JPH08223999A - 極数切替電動機の運転制御装置 - Google Patents
極数切替電動機の運転制御装置Info
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- JPH08223999A JPH08223999A JP7033536A JP3353695A JPH08223999A JP H08223999 A JPH08223999 A JP H08223999A JP 7033536 A JP7033536 A JP 7033536A JP 3353695 A JP3353695 A JP 3353695A JP H08223999 A JPH08223999 A JP H08223999A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電動機やインバータの体格を増すことなく、
定出力運転をすることにより、無接点にてトルクショッ
クを起すことが無い極数切替電動機の運転制御装置を得
る。 【構成】 トルク電流指令、励磁電流指令、及び電機角
周波数をＡ極用と２Ａ極用との２系統形成した演算部
１、１０、電圧指令とする電流制御系２、６相に変換す
る座標変換部３、及び６相インバータ４を有する運転制
御装置を得るものである。
定出力運転をすることにより、無接点にてトルクショッ
クを起すことが無い極数切替電動機の運転制御装置を得
る。 【構成】 トルク電流指令、励磁電流指令、及び電機角
周波数をＡ極用と２Ａ極用との２系統形成した演算部
１、１０、電圧指令とする電流制御系２、６相に変換す
る座標変換部３、及び６相インバータ４を有する運転制
御装置を得るものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機を定トルク
範囲から定出力範囲まで広範囲に可変速運転するための
極数切替電動機の運転制御装置に関する。
範囲から定出力範囲まで広範囲に可変速運転するための
極数切替電動機の運転制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の可変速制御には、インバー
タを電源とする周波数制御が多く採用され、このときの
トルク特性は定トルク特性であり、速度の上昇に比例さ
せて供給電圧も高める。この周波数制御における回転数
−トルク特性は、図１１に実線で示すように、定トルク
範囲の速度を越えた定出力範囲では、電源の電圧Ｖの制
限によって、周波数ｆの増加に反比例した１／ｆのカー
ブでトルクＴが低下する。また同図中、破線は誘導電動
機が持つ最大トルク特性Ｔ′であり、トルク特性Ｔとの
交点になる周波数ａｆより高い回転数では、最大トルク
特性Ｔ′で出力トルクが制限されることになる。ａは一
般に２より大きい任意の数であるが、１以上であれば成
り立つ。
タを電源とする周波数制御が多く採用され、このときの
トルク特性は定トルク特性であり、速度の上昇に比例さ
せて供給電圧も高める。この周波数制御における回転数
−トルク特性は、図１１に実線で示すように、定トルク
範囲の速度を越えた定出力範囲では、電源の電圧Ｖの制
限によって、周波数ｆの増加に反比例した１／ｆのカー
ブでトルクＴが低下する。また同図中、破線は誘導電動
機が持つ最大トルク特性Ｔ′であり、トルク特性Ｔとの
交点になる周波数ａｆより高い回転数では、最大トルク
特性Ｔ′で出力トルクが制限されることになる。ａは一
般に２より大きい任意の数であるが、１以上であれば成
り立つ。
【０００３】誘導電動機を定出力範囲で運転するとき、
高速域になるほどトルクが低下し、また誘導電動機の最
大トルク特性でトルクが制限され、負荷によってはトル
ク不足を招くことがある。このトルク不足を解消するた
めの従来の運転方法には以下の３つの方法が知られてい
る。
高速域になるほどトルクが低下し、また誘導電動機の最
大トルク特性でトルクが制限され、負荷によってはトル
ク不足を招くことがある。このトルク不足を解消するた
めの従来の運転方法には以下の３つの方法が知られてい
る。
【０００４】（１）誘導電動機を体格の大きいものにす
る。誘導電動機の最大トルク特性Ｔ′の大きいものを使
用することにより、図１２に示すように最大トルク特性
Ｔ′に代えた最大トルク特性Ｔ″によって回転数２ａｆ
までトルク特性Ｔのトルクを得ることができる。
る。誘導電動機の最大トルク特性Ｔ′の大きいものを使
用することにより、図１２に示すように最大トルク特性
Ｔ′に代えた最大トルク特性Ｔ″によって回転数２ａｆ
までトルク特性Ｔのトルクを得ることができる。
【０００５】（２）インバータを体格の大きいものにす
る。インバータの出力容量を高めることにより、図１３
に示すように、出力電圧をＶ1 からＶ2 に変え、誘導電
動機の最大トルク特性にＴ1 ′からＴ1 ″を得て回転数
２ａｆまでのトルクを保証する。
る。インバータの出力容量を高めることにより、図１３
に示すように、出力電圧をＶ1 からＶ2 に変え、誘導電
動機の最大トルク特性にＴ1 ′からＴ1 ″を得て回転数
２ａｆまでのトルクを保証する。
【０００６】（３）電動機の巻線の結線を切り替える。
運転回転数がある範囲を越えたときに誘導電動機の巻線
切換端子とインバータとの接続を切り替えることによっ
て極数変換を行った運転をする。
運転回転数がある範囲を越えたときに誘導電動機の巻線
切換端子とインバータとの接続を切り替えることによっ
て極数変換を行った運転をする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の運転方法におい
て、誘導電動機の体格を大きくする方法では、トルクア
ップの値として２ａｆ／ａｆ＝２倍を得るためには、電
動機の体格も２倍に高くなり、装置の大形化を招く。
て、誘導電動機の体格を大きくする方法では、トルクア
ップの値として２ａｆ／ａｆ＝２倍を得るためには、電
動機の体格も２倍に高くなり、装置の大形化を招く。
【０００８】インバータの体格を大きくする方法では、
トルクアップをすると電圧特性の変更によりインバータ
の出力電流も増加し、インバータ自体の大形化になる。
トルクアップをすると電圧特性の変更によりインバータ
の出力電流も増加し、インバータ自体の大形化になる。
【０００９】電動機の結線切換方法では、切換スイッチ
を必要とし、また連続した可変速運転に該スイッチの切
換動作期間が運転のアイドル時間になり、切り替え時に
トルクショックを伴う問題があった。また、スイッチの
開閉寿命や故障が問題となる。
を必要とし、また連続した可変速運転に該スイッチの切
換動作期間が運転のアイドル時間になり、切り替え時に
トルクショックを伴う問題があった。また、スイッチの
開閉寿命や故障が問題となる。
【００１０】本発明の目的は、電動機及びインバータの
体格を増すことなく、またトルクショックを起こすこと
の無い定出力運転を得る極数切替電動機の運転制御装置
を提供することにある。
体格を増すことなく、またトルクショックを起こすこと
の無い定出力運転を得る極数切替電動機の運転制御装置
を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は、次の事項を特徴とする。 （１）トルク電流（ｑ軸）指令を出力し、励磁電流（ｄ
軸）指令を出力し、しかも電気角周波数を出力する各ル
ートをＡ極と２Ａ極との２系統有する演算部と、この演
算部の出力を２系統のｄ軸ｑ軸の各電圧指令とする電流
制御系と、この電流制御系の電圧指令を六相の電圧指令
とする座標変換部と、この座標変換部の出力にて駆動さ
れる六相インバータと、を有することを特徴とする。 （２）演算部である速度制御系におけるｑ軸指令、ｄ軸
指令、及び電気角周波数の各ルートは２系統に対応して
スイッチにて切替える構成としたことを特徴とする。 （３）演算部ではＡ極側切替制御部と２Ａ極側切替制御
部とを有し、片方の電流指令を次第に立上げると共に他
の片方の電流指令を次第に立下げるようにしたことを特
徴とする。 （４）演算部でのトルク立上げ側の制御開始時刻を二次
時定数の大きい側の時間分遅らせるようにしたことを特
徴とする。
発明は、次の事項を特徴とする。 （１）トルク電流（ｑ軸）指令を出力し、励磁電流（ｄ
軸）指令を出力し、しかも電気角周波数を出力する各ル
ートをＡ極と２Ａ極との２系統有する演算部と、この演
算部の出力を２系統のｄ軸ｑ軸の各電圧指令とする電流
制御系と、この電流制御系の電圧指令を六相の電圧指令
とする座標変換部と、この座標変換部の出力にて駆動さ
れる六相インバータと、を有することを特徴とする。 （２）演算部である速度制御系におけるｑ軸指令、ｄ軸
指令、及び電気角周波数の各ルートは２系統に対応して
スイッチにて切替える構成としたことを特徴とする。 （３）演算部ではＡ極側切替制御部と２Ａ極側切替制御
部とを有し、片方の電流指令を次第に立上げると共に他
の片方の電流指令を次第に立下げるようにしたことを特
徴とする。 （４）演算部でのトルク立上げ側の制御開始時刻を二次
時定数の大きい側の時間分遅らせるようにしたことを特
徴とする。
【００１２】
【作用】トルク（ｑ軸）電流指令と励磁（ｄ軸）電流指
令とを極数切換えの２系統のルートとし、これをそれぞ
れ独立して六相のインバータ駆動指令としたことによ
り、通常の三相と同様のベクトル制御ができ、しかも２
系統独立に制御ができて、例えば２極から４極又はその
逆の移行がトルクショックなく円滑に行なえる。
令とを極数切換えの２系統のルートとし、これをそれぞ
れ独立して六相のインバータ駆動指令としたことによ
り、通常の三相と同様のベクトル制御ができ、しかも２
系統独立に制御ができて、例えば２極から４極又はその
逆の移行がトルクショックなく円滑に行なえる。
【００１３】本発明成立の基本となる極数切替による誘
導電動機の駆動方式については、「電気自動車用極数切
換誘導電動機の六相絶対変換回転ｄｑ軸による解析：水
野等、電気学会回転機研究会、平成６年１０月３日発
送」にも示される如く、巻線の電圧（電流）の位相と周
波数とをインバータにて制御することにより、無接点化
し過渡現象を抑えてショックレスな切替えを可能として
いる。図１４にも示す如く電動機を４極から２極に同一
電圧・周波数のもとに運転するとき最大トルクは約２倍
となり、負荷トルクに対して広範囲な定出力運転がで
き、また同一回転に対して周波数は１／２となる。この
ような４極から２極への極数切替えについて、まず六相
の誘導電動機とし、各極数の回転磁界と同期して回転す
る二種類の直交２軸を考慮する。図１５に示す六相の巻
線につき２極とするためには各相電圧は次式［数１］に
て示され、４極とするためには［数２］に示すようにす
れば良い。ただし、Ｖ1m，ω1 ，φ1 は２極運転時の相
電圧最大値，角周波数，位相角、Ｖ2m，ω2 ，φ 2 は４
極運転時の相電圧最大値，角周波数，位相角である。
導電動機の駆動方式については、「電気自動車用極数切
換誘導電動機の六相絶対変換回転ｄｑ軸による解析：水
野等、電気学会回転機研究会、平成６年１０月３日発
送」にも示される如く、巻線の電圧（電流）の位相と周
波数とをインバータにて制御することにより、無接点化
し過渡現象を抑えてショックレスな切替えを可能として
いる。図１４にも示す如く電動機を４極から２極に同一
電圧・周波数のもとに運転するとき最大トルクは約２倍
となり、負荷トルクに対して広範囲な定出力運転がで
き、また同一回転に対して周波数は１／２となる。この
ような４極から２極への極数切替えについて、まず六相
の誘導電動機とし、各極数の回転磁界と同期して回転す
る二種類の直交２軸を考慮する。図１５に示す六相の巻
線につき２極とするためには各相電圧は次式［数１］に
て示され、４極とするためには［数２］に示すようにす
れば良い。ただし、Ｖ1m，ω1 ，φ1 は２極運転時の相
電圧最大値，角周波数，位相角、Ｖ2m，ω2 ，φ 2 は４
極運転時の相電圧最大値，角周波数，位相角である。
【００１４】
【数１】
【数２】
【００１５】図１５に示す六相巻線にあって２極の回転
座標軸（ｄ1 −ｑ1 軸）と４極の回転座標軸（ｄ2 −ｑ
2 軸）とを用意して、このｄｑ軸（二軸）による座標軸
を検討した結果次式［数３］，［数４］を得る。
座標軸（ｄ1 −ｑ1 軸）と４極の回転座標軸（ｄ2 −ｑ
2 軸）とを用意して、このｄｑ軸（二軸）による座標軸
を検討した結果次式［数３］，［数４］を得る。
【数３】
【数４】 かかる式中添え字１は２極機、添え字２は４極機を示
し、添え字ｓは固定子（stator）巻線に関するｄｑ軸、
添え字ｒは回転子（rotor)巻線に関するｄｑ軸を表わ
す。また、式中、２極の定数にあって、Ｒs ：一次抵
抗、Ｌs1：一次自己インダクタンス、Ｍsr1 ：相互イン
ダクタンス、Ｒr1：二次抵抗、Ｌr1：二次自己インダク
タンス、Ｒm1は鉄損抵抗であり、４極の定数にあって、
Ｒs ：一次抵抗、Ｌs2：一次自己インダクタンス、Ｍ
sr2：相互インダクタンス、Ｒr2：二次抵抗、Ｌr2：二
次自己インダクタンス、Ｒm2は鉄損抵抗である。上記
［数３］にあって電機子巻線側電圧Ｖds1 ，Ｖqs1 の式
中において、ベクトル制御が行なわれているときを考え
ると、Ｉdr1 ＝０、Ｉqr1 ＝（−Ｍsr1 ／Ｌr1）・Ｉ
qs1 が成立する。更に、本願発明にあって鉄損Ｒm1＝Ｒ
m2＝０として無視しているため、上述のＶds1 ，Ｖqs1
は次式［数５］となる。
し、添え字ｓは固定子（stator）巻線に関するｄｑ軸、
添え字ｒは回転子（rotor)巻線に関するｄｑ軸を表わ
す。また、式中、２極の定数にあって、Ｒs ：一次抵
抗、Ｌs1：一次自己インダクタンス、Ｍsr1 ：相互イン
ダクタンス、Ｒr1：二次抵抗、Ｌr1：二次自己インダク
タンス、Ｒm1は鉄損抵抗であり、４極の定数にあって、
Ｒs ：一次抵抗、Ｌs2：一次自己インダクタンス、Ｍ
sr2：相互インダクタンス、Ｒr2：二次抵抗、Ｌr2：二
次自己インダクタンス、Ｒm2は鉄損抵抗である。上記
［数３］にあって電機子巻線側電圧Ｖds1 ，Ｖqs1 の式
中において、ベクトル制御が行なわれているときを考え
ると、Ｉdr1 ＝０、Ｉqr1 ＝（−Ｍsr1 ／Ｌr1）・Ｉ
qs1 が成立する。更に、本願発明にあって鉄損Ｒm1＝Ｒ
m2＝０として無視しているため、上述のＶds1 ，Ｖqs1
は次式［数５］となる。
【００１６】
【数５】 結果的に次式［数６］［数７］の如くＶds1 ，Ｖ
qs1 （電機子側）を制御すれば良い。
qs1 （電機子側）を制御すれば良い。
【数６】
【数７】 こうして、４極と２極との相互の切替えにおいて六相の
インバータと誘導電動機とを備え、前式［数６］［数
７］の式より２極及び４極の同期回転座標軸（ｄｑ軸）
における電圧方程式が各々独立に成立し、ベクトル制御
が行なえる。本発明はこの制御を具体化したものであ
る。
インバータと誘導電動機とを備え、前式［数６］［数
７］の式より２極及び４極の同期回転座標軸（ｄｑ軸）
における電圧方程式が各々独立に成立し、ベクトル制御
が行なえる。本発明はこの制御を具体化したものであ
る。
【００１７】
【実施例】ここで、図１，図２を参照して本発明の第１
実施例を説明する。図１はＰＣＭ（ポールチェンジモー
タ）速度制御のブロック図、図２は図１に示すＰＣＭブ
ロック図の速度制御系を示す。図１において、速度指令
ωr * と実速度ωr とを入力し、２極運転出力
Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，ω1 、４極運転出力Ｉds2 * ，Ｉ
qs2 * ，ω2 及び滑り周波数ω s を出力する速度制御系
１は、更に詳しいブロックとして図２に示す構成を有す
る。すなわち、速度指令ωr * と実速度ωr との差分を
とり速度制御部１ａにてトルク指令Ｔ* とし、次いでス
イッチＳＷ１にて２極と４極の切替えを行ない、係数器
１ｂにて定数１／Ｋt1（２極）又は１／Ｋt2（４極）を
掛けてｑ軸電流指令Ｉqs1 * （２極），Ｉqs2 * （４
極）を得る。また、指令器１ｃにて励磁（ｄ軸）電流指
令Ｉds1 * ，Ｉds2 * をスイッチＳＷ２を介して出力す
る。なお、添え字１は２極、２は４極を表わしている。
更に、ｑ軸電流指令Ｉqs1 * ，Ｉqs2 * をｄ軸電流指令
Ｉds1 * ，Ｉds2 * にて割算器１ｄにより除算し、更に
係数器１ｅにてＲr1／Ｌr1（２極）、Ｒr2／Ｌ r2（４
極）を掛けることにより滑り周波数ωs1，ωs2を得る。
これによりスイッチＳＷ３を介してωs が得られる。ま
た、滑り周波数ωs1，ωs2に極対数Ｐ1 ，Ｐ2 を加味し
た実周波数ωr を加えることにより電気角周波数ω1 ，
ω2 を得る。
実施例を説明する。図１はＰＣＭ（ポールチェンジモー
タ）速度制御のブロック図、図２は図１に示すＰＣＭブ
ロック図の速度制御系を示す。図１において、速度指令
ωr * と実速度ωr とを入力し、２極運転出力
Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，ω1 、４極運転出力Ｉds2 * ，Ｉ
qs2 * ，ω2 及び滑り周波数ω s を出力する速度制御系
１は、更に詳しいブロックとして図２に示す構成を有す
る。すなわち、速度指令ωr * と実速度ωr との差分を
とり速度制御部１ａにてトルク指令Ｔ* とし、次いでス
イッチＳＷ１にて２極と４極の切替えを行ない、係数器
１ｂにて定数１／Ｋt1（２極）又は１／Ｋt2（４極）を
掛けてｑ軸電流指令Ｉqs1 * （２極），Ｉqs2 * （４
極）を得る。また、指令器１ｃにて励磁（ｄ軸）電流指
令Ｉds1 * ，Ｉds2 * をスイッチＳＷ２を介して出力す
る。なお、添え字１は２極、２は４極を表わしている。
更に、ｑ軸電流指令Ｉqs1 * ，Ｉqs2 * をｄ軸電流指令
Ｉds1 * ，Ｉds2 * にて割算器１ｄにより除算し、更に
係数器１ｅにてＲr1／Ｌr1（２極）、Ｒr2／Ｌ r2（４
極）を掛けることにより滑り周波数ωs1，ωs2を得る。
これによりスイッチＳＷ３を介してωs が得られる。ま
た、滑り周波数ωs1，ωs2に極対数Ｐ1 ，Ｐ2 を加味し
た実周波数ωr を加えることにより電気角周波数ω1 ，
ω2 を得る。
【００１８】図１に戻り、速度制御系１の後段には電流
制御系２が配置されている。この電流制御系２は電流指
令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，Ｉds2 * ，Ｉqs2 * 及び角周波
数ω 1 ，ω2 にて前述の［数３］［数４］に示す電圧方
程式に基づき電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * ，Ｖds2 * ，
Ｖqs2 * を得るものである。この場合、鉄損抵抗Ｒm＝
０としている。
制御系２が配置されている。この電流制御系２は電流指
令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，Ｉds2 * ，Ｉqs2 * 及び角周波
数ω 1 ，ω2 にて前述の［数３］［数４］に示す電圧方
程式に基づき電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * ，Ｖds2 * ，
Ｖqs2 * を得るものである。この場合、鉄損抵抗Ｒm＝
０としている。
【００１９】ついで、座標変換系３によりそれぞれ独立
した２極電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * と４極電圧指令Ｖ
ds2 * ，Ｖqs2 * とから六相の電圧Ｖa * ，Ｖb * ，Ｖ
c *，Ｖd * ，Ｖe * ，Ｖf * を得る。ここでは、前述
の［数６］［数７］に基づきｄ軸，ｑ軸にて書きなおし
た次式［数８］（数８はｓのみでありｒはＶ* の添え字
をｇ〜ｌ、θの添え字ｓをｒとすることにより得られ
る）の行列に従って演算が行なわれる。
した２極電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * と４極電圧指令Ｖ
ds2 * ，Ｖqs2 * とから六相の電圧Ｖa * ，Ｖb * ，Ｖ
c *，Ｖd * ，Ｖe * ，Ｖf * を得る。ここでは、前述
の［数６］［数７］に基づきｄ軸，ｑ軸にて書きなおし
た次式［数８］（数８はｓのみでありｒはＶ* の添え字
をｇ〜ｌ、θの添え字ｓをｒとすることにより得られ
る）の行列に従って演算が行なわれる。
【００２０】
【数８】 こうして、六相の電圧指令Ｖa * 〜Ｖf * にて六相のイ
ンバータ４を制御し２極又は４極の極数切替えを電動機
５に対して行なうものである。なお、ここでは４極２極
の切替を説明したが、２：１の極数切替であれば全て成
立する。
ンバータ４を制御し２極又は４極の極数切替えを電動機
５に対して行なうものである。なお、ここでは４極２極
の切替を説明したが、２：１の極数切替であれば全て成
立する。
【００２１】次に、極数切替に伴うトルクショックを防
止する例を２：１の極数切替の場合として８極−４極に
ついて述べる。今までの図１，図２に示す例にあって
は、図１に示す速度制御系１にてトルク軸（ｑ軸）電流
指令と励磁軸（ｄ軸）電流指令を独立に制御することに
より２極−４極間の円滑なトルクショックのない運転制
御ができた。更に、この実施例では、トルクショックの
無い極数切替方法として８極−４極を仮定しベクトル制
御を前提として別の制御システムを構成する。８極から
４極の切替えによって定出力範囲のトルクの増大を図る
場合、８極から４極の切替え時に８極側のトルク指令を
徐々に下げると同時に４極側のトルク指令を徐々に上
げ、これに対応してそれぞれの電流制御を行なうことに
より８極側と４極側との合成トルクを常に一定としたま
までショックなく切替えができる。このことは、４極か
ら８極に切替える場合も同様である。
止する例を２：１の極数切替の場合として８極−４極に
ついて述べる。今までの図１，図２に示す例にあって
は、図１に示す速度制御系１にてトルク軸（ｑ軸）電流
指令と励磁軸（ｄ軸）電流指令を独立に制御することに
より２極−４極間の円滑なトルクショックのない運転制
御ができた。更に、この実施例では、トルクショックの
無い極数切替方法として８極−４極を仮定しベクトル制
御を前提として別の制御システムを構成する。８極から
４極の切替えによって定出力範囲のトルクの増大を図る
場合、８極から４極の切替え時に８極側のトルク指令を
徐々に下げると同時に４極側のトルク指令を徐々に上
げ、これに対応してそれぞれの電流制御を行なうことに
より８極側と４極側との合成トルクを常に一定としたま
までショックなく切替えができる。このことは、４極か
ら８極に切替える場合も同様である。
【００２２】図３は本実施例でのブロック図であり、Ｐ
ＣＭ（ポールチェンジモータ：極数切替電動機）の制御
ブロック図である。本ブロックにて明らかに判明するよ
うにベクトル制御にあって、図１と同様ｄ軸とｑ軸との
電流制御系を個別に有するものであるが、この電流制御
系の前段は図１と異なり指令演算部１０が備えられてい
る。なお、電流制御系２、座標変換部３、６相インバー
タ４は図１と同じであり、更に図３ではフィードバック
系として座標変換部１１を表示する。ここにおいて、指
令演算部１０はトルク指令を入力としてｄ軸ｑ軸上にお
ける４極の電流指令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * 及び８極として
の電流指令Ｉds2 * ，Ｉqs2 * を出力する。この指令演
算部１０は図４に示す構成を有し、４極側切替制御部１
０ａと８極側切替制御部１０ｂとに分けられている。こ
の制御ブロック１０ａ，１０ｂにより４極と８極とのト
ルクの和が一定となるように制御されるのであるが、こ
こで制御につき述べる。いま４極運転時のモータ定数と
８極運転時のモータ定数を［表１］に示す。
ＣＭ（ポールチェンジモータ：極数切替電動機）の制御
ブロック図である。本ブロックにて明らかに判明するよ
うにベクトル制御にあって、図１と同様ｄ軸とｑ軸との
電流制御系を個別に有するものであるが、この電流制御
系の前段は図１と異なり指令演算部１０が備えられてい
る。なお、電流制御系２、座標変換部３、６相インバー
タ４は図１と同じであり、更に図３ではフィードバック
系として座標変換部１１を表示する。ここにおいて、指
令演算部１０はトルク指令を入力としてｄ軸ｑ軸上にお
ける４極の電流指令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * 及び８極として
の電流指令Ｉds2 * ，Ｉqs2 * を出力する。この指令演
算部１０は図４に示す構成を有し、４極側切替制御部１
０ａと８極側切替制御部１０ｂとに分けられている。こ
の制御ブロック１０ａ，１０ｂにより４極と８極とのト
ルクの和が一定となるように制御されるのであるが、こ
こで制御につき述べる。いま４極運転時のモータ定数と
８極運転時のモータ定数を［表１］に示す。
【００２３】
【表１】
【００２４】この表１の如く時定数は８極時に比べて４
極時が４倍近く長いことから、この４極側の時定数に合
わせて行なう。回転数上昇時の８極から４極切替方法に
ついては、４極側切替制御１０ａにおいて、切替時励磁
電流指令Ｉds1 * を定格値までステップ状に変化させる
と、この励磁電流指令に基づく磁束φr1は次式のように
４極時の二次時定数Ｔr1にて一次遅れの立上りとなる。 φr1＝φr1 * （１−ｅ(-t/Tr1)） したがって、切替初期時では磁束が略０となるため、ト
ルク電流Ｉqs1 を急に立ち上げるとトルクが振動するの
で、トルク電流指令も磁束の応答と同様に４極時の二次
時定数で次式のように一次遅れとする。 Ｉqs1 * ∝１−ｅ(-t/Tr1) このとき４極側で発生するモータ軸トルクＴ(4) はモー
タへのトルク指令をＴ * とすると次式で示すような二次
遅れの立上りとなる。 Ｔ(4) ＝Ｔ* （１−ｅ(-t/Tr1)）2 他方、８極側切替制御ではトルクＴ(8) を４極側の発生
トルクとの和が常に一定となるように下げ次式となる。 Ｔ(8) ＝Ｔ* −Ｔ(4) ＝Ｔ* （２ｅ(-t/Tr1)−ｅ(-2t/Tr1) ） こうして、励磁電流とトルク電流の比が一定となるよう
に、励磁電流指令とトルク電流指令を求め出力する。こ
の場合、励磁電流の最小値は制御の安定性を考慮して定
格値の２０％程度とする。４極側のトルクが十分立上っ
たら８極側の電流制御を停止する。
極時が４倍近く長いことから、この４極側の時定数に合
わせて行なう。回転数上昇時の８極から４極切替方法に
ついては、４極側切替制御１０ａにおいて、切替時励磁
電流指令Ｉds1 * を定格値までステップ状に変化させる
と、この励磁電流指令に基づく磁束φr1は次式のように
４極時の二次時定数Ｔr1にて一次遅れの立上りとなる。 φr1＝φr1 * （１−ｅ(-t/Tr1)） したがって、切替初期時では磁束が略０となるため、ト
ルク電流Ｉqs1 を急に立ち上げるとトルクが振動するの
で、トルク電流指令も磁束の応答と同様に４極時の二次
時定数で次式のように一次遅れとする。 Ｉqs1 * ∝１−ｅ(-t/Tr1) このとき４極側で発生するモータ軸トルクＴ(4) はモー
タへのトルク指令をＴ * とすると次式で示すような二次
遅れの立上りとなる。 Ｔ(4) ＝Ｔ* （１−ｅ(-t/Tr1)）2 他方、８極側切替制御ではトルクＴ(8) を４極側の発生
トルクとの和が常に一定となるように下げ次式となる。 Ｔ(8) ＝Ｔ* −Ｔ(4) ＝Ｔ* （２ｅ(-t/Tr1)−ｅ(-2t/Tr1) ） こうして、励磁電流とトルク電流の比が一定となるよう
に、励磁電流指令とトルク電流指令を求め出力する。こ
の場合、励磁電流の最小値は制御の安定性を考慮して定
格値の２０％程度とする。４極側のトルクが十分立上っ
たら８極側の電流制御を停止する。
【００２５】他方、回転数下降時４極から８極への切替
えにあっては、４極側にて励磁電流指令を切替えの瞬間
０にすると、この時の磁束応答は４極時の時定数で一次
遅れとなる。トルク電流指令も８極から４極への切替時
と同様４極時の時定数に合わせて減少させると、モータ
軸トルクも二次遅れで減少する。他方、８極側も８極か
ら４極の切替と同様合成トルクが一定となるように立上
げる。この時も励磁電流とトルク電流の比が一定となる
ようそれぞれの指令を決定し、８極側のトルクが十分立
上ったら４極側の電流制御を停止する。
えにあっては、４極側にて励磁電流指令を切替えの瞬間
０にすると、この時の磁束応答は４極時の時定数で一次
遅れとなる。トルク電流指令も８極から４極への切替時
と同様４極時の時定数に合わせて減少させると、モータ
軸トルクも二次遅れで減少する。他方、８極側も８極か
ら４極の切替と同様合成トルクが一定となるように立上
げる。この時も励磁電流とトルク電流の比が一定となる
ようそれぞれの指令を決定し、８極側のトルクが十分立
上ったら４極側の電流制御を停止する。
【００２６】以上４極側及び８極側の操作を同時に行な
うことによりモータ軸トルクを一定に保ちながら４極、
８極間の切替えを行なうことができる。図６は、８極か
ら４極への切替時のシミュレーション結果を示してお
り、時間を示す横軸０．１sec から切替を開始して０．
９sec にて終了した場合を示している。トルク応答、４
極側及び８極側の同期回転座標軸上の電流応答、交流電
圧波形のそれぞれを示しており、図示の如く切替時のシ
ョックもほとんどなく、トルクも一定に保たれている。
なお、切替中は電圧のピーク値が上昇するので、この切
換法は比較的軽負荷に有効である。
うことによりモータ軸トルクを一定に保ちながら４極、
８極間の切替えを行なうことができる。図６は、８極か
ら４極への切替時のシミュレーション結果を示してお
り、時間を示す横軸０．１sec から切替を開始して０．
９sec にて終了した場合を示している。トルク応答、４
極側及び８極側の同期回転座標軸上の電流応答、交流電
圧波形のそれぞれを示しており、図示の如く切替時のシ
ョックもほとんどなく、トルクも一定に保たれている。
なお、切替中は電圧のピーク値が上昇するので、この切
換法は比較的軽負荷に有効である。
【００２７】図３に戻り、指令演算部１０の機能、すな
わち図４に示す４極側切替制御１０ａ及び８極側切替制
御１０ｂの機能は前述の如くである。更に、図３におい
ては、図１と同様電流制御系は８極側と４極側とにそれ
ぞれ独立して構成され、電流指令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，
Ｉds2 * ，Ｉqs2 * と６相交流電流のフィードバック値
を座標変換したＩds1 ，Ｉqs1 ，Ｉds2 ，Ｉqs2 を入力
として電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * ，Ｖds2 * ，Ｖqs2
* を出力する。この場合、電流制御系としては図５に示
すＰＩ制御により構成され、Ｋpd，Ｋpqによる比例ゲイ
ン、Ｔid，Ｔiqによる時定数による積分にてＰＩ制御が
行なわれる。
わち図４に示す４極側切替制御１０ａ及び８極側切替制
御１０ｂの機能は前述の如くである。更に、図３におい
ては、図１と同様電流制御系は８極側と４極側とにそれ
ぞれ独立して構成され、電流指令Ｉds1 * ，Ｉqs1 * ，
Ｉds2 * ，Ｉqs2 * と６相交流電流のフィードバック値
を座標変換したＩds1 ，Ｉqs1 ，Ｉds2 ，Ｉqs2 を入力
として電圧指令Ｖds1 * ，Ｖqs1 * ，Ｖds2 * ，Ｖqs2
* を出力する。この場合、電流制御系としては図５に示
すＰＩ制御により構成され、Ｋpd，Ｋpqによる比例ゲイ
ン、Ｔid，Ｔiqによる時定数による積分にてＰＩ制御が
行なわれる。
【００２８】図３にあって、電流制御系の次段には座標
変換部３が存在し、ｄ，ｑ軸電圧指令を回転子位置角θ
に基づいて交流量の電圧指令であるＶa * ，Ｖb * ，Ｖ
c *，Ｖd * ，Ｖe * ，Ｖf * に変換し、６相インバー
タに出力する。
変換部３が存在し、ｄ，ｑ軸電圧指令を回転子位置角θ
に基づいて交流量の電圧指令であるＶa * ，Ｖb * ，Ｖ
c *，Ｖd * ，Ｖe * ，Ｖf * に変換し、６相インバー
タに出力する。
【００２９】前述した実施例において極数を切換えるタ
イミングは、図１１，図１４に示すように基底回転数に
対して２倍程度の所と考えられ、この時負荷が大きい場
合には、インバータの出力電圧は最大値近辺となる可能
性があり、電圧に対する余裕は少なくなる。かかる場
合、出力電圧をインバータの電圧許容値以内に抑えて極
数を切り換える必要がある。具体的には８極から４極の
切替にあって８極側は前述の実施例と同様４極時の時定
数に合わせて励磁電流及びトルク電流を減少させる一
方、４極側は８極側の減少開始時間よりも遅らせて前述
の実施例の如く立上げる。また、４極から８極の切替に
あっては、４極側は前述の実施例と同様に立下げる一
方、８極側は４極側の立下げ開始よりも時期を遅らせて
前述の実施例と同様の方法にて立上げる。図７は８極か
ら４極の切替えにおいて、４極の立上げ（４極側電流特
性）を８極の立下げ（８極側電流特性）の０．１５sec
後に開始した場合のシミュレーション結果である。この
図７から判明するように切替時の合成トルクは立上げ開
始を遅らせた分小さくなるが、切替によるショックはな
く滑らかな応答である。また、電圧波形をみるにその波
高値が略一定に保たれていることから、インバータの最
大出力電圧近辺でも安定な切替が可能である。切替に当
っての遅れ時間０．１５sec は４極側の二次時定数と略
一致することから、遅れを４極側二次時定数に設定する
ことにより、電圧ピーク値の上界を抑えた制御ができ
る。
イミングは、図１１，図１４に示すように基底回転数に
対して２倍程度の所と考えられ、この時負荷が大きい場
合には、インバータの出力電圧は最大値近辺となる可能
性があり、電圧に対する余裕は少なくなる。かかる場
合、出力電圧をインバータの電圧許容値以内に抑えて極
数を切り換える必要がある。具体的には８極から４極の
切替にあって８極側は前述の実施例と同様４極時の時定
数に合わせて励磁電流及びトルク電流を減少させる一
方、４極側は８極側の減少開始時間よりも遅らせて前述
の実施例の如く立上げる。また、４極から８極の切替に
あっては、４極側は前述の実施例と同様に立下げる一
方、８極側は４極側の立下げ開始よりも時期を遅らせて
前述の実施例と同様の方法にて立上げる。図７は８極か
ら４極の切替えにおいて、４極の立上げ（４極側電流特
性）を８極の立下げ（８極側電流特性）の０．１５sec
後に開始した場合のシミュレーション結果である。この
図７から判明するように切替時の合成トルクは立上げ開
始を遅らせた分小さくなるが、切替によるショックはな
く滑らかな応答である。また、電圧波形をみるにその波
高値が略一定に保たれていることから、インバータの最
大出力電圧近辺でも安定な切替が可能である。切替に当
っての遅れ時間０．１５sec は４極側の二次時定数と略
一致することから、遅れを４極側二次時定数に設定する
ことにより、電圧ピーク値の上界を抑えた制御ができ
る。
【００３０】図８，図９，図１０は、図１，図３に示す
電流制御系の回路ブロック図であり、図８はＩＰ電流制
御、図９は非干渉ＰＩ電流制御、図１０は非干渉ＩＰ電
流制御を示している。
電流制御系の回路ブロック図であり、図８はＩＰ電流制
御、図９は非干渉ＰＩ電流制御、図１０は非干渉ＩＰ電
流制御を示している。
【００３１】本実施例によれば極数の切り換えにおい
て、８極側と４極側の合成トルクが常に一定となるよう
にそれぞれのトルクを滑らかに増減させることにより、
切り換え時のショックが解消できる。極数の切り換えに
おいて、トルク立ち上げ側の切換制御開始時間を立ち下
げ側よりも４極側の二次時定数分遅らせることによりイ
ンバータ出力電圧を抑えることができるため、高回転重
負荷時等のインバータ最大出力電圧付近でもトルクショ
ックが無く安定な切り換えが可能となる。
て、８極側と４極側の合成トルクが常に一定となるよう
にそれぞれのトルクを滑らかに増減させることにより、
切り換え時のショックが解消できる。極数の切り換えに
おいて、トルク立ち上げ側の切換制御開始時間を立ち下
げ側よりも４極側の二次時定数分遅らせることによりイ
ンバータ出力電圧を抑えることができるため、高回転重
負荷時等のインバータ最大出力電圧付近でもトルクショ
ックが無く安定な切り換えが可能となる。
【００３２】
【発明の効果】以上実施例にて説明したように本発明に
よれば、速度制御に当り例えば２極と４極や４極や８極
で切替えて電流制御をそれぞれ独立に構成することによ
り、トルクショックなく、通常の三相誘導電動機と同様
に容易にベクトル制御をすることができる。
よれば、速度制御に当り例えば２極と４極や４極や８極
で切替えて電流制御をそれぞれ独立に構成することによ
り、トルクショックなく、通常の三相誘導電動機と同様
に容易にベクトル制御をすることができる。
【図１】本発明の第１実施例の速度制御ブロック図。
【図２】図１の速度制御系の一例の構成図。
【図３】本発明の第２実施例の制御ブロック図。
【図４】図３の指令演算部の一例の構成図。
【図５】電流制御系のＰＩブロック図。
【図６】応答のシミュレーション結果を示す波形図。
【図７】電圧制限による応答のシミュレーション結果を
示す波形図。
示す波形図。
【図８】電流制御系のＩＰブロック図。
【図９】電流制御系の非干渉ＰＩブロック図。
【図１０】電流制御系の非干渉ＩＰブロック図。
【図１１】回転数−トルク特性図。
【図１２】最大トルク特性の変更例の特性図。
【図１３】インバータ容量変更例の特性図。
【図１４】極数切替の変更例の特性図。
【図１５】六相巻線構成図。
１ 速度制御系 １ａ 速度制御 １ｂ 係数器 １ｃ 指令器 １ｄ 割算器 １ｅ 係数器 ２ 電流制御系 ３ 座標変換 ４ 六相インバータ １０ 指令演算部 １０ａ ４極側切替制御部 １０ｂ ８極側切替制御部
Claims (4)
- 【請求項１】 トルク電流（ｑ軸）指令を出力し、励磁
電流（ｄ軸）指令を出力し、しかも電気角周波数を出力
する各ルートをＡ極と２Ａ極（Ａは偶数）との２系統有
する演算部と、 この演算部の出力を２系統のｄ軸ｑ軸の各電圧指令とす
る電流制御系と、 この電流制御系の電圧指令を六相の電圧指令とする座標
変換部と、 この座標変換部の出力にて駆動される六相インバータ
と、 を有する極数切替電動機の運転制御装置。 - 【請求項２】 演算部である速度制御系におけるｑ軸指
令、ｄ軸指令、及び電気角周波数の各ルートは２系統に
対応してスイッチにて切替える構成とした請求項１記載
の極数切替電動機の運転制御装置。 - 【請求項３】 演算部ではＡ極側切替制御部と２Ａ極側
切替制御部とを有し、片方の電流指令を次第に立上げる
と共に他の片方の電流指令を次第に立下げるようにした
請求項１記載の極数切替電動機の運転制御装置。 - 【請求項４】 演算部でのトルク立上げ側の制御開始時
刻を二次時定数の大きい側の時間分遅らせるようにした
請求項１記載の極数切替電動機の運転制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03353695A JP3399134B2 (ja) | 1994-12-12 | 1995-02-22 | 極数切替電動機の運転制御装置 |
| US08/571,136 US6008616A (en) | 1994-12-12 | 1995-12-12 | Pole change induction motor and control apparatus and method for the same |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-307648 | 1994-12-12 | ||
| JP30764894 | 1994-12-12 | ||
| JP03353695A JP3399134B2 (ja) | 1994-12-12 | 1995-02-22 | 極数切替電動機の運転制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08223999A true JPH08223999A (ja) | 1996-08-30 |
| JP3399134B2 JP3399134B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=26372244
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03353695A Expired - Fee Related JP3399134B2 (ja) | 1994-12-12 | 1995-02-22 | 極数切替電動機の運転制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6008616A (ja) |
| JP (1) | JP3399134B2 (ja) |
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| JP2018125958A (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 株式会社デンソー | 極数切替電動機の制御装置 |
| WO2018235586A1 (ja) * | 2017-06-20 | 2018-12-27 | 株式会社デンソー | 極数切替回転電機の制御装置 |
| US10312846B2 (en) | 2015-01-16 | 2019-06-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Pole-number-changing rotary electric machine and driving method for pole-number-changing rotary electric machine |
| WO2019208024A1 (ja) * | 2018-04-27 | 2019-10-31 | 株式会社デンソー | 電動機制御装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| KR20000007251A (ko) * | 1998-07-01 | 2000-02-07 | 윤종용 | 전동기의 역기전력을 고려한 전압 벡터 과변조 방법 |
| JP2001327132A (ja) * | 2000-05-18 | 2001-11-22 | Mitsubishi Electric Corp | 極数切り替え誘導電動機 |
| JP3721116B2 (ja) * | 2000-11-14 | 2005-11-30 | 株式会社豊田中央研究所 | 駆動装置，動力出力装置およびその制御方法 |
| US6876176B2 (en) * | 2000-12-02 | 2005-04-05 | Ford Global Technologies, Llc | Toroidally wound induction motor-generator with selectable number of poles and vector control |
| US6633151B2 (en) * | 2001-03-09 | 2003-10-14 | Eltra Systems, Inc. | Electric vehicle drive system |
| US6538408B2 (en) * | 2001-04-17 | 2003-03-25 | Meritor Light Vehicle Technology, Llc | Controls to incorporate three-phase motors into vehicles |
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