射損失（Ｓ（３，３））は－４０～－６０ｄＢ程度である。なお、Ｓ（１，１）、Ｓ（２，２）、Ｓ（３，３）は絶対値が大きいほど特性が良い。
　第二ポート２と第三ポート３間のアイソレーション（Ｓ（２，３））は－２０～－５５ｄＢ程度である。なお、Ｓ（２，３）は絶対値が大きいほど特性が良い。
　アイソレーション抵抗６に定格電力の小さな抵抗を用いる場合は、図４Ａ、４Ｂに示すように、理想抵抗を用いる場合と比較して通過損失が増え、反射特性とアイソレーション特性も劣化している。Ｓ（２，１）は－３．４～－３．５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－１５～－２５ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－２０ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－２０ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－１５～－２５ｄＢ程度である。
　アイソレーション抵抗６に定格電力の大きな抵抗を用いた場合は、図５Ａ、５Ｂに示すように、合成器と呼べないほど特性が劣化している。Ｓ（２，１）は－８～－１５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－２～－３．５ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－４～－５ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－４～－５ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－１６～－１９ｄＢ程度である。
　図５Ａ、５Ｂで示すように、アイソレーション抵抗６は定格電力が高くなると寄生成分が特性に大きく悪影響を与えてしまう。このことが高い電力のウィルキンソン型合成器を実現することを困難にさせている。合成器だけでなく分配器でも同様であり、定格電力の大きなアイソレーション抵抗が特性に悪影響を及ぼすので高い電力のウィルキンソン分配器を実現することを困難にしている。
　実施例１に係るウィルキンソン型合成器について図６、７Ａ、７Ｂ、８Ａ、８Ｂを用いて説明する。図６は実施例１に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。
　図６に示すように、ウィルキンソン型合成器１０は第一ポート１と第二ポート２との間に合成器７とインピーダンス変換器４と分岐器８とを有し、第一ポート１と第三ポート３との間に合成器７とインピーダンス変換器５と分岐器９とを有し、第二ポート２と第三ポート３との間にアイソレーション抵抗６を有する。第一ポート１が出力ポートであり、第二ポート２および第三ポート３が入力ポートである。
　第二ポート２および第三ポート３のそれぞれの入力のインピーダンスをＲｉ、第一ポート１の出力のインピーダンスをＲｏ、中心周波数をｆｃとすると、インピーダンス変換器４、５のインピーダンス（Ｗ）は上記の式（１）で与えられる。
　ウィルキンソン型合成器１０ではアイソレーション抵抗６はバラン６１とインピーダンス変換器６４と終端抵抗６５で構成されている。バラン６１はセミリジットケーブル（Semi-rigid Cable）６２、６３で構成される。セミリジットケーブル６２，６３は外部導体が銅やニッケル、ステンレスなどのパイプでできた同軸線で、最終的に使用する形状に簡単に曲げられ、曲げられた後もその形を維持するケーブルである。セミリジットケーブル６２の内部導体の一端は第二ポート２に、他端はセミリジットケーブル６３の外部導体の一端に接続される。セミリジットケーブル６２の外部導体は接地される。セミリジット同軸ケーブル６３の内部導体の一端は接地され、他端は第三ポート３に接続される。セミリジットケーブル６３の外部導体の他端は接地される。セミリジットケーブル６２の内部導体の他端はインピーダンス変換器６４の一端に接続され、インピーダンス変換器６４の他端は終端抵抗６５の一端に接続され、終端抵抗６５の他端は接地される。
　セミリジットケーブル６２、６３のインピーダンスをＢ、終端抵抗６５のインピーダンスをＴ、インピーダンス変換器６４のインピーダンスをＩとすると、Ｉの値は下記の式（３）で与えられる。
  　　　Ｉ＝（ＢＴ／２）１／２　・・・（３）
なお、セミリジットケーブル６２、６３のそれぞれの線路長とインピーダンス変換器６５の線路長はｆｃにおける１波長（λ）の１／４の長さ（λ／４）になるよう長さを調整されている。
　次に、図６のウィルキンソン型合成器１０の特性について図７Ａ、７Ｂを用いて説明する。図７Ａは図６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図７Ｂは図６のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。
　シミュレーションにおけるウィルキンソン型合成器１０の各条件は下記のとおりである。
    Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｂ＝５０Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｉ＝３５．３５Ω、ｆｃ＝１ＧＨｚである。なお、終端抵抗６５は、定格電力の大きなものを使用している。
　図７Ａ、７Ｂに示すように、ウィルキンソン型合成器１０の特性は図４Ａ、４Ｂの理想抵抗を用いた時と比べても遜色がない。Ｓ（２，１）は－３．１ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－２０～－５０ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－２０～－３０ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－２０～－３０ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－２０～－３０ｄＢ程度である。
　ウィルキンソン型合成器において実施例１（図６）の構成にすることで、今までは実現が困難であった高電力のウィルキンソン型合成器を実現することが可能になる。
　さらに、実施例１のウィルキンソン型合成器を利用する利点として、高調波の帯域をフィルタする機能を有していることが挙げられる。図８Ａは図１のウィルキンソン型合成器においてアイソレーション抵抗に理想抵抗を使用した場合の通過特性を広帯域で示す図である。図８Ｂは図６のウィルキンソン型合成器の通過特性を広帯域で示す図である。
　比較例１（図１）のウィルキンソン型合成器においてアイソレーション抵抗に理想抵抗を使用したときの通過特性では、１ＧＨｚで最適化されているが、２ＧＨｚ、４ＧＨｚ、６ＧＨｚの偶数次（２次、４次、６次・・・）の高調波帯域はほぼ減衰されずそのまま出力している。実施例１（図６）のウィルキンソン型合成器の通過特性では、２ＧＨｚ、４ＧＨｚ、６ＧＨｚの偶数次の高調波帯域が－４０ｄＢ程度に減衰されている（フィルタされている）のが分かる。これはアイソレーション抵抗にバランを組み込んでいるためで、バランが有するフィルタ機能を実施例１でも得られていることになる。
　合成器が用いられる電力増幅装置の出力には、出力波から不要波を除去するために帯域外フィルタを挿入する必要があるが、実施例１を適用することで高調波が減衰されるため帯域外フィルタの仕様を緩和することが可能である。
　（変形例１）
　変形例１に係るウィルキンソン型合成器について図９を用いて説明する。図９は変形例１に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。
　変形例１に係るウィルキンソン型合成器１０Ａは実施例１のウィルキンソン型合成器１０からインピーダンス変換器６４を削除した構成である。インピーダンス変換器６４を削除するためには、セミリジット同軸ケーブル６２、６３のインピーダンスをＢとし、終端抵抗６５のインピーダンスをＴとする場合、下記の式（４）を満足する必要ある。　
　　　　Ｂ／２＝Ｔ　・・・（４）
　次に、ウィルキンソン型合成器１０Ａの特性について図１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃを用いて説明する。図１０Ａは図９のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図１０Ｂは図９のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図１０Ｃは図９のウィルキンソン型合成器の通過特性を広帯域で示す図である。
　シミュレーションにおけるウィルキンソン型合成器１０Ａの各条件は下記のとおりである。
  Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｂ＝１００Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、ｆｃ＝１ＧＨｚである。なお、終端抵抗６５は、定格電力の大きなものを使用している。
　図１０Ａ、１０Ｂに示すように、ウィルキンソン型合成器１０Ａの特性は実施例１（図７Ａ、７Ｂ）と比べると入力ポートの反射特性とアイソレーション特性が若干悪くなっているが、その他特性は遜色がない。Ｓ（２，１）は－３．０５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－２５～－５０ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－１４ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－１４ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－１５ｄＢ程度である。
　Ｓ（２，２）、Ｓ（３，３）、Ｓ（２，３）が実施例１（図７Ｂ）と比べて５～１５ｄＢほど悪くなっているが、それでも実用可能な水準である。変形例１のウィルキンソン型合成器は１ＧＨｚで最適化されているが、通過損失（Ｓ（２，１））は実施例１（図８Ｂ）と同様に２ＧＨｚ、４ＧＨｚ、６ＧＨｚで－３０ｄＢ程度に大きく減衰していることが確認できる。偶数次の高調波帯域が減衰されている（フィルタされている）のが分かる。
　変形例１の構成はインピーダンス変換器６４を配置するスペースが無い場合に有効である。
　（実施例１および変形例１の課題）
　図１１はシミュレーションで使用した定格電力の大きい終端抵抗のインピーダンスを示すスミスチャートである。終端抵抗６５（理想：５０Ω）は周波数を上げていくと理想の５０Ωから外れていく。１００ＭＨｚ（ｍ１）ではほぼ５０Ωであり、１ＧＨｚ（ｍ２）ではまだ５０Ωに近い特性になっているが、それ以上に周波数を上げていくと５０Ωからずれてきて２ＧＨｚ（ｍ３）となると５０Ωから大きく外れてしまう。
　２ＧＨｚで最適化したウィルキンソン型合成器の特性について図１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃを用いて説明する。
　実施例１（図６）のウィルキンソン型合成器において、Ｗ、Ｂ、Ｉの線路長のλ／４を２ＧＨｚで最適化し、Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｂ＝５０Ω、Ｉ＝３５．３５Ω、終端抵抗は図６と同じ定格電力の大きなものをシミュレーションに使用している。
　通過特性と出力ポートの反射特性は図７Ａ、７Ｂと比較して遜色ない。しかし入力ポートの反射特性とアイソレーション特性については図７Ａ、７Ｂと比較すると大きく劣化しているのが確認できる。
　Ｓ（２，１）は－３．０５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－３０～－５５ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－７ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－７ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－７ｄＢ程度である。
　Ｓ（２，１）、Ｓ（１，１）は図７Ａ、７Ｂと同等であるが、Ｓ（２，２）、Ｓ（３，３）、Ｓ（２，３）は図７Ｂと比較して７ｄＢ程度劣化している。なお、ウィルキンソン型合成器は２ＧＨｚで最適化されているが、通過損失（Ｓ（２，１））は実施例１（図８Ｂ）と同様に４ＧＨｚ、８ＧＨｚ、１２ＧＨｚで－４０ｄＢ程度に大きく減衰していることが確認できる。偶数次（２次、４次、６次・・・）の高調波帯域が減衰されている（フィルタされている）のが分かる。
　高出力の合成器、分配器において、入力ポートの反射損失とアイソレーションが－１０ｄＢ程度というのは十分ではない。このように、実施例１（図６）の構成では周波数が上がった場合に良好な特性を実現できなくなる場合が出てくる。
　実施例２に係るウィルキンソン型合成器について図１３、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１５を用いて説明する。図１３は実施例２に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。
　図１３に示すように、ウィルキンソン型合成器１０Ｂは第一ポート１と第二ポート２との間に合成器７とインピーダンス変換器４と分岐器８とを有し、第一ポート１と第三ポート３との間に合成器７とインピーダンス変換器５と分岐器９とを有し、第二ポート２と第三ポート３との間にアイソレーション抵抗６を有する。第一ポート１が出力ポートであり、第二ポート２および第三ポート３が入力ポートである。
　第二ポート２および第三ポート３のそれぞれの入力のインピーダンスをＲｉ、第一ポート１の出力のインピーダンスをＲｏ、中心周波数をｆｃとすると、インピーダンス変換器４、５のインピーダンス（Ｗ）は上記の式（１）で与えられる。
　ウィルキンソン型合成器１０Ｂではアイソレーション抵抗６はバラン６１とＮ個のインピーダンス変換器６４とＮ個の終端抵抗６５で構成されている。
　実施例１（図６）の構成ではインピーダンス変換器６４と終端抵抗６５は各1個であったが、実施例２（図１３）の構成ではインピーダンス変換器６４と終端抵抗６５の組み合わせをＮ個使用している。
　インピーダンス変換器７のインピーダンスをＩとすると、Ｉは下記の式（５）で与えられる。　
　　　　Ｉ＝（ＢＴＮ／２）１／２　・・・（５）
　この構成にすると終端抵抗６５の数をＮ個に増やせるので、終端抵抗６５の耐電力を所要の値の１／Ｎに下げることが可能になっている。
　　次に、ウィルキンソン型合成器１０Ａの特性について図１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃを用いて説明する。図１４Ａは図１３のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図１４Ｂは図１３のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図１４Ｃは図１３のウィルキンソン型合成器の通過特性を広帯域で示す図である。
　シミュレーションにおけるウィルキンソン型合成器１０Ｂの各条件は下記のとおりである。
  Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｂ＝５０Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｎ＝４、Ｉ＝７０．７Ω、ｆｃ＝２ＧＨｚである。このとき、終端抵抗８は４個使用しているので、必要となる耐電力は実施例１（図６）で使用した終端抵抗の１／４となっている。
　図１４Ａ、１４Ｂのとおり、通過特性、反射特性、アイソレーション、すべてにおいて良好な特性となっている。Ｓ（２，１）は－３．０５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－３０～－５５ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－３０～－４０ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－３０～－４０ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－３３～－５２ｄＢ程度である。
　実施例２のウィルキンソン型合成器は２ＧＨｚで最適化されているが、通過損失（Ｓ（２，１））は実施例１（図８Ｂ）と同様に４ＧＨｚ、８ＧＨｚで－４０ｄＢ程度に大きく減衰していることが確認できる。偶数次の高調波帯域が減衰されている（フィルタされている）のが分かる。このように、終端抵抗を複数個使う構成でも偶数次の高調波帯域はフィルタされている。
　終端抵抗６５は耐電力が上がるとそれに伴い寄生成分も大きくなってくる。そのため終端抵抗６５の数を増やし、その分だけ各終端抵抗の耐電力を下げることによって寄生成分の影響を小さくしているのが実施例２（図１３）の構成である。
　図１５は図６で使用した終端抵抗の耐電力の１／４の終端抵抗のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図１１のほうは２ＧＨｚとなると５０Ωから外れた位置にインピーダンスがあるが、図１５のほうは２ＧＨｚにおいても５０Ωに近い位置にインピーダンスが存在する。
　実施例２（図１３）の構成で必要な数だけ終端抵抗の数を増やすことで高い周波数でかつ高電力のウィルキンソン型合成器を実現することが可能となる。
　（変形例２）
　変形例２に係るウィルキンソン型合成器について図１６、１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃを用いて説明する。図１６は変形例２に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。
　変形例２に係るウィルキンソン型合成器１０Ｃは実施例２のウィルキンソン型合成器１０Ｂからインピーダンス変換器６４を削除した構成である。実施例２（図１３）の構成においても、変形例１（図９）のようにインピーダンス変換器７を削除できる組み合わせが存在する。セミリジット同軸ケーブル６２、６３のインピーダンスをＢ、終端抵抗６５のインピーダンスをＴ、終端抵抗６５の数をＮとすると、下記の式（６）の条件を満たす場合にインピーダンス変換器６４が削除可能となる。　
　　　　Ｂ／２＝Ｔ／Ｎ　・・・（６）
　次に、ウィルキンソン型合成器１０Ｃの特性について図１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃを用いて説明する。図１７Ａは図１６のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図１７Ｂは図１６のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図１７Ｃは図１６のウィルキンソン型合成器の通過特性を広帯域で示す図である。
　シミュレーションにおけるウィルキンソン型合成器１０Ｃの各条件は下記のとおりである。
  Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｂ＝５０Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｎ＝２、ｆｃ＝２ＧＨｚである。なお、終端抵抗６５の耐電力は、実施例１（図６）の１／２のものを使用している。
　図１７Ａ、１７Ｂに示すように、変形例２（図１６）のウィルキンソン型合成器１０Ｃは実施例２（図１３）のウィルキンソン型合成器１０Ｂと比較して遜色ない特性を有している。Ｓ（２，１）は－３．０５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－３０～－５４ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－２５～―６７ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－２５～―６７ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－３０～－５３ｄＢ程度である。
　変形例２のウィルキンソン型合成器は２ＧＨｚで最適化されているが、通過損失（Ｓ（２，１））は実施例２（図１４Ｃ）と同様に４ＧＨｚ、６ＧＨｚ、１２ＧＨｚで－４０ｄＢ程度に大きく減衰していることが確認できる。偶数次の高調波帯域が減衰されている（フィルタされている）のが分かる。
　変形例２（図１６）の構成はインピーダンス変換器を配置するスペースが無い場合に有効である。
　（変形例３）
　変形例３に係るウィルキンソン型合成器について図１８、１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃを用いて説明する。図１８は変形例４に係るウィルキンソン型合成器の構成を示す図である。
　実施例２（図１３）に係るウィルキンソン型合成器１０Ｂの構成ではインピーダンス変換器６４と終端抵抗６５をそれぞれＮ個配置していたが、変形例３に係るウィルキンソン型合成器１０Ｄはインピーダンス変換器６４を１つにまとめたものである。
　インピーダンス変換器６４のインピーダンスをＩとすると、Ｉは下記式（７）の条件を満たす場合にインピーダンス変換器６４を一つにまとめることが可能となる。　
　　　　Ｉ＝（ＢＴ／２Ｎ）１／２　・・・（７）
　次に、ウィルキンソン型合成器１０Ｄの特性について図１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃを用いて説明する。図１９Ａは図１８のウィルキンソン型合成器における通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図１９Ｂは図１８のウィルキンソン型合成器における反射特性およびアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図１９Ｃは図１８のウィルキンソン型合成器の通過特性を広帯域で示す図である。
　シミュレーションにおけるウィルキンソン型合成器１０Ｄの各条件は下記のとおりである。
  Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｂ＝５０Ω、Ｔ＝５０Ω、Ｉ＝１７．７Ω、Ｎ＝４、ｆｃ＝２ＧＨｚである。なお、終端抵抗６５の耐電力は、実施例１（図６）の１／４のものを使用している。
　図１９Ａ、１９Ｂに示すように、変形例３（図１８）のウィルキンソン型合成器１０Ｄは実施例２（図１３）のウィルキンソン型合成器１０Ｂと比較して遜色ない特性を有している。
　Ｓ（２，１）は－３．０５ｄＢ程度である。Ｓ（１，１）は－３０～－５４ｄＢ程度である。Ｓ（２，２）は－３０～－４０ｄＢ程度である。Ｓ（３，３）は－３０～－４０ｄＢ程度である。Ｓ（２，３）は－３４～－５５ｄＢ程度である。
　変形例３（図１８）のウィルキンソン型合成器は２ＧＨｚで最適化されているが、通過損失（Ｓ（２，１））は実施例２（図１４Ｃ）と同様に４ＧＨｚ、６ＧＨｚ、１２ＧＨｚで－４０ｄＢ程度に大きく減衰していることが確認できる。偶数次の高調波帯域が減衰されている（フィルタされている）のが分かる。
　実施例２（図１３）の構成の場合はインピーダンス変換器をＮ個配置する必要があったが、変形例３（図１８）の場合は１つにまとめることができるので、インピーダンス変換器を多数配置するスペースが無い場合に有効である。
　実施形態１（実施例１、変形例１、実施例２、変形例２および変形例３）ではウィルキンソン型合成器について説明したが、ウィルキンソン型分配器にも適用することができる。すなわち、ウィルキンソン型合成器１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄの構成において、第一ポート１から信号を入力すると合成器７は分配器として動作し、第二ポート２、第三ポート３から分配された信号が出力され、ウィルキンソン型合成器１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄはウィルキンソン型分配器として機能させることが可能となる。
　実施形態１では下記の効果を得ることができる。
（１）ウィルキンソン型合成・分配器において、アイソレーション部にバランを用いることでアイソレーション特性を改善し、偶数次の高調波を減衰させることができる。
（２）（１）のウィルキンソン型合成・分配器において、アイソレーション部のバランに終端抵抗を接続することでアイソレーション特性を改善することができる。
（３）（２）のウィルキンソン型合成・分配器において、終端抵抗とバランとの間にインピーダンス変換器を挿入することにより使用可能なバランと終端抵抗の種類を増やすことができる。
（４）（２）のウィルキンソン型合成・分配器において、アイソレーション部のバランに終端抵抗を複数並列接続することで高い周波数でも良好な特性を有することができる。
（５）（３）のウィルキンソン型合成・分配器において、終端抵抗とインピーダンス変換器の回路を複数個並列接続することで利用できる終端抵抗の種類を増やし、高い周波数でも良好な特性を有することができる。
（６）（３）のウィルキンソン型合成・分配器において、１つのインピーダンス変換器に複数の終端抵抗を並列接続することで利用できる終端抵抗の種類を増やし、高い周波数でも良好な特性を有することができる。
　＜実施形態２＞
　（比較例２）
　合成・分配器には実施形態１と異なる構成のバラン型合成・分配器がある。本願発明者らが本願に先立って検討した技術（比較例２）に係るバラン型合成・分配器について図２０、２１Ａ、２１Ｂを用いて説明する。図２０は比較例２に係るバラン型合成・分配器の構成を示す図である。
　比較例２に係るバラン型合成・分配器２０Ｒは、バラン７０にセミリジットケーブル７１、７２の２本使用し、セミリジットケーブル７１の一端の芯線を平衡ポート２に接続し、セミリジット同軸ケーブル７２の一端の芯線を平衡ポート３に接続する。また、セミリジットケーブル７１、７２の他端で２本のセミリジットケーブルの芯線と被服を互いに接続し、そのうち一方のセミリジットケーブル７１の芯線を不平衡ポート１に接続し、もう一方のセミリジットケーブル７２の芯線をＧＮＤに接続する（接地する）。
　不平衡ポート１から入力された信号は平衡ポート２と平衡ポート３へ逆位相の信号として分割（分配）され、平衡ポート２と平衡ポート３からそれぞれ逆位相の信号を入力すると不平衡ポート１へと信号が合成される。
　平衡ポート２および平衡ポート３のそれぞれの入力のインピーダンスをＲｉ、不平衡ポート１の出力のインピーダンスをＲｏ、セミリジット同軸ケーブル７１、７２のインピーダンスをＢ、中心周波数をｆｃとする。
　次に、バラン型合成・分配器２０Ｒの特性について図２１Ａ、２２Ｂを用いて説明する。図２１Ａは図２０のバラン型合成・分配器におけるアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図２１Ｂは図２０のバラン型合成・分配器における反射特性のシミュレーション結果を示す図である。
　シミュレーションにおけるバラン型合成・分配器２０Ｒの各条件は下記のとおりである。Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｂ＝７０．７Ω、ｆｃ＝１ＧＨｚである。
　図２１Ａに示すように平衡ポート２，３間のアイソレーション（Ｓ（３，２））が約－５ｄＢと小さい。このため平衡ポート２，３から等振幅・逆位相の信号が入力された場合のみインピーダンスはマッチングされるが、そうでない場合、図２１Ｂに示すように平衡ポート２，３の反射損失（Ｓ（２，２）、Ｓ（３，３））が約－５ｄＢと大きくなる。
　比較例２に係るバラン型合成・分配器では平衡ポート間のアイソレーションが小さく、平衡ポート２，３に接続される負荷が変動するとインピーダンス整合条件が成り立たなくなり、合成・分配量が変化するとともに平衡ポート２，３における反射波が生じるため、合成・分配器の動作性能が劣化する問題がある。
　実施形態に係るバラン型合成・分配器は、比較例２係るバラン型合成・分配器の構成において平衡ポート間に１／４波長の伝送線路を２つ追加し、それぞれの伝送線路を直列に接続し、中間点にインピーダンス整合用の終端器を配置する。一方の平衡ポートより入力された信号は伝送線路側を伝搬する信号とセミリジット同軸ケーブル側を伝搬する信号とに分かれる。伝送線路側では１／２波長分の線路伝搬するため位相が１８０度変化するのに対し、セミリジット同軸ケーブル側を伝搬する信号では２つのセミリジットケーブルの中央部を交互に接続していることから位相変化は０度となるため、互いの信号を打ち消しあい平衡ポート間のアイソレーションが実現される。
　平衡ポート間のアイソレーションを実現しながら、広帯域にわたり差動信号へ分配、または差動信号を合成できる。バラン部にセミリジットケーブルを用いることでパターンによる設計では難しい立体的な配置も可能となるため、回路の小型化を達成できる。
　実施例３に係るバラン型合成器・分配器について図２２、２３Ａ、２３Ｂを用いて説明する。図２２は実施例３に係るバラン型合成・分配器の構成を示す図である。
　実施例３に係るバラン型合成・分配器２０は、バラン７０と、第一平衡ポート２と第二平衡ポート３との間のアイソレーション部８０と、を備える。バラン７０はセミリジット同軸ケーブル７１とセミリジット同軸ケーブル７２を備える。セミリジットケーブル７１芯線の一端を第一平衡ポート２に接続し、セミリジットケーブル７２の芯線の一端を第二平衡ポート３に接続する。セミリジットケーブル７１とセミリジットケーブル７２の他端の芯線と被服を互いに接続し、セミリジットケーブル７１の芯線の他端を不平衡ポート１へ接続し、セミリジットケーブル７２の芯線の他端をＧＮＤに接続する。セミリジットケーブル７１とセミリジットケーブル７２の芯線と被服を互いに接続することで、不平衡ポート１から入力された信号は第一平衡ポート２と第二平衡ポート３へ、それぞれ差動信号として分配される。
　セミリジットケーブル７１およびセミリジットケーブル７２は、不平衡ポート１と第一平衡ポート２とのインピーダンス変換、不平衡ポート１と第二平衡ポート３とのインピーダンス変換もしている。例えば第一平衡ポート２、第二平衡ポート３、不平衡ポート１が全て５０Ωの場合、セミリジットケーブル７１とセミリジットケーブル７２のインピーダンスを(２×５０×５０)１／２≒７０．７Ωにし、ケーブル長を１／４波長にすることでインピーダンスマッチングが達成される。
　第一平衡ポート２と第二平衡ポート３間のアイソレーションを実現するために、アイソレーション部８０は伝送線路８１と伝送線路８１と終端抵抗８３を備える。伝送線路８１の一端を第一平衡ポート２に、伝送線路８２の一端を第二平衡ポート３に接続する。伝送線路８１の他端と伝送線路８２の他端の中間点に終端抵抗８３の一端を接続し、終端抵抗８３の他端を接地する。インピーダンスマッチングを達成するために、伝送線路８１を１／４波長の長さにし、インピーダンスを７０．７Ωとする。同様に伝送線路８２を１／４波長の長さにし、インピーダンスを７０．７Ωとする。
　第一平衡ポート２および第二平衡ポート３から入力された差動信号は伝送線路８１と伝送線路８２を伝搬する信号と、セミリジットケーブル７１とセミリジットケーブル７２を伝搬する信号とに分かれる。アイソレーション８０（伝送線路８１，８２）側では位相が１８０度変化するのに対し、バラン７０（セミリジットケーブル７１，７２）側では位相変化は０度となる。このため、互いの信号を打ち消しあい第一平衡ポート２から入力される信号は第二平衡ポート３に現れない。同様に第二平衡ポート３から入力される信号は第一平衡ポート２に現れない。またノード８４において電圧は０Ｖとなるため、終端抵抗８３による電力の消費は無い。
　第一平衡ポート２と第二平衡ポート３の入力が不均等、または逆位相ではない、またはどちらか一方からのみ入力がある場合、ノード８４において電圧は０Ｖではなくなる。このため、終端抵抗８３の両端に電圧差が生じ不要な電力は終端抵抗８３に吸収され、もう一方の平衡ポートに信号は現れない。
　第一平衡ポート２および第二平衡ポート３のそれぞれの入力のインピーダンスをＲｉ、不平衡ポート１の出力のインピーダンスをＲｏ、セミリジットケーブル７１、７２のインピーダンスをＢ、伝送線路８１，８２のインピーダンスをＷ、終端抵抗をＴと、中心周波数をｆｃする。
　次に、バラン型合成・分配器２０の特性について図２３Ａ、２３Ｂを用いて説明する。図２３Ａは図２２のバラン型合成・分配器におけるアイソレーション特性のシミュレーション結果を示す図である。図２３Ｂは図２２のバラン型合成・分配器における反射特性のシミュレーション結果を示す図である。
　シミュレーションにおけるバラン型合成・分配器２０の各条件は下記のとおりである。Ｒｏ＝５０Ω、Ｒｉ＝５０Ω、Ｂ＝７０．７Ω、Ｗ＝７０．７Ω、Ｔ＝５０Ω、ｆｃ＝１ＧＨｚである。
　図２３Ａに示すように、平衡ポート間のアイソレーション（Ｓ（３，２））が－６０ｄＢ以下と大きい。このため、各ポートでのインピーダンスマッチングが成立し、図２３Ｂに示すように、平衡ポートの反射損失（Ｓ（２，２）、Ｓ（３，３））は１ＧＨｚで－６０ｄＢ以下と低減される。
　実施形態２の記載事項には、少なくとも次の構成が含まれる。すなわち、
　第１の構成は、
　　不平衡ポートと、
　　第一平衡ポートと、
　　第二平衡ポートと、
　　前記不衡ポートと前記第一平衡ポートと前記第二平衡ポートの間に設けられるバランと、
　　前記第一平衡ポートと前記第二平衡ポートとの間に設けられるアイソレーション部と、
を備え、
　前記バランは、
　　芯線と被覆線とを有する第一セミリジットケーブルと、
　　芯線と被覆線とを有する第二セミリジットケーブルと、
を備え、
　前記第一セミリジットケーブルの芯線の一端が前記第一平衡ポートに接続され、前記第二セミリジットケーブルの芯線の一端が前記第二平衡ポートに接続され、前記第一セミリジットケーブルの芯線の他端が前記第二セミリジットケーブルの被覆線の一端および前記不平衡ポートに接続され、前記第二セミリジットケーブルの芯線の他端が前記第一セミリジットケーブルの被覆線の一端および接地線に接続され、
　前記アイソレーション部は、
　　第一伝送線路と、
　　第二伝送線路と、
　　終端抵抗と、
を備え、
　前記第一伝送線路の一端が前記第一平衡ポートに接続され、前記第二伝送線路の一端端が前記第二平衡ポートに接続され、前記第一伝送線路の他端と前記第二伝送線路の他端と前記終端抵抗の一端が接続され、前記終端抵抗の他端は接地され、
　前記第一セミリジットケーブル、前記第二セミリジットケーブル、前記第一伝送線路および前記第二伝送線路のそれぞれの線路長は中心周波数の波長の１／４である
　合成・分配器。
　第２の構成は、前記第１の構成において、
　前記不平衡ポート、前記第一平衡ポート、前記第二平衡ポートおよび前記終端抵抗のインピーダンスは５０Ω、前記第一セミリジットケーブル、前記第二セミリジットケーブル、前記第一伝送線路および前記第二伝送線路のインピーダンスは７０．７Ωである
　合成・分配器。
　以上、本発明者によってなされた発明を実施形態、実施例及び変形例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態、実施例及び変形例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。
　実施例および変形例ではバランにセミリジットケーブルを用いているが、外部導体が網状に織り込まれたセミフレキシブルケーブルや配線基板上のパターンにより形成されたパターンバランを用いてもよい。
産業上の利用分野
　本開示は高電力の合成・分配器に適用可能である。
１０・・・ウィルキンソン型合成器
１・・・第一ポート（不平衡ポート）
２・・・第二ポート（第一平衡ポート）
３・・・第三ポート（第二平衡ポート）
４，５・・・インピーダンス変換器
６・・・アイソレーション部
６１・・・バラン
６２，６３・・・セミリジッドケーブル
６４・・・インピーダンス変換器
６５・・・終端抵抗
２０・・・バラン型合成・分配器
７０・・・バラン
７１，７２・・・・セミリジッドケーブル
８０・・・アイソレーション部
８１・・・伝送線路
８２・・・伝送線路
８３・・・終端抵抗

Claims (6)

  1. 　第一ポートと、
    　第二ポートと、
    　第三ポートと、
    　前記第一ポートと前記第二ポートとの間に設けられる第一インピーダンス変換器と、
    　前記第一ポートと前記第三ポートとの間に設けられる第二インピーダンス変換器と、
    　前記第二ポートと前記第三ポートとの間に設けられるアイソレーション部と、
    を備え、
    　前記アイソレーション部は、
    　　第一セミリジットケーブルと第二セミリジットケーブルとで構成されるバランと、
    　　複数の終端抵抗と、
    を備え、
    　前記複数の終端抵抗のそれぞれの一端は前記バランに接続され、前記複数の終端抵抗のそれぞれの他端は接地され、
    　前記第一インピーダンス変換器および前記第二インピーダンス変換器のそれぞれの線路長は中心周波数の波長の１／４であり、
    　前記第二ポートおよび前記第三ポートのインピーダンスをＲｉ、前記第一ポートのインピーダンスをＲｏ、前記第一インピーダンス変換器および前記第二インピーダンス変換器のインピーダンスをＷとすると、Ｗ＝（２×Ｒｉ×Ｒｏ）１／２の関係にある
    　合成・分配器。
  2. 　請求項１において、
    　前記終端抵抗のインピーダンスをＴ、前記第一セミリジットケーブルおよび前記第二セミリジットケーブルのインピーダンスをそれぞれＢとすると、Ｂ／２＝Ｔ／Ｎ、の関係にあり、前記Ｎは２以上の整数である
    　合成・分配器。
  3. 　請求項１において、
    　前記アイソレーション部は、さらに、複数の第三インピーダンス変換器を備え、
    　前記複数の第三インピーダンス変換器のそれぞれの一端はバランに接続され、前記複数の第三インピーダンス変換器のそれぞれの他端は前記複数の終端抵抗の一端のそれぞれに接続され、
    　前記複数の第三インピーダンス変換器のそれぞれのインピーダンスをＩ、前記終端抵抗のインピーダンスをＴ、第一セミリジットケーブルと第二セミリジットケーブルのインピーダンスをＢとすると、Ｉ＝（Ｂ×Ｔ×Ｎ／２）１／２の関係にあり、前記Ｎは２以上の整数である
    　合成・分配器。
  4. 　請求項１において、
    　前記アイソレーション部は、さらに、第三インピーダンス変換器を備え、
    　前記第三インピーダンス変換器の一端はバランに接続され、前記第三インピーダンス変換器の他端は前記複数の終端抵抗の一端のそれぞれに接続され、
    　前記第三インピーダンス変換器のインピーダンスをＩ、前記終端抵抗のインピーダンスをＴ、第一セミリジットケーブルと第二セミリジットケーブルのインピーダンスをＢとすると、Ｉ＝（Ｂ×Ｔ／（２×Ｎ））１／２の関係にあり、前記Ｎは２以上の整数である
    　合成・分配器。
  5. 　請求項１乃至４のいずれか１つにおいて、
    　前記第一セミリジットケーブルの中心導体の一端が前記第二ポートに接続され、前記第二セミリジットケーブルの中心導体の一端が前記第三ポートに接続され、前記第一セミリジットケーブルの中心導体の他端が前記第二セミリジットケーブルの外側導体の一端および前記第一ポートに接続され、前記第二セミリジットケーブルの中心導体の他端が前記第一セミリジットケーブルの外側導体の一端および接地線に接続される
    　合成・分配器。
  6. 　請求項５において、
    　前記第一セミリジットケーブルの中心導体の他端は、前記第三インピーダンス変換器の一端または前記複数の終端抵抗の一端に接続される
    　合成・分配器。
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