WO2018235586A1 - 極数切替回転電機の制御装置 - Google Patents

極数切替回転電機の制御装置 Download PDF

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WO2018235586A1
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pole
poles
control unit
control
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純 石田
谷口　真
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株式会社デンソー
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Definitions

  • the present disclosure relates to a control device of a rotating electrical machine capable of switching the number of poles.
  • Patent Document 1 As a control device of this type, when each of n and A is an integer of 2 or more, among the A pole (for example, 4 poles) and the n ⁇ A poles (for example, 8 poles) It is known to switch the number of poles of a rotating electrical machine from one to the other. For example, at the time of switching from 8 poles to 4 poles, this control device gradually reduces the torque corresponding to the 8 poles of the rotating electrical machine and gradually increases the torque corresponding to the 4 poles of the rotating electrical machine.
  • the generated torque of the rotating electrical machine is theoretically the torque corresponding to the A pole It becomes the total value with the torque corresponding to n ⁇ A pole.
  • the generated torque of the rotary electric machine is lower than the total value of the torque corresponding to the A pole and the torque corresponding to the n ⁇ A pole. As a result, the generated torque of the rotating electrical machine can not be made to the required value.
  • the present disclosure has as its main object to provide a control device of a number-of-poles switching rotary electric machine capable of suppressing a decrease in generated torque of the rotary electric machine.
  • the present disclosure is a control device of a pole number switching rotary electric machine that controls a rotary electrical machine capable of switching the number of poles.
  • a pole number switching rotary electric machine that controls a rotary electrical machine capable of switching the number of poles.
  • an integer of 3 or more is m and an integer of 2 or more is n
  • n sets of m-phase stator windings are provided on the annular stator of the rotary electric machine.
  • the switching number of the rotating electrical machine is When the number of front poles is selected, the current before flowing to the stator winding is controlled so that the torque before switching, which is the torque of the electric rotating machine corresponding to the number of poles before switching, is the command torque before switching.
  • the after-switching torque which is the torque of the rotating electrical machine corresponding to the after-switching pole number, is taken as the after-switching command torque
  • the after-switching control unit for controlling the current flowing through the stator winding, and the circumferential direction of the stator during a pole number switching period from the control of the pre-switching control unit to the control of the post-switching control unit. Prior to switching under control of the pre-switching control unit.
  • one of the A pole and the n ⁇ A pole is the switching pre-pole number, and the other is the switching post pole number.
  • the control unit before switching sets the torque before switching, which is the torque of the rotating electrical machine corresponding to the number of poles before switching, as the command torque before switching. Control the current flowing in the winding.
  • the post-switching pole number is selected as the number of poles
  • the post-switching control unit uses the stator winding to set the post-switching torque, which is the torque of the rotating electrical machine corresponding to the post-switching pole number, as the post-switching command torque. Control the flowing current.
  • the stator corresponds to the magnetic pole corresponding to the switching pre-switching pole number by the control of the pre-switching control unit and the post-switching control Both the magnetic poles corresponding to the post-switching pole number by the control of the unit are generated.
  • Magnetic saturation occurs in the rotating electrical machine due to the total flux of the magnetic flux corresponding to the number of switching front poles and the magnetic flux corresponding to the number of switching back poles.
  • the generated torque of the rotating electrical machine is lower than the total value of the torque corresponding to the number of poles before switching and the torque corresponding to the number of poles after switching.
  • the transient control unit in the pole number switching period, in the circumferential direction of the stator, the magnetic pole generated in the stator by the control of the pre-switching control unit and the stator by the control of the post-switching control unit
  • the current flowing through the stator winding or the voltage applied to the stator winding so that the generated magnetic pole and the magnetic pole of the same polarity as the magnetic pole generated on the stator by the control of the pre-switching control do not match. Control any of the control parameters.
  • the magnetic flux corresponding to the number of poles before switching and the magnetic flux corresponding to the number of poles after switching are dispersed, and the occurrence of magnetic saturation can be suppressed.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the in-vehicle control system according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram showing a stator winding
  • FIG. 3 is a longitudinal sectional view showing the configuration of the rotating electrical machine
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing a configuration of a rotor and a stator
  • FIG. 5 is a diagram showing conductor segments
  • FIG. 6 is a connection diagram of a stator winding
  • FIG. 7 is a connection diagram of a stator winding
  • Fig. 8 is a connection diagram of a stator winding
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the in-vehicle control system according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram showing a stator winding
  • FIG. 3 is a longitudinal sectional view showing the configuration of the rotating electrical machine
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing a configuration of a rotor and a stator
  • FIG. 5 is a diagram showing conductor segments
  • FIG. 9 is a diagram showing a magnetic flux path in 4-pole mode
  • FIG. 10 is a diagram showing a flux path in an 8-pole mode
  • FIG. 11 is a block diagram showing torque control performed by the control device
  • FIG. 12 is a time chart showing a processing mode of the pole number switching period
  • FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the generated torque of the rotating electrical machine and the spatial phase difference
  • FIG. 14 is a diagram showing a magnetic flux path in a pole number switching period
  • FIG. 15 is a flowchart showing the procedure of torque control processing.
  • FIG. 16 is a time chart for explaining the effect of the first embodiment
  • FIG. 17 is a time chart showing a processing mode of the pole number switching period according to the second embodiment
  • FIG. 18 is a diagram showing the transition of the operating point of the rotary electric machine in the number of poles switching period
  • FIG. 19 is a diagram showing an operating point of the rotary electric machine in a pole number switching period according to a comparative example
  • FIG. 20 is a time chart showing a processing mode of the pole number switching period according to the third embodiment
  • FIG. 21 is a diagram showing the transition of the operating point of the rotary electric machine in the number of poles switching period
  • FIG. 22 is an overall configuration diagram of an in-vehicle control system according to another embodiment.
  • the on-vehicle control system includes a rotating electric machine 10, an inverter 20, and a control device 30.
  • the rotary electric machine 10 is a vehicle-mounted main machine, and can transmit power to the drive wheel 40.
  • the rotary electric machine 10 is a cage-type induction machine capable of switching the number of poles, and more specifically, the number of poles is configured to be switchable to either four poles or eight poles.
  • the induction machine whose number of poles can be switched is also called a pole change motor.
  • the stator 50 of the rotary electric machine 10 includes a first winding group M1 and a second winding group M2.
  • a first winding group M1 includes a first U-phase winding U1, a first V-phase winding V1 and a first W-phase winding W1
  • a second winding group M2 includes a second U-phase winding U2 and a second V-phase winding.
  • a wire V2 and a second W-phase winding W2 are provided.
  • the first ends of the first U, V, W phase windings U1, V1, W1 are connected at a first neutral point N1.
  • the first U, V, W phase windings U1, V1, W1 are shifted by 120 ° in electrical angle.
  • the first ends of the second U, V, W phase windings U2, V2, W2 are connected at a second neutral point N2.
  • the second U, V, W phase windings U2, V2, W2 are shifted by 120 ° in electrical angle.
  • the rotary electric machine 10 is connected to a battery 21 as a DC power supply via a six-phase inverter 20.
  • the inverter 20 includes a series connection of upper and lower arm switches for six phases.
  • the second end of the first U-phase winding U1 is connected to the connection point PU1 of the first U-phase upper and lower arm switches SU1p and SU1n, and is connected to the connection point PV1 of the first V-phase upper and lower arm switches SV1p and SV1n.
  • the second end of the first V-phase winding V1 is connected, and the second end of the first W-phase winding W1 is connected to the connection point PW1 of the first W-phase upper and lower arm switches SW1p and SW1n.
  • the second end of the second U-phase winding U2 is connected to the connection point PU2 of the second U-phase upper and lower arm switches SU2p and SU2n, and is connected to the connection point PV2 of the second V-phase upper and lower arm switches SV2p and SV2n. Is connected to the second end of the second V-phase winding V2, and the second end of the second W-phase winding W2 is connected to the connection point PW2 of the second W-phase upper and lower arm switches SW2p and SW2n. There is.
  • the switches SU1p to SW2n may be, for example, voltage-controlled semiconductor switching elements such as IGBTs or N-channel MOSFETs. Further, diodes are connected in antiparallel to the switches SU1p to SW2n.
  • the control system comprises a current sensor 22 and a speed sensor 23.
  • the current sensor 22 detects each phase current flowing to the rotating electrical machine 10. In FIG. 1, the detected values of the current flowing through the first U, V, W phases, and the second U, V, W phases are indicated by IU1r, IV1r, IW1r, IU2r, IV2r, IW2r.
  • the speed sensor 23 detects the mechanical angular frequency ⁇ r of the rotor 52 that constitutes the rotary electric machine 10. The detection values of the current sensor 22 and the speed sensor 23 are input to the control device 30.
  • Control device 30 is mainly configured of a microcomputer, and operates inverter 20 in order to feedback control the torque of rotary electric machine 10 to total command torque Tr *.
  • the total command torque Tr * is output to the control device 30 from a control device higher than the control device 30, such as a control device that controls traveling control of the vehicle, for example.
  • the rotary electric machine 10 includes a rotor 52 fixed to the rotation shaft 51, a stator 50 provided at a position surrounding the rotor 52, and a housing 53 for housing the rotor 52 and the stator 50. .
  • the rotor 52 and the stator 50 are coaxially arranged.
  • Bearings 54 and 55 are provided in the housing 53, and the rotary shaft 51 and the rotor 52 are rotatably supported by the bearings 54 and 55.
  • the rotor 52 has a rotor core 52A, and a plurality of conductors 52B are provided in the circumferential direction on the outer peripheral portion of the rotor core 52A.
  • the rotor core 52A is configured by laminating a plurality of electromagnetic steel plates in the axial direction and fixing them by caulking or the like.
  • the stator 50 includes an annular stator core 57 having a plurality of slots 56 in the circumferential direction, and in each slot 56, three-phase two sets of winding groups M1 and M2 are wound by distributed winding. . That is, the winding groups M1 and M2 are wound around the common stator 50.
  • the stator core 57 is configured by laminating a plurality of annular electromagnetic steel plates in the axial direction and fixing them by caulking or the like.
  • the stator core 57 has an annular yoke 57A, and a plurality of teeth 57B protruding radially inward from the yoke 57A and arranged at a predetermined distance in the circumferential direction, and the slots 56 between adjacent teeth 57B.
  • the teeth 57B are provided at equal intervals in the circumferential direction.
  • Each slot 56 has an opening shape extending in the radial direction of the stator core 57.
  • 24 slots 56 are formed at equal intervals in the core circumferential direction, and each slot 56 is assigned a slot number of # 1 to # 24.
  • each slot 56 a stator winding is wound in double. A portion surrounding each winding in the slot 56 is an insulating material.
  • FIG. 4 among the two sets of winding groups M1 and M2, the winding of the first winding group M1 is shown by darker shading than the winding of the second winding group M2.
  • the rotary electric machine 10 includes, as the slots 56, single slots 56A in the same pair and the same phase, in which phase windings having the same direction of energization are accommodated, phase windings of different pairs and the same phase. And a mixing slot 56B in which the wire is accommodated.
  • single slots 56A and mixing slots 56B are provided at predetermined intervals in the circumferential direction.
  • FIG. 6 shows the winding state of each of the winding groups M1 and M2 in the slots 56 of # 1 to # 24.
  • the first U-phase winding U1 is wound on the outer side, and the first U-phase winding U1 is wound on the inner side, and the respective inner and outer windings are energized in the same direction.
  • the first W-phase winding W1 is wound on the outer side, and the second W-phase winding W2 is wound on the inner side.
  • the # 1 slot contains phase windings in the same pair and in the same phase, in which the directions of energization are the same, and the # 1 slot is a single slot 56A.
  • the # 2 slot accommodates phase windings of different pairs and the same phase, and the # 2 slot is a mixing slot 56B.
  • each odd-numbered slot such as # 3, # 5, # 7, etc. is a single slot 56A
  • each even-numbered slot such as # 4, # 6, # 8, etc. is a mixing slot 56B.
  • single slots 56A and mixing slots 56B are alternately arranged in the stator core 57.
  • the single slots 56A are provided at predetermined intervals circumferentially in each phase, and the mixing slots 56B are provided between the adjacent single slots 56A.
  • the windings of the winding groups M1 and M2 are configured by connecting a plurality of conductor segments.
  • the conductor segment 60 has, as a basic configuration, a substantially U shape having a pair of straight portions 61 and a turn portion 62 connecting one ends of the pair of straight portions 61. There is no. Then, in a state where the conductor segment 60 is inserted into the slot 56 at a predetermined number of slots, the opposite side of the straight portion 61 to the turn portion 62 is bent in the core circumferential direction, and the straight portions 61 of different conductor segments 60 are mutually By joining, a series of winding is configured. In each slot 56, two conductors each consisting of the straight portion 61 of the conductor segment 60 are accommodated.
  • the first coil end 63 is formed by the turn portion 62 of the conductor segment 60 on one end side in the axial direction in the stator 50, and the straight portions 61 of the conductor segment 60 are
  • the second coil end 64 is formed by bonding.
  • first U-phase winding U1 and the second U-phase winding U2 are phase windings of different sets and the same phase.
  • the solid line is the first U-phase winding U1
  • the broken line is the second U-phase winding U2.
  • the conductor segments 60 constituting the first U-phase winding U1 and the second U-phase winding U2 are inserted into the stator core 57 at three-slot intervals, and at the second coil end 64, two conductor segments 60 at nine-slot intervals. Are connected to each other.
  • the slot spacing at the second coil end 64 is three times the slot spacing (number of phases) with respect to the slot spacing at the first coil end 63 (three slot spacing) It is 9 slots apart).
  • the first winding group M1 is extracted and shown among the winding groups M1 and M2 in the connection diagram of FIG. 6.
  • the solid line is the first U-phase winding U1
  • the broken line is the first V-phase winding V1
  • the dashed-dotted line is the first W-phase winding W1.
  • the first U, V, W-phase windings U1, V1, W1 are equally wound around the stator core 57 by equally dividing one turn of the core circumferential direction into three. That is, the phase winding of each phase to which the order of energization is adjacent is wound around the stator core 57 at a constant slot interval (eight slot intervals) in the circumferential direction.
  • Each phase winding has a similar winding pattern in a state of being shifted by an interval of 8 slots in the circumferential direction in each phase.
  • Such deviation of the winding pattern is a deviation of a predetermined electrical angle (120 °) in the order of energization.
  • circumferential winding intervals are equal between U1-V1, V1-W1, W1-U1
  • W2-U2 circumferential winding spacing is equal.
  • control device 30 switches the number of poles of the rotary electric machine 10 by reversing the polarity due to energization for each phase winding in the mixing slot 56B.
  • Control device 30 performs four-pole mode control in which the conduction directions are all the same for the two sets of phase windings in mixing slot 56B.
  • the magnetomotive force distribution of the stator 50 becomes four poles of a full pitch winding.
  • N poles and S poles are alternately arranged at intervals of a mechanical angle of 90 ° in the circumferential direction of the stator 50, and the number of poles of the rotating electrical machine 10 is four.
  • phase currents IU1 to IW2 shown in the following equation (eq1) flow through the phase windings U1 to W2.
  • ⁇ 4c represents a first primary angular frequency which is a primary angular frequency corresponding to four poles
  • Im4 represents an amplitude of a phase current
  • ⁇ 4 represents a phase of the phase current.
  • FIG. 9 when each phase current IU1 to IW2 shown in the following equation (eq1) flows, a magnetic flux vector going from the radially outer side to the inner side is indicated by ⁇ 4-, and a magnetic flux vector going from the radially inner side to the outer side is ⁇ 4 + Indicated by.
  • control device 30 performs 8-pole mode control in which the current supply direction of one of the two phase windings in mixing slot 56B is reversed.
  • the magnetomotive force distribution of the stator 50 becomes eight poles.
  • N poles and S poles are alternately arranged at 45 ° mechanical angle intervals, and the number of poles of the rotating electrical machine 10 is eight.
  • phase currents IU1 to IW2 shown in the following equation (eq2) flow through the phase windings U1 to W2.
  • ⁇ 8c represents a second primary angular frequency that is a primary angular frequency corresponding to eight poles
  • Im8 represents the amplitude of the phase current
  • ⁇ 8 represents the phase of the phase current.
  • the second primary angular frequency ⁇ 8c is set to a value higher than the first primary angular frequency ⁇ 4c.
  • the second primary angular frequency ⁇ 8c is set to a value approximately twice that of the first primary angular frequency ⁇ 4c.
  • the control device 30 includes a command value calculation unit 31, a four-pole control unit 32, an eight-pole control unit 33, and a signal generation unit 34.
  • the command value calculation unit 31 acquires the total command torque Tr * input from the outside, and based on the acquired total command torque Tr * and the mechanical angular frequency ⁇ r detected by the speed sensor 23, the 1st d-axis command Current Id4 *, first q-axis command current Iq4 *, second d-axis command current Id8 *, second q-axis command current Iq8 *, first slip angular frequency ⁇ s4, which is a slip angular frequency corresponding to four poles, and eight poles
  • the second slip angular frequency ⁇ s8, which is the corresponding slip angular frequency, is calculated.
  • the command value calculation unit 31 calculates the command torque of the rotary electric machine 10 corresponding to the four poles determined from the first d-axis command current Id4 * and the first q-axis command current Iq4 *, the second d-axis command current Id8 * and the second q-axis command current 1d d-axis command current Id 4 *, 1 q-axis command current Iq 4 *, 2d d-axis command so that the sum with the command torque of rotary electric machine 10 corresponding to 8 poles determined from Iq 8 * becomes total command torque Tr *
  • the current Id8 * and the second q-axis command current Iq8 * are calculated.
  • the four-pole control unit 32 is a current control system of the rotating electrical machine 10 when four poles are selected as the number of poles of the rotating electrical machine 10.
  • the eight-pole control unit 33 is a current control system of the rotating electrical machine 10 when eight poles are selected as the number of poles of the rotating electrical machine 10.
  • the first frequency calculator 32a calculates a first electrical angular frequency ⁇ 4r, which is the electrical angular frequency of the rotary electric machine 10 corresponding to four poles, based on the mechanical angular frequency ⁇ r and the number of poles P4 in the case of four poles. Do.
  • the first addition unit 32b adds the first slip angular frequency ⁇ s4 calculated by the command value calculation unit 31 to the first electrical angular frequency ⁇ 4r calculated by the first frequency calculation unit 32a, and outputs the result.
  • the output value of the first adder 32b is a first primary angular frequency ⁇ 4c.
  • the first primary angular frequency ⁇ 4 c is the rotational angular frequency of the output voltage vector of the inverter 20.
  • the dq coordinate system corresponding to the four poles is rotated at the first primary angular frequency ⁇ 4 c.
  • the first angle calculation unit 32c calculates a first electrical angle ⁇ 4 by integrating the output value of the first addition unit 32b.
  • the first dq conversion unit 32 d converts the phase currents IU1r to IW2r detected by the current sensor 22 based on the first electrical angle ⁇ 4 into the first d-axis current Id4r on the dq axis corresponding to four poles and the first q axis. Convert to current Iq4r.
  • the d-axis current is an excitation current to generate a secondary magnetic flux
  • the q-axis current is a torque current.
  • the conversion in the first dq conversion unit 32 d may be performed based on, for example, the following equation (eq3).
  • the first conversion matrix C1 on the right side of the following equation (eq3) is a matrix depending on the first electrical angle ⁇ 4.
  • the first current control unit 32e uses, as an operation amount for feedback control of the first d-axis current Id4r converted by the first dq conversion unit 32d to the first d-axis command current Id4 * calculated by the command value calculation unit 31.
  • the first d-axis command voltage Vd4 * on the d-axis is calculated.
  • the first current control unit 32e is an operation amount for feedback control of the first q-axis current Iq4r converted by the first dq conversion unit 32d to the first q-axis command current Iq4 * calculated by the command value calculation unit 31.
  • the first q-axis command voltage Vq4 * on the q-axis is calculated.
  • the feedback control used by the first current control unit 32e may be, for example, proportional integral control.
  • the first conversion unit 32 f generates first U, V, W corresponding to four poles based on the first d, q command voltages Vd 4 *, V q 4 * calculated by the first current control unit 32 e and the first electrical angle ⁇ 4.
  • Phase command voltages Vu41, Vv41, Vw41 and second U, V, W-phase command voltages Vu42, Vv42, Vw42 corresponding to four poles are calculated.
  • the conversion in the first conversion unit 32f may be performed based on, for example, the following equation (eq4).
  • the second conversion matrix C2 on the right side of the following equation (eq4) is a matrix depending on the first electrical angle ⁇ 4.
  • each phase command voltage calculated by the first conversion unit 32 f is represented by the following equation (eq5).
  • Vm4 represents the amplitude of the command voltage
  • t represents time
  • ⁇ 4 represents the phase of the command voltage.
  • signal generation unit 34 When four poles are selected, signal generation unit 34 generates the first U, V, W-phase command voltages Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * and the second U, V, W-phases as shown in the following equation (eq6)
  • the command voltages Vu2 *, Vv2 * and Vw2 * are set.
  • the second frequency calculation unit 33a calculates a second electrical angular frequency ⁇ 8r, which is the electrical angular frequency of the rotary electric machine 10 corresponding to eight poles, based on the mechanical angular frequency ⁇ r and the number of poles P8 for eight poles. Do.
  • the second adding unit 33b adds the second slip angular frequency ⁇ s8 calculated by the command value calculating unit 31 to the second electrical angular frequency ⁇ 8r calculated by the second frequency calculating unit 33a, and outputs the result.
  • the output value of the second adder 33b is the second primary angular frequency ⁇ 8c.
  • the dq coordinate system corresponding to the eight poles is rotated at the second primary angular frequency ⁇ 8c.
  • the second angle calculator 33c integrates the output value of the second adder 33b to calculate a second electrical angle ⁇ 8.
  • the second dq conversion unit 33d converts the phase currents IU1r to IW2r into a second d-axis current Id8r and a second q-axis current Iq8r on the dq axis corresponding to eight poles based on the second electrical angle ⁇ 8.
  • the conversion in the second dq conversion unit 33 d may be performed, for example, based on the following equation (eq7).
  • the third transformation matrix C3 on the right side of the following equation (eq7) is a matrix that depends on the second electrical angle ⁇ 8.
  • the second current control unit 33e uses, as an operation amount for feedback control of the second d-axis current Id8r converted by the second dq conversion unit 33d, to the second d-axis command current Id8 * calculated by the command value calculation unit 31.
  • the second d-axis command voltage Vd8 * on the d-axis is calculated.
  • the second current control unit 33e is an operation amount for feedback controlling the second q-axis current Iq8r converted by the second dq conversion unit 33d to the second q-axis command current Iq8 * calculated by the command value calculation unit 31.
  • the second q-axis command voltage Vq8 * on the q-axis is calculated.
  • the feedback control used by the second current control unit 33e may be, for example, proportional integral control.
  • the second conversion unit 33 f generates the first U, V, W corresponding to eight poles based on the second d, q command voltages Vd 8 *, V q 8 * and the second electrical angle ⁇ 8 calculated by the second current control unit 33 e.
  • Phase command voltages Vu81, Vv81, Vw81 and second U, V, W phase command voltages Vu82, Vv82, Vw82 corresponding to eight poles are calculated.
  • the conversion in the second conversion unit 33 f may be performed based on, for example, the following equation (eq 8).
  • the fourth conversion matrix C4 on the right side of the following equation (eq8) is a matrix depending on the second electrical angle ⁇ 8.
  • each phase command voltage calculated by the second conversion unit 33 f is represented by the following equation (eq 9).
  • Vm8 represents the amplitude of the command voltage
  • ⁇ 8 represents the phase of the command voltage.
  • signal generation unit 34 When eight poles are selected, signal generation unit 34 generates the first U, V, W-phase command voltages Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * and the second U, V, W-phases, as shown in the following equation (eq10) The command voltages Vu2 *, Vv2 * and Vw2 * are set.
  • control device 30 selects 8 poles as the number of poles of rotary electric machine 10 and determines that mechanical angular frequency ⁇ r exceeds the threshold speed The four poles are selected as the number of poles of the rotary electric machine 10.
  • the command torque determined from the 1 d, q axis command currents Id 4 *, I q 4 * corresponds to the pre-switching command torque
  • the command torque determined from * corresponds to the command torque after switching.
  • the command value calculation unit 31, the 4 pole control unit 32, and the signal generation unit 34 correspond to the pre-switching control unit
  • the signal generation unit 34 corresponds to the post-switching control unit.
  • the command value calculation unit 31 sums the torque determined from the 1d, q-axis command currents Id4 *, Iq4 * and the torque determined from the 2d, q-axis command currents Id8 *, Iq8 * in the pole number switching period TC.
  • the command currents Id4 *, Iq4 *, Id8 *, Iq8 * are calculated such that the total command torque Tr * becomes.
  • the control device 30 includes a switching time calculation unit 35.
  • Switching time calculation unit 35 generates first U, V, W-phase command voltages Vu1 *, Vv1 * based on the command voltages calculated by first conversion unit 32f and second conversion unit 33f in number-of-poles switching period TC. , Vw 1 * and second U, V, W phase command voltages Vu 2 *, Vv 2 *, Vw 2 * are calculated and output to the signal generation unit 34.
  • the switching time calculation unit 35 corresponds to a transient control unit.
  • the switching time calculation unit 35 generates the first U, V, W phase command voltages Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * and the second U, V, W phase command voltages Vu2 *, Vv2 *, Vw2 * Calculate as in).
  • Vu81 (t), Vv81 (t), Vw81 (t), Vu82 (t), Vv82 (t) and Vw82 (t) are basically calculated by the second conversion unit 33f. Command voltage.
  • the amplitude Vm 8 (t) of Vu 81 (t) to Vw 82 (t) is a value that gradually decreases toward 0.
  • Vm 8 (t) linearly decreases from Vm 8 (t 1) at the start timing t 1 of the pole number switching period TC to 0 at the end timing t 2 of the pole number switching period TC.
  • the reduction mode of Vm8 (t) is not limited to a linear one.
  • Vu41c (t), Vv41c (t), Vw41c (t), Vu42c (t), Vv42c (t), Vw42c (t) are command voltages corresponding to four poles after switching the number of poles. It is.
  • the amplitude Vm 4 (t) of Vu 41 c (t) to Vw 42 c (t) is a value gradually increasing from zero. Specifically, Vm4 (t) linearly increases from 0 at the start timing t1 of the pole number switching period TC to Vm4 (t2) at the end timing t2 of the pole number switching period TC.
  • the torque corresponding to 8 poles gradually decreases toward 0, and the torque corresponding to 4 poles gradually increases toward a value larger than 0.
  • the increase aspect of Vm4 (t) is not restricted to a linear thing.
  • the second primary angular frequency ⁇ 8 c in the above equation (eq 11) is set to the second primary angular frequency ⁇ 8 c calculated immediately before the processing cycle of the control device 30 falls within the number of pole switching period TC.
  • the number of poles switching period TC is a fixed value.
  • the angular frequency ⁇ 8c of the command voltage corresponding to eight poles is set to a value twice the angular frequency ⁇ 8c / 2 of the command voltage corresponding to four poles. This indicates that the second primary angular frequency ⁇ 8 c corresponding to eight poles is twice as large as the first primary angular frequency ⁇ 4 c corresponding to four poles.
  • the spatial phase difference ⁇ ph of the above equation (eq11) is set to 90 ° or -90 °.
  • Making the second primary angular frequency ⁇ 8 c twice the value of the first primary angular frequency ⁇ 4 c and setting the spatial phase difference ⁇ ph to 90 ° or ⁇ 90 ° are the generation of the rotary electric machine 10. This is to suppress a decrease in torque.
  • FIG. 13 shows the relationship between the space phase difference ⁇ ph and the generated torque Trqr of the rotary electric machine 10.
  • the spatial phase difference ⁇ ph is, based on a magnetic flux vector of 8 poles, a magnetic flux vector of 8 poles and a magnetic flux vector of 4 poles of the same polarity as the magnetic flux vector. It is the difference of the electrical angle to make.
  • FIG. 14 shows the difference in electrical angle between the 8-pole magnetic flux vector ⁇ 8- and the 4-pole magnetic flux vector ⁇ 4- as the spatial phase difference ⁇ ph, based on the 8-pole magnetic flux vector ⁇ 8-.
  • the space phase difference ⁇ ph when the space phase difference ⁇ ph is set to a value other than 0 ° or 180 °, the amount of reduction of the generated torque of the rotary electric machine 10 becomes smaller.
  • the spatial phase difference ⁇ ph when the spatial phase difference ⁇ ph is 90 ° or the spatial phase difference ⁇ ph is ⁇ 90 °, the N pole corresponding to the 8-pole matches the N pole corresponding to the 4-pole. Also, the S pole corresponding to the 8-pole does not match the S pole corresponding to the 4-pole.
  • the magnetic flux corresponding to the eight poles and the magnetic flux corresponding to the four poles are dispersed, the occurrence of magnetic saturation can be suppressed, and the reduction in torque of the rotary electric machine 10 can be suitably suppressed.
  • 90 degrees of space phase difference (DELTA) (theta) ph on the basis of 8 poles becomes 45 degrees on the basis of 4 poles.
  • the second primary angular frequency ⁇ 8 c is made twice as large as the first primary angular frequency ⁇ 4 c.
  • setting the second primary angular frequency ⁇ 8c to a value twice that of the first primary angular frequency ⁇ 4c means that the second slip angular frequency ⁇ s8 is twice the value of the first slip angular frequency ⁇ s4. It is the same as making it.
  • the angular frequency of the rotating magnetic field is expressed by the following equation (eq12).
  • ⁇ 4 cm represents the mechanical angular frequency of the rotating magnetic flux corresponding to four poles
  • ⁇ 8 cm represents the mechanical angular frequency of the rotating magnetic flux corresponding to eight poles
  • Pm4 represents the pole pair number "2" in the case of four poles
  • Pm8 represents the pole pair number "4" in the eight pole case.
  • the spatial phase difference ⁇ ph can be maintained at a constant value by setting the second slip angular frequency ⁇ s8 to a value twice that of the first slip angular frequency ⁇ s4.
  • the phase command voltages Vu1 *, Vv1 *, Vw1 *, Vu2 *, Vv2 *, Vw2 * represented by the above equation (eq11) are calculated.
  • the spatial phase difference ⁇ ph which is the difference between the direction of the magnetic flux vector of four poles and the direction of the magnetic flux vector of eight poles is +90. It can be set in the range of ⁇ 30 ° or in the range of ⁇ 90 ⁇ 30 °. Even when the spatial phase difference ⁇ ph is not 90 ° or ⁇ 90 °, it is possible to obtain the effect of suppressing the torque drop as compared with the case where the spatial phase difference ⁇ ph is set to 0 °.
  • the direction of the voltage vector of the four poles and the direction of the magnetic flux vector of the four poles determined by the 1d, q-axis command voltages Vd4 * and Vq4 * form a phase difference of 90 °, 4, 8 corresponding to the control parameters so that the direction of the voltage vector of 8 poles and the direction of the vector of 8 poles determined from the 2d, q axis command voltages Vd8 * and Vq 8 * have a phase difference of 90 °.
  • the pole voltage vector is controlled.
  • the direction of the voltage vector of four poles and the direction of the voltage vector of eight poles may be set in the range of 0 ⁇ 30 ° or in the range of 180 ⁇ 30 °. . This setting is based on the fact that the phase difference between the magnetic flux vector and the voltage vector is 90 °.
  • the voltage phase difference between the 4-pole voltage vector and the 8-pole voltage vector can be manipulated. This is derived from the voltage equation shown in the following equations (eq13) and (eq14).
  • the lower equation (eq13) shows the voltage equation of the rotary electric machine 10 corresponding to 8 poles
  • the lower equation (eq14) shows the voltage equation of the rotary electric machine 10 corresponding to 4 poles.
  • Rs8 indicates the resistance value of the stator winding
  • Ls8 indicates the self inductance of the stator winding
  • M8 indicates the mutual inductance between the windings
  • Lr8 indicates the mutual inductance between the windings.
  • the self inductance of the rotor winding in the equivalent circuit is shown
  • Rr 8 is the resistance value of the rotor winding in the equivalent circuit.
  • Vds8 and Vqs8 indicate d and q axis voltages in the eight-pole dq coordinate system
  • Ids8 and Iqs8 indicate d and q axis currents flowing in the stator winding in the eight-pole dq coordinate system
  • Idr8 and Iqr8 indicate The d and q axis currents flowing in the rotor winding in the 8-pole dq coordinate system are shown.
  • the voltage phase difference can be manipulated by manipulating the current phase difference
  • the spatial phase difference ⁇ ph can be manipulated by manipulating the voltage phase difference. Therefore, the spatial phase difference ⁇ ph can be manipulated by manipulating the current phase difference.
  • the switching time calculation unit 35 calculates the first U, V, W phase command voltages Vu1 *, Vv1 *, Vw1 * and the second U, V, W phase command voltages Vu2 *, Vv2 *, Vw2 * Calculate as in).
  • Vu41 (t), Vv41 (t), Vw41 (t), Vu42 (t), Vv42 (t), Vw42 (t) are basically calculated by the first conversion unit 32f. Command voltage.
  • the amplitude Vm 4 (t) of Vu 41 (t) to Vw 42 (t) is a value that gradually decreases toward 0.
  • Vm 4 (t) linearly decreases from Vm 4 (t 1) at the start timing t 1 of the pole number switching period TC to 0 at the end timing t 2 of the pole number switching period TC.
  • Vu81c (t), Vv81c (t), Vw81c (t), Vu82c (t), Vv82c (t), Vw82c (t) are command voltages corresponding to eight poles after switching the number of poles. It is.
  • the amplitude Vm 8 (t) of Vu 81 c (t) to Vw 82 c (t) is a value gradually increasing from zero. Specifically, Vm 8 linearly increases from 0 at the start timing t 1 of the pole number switching period TC to Vm 8 (t 2) at the end timing t 2 of the pole number switching period TC.
  • the command torque corresponding to four poles gradually decreases toward zero
  • the command torque corresponding to eight poles gradually increases toward a value larger than zero.
  • the first primary angular frequency ⁇ 4c in the above equation (eq15) is set to the first primary angular frequency ⁇ 4c calculated immediately before the processing cycle of the control device 30 falls within the pole number switching period TC.
  • the number of poles switching period TC is a fixed value.
  • the angular frequency 2 ⁇ ⁇ 4c of the command voltage corresponding to eight poles is set to a value twice as high as the angular frequency ⁇ 4c of the command voltage corresponding to four poles. This indicates that the second primary angular frequency ⁇ 8 c corresponding to eight poles is twice as large as the first primary angular frequency ⁇ 4 c corresponding to four poles.
  • the spatial phase difference ⁇ ph of the above equation (eq15) is set to 90 ° or -90 °.
  • FIG. 15 shows the procedure of the torque control process. This process is repeatedly performed by the control device 30, for example, every predetermined processing cycle.
  • step S10 it is determined whether the current processing cycle is within the pole number switching period TC.
  • step S10 If a negative determination is made in step S10, the process proceeds to step S11, and it is determined whether eight poles are selected as the number of poles. If it is determined in step S11 that eight poles are selected, the process proceeds to step S12. In step S12, 8-pole mode control is performed by the command value calculator 31, the 8-pole controller 33, and the signal generator.
  • step S11 If a negative determination is made in step S11, it is determined that four poles are selected, and the process proceeds to step S13.
  • step S13 4-pole mode control is performed by the command value calculator 31, the 4-pole controller 32, and the signal generator.
  • step S10 When an affirmative determination is made in step S10, the process proceeds to step S14, and it is determined whether switching from eight poles to four poles is in progress. When an affirmative determination is made in step S14, the process proceeds to step S15, and the switching time calculation unit 35 switches from 8 poles to 4 poles.
  • step S14 If a negative determination is made in step S14, it is determined that switching from 4 poles to 8 poles is in progress, and the process proceeds to step S16, and the switching time calculation unit 35 switches from 4 poles to 8 poles.
  • FIG. 16 shows the effect of this embodiment in the case of switching from 8-pole to 4-pole.
  • the sampling period of the torque is very short, the waveform drawn by the transition of the torque is indicated by hatching.
  • the reduction amount of the generated torque of the rotary electric machine 10 in the number-of-poles switching period TC is suppressed by ⁇ Td as compared with the comparative example.
  • the direction of the magnetic flux vector of 4 poles and the direction of the magnetic flux vector of 8 poles can not coincide.
  • the magnetic flux corresponding to 4 poles and the magnetic flux corresponding to 8 poles can be dispersed, and the occurrence of magnetic saturation in the rotary electric machine 10 can be suppressed.
  • a decrease in generated torque of the rotating electrical machine 10 due to magnetic saturation can be suppressed, and a decrease in drivability of the vehicle can be suppressed.
  • FIG. 18 (a) shows characteristics of slip angle frequency and torque corresponding to 8 poles
  • FIG. 18 (b) shows characteristics of slip angle frequency and torque corresponding to 4 poles.
  • FIG. 18A when the magnitude of the current vector determined from the d and q axis currents is constant, the slip angle frequency at which the generated torque of the rotary electric machine 10 is maximum corresponds to the minimum current maximum torque control. It becomes an 8-pole high efficiency frequency which is an angular frequency. Further, in FIG.
  • the slip angle frequency at which the generated torque of the rotary electric machine 10 is maximum is the minimum current maximum torque control. It becomes the 4-pole high efficiency frequency which is the corresponding angular frequency. Each high efficiency frequency is higher as the magnitude of the current vector is larger.
  • the command torque corresponding to four poles determined from the first d, q-axis command currents Id4 * and Iq4 * set by the command value calculation unit 31 has a slip angle frequency of four poles high efficiency frequency. It is considered to be torque.
  • command torque corresponding to the eight poles determined from the second d, q-axis command currents Id8 * and Iq8 * set by the command value calculation unit 31 is taken as the torque when the slip angle frequency is eight poles high efficiency frequency. ing.
  • the first operating point OP1 defined by the generated torque of the rotating electrical machine 10 and the slip angle frequency is an operating point at the start timing t1 of the number-of-poles switching period TC.
  • the second operating point OP2 is an operating point at the end timing t2 of the pole number switching period TC.
  • the first operating point OP1 is an operating point when the torque is the total command torque Tr * in FIG. 18 (a) and the slip angular frequency is the 8-pole high efficiency frequency ⁇ 1 in FIG. 18 (b). This is an operation point when the torque is 0 and the slip angular frequency is 1 ⁇ 2 of the 8-pole high efficiency frequency ⁇ 1.
  • the second operating point OP2 is an operating point when the torque is 0 in FIG.
  • FIGS. 19 (a) and 19 (b) are the same as the characteristics of FIGS. 18 (a) and 18 (b).
  • the first operating point OP1 is the same as the first operating point OP1 shown in FIGS. 18 (a) and 18 (b).
  • the second operating point OP2 is an operating point when the torque is 0 in FIG. 19 (a) and the slip angular frequency is set to the 8-pole high efficiency frequency ⁇ 1, and the torque in FIG.
  • the first slip angular frequency ⁇ s4 is set to a constant value ⁇ 2.
  • the second slip angular frequency ⁇ s8 is a constant value.
  • FIGS. 20 (a) and 20 (b) are the same as the characteristics of FIGS. 18 (a) and 18 (b).
  • the first operating point OP1 is an operating point at the start timing t1 of the pole number switching period TC.
  • the second operating point OP2 is an operating point at a timing t2 in the middle of the pole number switching period TC.
  • the third operating point OP3 is an operating point at the end timing t2 of the pole number switching period TC.
  • the first operating point OP1 is an operating point when the torque is the total command torque Tr * in FIG. 21 (a) and the slip angular frequency is the 8-pole high efficiency frequency ⁇ 1 in FIG. 21 (b). This is an operation point when the torque is 0 and the slip angular frequency is set to the 4-pole high efficiency frequency ⁇ 2.
  • the second operating point OP2 is an operating point when the torque is the total command torque Tr * in FIG. 21A and the slip angular frequency is set to a value twice that of the 4-pole high efficiency frequency ⁇ 2.
  • 21 (b) is an operating point when the total command torque is 0 and the slip angular frequency is set to the 4-pole high efficiency frequency ⁇ 2 in 21 (b).
  • the third operating point OP3 is an operating point when the torque is 0 in FIG. 21 (a) and the slip angle frequency is a value twice that of the 4-pole high efficiency frequency ⁇ 2, and FIG. 21 (b)
  • the torque is the total command torque 0 and the slip angular frequency is the operating point when the 4-pole high efficiency frequency ⁇ 2 is used.
  • two 3-phase inverters 26A and 26B corresponding to the number of winding groups may be provided in the system.
  • the same or corresponding components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals for the sake of convenience.
  • the torque control performed by the control device is not limited to the current control system of FIG. 11 in which the torque is indirectly controlled by the current control.
  • it may be a torque control system in which the command torque calculation unit 31 directly calculates the command torque corresponding to the 4, 8 poles.
  • the rotating electrical machine is not limited to the one having 24 slots, and may have, for example, 48 slots.
  • the inverter may be “number of sets of stator windings n” ⁇ “number of phases of rotating electrical machine m”.
  • the inverter is provided with a set of upper and lower arm switches for this number of phases.
  • the set of switchable poles of the rotary electric machine may be a set of an A pole and an “n ⁇ A” pole.
  • the set of the number of poles is not limited to the set of four and eight.
  • the spatial phase difference ⁇ ph may be “360 ° / (2 ⁇ A)”.
  • the spatial phase difference ⁇ ph with the four poles as a reference is 45 ° as described above.
  • the number of switchable poles of the rotary electric machine is not limited to two, and may be three or more.
  • the control described above in the pole number switching period can be used.
  • the rotating electric machine is not limited to one used as a vehicle-mounted main machine, and may be used as an on-vehicle accessory machine, for example. Moreover, as a system provided with a rotary electric machine and an inverter, it is not restricted to what is mounted in a vehicle.

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Abstract

制御装置（３０）は、回転電機（１０）の極数として切替前極数が選択されているとき、切替前極数に対応する切替前トルクを切替前指令トルクとすべく、固定子巻線（Ｍ１，Ｍ２）に流れる電流を制御する切替前制御部と、極数として切替後極数が選択されている場合、切替後極数に対応する切替後トルクを切替後指令トルクとすべく、固定子巻線に流れる電流を制御する切替後制御部と、極数切替期間中に、切替前制御部の制御により固定子（５０）に生成される磁極と、切替後制御部の制御により生成される磁極あってかつ切替前制御部の制御により生成される磁極と同極性の磁極とが一致しないように、固定子巻線に流れる電流又は前記固定子巻線に印加する電圧のいずれかを制御する過渡制御部と、を備える。

Description

極数切替回転電機の制御装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１７年６月２０日に出願された日本出願番号２０１７－１２０６９７号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、極数を切替可能な回転電機の制御装置に関する。
　この種の制御装置としては、特許文献１に見られるように、ｎ，Ａそれぞれを２以上の整数とする場合において、Ａ極（例えば４極）及びｎ×Ａ極（例えば８極）のうち、一方から他方へと回転電機の極数を切り替えるものが知られている。この制御装置は、例えば８極から４極への切替時において、回転電機の８極に対応するトルクを徐々に減少させるとともに、回転電機の４極に対応するトルクを徐々に増加させる。
特開平８－２２３９９９号公報
　Ａ極及びｎ×Ａ極のうち、一方から他方への切り替えが完了するまでの過渡期間においては、Ａ極及びｎ×Ａ極それぞれに対応する電流が固定子巻線に流れている。このため、回転電機には、Ａ極及びｎ×Ａ極それぞれに対応する磁束が発生している。
　Ａ極に対応する磁束とｎ×Ａ極に対応する磁束との合計磁束によって回転電機で磁気飽和が生じていない場合、回転電機の生成トルクは、理論的には、Ａ極に対応するトルクとｎ×Ａ極に対応するトルクとの合計値となる。しかしながら、上記合計磁束によって回転電機で磁気飽和が生じている場合、回転電機の生成トルクは、Ａ極に対応するトルクとｎ×Ａ極に対応するトルクとの合計値よりも低下してしまう。その結果、回転電機の生成トルクをその要求値にすることができなくなり得る。
　本開示は、回転電機の生成トルクの低下を抑制できる極数切替回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。
　本開示は、極数を切替可能な回転電機を制御する極数切替回転電機の制御装置である。３以上の整数をｍとし、２以上の整数をｎとする場合において、前記回転電機の円環状の固定子には、ｍ相の固定子巻線がｎ組備えられている。本開示は、Ａを２以上の偶数とし、Ａ極とｎ×Ａ極とのうち一方を切替前極数としてかつ他方を切替後極数とする場合において、前記回転電機の極数として前記切替前極数が選択されているとき、前記切替前極数に対応する前記回転電機のトルクである切替前トルクを切替前指令トルクとすべく、前記固定子巻線に流れる電流を制御する切替前制御部と、前記回転電機の極数として前記切替後極数が選択されている場合、前記切替後極数に対応する前記回転電機のトルクである切替後トルクを切替後指令トルクとすべく、前記固定子巻線に流れる電流を制御する切替後制御部と、前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御に切り替えられるまでの極数切替期間中に、前記固定子の周方向において、前記切替前制御部の制御により前記固定子に生成される磁極と、前記切替後制御部の制御により前記固定子に生成される磁極あってかつ前記切替前制御部の制御により前記固定子に生成される磁極と同極性の磁極とが一致しないように、前記固定子巻線に流れる電流又は前記固定子巻線に印加する電圧を制御する過渡制御部と、を備える。
　本開示では、Ａ極とｎ×Ａ極とのうち一方が切替前極数とされ、他方が切替後極数とされる。切替前制御部は、回転電機の極数として切替前極数が選択されている場合、切替前極数に対応する回転電機のトルクである切替前トルクを切替前指令トルクとすべく、固定子巻線に流れる電流を制御する。切替後制御部は、極数として切替後極数が選択されている場合、切替後極数に対応する回転電機のトルクである切替後トルクを切替後指令トルクとすべく、固定子巻線に流れる電流を制御する。
　切替前制御部の制御から切替後制御部の制御に切り替えられるまでの極数切替期間中においては、固定子に、切替前制御部の制御による切替前極数に対応する磁極と、切替後制御部の制御による切替後極数に対応する磁極との双方が生成される。円環状の固定子の周方向において、切替前極数に対応する磁極と、切替後極数に対応する磁極であってかつ切替前極数に対応する磁極と同極性の磁極とが一致すると、切替前極数に対応する磁束と切替後極数に対応する磁束との合計磁束によって回転電機で磁気飽和が発生する。この場合、回転電機の生成トルクは、切替前極数に対応するトルクと切替後極数に対応するトルクとの合計値よりも低下してしまう。
　そこで、本開示の過渡制御部は、極数切替期間中に、固定子の周方向において、切替前制御部の制御により固定子に生成される磁極と、切替後制御部の制御により固定子に生成される磁極あってかつ切替前制御部の制御により固定子に生成される磁極と同極性の磁極とが一致しないように、固定子巻線に流れる電流又は固定子巻線に印加する電圧のいずれかである制御用パラメータを制御する。これにより、切替前極数に対応する磁束と切替後極数に対応する磁束とが分散され、磁気飽和の発生を抑制できる。その結果、極数切替期間中において、磁気飽和に起因した回転電機の生成トルクの低下を抑制することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る車載制御システムの全体構成図であり、 図２は、固定子巻線を示す図であり、 図３は、回転電機の構成を示す縦断面図であり、 図４は、回転子及び固定子の構成を示す横断面図であり、 図５は、導体セグメントを示す図であり、 図６は、固定子巻線の結線図であり、 図７は、固定子巻線の結線図であり、 図８は、固定子巻線の結線図であり、 図９は、４極モードの磁束経路を示す図であり、 図１０は、８極モードの磁束経路を示す図であり、 図１１は、制御装置が行うトルク制御を示すブロック図であり、 図１２は、極数切替期間の処理態様を示すタイムチャートであり、 図１３は、回転電機の生成トルクと空間位相差との関係を示す図であり、 図１４は、極数切替期間における磁束経路を示す図であり、 図１５は、トルク制御処理の手順を示すフローチャートであり、 図１６は、第１実施形態の効果を説明するためのタイムチャートであり、 図１７は、第２実施形態に係る極数切替期間の処理態様を示すタイムチャートであり、 図１８は、極数切替期間における回転電機の動作点の推移を示す図であり、 図１９は、比較例に係る極数切替期間における回転電機の動作点を示す図であり、 図２０は、第３実施形態に係る極数切替期間の処理態様を示すタイムチャートであり、 図２１は、極数切替期間における回転電機の動作点の推移を示す図であり、 図２２は、その他の実施形態に係る車載制御システムの全体構成図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る制御装置を、車載主機として回転電機を備える電気自動車又はハイブリッド車等の車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
　図１に示すように、車載制御システムは、回転電機１０、インバータ２０及び制御装置３０を備えている。回転電機１０は、車載主機であり、駆動輪４０と動力伝達可能とされている。本実施形態において、回転電機１０は、極数が切り替え可能なかご型誘導機であり、具体的には極数を４極及び８極のいずれかに切り替え可能に構成されている。なお、極数が切り替え可能な誘導機は、ポールチェンジモータとも呼ばれる。
　図２に示すように、回転電機１０の固定子５０は、第１巻線群Ｍ１及び第２巻線群Ｍ２を備えている。第１巻線群Ｍ１は、第１Ｕ相巻線Ｕ１、第１Ｖ相巻線Ｖ１及び第１Ｗ相巻線Ｗ１を備え、第２巻線群Ｍ２は、第２Ｕ相巻線Ｕ２、第２Ｖ相巻線Ｖ２及び第２Ｗ相巻線Ｗ２を備えている。第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１それぞれの第１端は、第１中性点Ｎ１で接続されている。第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、電気角で１２０°ずつずれている。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２それぞれの第１端は、第２中性点Ｎ２で接続されている。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、電気角で１２０°ずつずれている。
　先の図１の説明に戻り、回転電機１０は、６相のインバータ２０を介して直流電源としてのバッテリ２１に接続されている。インバータ２０は、６相分の上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を備えている。第１Ｕ相上，下アームスイッチＳＵ１ｐ，ＳＵ１ｎの接続点ＰＵ１には、第１Ｕ相巻線Ｕ１の第２端が接続されており、第１Ｖ相上，下アームスイッチＳＶ１ｐ，ＳＶ１ｎの接続点ＰＶ１には、第１Ｖ相巻線Ｖ１の第２端が接続されており、第１Ｗ相上，下アームスイッチＳＷ１ｐ，ＳＷ１ｎの接続点ＰＷ１には、第１Ｗ相巻線Ｗ１の第２端が接続されている。第２Ｕ相上，下アームスイッチＳＵ２ｐ，ＳＵ２ｎの接続点ＰＵ２には、第２Ｕ相巻線Ｕ２の第２端が接続されており、第２Ｖ相上，下アームスイッチＳＶ２ｐ，ＳＶ２ｎの接続点ＰＶ２には、第２Ｖ相巻線Ｖ２の第２端が接続されており、第２Ｗ相上，下アームスイッチＳＷ２ｐ，ＳＷ２ｎの接続点ＰＷ２には、第２Ｗ相巻線Ｗ２の第２端が接続されている。
　なお、各スイッチＳＵ１ｐ～ＳＷ２ｎは、例えば、ＩＧＢＴ又はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ等の電圧制御形の半導体スイッチング素子であればよい。また、各スイッチＳＵ１ｐ～ＳＷ２ｎには、ダイオードが逆並列に接続されている。
　制御システムは、電流センサ２２及び速度センサ２３を備えている。電流センサ２２は、回転電機１０に流れる各相電流を検出する。図１には、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相，第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相に流れる電流の検出値をＩＵ１ｒ，ＩＶ１ｒ，ＩＷ１ｒ，ＩＵ２ｒ，ＩＶ２ｒ，ＩＷ２ｒにて示す。速度センサ２３は、回転電機１０を構成する回転子５２の機械角周波数ωｒを検出する。電流センサ２２及び速度センサ２３の検出値は、制御装置３０に入力される。
　制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、回転電機１０のトルクを合計指令トルクＴｒ＊にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。合計指令トルクＴｒ＊は、例えば、車両の走行制御を統括する制御装置等、制御装置３０よりも上位の制御装置から制御装置３０に対して出力される。
　次に、図３及び図４を用いて、回転電機１０の構成を説明する。
　回転電機１０は、回転軸５１に固定された回転子５２と、回転子５２を包囲する位置に設けられた固定子５０と、回転子５２及び固定子５０を収容するハウジング５３とを備えている。回転子５２及び固定子５０は同軸に配置されている。ハウジング５３には軸受け５４，５５が設けられ、この軸受け５４，５５により回転軸５１及び回転子５２が回転自在に支持されている。
　回転子５２は回転子コア５２Ａを有し、回転子コア５２Ａの外周部には、周方向に複数の導体５２Ｂが設けられている。回転子コア５２Ａは、複数の電磁鋼板を軸方向に積層し、カシメ等により固定することで構成されている。
　固定子５０は、周方向に複数のスロット５６を有する円環状の固定子コア５７を備えており、各スロット５６に分布巻で３相２組の巻線群Ｍ１，Ｍ２が巻装されている。つまり、巻線群Ｍ１，Ｍ２は、共通の固定子５０に対して巻装されている。固定子コア５７は、円環状の複数の電磁鋼板を軸方向に積層し、カシメ等により固定することで構成されている。固定子コア５７は、円環状のヨーク５７Ａと、ヨーク５７Ａから径方向内側へ突出し周方向に所定距離を隔てて配列された複数のティース５７Ｂとを有し、隣り合うティース５７Ｂの間にスロット５６が形成されている。各ティース５７Ｂは、周方向に等間隔でそれぞれ設けられている。各スロット５６は、固定子コア５７の径方向を長手として延びる開口形状をなしている。本実施形態では、コア周方向に等間隔で２４個のスロット５６が形成されており、各スロット５６には＃１～＃２４のスロット番号が付されている。
　各スロット５６には、内外２重で固定子巻線が巻装されている。なお、スロット５６内において各巻線を囲む部分は絶縁材である。図４では、２組の巻線群Ｍ１，Ｍ２のうち、第１巻線群Ｍ１の巻線を、第２巻線群Ｍ２の巻線よりも濃い網掛けで示している。
　本実施形態の回転電機１０は、スロット５６として、同じ組かつ同じ相であって、通電の向きを同一とする相巻線が収容された単一スロット５６Ａと、異なる組かつ同じ相の相巻線が収容された混合スロット５６Ｂとを有している。固定子コア５７において周方向に所定間隔で単一スロット５６Ａ及び混合スロット５６Ｂがそれぞれ設けられている。図６には、各巻線群Ｍ１，Ｍ２について＃１～＃２４の各スロット５６への巻装状態が示されている。図６において、例えば＃１スロットでは、外側に第１Ｕ相巻線Ｕ１、内側に第１Ｕ相巻線Ｕ１が巻装され、これら内外の各巻線に互いに同じ向きで通電が行われるようになっている。また、＃２スロットでは、外側に第１Ｗ相巻線Ｗ１、内側に第２Ｗ相巻線Ｗ２が巻装されている。この場合、＃１スロットには、同じ組かつ同じ相であって、通電の向きを同一とする相巻線が収容されており、＃１スロットは単一スロット５６Ａである。また、＃２スロットには、異なる組かつ同じ相の相巻線が収容されており、＃２スロットは混合スロット５６Ｂである。
　同様にして、＃３，＃５，＃７等の奇数番号の各スロットは単一スロット５６Ａであり、＃４，＃６，＃８等の偶数番号の各スロットは混合スロット５６Ｂである。本実施形態では、固定子コア５７において単一スロット５６Ａと混合スロット５６Ｂとが交互に配置されている。要するに、単一スロット５６Ａは、相ごとに周方向に所定間隔で設けられ、隣り合う単一スロット５６Ａの間に混合スロット５６Ｂが設けられている。
　ここで、各巻線群Ｍ１，Ｍ２の巻線は、複数の導体セグメントを連結することで構成されている。具体的には、図５に示すように、導体セグメント６０は、基本構成として、一対の直線部６１と、一対の直線部６１の一端どうしを連結するターン部６２とを有する略Ｕ字状をなしている。そして、その導体セグメント６０を所定スロット数の間隔でスロット５６に挿入した状態で、直線部６１においてターン部６２とは反対側をコア周方向に折り曲げ、異なる導体セグメント６０どうしの直線部６１を互いに接合することにより、一連の巻線が構成されるようになっている。各スロット５６には、導体セグメント６０の直線部６１からなる導体が２つずつ収容されている。
　図３に示すように、固定子５０において軸方向一端側には、導体セグメント６０のターン部６２により第１コイルエンド６３が形成され、他端側には、導体セグメント６０の直線部６１同士の接合により第２コイルエンド６４が形成されている。
　図７には、説明の便宜上、図６の結線図において第１Ｕ相巻線Ｕ１及び第２Ｕ相巻線Ｕ２だけを抽出して示している。図７において、第１Ｕ相巻線Ｕ１及び第２Ｕ相巻線Ｕ２は、異なる組かつ同じ相の相巻線である。図７において、実線が第１Ｕ相巻線Ｕ１であり、破線が第２Ｕ相巻線Ｕ２である。第１Ｕ相巻線Ｕ１及び第２Ｕ相巻線Ｕ２を構成する各導体セグメント６０は、３スロット間隔で固定子コア５７に挿入され、第２コイルエンド６４では、９スロット間隔で２つの導体セグメント６０同士が接続されている。この場合、各巻線群Ｍ１，Ｍ２では、第２コイルエンド６４でのスロット間隔が、第１コイルエンド６３でのスロット間隔（３スロット間隔）に対して、相数である３倍のスロット間隔（９スロット間隔）となっている。
　また、図８には、説明の便宜上、図６の結線図において各巻線群Ｍ１，Ｍ２のうち第１巻線群Ｍ１だけを抽出して示している。図８において、実線が第１Ｕ相巻線Ｕ１であり、破線が第１Ｖ相巻線Ｖ１であり、一点鎖線が第１Ｗ相巻線Ｗ１である。第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、コア周方向の１周分を３等分して均等に固定子コア５７に巻装されている。つまり、通電順序が隣り合う各相の相巻線が、周方向に一定のスロット間隔（８スロット間隔）で固定子コア５７に巻装されている。各相巻線は、各相において周方向に８スロット間隔分ずれた状態で、いずれも同様の巻線パターンとなっている。このような巻線パターンのずれは、通電順序における所定の電気角（１２０°）のずれとなっている。第１巻線群Ｍ１においては、Ｕ１－Ｖ１間、Ｖ１－Ｗ１間、Ｗ１－Ｕ１間の周方向巻線間隔が等しく、第２巻線群Ｍ２においては、Ｕ２－Ｖ２間、Ｖ２－Ｗ２間、Ｗ２－Ｕ２間の周方向巻線間隔が等しいものとなっている。
　本実施形態において、制御装置３０は、混合スロット５６Ｂ内の各相巻線について通電による極性を反転させることにより、回転電機１０の極数を切り替える。制御装置３０は、混合スロット５６Ｂ内の２組の相巻線について通電方向を全て同じにする４極モード制御を行う。これにより、固定子５０の起磁力分布が全節巻の４極となる。その結果、図９に示すように、固定子５０の周方向においてＮ極とＳ極とが機械角９０°間隔で交互に並ぶようになり、回転電機１０の極数が４極になる。この場合、各相巻線Ｕ１～Ｗ２に下式（ｅｑ１）に示す各相電流ＩＵ１～ＩＷ２が流れる。下式（ｅｑ１）において、ω４ｃは４極に対応する１次角周波数である第１の１次角周波数を示し、Ｉｍ４は相電流の振幅を示し、α４は相電流の位相を示す。図９には、下式（ｅｑ１）に示す各相電流ＩＵ１～ＩＷ２が流れる場合において、径方向外側から内側に向かう磁束ベクトルをφ４－にて示し、径方向内側から外側に向かう磁束ベクトルをφ４＋にて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　一方、制御装置３０は、混合スロット５６Ｂ内の２組の相巻線のうち一方の相巻線の通電方向を反転させる８極モード制御を行う。これにより、固定子５０の起磁力分布が８極となる。その結果、図１０に示すように、固定子５０の周方向においてＮ極とＳ極とが機械角４５°間隔で交互に並ぶようになり、回転電機１０の極数が８極になる。この場合、各相巻線Ｕ１～Ｗ２に下式（ｅｑ２）に示す各相電流ＩＵ１～ＩＷ２が流れる。下式（ｅｑ２）において、ω８ｃは８極に対応する１次角周波数である第２の１次角周波数を示し、Ｉｍ８は相電流の振幅を示し、α８は相電流の位相を示す。第２の１次角周波数ω８ｃは、第１の１次角周波数ω４ｃよりも高い値とされる。具体的には例えば、第２の１次角周波数ω８ｃは、第１の１次角周波数ω４ｃの約２倍の値とされる。図１０には、下式（ｅｑ２）に示す各相電流ＩＵ１～ＩＷ２が流れる場合において、径方向外側から内側に向かう磁束ベクトルをφ８－にて示し、径方向内側から外側に向かう磁束ベクトルをφ８＋にて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　図１１を用いて、４極，８極モード制御を含む回転電機１０のトルク制御について説明する。制御装置３０は、指令値算出部３１と、４極制御部３２と、８極制御部３３と、信号生成部３４とを備えている。
　指令値算出部３１は、外部から入力された合計指令トルクＴｒ＊を取得し、取得した合計指令トルクＴｒ＊と、速度センサ２３により検出された機械角周波数ωｒとに基づいて、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ４＊、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ４＊、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ８＊、第２ｑ軸指令電流Ｉｑ８＊、４極に対応したすべり角周波数である第１のすべり角周波数ωｓ４、及び８極に対応したすべり角周波数である第２のすべり角周波数ωｓ８を算出する。指令値算出部３１は、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ４＊及び第１ｑ軸指令電流Ｉｑ４＊から定まる４極に対応する回転電機１０の指令トルクと、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ８＊及び第２ｑ軸指令電流Ｉｑ８＊から定まる８極に対応する回転電機１０の指令トルクとの加算値が合計指令トルクＴｒ＊となるように、第１ｄ軸指令電流Ｉｄ４＊、第１ｑ軸指令電流Ｉｑ４＊、第２ｄ軸指令電流Ｉｄ８＊及び第２ｑ軸指令電流Ｉｑ８＊を算出する。
　４極制御部３２は、回転電機１０の極数として４極が選択された場合の回転電機１０の電流制御系である。８極制御部３３は、回転電機１０の極数として８極が選択された場合の回転電機１０の電流制御系である。
　まず、４極制御部３２について説明する。第１周波数算出部３２ａは、機械角周波数ωｒと、４極の場合の極数Ｐ４とに基づいて、４極に対応する回転電機１０の電気角周波数である第１の電気角周波数ω４ｒを算出する。
　第１加算部３２ｂは、第１周波数算出部３２ａにより算出された第１の電気角周波数ω４ｒに、指令値算出部３１により算出された第１のすべり角周波数ωｓ４を加算して出力する。第１加算部３２ｂの出力値は、第１の１次角周波数ω４ｃである。第１の１次角周波数ω４ｃは、インバータ２０の出力電圧ベクトルの回転角周波数である。第１の１次角周波数ω４ｃで４極に対応するｄｑ座標系が回転する。
　第１角度算出部３２ｃは、第１加算部３２ｂの出力値を積分することにより、第１の電気角θ４を算出する。
　第１ｄｑ変換部３２ｄは、第１の電気角θ４に基づいて、電流センサ２２により検出された各相電流ＩＵ１ｒ～ＩＷ２ｒを、４極に対応するｄｑ軸上の第１ｄ軸電流Ｉｄ４ｒ及び第１ｑ軸電流Ｉｑ４ｒに変換する。ここで、ｄ軸電流は２次磁束を生じさせるために励磁電流であり、ｑ軸電流はトルク電流である。なお、第１ｄｑ変換部３２ｄにおける変換は、例えば、下式（ｅｑ３）に基づいて実施されればよい。ここで、下式（ｅｑ３）の右辺の第１変換行列Ｃ１は、第１の電気角θ４に依存する行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　第１電流制御部３２ｅは、第１ｄｑ変換部３２ｄにより変換された第１ｄ軸電流Ｉｄ４ｒを、指令値算出部３１により算出された第１ｄ軸指令電流Ｉｄ４＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸上の第１ｄ軸指令電圧Ｖｄ４＊を算出する。また、第１電流制御部３２ｅは、第１ｄｑ変換部３２ｄにより変換された第１ｑ軸電流Ｉｑ４ｒを、指令値算出部３１により算出された第１ｑ軸指令電流Ｉｑ４＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸上の第１ｑ軸指令電圧Ｖｑ４＊を算出する。なお、第１電流制御部３２ｅで用いられるフィードバック制御は、例えば、比例積分制御であればよい。
　第１変換部３２ｆは、第１電流制御部３２ｅにより算出された第１ｄ，ｑ指令電圧Ｖｄ４＊，Ｖｑ４＊及び第１の電気角θ４に基づいて、４極に対応する第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ４１，Ｖｖ４１，Ｖｗ４１と、４極に対応する第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ４２，Ｖｖ４２，Ｖｗ４２とを算出する。なお、第１変換部３２ｆにおける変換は、例えば下式（ｅｑ４）に基づいて実施されればよい。ここで、下式（ｅｑ４）の右辺の第２変換行列Ｃ２は、第１の電気角θ４に依存する行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　本実施形態において、第１変換部３２ｆにより算出される各相指令電圧は、下式（ｅｑ５）に示すものとなる。なお、下式（ｅｑ５）において、Ｖｍ４は指令電圧の振幅を示し、ｔは時間を示し、σ４は指令電圧の位相を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
　信号生成部３４は、４極が選択されている場合、下式（ｅｑ６）に示すように、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊及び第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊を設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　上式（ｅｑ６）に示す各指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊，Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊が各相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に印加されるようにインバータ２０が操作される。これにより、各相巻線Ｕ１～Ｗ２には上式（ｅｑ１）に示す電流が流れる。
　続いて、８極制御部３３について説明する。第２周波数算出部３３ａは、機械角周波数ωｒと、８極の場合の極数Ｐ８とに基づいて、８極に対応する回転電機１０の電気角周波数である第２の電気角周波数ω８ｒを算出する。
　第２加算部３３ｂは、第２周波数算出部３３ａにより算出された第２の電気角周波数ω８ｒに、指令値算出部３１により算出された第２のすべり角周波数ωｓ８を加算して出力する。第２加算部３３ｂの出力値は、第２の１次角周波数ω８ｃである。第２の１次角周波数ω８ｃで８極に対応するｄｑ座標系が回転する。
　第２角度算出部３３ｃは、第２加算部３３ｂの出力値を積分することにより、第２の電気角θ８を算出する。第２ｄｑ変換部３３ｄは、第２の電気角θ８に基づいて、各相電流ＩＵ１ｒ～ＩＷ２ｒを、８極に対応するｄｑ軸上の第２ｄ軸電流Ｉｄ８ｒ及び第２ｑ軸電流Ｉｑ８ｒに変換する。なお、第２ｄｑ変換部３３ｄにおける変換は、例えば、下式（ｅｑ７）に基づいて実施されればよい。ここで、下式（ｅｑ７）の右辺の第３変換行列Ｃ３は、第２の電気角θ８に依存する行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  
　第２電流制御部３３ｅは、第２ｄｑ変換部３３ｄにより変換された第２ｄ軸電流Ｉｄ８ｒを、指令値算出部３１により算出された第２ｄ軸指令電流Ｉｄ８＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸上の第２ｄ軸指令電圧Ｖｄ８＊を算出する。また、第２電流制御部３３ｅは、第２ｄｑ変換部３３ｄにより変換された第２ｑ軸電流Ｉｑ８ｒを、指令値算出部３１により算出された第２ｑ軸指令電流Ｉｑ８＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸上の第２ｑ軸指令電圧Ｖｑ８＊を算出する。なお、第２電流制御部３３ｅで用いられるフィードバック制御は、例えば、比例積分制御であればよい。
　第２変換部３３ｆは、第２電流制御部３３ｅにより算出された第２ｄ，ｑ指令電圧Ｖｄ８＊，Ｖｑ８＊及び第２の電気角θ８に基づいて、８極に対応する第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ８１，Ｖｖ８１，Ｖｗ８１と、８極に対応する第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ８２，Ｖｖ８２，Ｖｗ８２とを算出する。なお、第２変換部３３ｆにおける変換は、例えば下式（ｅｑ８）に基づいて実施されればよい。ここで、下式（ｅｑ８）の右辺の第４変換行列Ｃ４は、第２の電気角θ８に依存する行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  
　本実施形態において、第２変換部３３ｆにより算出される各相指令電圧は、下式（ｅｑ９）に示すものとなる。なお、下式（ｅｑ９）において、Ｖｍ８は指令電圧の振幅を示し、σ８は指令電圧の位相を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
  
　信号生成部３４は、８極が選択されている場合、下式（ｅｑ１０）に示すように、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊及び第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊を設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
  
　上式（ｅｑ１０）に示す各指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊，Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊が各相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に印加されるようにインバータ２０が操作される。これにより、各相巻線Ｕ１～Ｗ２には上式（ｅｑ２）に示す電流が流れる。
　制御装置３０は、回転電機１０の機械角周波数ωｒが閾値速度以下であると判定した場合に回転電機１０の極数として８極を選択し、機械角周波数ωｒが閾値速度を超えると判定した場合に回転電機１０の極数として４極を選択する。
　なお、例えば４極から８極に切り替えられる場合において、第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ４＊，Ｉｑ４＊から定まる指令トルクが切替前指令トルクに相当し、第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ８＊，Ｉｑ８＊から定まる指令トルクが切替後指令トルクに相当する。また、例えば４極から８極に切り替えられる場合において、指令値算出部３１、４極制御部３２及び信号生成部３４が切替前制御部に相当し、指令値算出部３１、８極制御部３３及び信号生成部３４が切替後制御部に相当する。
　続いて、４極及び８極のうち一方から他方へと切り替えられるまでの途中の期間である極数切替期間ＴＣにおけるトルク制御について説明する。
　指令値算出部３１は、極数切替期間ＴＣにおいて、第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ４＊，Ｉｑ４＊から定まるトルクと、第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ８＊，Ｉｑ８＊から定まるトルクとの合計値が合計指令トルクＴｒ＊となるように各指令電流Ｉｄ４＊，Ｉｑ４＊，Ｉｄ８＊，Ｉｑ８＊を算出する。
　制御装置３０は、切替時算出部３５を備えている。切替時算出部３５は、極数切替期間ＴＣにおいて、第１変換部３２ｆ及び第２変換部３３ｆにより算出された各指令電圧に基づいて、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊とを算出して信号生成部３４に出力する。なお、本実施形態において、切替時算出部３５が過渡制御部に相当する。
　まず、８極から４極への切り替えについて説明する。
　切替時算出部３５は、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊とを、下式（ｅｑ１１）のように算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
  
　上式（ｅｑ１１）において、Ｖｕ８１（ｔ），Ｖｖ８１（ｔ），Ｖｗ８１（ｔ），Ｖｕ８２（ｔ），Ｖｖ８２（ｔ），Ｖｗ８２（ｔ）は、基本的には第２変換部３３ｆにより算出された指令電圧である。ただし、Ｖｕ８１（ｔ）～Ｖｗ８２（ｔ）の振幅Ｖｍ８（ｔ）は、図１２に示すように、０に向かって徐々に減少する値とされている。詳しくは、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１におけるＶｍ８（ｔ１）から、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２における０までＶｍ８（ｔ）は直線的に減少する。なお、Ｖｍ８（ｔ）の減少態様は、直線的なものに限らない。
　上式（ｅｑ１１）において、Ｖｕ４１ｃ（ｔ），Ｖｖ４１ｃ（ｔ），Ｖｗ４１ｃ（ｔ），Ｖｕ４２ｃ（ｔ），Ｖｖ４２ｃ（ｔ），Ｖｗ４２ｃ（ｔ）は、極数切替後の４極に対応する指令電圧である。Ｖｕ４１ｃ（ｔ）～Ｖｗ４２ｃ（ｔ）の振幅Ｖｍ４（ｔ）は、０から徐々に増加する値とされている。詳しくは、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１における０から、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２におけるＶｍ４（ｔ２）までＶｍ４（ｔ）は直線的に増加する。これにより、極数切替期間ＴＣにおいて、８極に対応するトルクが０に向かって徐々に減少し、４極に対応するトルクが０よりも大きい値に向かって徐々に増加する。なお、Ｖｍ４（ｔ）の増加態様は、直線的なものに限らない。
　上式（ｅｑ１１）の第２の１次角周波数ω８ｃは、制御装置３０の処理周期が極数切替期間ＴＣ内となる直前に算出された第２の１次角周波数ω８ｃに設定され、本実施形態では極数切替期間ＴＣにおいて一定値とされる。ここで、上式（ｅｑ１１）の右辺では、８極に対応する指令電圧の角周波数ω８ｃが、４極に対応する指令電圧の角周波数ω８ｃ／２の２倍の値にされている。これは、８極に対応する第２の１次角周波数ω８ｃが、４極に対応する第１の１次角周波数ω４ｃの２倍の値にされていることを示す。
　また、本実施形態において、上式（ｅｑ１１）の空間位相差Δθｐｈは９０°又は－９０°に設定されている。第２の１次角周波数ω８ｃを第１の１次角周波数ω４ｃの２倍の値にすることと、空間位相差Δθｐｈを９０°又は－９０°に設定することとは、回転電機１０の生成トルクの低下を抑制するためである。
　図１３に、空間位相差Δθｐｈに対する回転電機１０の生成トルクＴｒｑｒの関係を示す。ここで、空間位相差Δθｐｈとは、図１４に示すように、８極の磁束ベクトルを基準とした場合において、８極の磁束ベクトルと、この磁束ベクトルと同極性の４極の磁束ベクトルとのなす電気角の差のことである。図１４には、８極の磁束ベクトルφ８－を基準とした場合において、８極の磁束ベクトルφ８－と４極の磁束ベクトルφ４－との電気角の差を空間位相差Δθｐｈとして示す。
　図１４（ａ）に示すように、空間位相差Δθｐｈが０°の場合、固定子５０の周方向において、８極に対応するＮ極と、４極に対応するＮ極とが一致することとなる。この場合、８極に対応する磁束と４極に対応する磁束との合計磁束がティース５７Ｂを通過することとなり、回転電機１０で磁気飽和が発生する。磁気飽和が発生すると、回転電機１０の生成トルクＴｒｑｒは、図１３に示すように、理想トルクＴｒｑｉに対して大きく低下してしまう。理想トルクＴｒｑｉは、８極に対応するトルクと４極に対応するトルクとの合計値である。
　ここで、図１３に示すように、空間位相差Δθｐｈを０°又は１８０°以外の値にすると、回転電機１０の生成トルクの低下量が小さくなる。特に、図１４（ｂ）に示すように空間位相差Δθｐｈを９０°、又は空間位相差Δθｐｈを－９０°にすると、８極に対応するＮ極と４極に対応するＮ極とが一致せず、また、８極に対応するＳ極と４極に対応するＳ極とが一致しない。その結果、８極に対応する磁束と４極に対応する磁束とが分散され、磁気飽和の発生を抑制でき、回転電機１０のトルクの低下を好適に抑制できる。なお、８極を基準とした場合の空間位相差Δθｐｈの９０°は、４極を基準とした場合に４５°となる。
　極数切替期間ＴＣにおいて空間位相差Δθｐｈを一定値に維持するためには、８極に対応する回転磁束の角周波数と、４極に対応する回転磁束の角周波数とを等しくすることが要求される。この要求を満たすために、第２の１次角周波数ω８ｃを第１の１次角周波数ω４ｃの２倍の値にする。ここで、第２の１次角周波数ω８ｃを第１の１次角周波数ω４ｃの２倍の値にすることは、第２のすべり角周波数ωｓ８を第１のすべり角周波数ωｓ４の２倍の値にすることと同じである。回転磁界の角周波数は、下式（ｅｑ１２）で表される。下式（ｅｑ１２）において、ω４ｃｍは４極に対応する回転磁束の機械角周波数を示し、ω８ｃｍは８極に対応する回転磁束の機械角周波数を示す。Ｐｍ４は４極の場合の極対数「２」を示し、Ｐｍ８は８極の場合の極対数「４」を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
  
　「ω４ｃｍ＝ω８ｃｍ」とおき、また、Ｐｍ４／Ｐｍ２＝２の関係を使うと、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が導かれる。したがって、第２のすべり角周波数ωｓ８を第１のすべり角周波数ωｓ４の２倍の値にすることにより、空間位相差Δθｐｈを一定値に維持できる。
　切替時算出部３５は、極数切替期間ＴＣにおいて、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係を維持した状態で、４極の磁束ベクトルの方向と８極の磁束ベクトルの方向とが一致しないように、上式（ｅｑ１１）で表される各相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊，Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊を算出する。
　ちなみに、極数切替期間ＴＣにおいて、８極を基準とした場合に、図１３に示すように４極の磁束ベクトルの方向と８極の磁束ベクトルの方向との差である空間位相差Δθｐｈを＋９０±３０°の範囲、又は－９０±３０°の範囲内に設定することができる。空間位相差Δθｐｈが９０°又は－９０°でない場合であっても、空間位相差Δθｐｈが０°に設定される場合と比較して、トルク低下の抑制効果を得ることはできる。
　また、極数切替期間ＴＣにおいて、第１ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ４＊，Ｖｑ４＊から定まる４極の電圧ベクトルの方向と４極の磁束ベクトルの方向とが９０°の位相差をなして、かつ、第２ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ８＊，Ｖｑ８＊から定まる８極の電圧ベクトルの方向と８極のベクトルの方向とが９０°の位相差をなすように、制御用パラメータに相当する４，８極の電圧ベクトルが制御される。ここでは、８極を基準にした場合に、４極の電圧ベクトルの方向と８極の電圧ベクトルの方向とが０±３０°の範囲、又は１８０±３０°の範囲内に設定されればよい。この設定は、磁束ベクトルと電圧ベクトルとの位相差が９０°であることに基づく。
　なお、第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ４＊，Ｉｑ４＊から定まる４極の電流ベクトルと、第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ８＊，Ｉｑ８＊から定まる８極の電流ベクトルとの電流位相差を操作することにより、４極の電圧ベクトルと８極の電圧ベクトルとの電圧位相差を操作することができる。このことは、下式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）に示す電圧方程式から導かれる。下式（ｅｑ１３）は、８極に対応する回転電機１０の電圧方程式を示し、下式（ｅｑ１４）は、４極に対応する回転電機１０の電圧方程式を示す。なお、下式（ｅｑ１３）を例に説明すると、Ｒｓ８は固定子巻線の抵抗値を示し、Ｌｓ８は固定子巻線の自己インダクタンスを示し、Ｍ８は各巻線間の相互インダクタンスを示し、Ｌｒ８は等価回路における回転子巻線の自己インダクタンスを示し、Ｒｒ８は等価回路における回転子巻線の抵抗値を示す。また、Ｖｄｓ８，Ｖｑｓ８は８極のｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電圧を示し、Ｉｄｓ８，Ｉｑｓ８は８極のｄｑ座標系における固定子巻線に流れるｄ，ｑ軸電流を示し、Ｉｄｒ８，Ｉｑｒ８は８極のｄｑ座標系における回転子巻線に流れるｄ，ｑ軸電流を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
  
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
  
　４極の電圧ベクトルと８極の電圧ベクトルとの電圧位相差を操作することにより、４極の磁束ベクトルと８極の磁束ベクトルとの位相差である空間位相差Δθｐｈを操作することができる。このことは、ファラデーの電磁誘導の法則から導かれる。この法則は、鎖交磁束と電圧との間に９０°の位相ずれがあることを示すものである。
　このように、電流位相差の操作により電圧位相差を操作することができ、電圧位相差の操作により空間位相差Δθｐｈを操作することができる。したがって、電流位相差を操作することにより、空間位相差Δθｐｈを操作することができる。
　続いて、４極から８極への切り替えについて説明する。
　切替時算出部３５は、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊とを、下式（ｅｑ１５）のように算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
  
　上式（ｅｑ１５）において、Ｖｕ４１（ｔ），Ｖｖ４１（ｔ），Ｖｗ４１（ｔ），Ｖｕ４２（ｔ），Ｖｖ４２（ｔ），Ｖｗ４２（ｔ）は、基本的には第１変換部３２ｆにより算出された指令電圧である。ただし、Ｖｕ４１（ｔ）～Ｖｗ４２（ｔ）の振幅Ｖｍ４（ｔ）は、０に向かって徐々に減少する値とされている。詳しくは、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１のＶｍ４（ｔ１）から、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２における０までＶｍ４（ｔ）は直線的に減少する。
　上式（ｅｑ１５）において、Ｖｕ８１ｃ（ｔ），Ｖｖ８１ｃ（ｔ），Ｖｗ８１ｃ（ｔ），Ｖｕ８２ｃ（ｔ），Ｖｖ８２ｃ（ｔ），Ｖｗ８２ｃ（ｔ）は、極数切替後の８極に対応する指令電圧である。Ｖｕ８１ｃ（ｔ）～Ｖｗ８２ｃ（ｔ）の振幅Ｖｍ８（ｔ）は、０から徐々に増加する値とされている。詳しくは、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１における０から、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２におけるＶｍ８（ｔ２）までＶｍ８は直線的に増加する。これにより、極数切替期間ＴＣにおいて、４極に対応する指令トルクが０に向かって徐々に減少し、８極に対応する指令トルクが０よりも大きい値に向かって徐々に増加する。
　上式（ｅｑ１５）の第１の１次角周波数ω４ｃは、制御装置３０の処理周期が極数切替期間ＴＣ内となる直前に算出された第１の１次角周波数ω４ｃに設定され、本実施形態では極数切替期間ＴＣにおいて一定値とされる。ここで、上式（ｅｑ１５）の右辺では、８極に対応する指令電圧の角周波数２×ω４ｃが、４極に対応する指令電圧の角周波数ω４ｃの２倍の値にされている。これは、８極に対応する第２の１次角周波数ω８ｃが、４極に対応する第１の１次角周波数ω４ｃの２倍の値にされていることを示す。また、本実施形態において、上式（ｅｑ１５）の空間位相差Δθｐｈは９０°又は－９０°に設定されている。
　図１５に、トルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０により、例えば所定の処理周期毎に繰り返し実行される。
　まずステップＳ１０では、現在の処理周期が極数切替期間ＴＣ内であるか否かを判定する。
　ステップＳ１０において否定判定した場合には、ステップＳ１１に進み、極数として８極を選択しているか否かを判定する。ステップＳ１１において８極を選択していると判定した場合には、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、指令値算出部３１、８極制御部３３及び信号生成部３４による８極モード制御を行う。
　ステップＳ１１において否定判定した場合には、４極を選択していると判定し、ステップＳ１３に進む。ステップＳ１３では、指令値算出部３１、４極制御部３２及び信号生成部３４による４極モード制御を行う。
　ステップＳ１０において肯定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、８極から４極の切り替え途中であるか否かを判定する。ステップＳ１４において肯定判定した場合には、ステップＳ１５に進み、切替時算出部３５によって８極から４極へと切り替える。
　ステップＳ１４において否定判定した場合には、４極から８極への切り替え途中であると判定し、ステップＳ１６に進み、切替時算出部３５によって４極から８極へと切り替える。
　図１６に、８極から４極へと切り替えられる場合における本実施形態の効果を示す。なお、図１６では、トルクのサンプリング周期が非常に短いため、トルクの推移によって描かれる波形をハッチングにて示している。また、図１６において、比較例とは、極数切替期間ＴＣにおいて「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が維持されない構成のことである。
　図示される例では、比較例と比べて、極数切替期間ＴＣにおける回転電機１０の生成トルクの低下量がΔＴｄだけ抑制されている。
　このように、本実施形態によれば、極数切替期間ＴＣにおいて、固定子５０の周方向において、４極の磁束ベクトルの方向と８極の磁束ベクトルの方向とを一致しないようにできる。これにより、４極に対応する磁束と８極に対応する磁束とを分散でき、回転電機１０における磁気飽和の発生を抑制できる。その結果、極数切替期間ＴＣにおいて、磁気飽和に起因した回転電機１０の生成トルクの低下を抑制でき、ひいては車両のドライバビリティの低下を抑制できる。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、極数切替期間ＴＣにおいて「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係を維持しながら、第１の１次角周波数ω４ｃ及び第２の１次角周波数ω８ｃの双方を変化させる。これにより、極数を切り替えた場合に各相巻線に流れる電流の増大を抑制する。
　まず、８極から４極への切り替えについて説明する。図１７に示すように、極数切替期間ＴＣにおいて、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係を維持しながら第１のすべり角周波数ωｓ４及び第２のすべり角周波数ωｓ８の双方を上昇させる。
　続いて、４極から８極への切り替えについて説明する。極数切替期間ＴＣにおいて、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係を維持しながら第１のすべり角周波数ωｓ４及び第２のすべり角周波数ωｓ８の双方を低下させる。
　図１８を用いて、８極から４極への切り替えについて説明する。図１８（ａ）は８極に対応するすべり角周波数及びトルクの特性を示し、図１８（ｂ）は４極に対応するすべり角周波数及びトルクの特性を示す。図１８（ａ）において、ｄ，ｑ軸電流から定まる電流ベクトルの大きさが一定値とされる場合、回転電機１０の生成トルクが最大となるすべり角周波数は、最小電流最大トルク制御に対応する角周波数である８極高効率周波数となる。また、図１８（ｂ）において、ｄ，ｑ軸電流から定まる電流ベクトルの大きさが一定値とされる場合、回転電機１０の生成トルクが最大となるすべり角周波数は、最小電流最大トルク制御に対応する角周波数である４極高効率周波数となる。各高効率周波数は、電流ベクトルの大きさが大きいほど高くなる。本実施形態において、指令値算出部３１により設定される第１ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ４＊，Ｉｑ４＊から定まる４極に対応する指令トルクは、すべり角周波数が４極高効率周波数となる場合のトルクとされている。また、指令値算出部３１により設定される第２ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ８＊，Ｉｑ８＊から定まる８極に対応する指令トルクは、すべり角周波数が８極高効率周波数となる場合のトルクとされている。
　図１８（ａ），（ｂ）において、回転電機１０の生成トルク及びすべり角周波数で規定される第１動作点ＯＰ１は、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１における動作点である。第２動作点ＯＰ２は、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２における動作点である。第１動作点ＯＰ１は、図１８（ａ）においてトルクが合計指令トルクＴｒ＊であってかつすべり角周波数が８極高効率周波数ω１とされる場合の動作点であり、図１８（ｂ）においてトルクが０であってかつすべり角周波数が８極高効率周波数ω１の１／２とされる場合の動作点である。第２動作点ＯＰ２は、図１８（ａ）においてトルクが０であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２の２倍とされる場合の動作点であり、図１８（ｂ）においてトルクが合計指令トルクＴｒ＊であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２とされる場合の動作点である。図１８に示すように、回転電機１０の動作点が第１動作点ＯＰ１から第２動作点ＯＰ２となるまでの極数切替期間ＴＣにおいて、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が維持されたまま、第１のすべり角周波数ωｓ４及び第２のすべり角周波数ωｓ８の双方が上昇させられる。
　続いて、図１９に、比較例における８極から４極への切り替えについて説明する。図１９（ａ），（ｂ）の特性は、図１８（ａ），（ｂ）の特性と同じである。図１９（ａ），（ｂ）において、第１動作点ＯＰ１は図１８（ａ），（ｂ）に示した第１動作点ＯＰ１と同じである。一方、第２動作点ＯＰ２は、図１９（ａ）においてトルクが０であってかつすべり角周波数が８極高効率周波数ω１とされる場合の動作点であり、図１９（ｂ）においてトルクが合計指令トルクＴｒ＊であってかつすべり角周波数が８極高効率周波数ω１の１／２とされる場合の動作点である。比較例では、極数切替期間ＴＣにおいて「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が維持されているものの、動作点が第１動作点ＯＰ１から第２動作点ＯＰ２とされた場合において、合計指令トルクＴｒ＊を生成するために要求される電流ベクトルの大きさが、極数切替前よりも増加してしまう。
　これに対し、本実施形態によれば、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係を維持しながら第１の１次角周波数ω４ｃ及び第２の１次角周波数ω８ｃの双方を変化させる。このため、極数切替後における電流ベクトルの大きさの増加を抑制できる。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、極数切替期間ＴＣにおける制御を変更する。
　まず、８極から４極への切り替えについて説明する。図２０に示すように、極数切替期間ＴＣにおいて、第１のすべり角周波数ωｓ４は一定値ω２とされている。極数切替期間ＴＣの時刻ｔ１～ｔ２において、まず、回転電機１０の生成トルクを合計指令トルクＴｒ＊に維持した状態で、第２のすべり角周波数ωｓ８を第１のすべり角周波数ωｓ４の２倍の値まで上昇させる。時刻ｔ１～ｔ２においては、生成トルクを合計指令トルクＴｒ＊に維持するために、振幅Ｖｍ８が増加させられる。その後、時刻ｔ２～ｔ３において、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が維持される。
　続いて、４極から８極への切り替えについて説明する。極数切替期間ＴＣにおいて、第２のすべり角周波数ωｓ８は一定値とされている。極数切替期間ＴＣにおいて、まず、回転電機１０の生成トルクを合計指令トルクＴｒ＊に維持した状態で、第１のすべり角周波数ωｓ４を第２のすべり角周波数ωｓ８の１／２倍の値まで下降させる。その後、「ωｓ８：ωｓ４＝２：１」の関係が維持されるように第１のすべり角周波数ωｓ４及び第２のすべり角周波数ωｓ８を一定値にする。
　図２１を用いて、８極から４極への切り替えについて説明する。図２０（ａ），（ｂ）の特性は、図１８（ａ），（ｂ）の特性と同じである。図２１（ａ），（ｂ），図２０において、第１動作点ＯＰ１は、極数切替期間ＴＣの開始タイミングｔ１における動作点である。第２動作点ＯＰ２は、極数切替期間ＴＣの途中のタイミングｔ２における動作点である。第３動作点ＯＰ３は、極数切替期間ＴＣの終了タイミングｔ２における動作点である。
　第１動作点ＯＰ１は、図２１（ａ）においてトルクが合計指令トルクＴｒ＊であってかつすべり角周波数が８極高効率周波数ω１とされる場合の動作点であり、図２１（ｂ）においてトルクが０であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２とされる場合の動作点である。第２動作点ＯＰ２は、図２１（ａ）においてトルクが合計指令トルクＴｒ＊であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２の２倍の値とされる場合の動作点であり、図２１（ｂ）においてトルクが合計指令トルク０であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２とされる場合の動作点である。第３動作点ＯＰ３は、図２１（ａ）においてトルクが０であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２の２倍の値とされる場合の動作点であり、図２１（ｂ）においてトルクが合計指令トルク０であってかつすべり角周波数が４極高効率周波数ω２とされる場合の動作点である。
　以上説明した本実施形態によれば、第２実施形態における電流増加の抑制効果に準じた効果を得ることができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・図２２に示すように、巻線群の数に対応した２つの３相インバータ２６Ａ，２６Ｂがシステムに備えられていてもよい。図２２において、先の図１に示した構成と同一及び対応する構成には、便宜上、同一の符号を付している。
　・制御装置の行うトルク制御としては、電流制御によってトルクを間接的に制御する図１１の電流制御系に限らない。例えば、指令値算出部３１により４，８極に対応する指令トルクを直接算出するトルク制御系であってもよい。
　・回転電機としては、スロットを２４個備えるものに限らず、例えばスロットを４８個備えるものであってもよい。
　・回転電機としては、４相以上のものが用いられてもよい。また、固定子巻線は、３組以上固定子に設けられていてもよい。なお、この場合、インバータの相数は、「固定子巻線の組数ｎ」×「回転電機の相数ｍ」とされればよい。インバータは、この相数分の上，下アームスイッチの組を備えることとなる。
　・Ａを２以上の偶数とする場合、回転電機の切り替え可能は極数の組は、Ａ極及び「ｎ×Ａ」極の組であればよい。このため、極数の組としては、４極及び８極の組に限らず、例えばｎ＝２の場合において、２極及び４極の組、又は８極及び１６極の組であってもよい。８極及び１６極の組の場合、ｎ＝２，Ａ＝８となり、１６極を基準とした場合の空間位相差Δθｐｈは「３６０°／（２×８）×２＝４５°」とされればよい。
　なお、空間位相差Δθｐｈの基準をＡ極とする場合、空間位相差Δθｐｈは「３６０°／（２×Ａ）」とされればよい。例えば、第１実施形態ではｎ＝２，Ａ＝４であるため、４極を基準とした場合の空間位相差Δθｐｈは、上述したように４５°とされる。
　・回転電機の切り替え可能な極数としては、２つに限らず、３つ以上であってもよい。例えば、４極、８極及び１６極のいずれかに切り替え可能なモータの場合、４極及び８極のうち一方から他方への切替時と、８極及び１６極のうち一方から他方への切替時とにおいて、極数切替期間における上述した制御を用いることができる。
　・回転電機としては、車載主機として用いられるものに限らず、例えば車載補機として用いられるものであってもよい。また、回転電機及びインバータが備えられるシステムとしては、車両に搭載されるものに限らない。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (8)

  1. 　極数を切替可能な回転電機（１０）を制御する極数切替回転電機の制御装置（３０）において、
    　３以上の整数をｍとし、２以上の整数をｎとする場合において、前記回転電機の円環状の固定子（５０）には、ｍ相の固定子巻線（Ｍ１，Ｍ２）がｎ組備えられ、
    　Ａを２以上の偶数とし、Ａ極とｎ×Ａ極とのうち一方を切替前極数としてかつ他方を切替後極数とする場合において、前記回転電機の極数として前記切替前極数が選択されているとき、前記切替前極数に対応する前記回転電機のトルクである切替前トルクを切替前指令トルクとすべく、前記固定子巻線に流れる電流を制御する切替前制御部と、
    　前記回転電機の極数として前記切替後極数が選択されている場合、前記切替後極数に対応する前記回転電機のトルクである切替後トルクを切替後指令トルクとすべく、前記固定子巻線に流れる電流を制御する切替後制御部と、
    　前記切替前制御部の制御から前記切替後制御部の制御に切り替えられるまでの極数切替期間中に、前記固定子の周方向において、前記切替前制御部の制御により前記固定子に生成される磁極と、前記切替後制御部の制御により前記固定子に生成される磁極あってかつ前記切替前制御部の制御により前記固定子に生成される磁極と同極性の磁極とが一致しないように、前記固定子巻線に流れる電流又は前記固定子巻線に印加する電圧のいずれかである制御用パラメータを制御する過渡制御部と、を備える極数切替回転電機の制御装置。
  2. 　前記固定子巻線に電流が流れることによって発生する回転磁束の角周波数である１次角周波数又は前記回転電機のすべり角周波数のいずれかを対象角周波数とする場合において、前記過渡制御部は、前記極数切替期間中において、ｎ×Ａ極に対応する前記対象角周波数：Ａ極に対応する前記対象角周波数＝ｎ：１の関係を維持した状態で前記切替前制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向と前記切替後制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向とが一致しないように、前記制御用パラメータを制御する請求項１に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  3. 　前記過渡制御部は、前記極数切替期間中において、ｎ×Ａ極に対応する前記対象角周波数：Ａ極に対応する前記対象角周波数＝ｎ：１の関係を維持すべく、ｎ×Ａ極に対応する前記対象角周波数とＡ極に対応する前記対象角周波数との双方を変化させる請求項２に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  4. 　前記固定子巻線に電流が流れることによって発生する回転磁束の角周波数である１次角周波数又は前記回転電機のすべり角周波数のいずれかを対象角周波数とする場合において、前記過渡制御部は、前記極数切替期間中において、まず前記回転電機の生成トルクを前記切替前指令トルクに維持した状態で前記対象角周波数を前記切替後極数に対応する前記対象角周波数まで変化させるように前記制御用パラメータを制御し、その後、ｎ×Ａ極に対応する前記対象角周波数：Ａ極に対応する前記対象角周波数＝ｎ：１の関係を維持した状態で前記切替前制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向と前記切替後制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向とが一致しないように、前記制御用パラメータを制御する請求項１に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  5. 　前記固定子巻線に流れる電流の大きさが所定値とされる場合において前記回転電機の生成トルクが最大となる前記対象角周波数である高効率周波数は、前記固定子巻線に流れる電流の大きさが大きいほど高くなり、
    　前記切替前指令トルクは、前記切替前極数の前記高効率周波数に対応する前記回転電機の生成トルクであり、
    　前記切替後指令トルクは、前記切替後極数の前記高効率周波数に対応する前記回転電機の生成トルクである請求項３又は４に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  6. 　前記過渡制御部は、前記極数切替期間中において、前記切替前制御部の制御により前記固定子巻線に印加される電圧ベクトルの方向と前記切替前制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向とが９０°の位相差をなして、かつ、前記切替後制御部の制御により前記固定子巻線に印加される電圧ベクトルの方向と前記切替後制御部の制御により生成される磁束ベクトルの方向とが９０°の位相差をなすように、前記前記固定子巻線に印加する電圧を制御する請求項２～５のいずれか１項に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  7. 　前記過渡制御部は、前記極数切替期間中において、前記切替前制御部の制御により生成される磁極と、前記切替後制御部の制御により生成される磁極であってかつ前記切替前制御部の制御により生成される磁極と同極性の磁極との位相差が、ｎ×Ａ極を基準とした場合に「３６０°／（ｎ×Ａ）×２」となるように、前記制御用パラメータを制御する請求項１～６のいずれか１項に記載の極数切替回転電機の制御装置。
  8. 　前記過渡制御部は、前記極数切替期間の開始タイミング以降のタイミングから、前記極数切替期間の終了タイミングまでの間において、前記切替前トルクを０に向かって徐々に減少させて、かつ、前記切替後トルクを０よりも大きい値に向かって徐々に増加させる請求項１～７のいずれか１項に記載の極数切替回転電機の制御装置。
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