WO2018230229A1 - 増幅器 - Google Patents

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WO2018230229A1
WO2018230229A1 PCT/JP2018/018662 JP2018018662W WO2018230229A1 WO 2018230229 A1 WO2018230229 A1 WO 2018230229A1 JP 2018018662 W JP2018018662 W JP 2018018662W WO 2018230229 A1 WO2018230229 A1 WO 2018230229A1
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signal
filter
buffer
output
tia
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PCT/JP2018/018662
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正史 野河
慎介 中野
広明 三条
十林　正俊
義和 卜部
雅広 遠藤
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日本電信電話株式会社
Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation

Definitions

  • the present invention relates to an amplifier, and more particularly to an amplifier that is used in an optical receiver and includes a transimpedance amplifier that converts a current signal into a voltage signal and amplifies it.
  • an optical signal received by a light receiving element such as a photodiode is converted into a current signal.
  • a light receiving element such as a photodiode (hereinafter referred to as PD)
  • PD photodiode
  • an electric amplifier represented by a transimpedance amplifier converts a current signal into a voltage signal and amplifies the signal intensity.
  • the minimum reception sensitivity is one of the most important parameters, and it is desired that an optical signal with the smallest possible intensity can be received.
  • an electrical amplifier for an optical receiver typified by TIA has low noise characteristics.
  • sufficient broadband characteristics corresponding to the bit rate of the signal are required.
  • the TIA band is too narrow, the amount of noise is reduced, but the rise and fall times of the TIA output signal are lengthened, making it difficult to determine the logic level of the signal due to intersymbol interference, and the reception sensitivity of the optical receiver. Decreases.
  • Non-Patent Document 1 discloses a design example of a TIA having a ⁇ 3 dB band (cutoff frequency) of 6.7 GHz for a signal speed of 10.3 Gb / s.
  • FIG. 1 shows a conventional TIA circuit block.
  • the TIA circuit block described in Non-Patent Document 1 is simplified.
  • a transimpedance stage 11, an intermediate buffer 12, and an output buffer 13 are sequentially connected.
  • the current signal Iin output from the PD that has received the optical signal is converted into a voltage signal by the transimpedance stage 11, and the voltage signal is amplified by the intermediate buffer 12.
  • the amplified voltage signal is transmitted by the output buffer 13 to a limiting amplifier (Limiting Amplifier, hereinafter abbreviated as LA) connected to the next stage.
  • LA is not shown, and only the input termination resistance Rt of LA is shown.
  • the output buffer may have an amplification function.
  • a capacitor Cac between the output buffer and the termination resistor Rt is a capacitor for AC coupling, and is used for connection between TIA and LA.
  • the gain of the conventional TIA is attenuated at a rate of approximately ⁇ 60 dB / decade at a frequency higher than the ⁇ 3 dB band depending on the position of the pole of each stage.
  • the conventional TIA depends on the position of the pole of each stage, it can only obtain attenuation of about ⁇ 60 dB / decade at most, and there is a limit to the reduction of noise.
  • the attenuation rate can be increased by increasing the number of circuit stages, there is a problem that the -3 dB band is likely to be lowered, so that the signal waveform is liable to be deteriorated and the power consumption is also increased.
  • the -3 dB band is mainly determined by active devices such as transistors, there is a problem that the band characteristics are likely to vary due to manufacturing variations in semiconductor processes, temperature fluctuations, and power supply fluctuations, and the yield tends to decrease. .
  • An object of the present invention is to realize an amplifier typified by TIA that optimizes band characteristics, reduces the possibility of oscillation, and has little variation in band characteristics.
  • the present invention provides an amplifier for amplifying an electrical signal, wherein the embodiment is connected to a first buffer for amplifying the electrical signal, and an output of the first buffer.
  • a filter including a parallel circuit including an inductor and a first capacitor, and a second buffer connected to the output of the filter are provided.
  • the filter may have a frequency in which the resonance frequency of the parallel circuit is in the range of 1 to 2 times the maximum signal speed of the electric signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit block of a conventional TIA
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit block of a TIA according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A is a diagram showing a gain characteristic of an output of the intermediate buffer 22 among frequency characteristics inside the TIA according to the present embodiment
  • FIG. 3B is a diagram showing the pass characteristic of the filter 24 among the frequency characteristics inside the TIA according to the present embodiment
  • FIG. 3C is a diagram showing an input gain characteristic of the output buffer 23 among the frequency characteristics inside the TIA according to the present embodiment
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit block of the TIA according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating frequency characteristics of TIA gain according to the first embodiment
  • FIG. 6 is a diagram illustrating frequency characteristics of TIA output noise according to the first embodiment
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a frequency characteristic of a gain when the value of the capacitance C1 of the TIA according to the first embodiment is changed.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a TIA circuit block according to a second embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a frequency characteristic of gain when the TIA switch according to the second embodiment is switched
  • FIG. 10 is a diagram showing a circuit block of a TIA according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a circuit block of a TIA according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a circuit block of a TIA according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing a circuit block of a TIA according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a circuit block of the TIA according to the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 shows a TIA circuit block according to an embodiment of the present invention.
  • a transimpedance stage 21 which converts a current signal into a voltage signal
  • an intermediate buffer 22, a filter 24, and an output buffer 23 are sequentially connected.
  • the TIA 20 is used in a receiver for optical communication, and an anode of a PD that receives an optical signal is connected to an input of a transimpedance stage 21 that is also an input of the TIA 20.
  • LA (not shown) is connected to the output of the output buffer 23, which is the output of the TIA 20, by AC coupling.
  • a capacitor Cac is a capacitor for AC coupling, and a resistor Rt represents an input termination resistor of LA.
  • the filter 24 is a parallel circuit composed of an inductor and a capacitor, and attenuates the signal intensity due to a resonance phenomenon.
  • the resonant frequency of the parallel circuit is a frequency in the range of 1 to 2 times the signal speed (the maximum speed when handling signals of multiple speeds) (for example, a frequency of 10 GHz to 20 GHz if the signal speed is 10 Gb / s). is there.
  • 3A-3C show the frequency characteristics inside the TIA according to the present embodiment.
  • 3A shows the output gain characteristic of the intermediate buffer 22
  • FIG. 3B shows the pass characteristic of the filter 24
  • FIG. 3C shows the input gain characteristic of the output buffer 23.
  • f0 in the figure is a resonance frequency in the filter 24, and as shown in FIG. 3B, a signal passing through the filter is cut off at f0.
  • the output of the intermediate buffer 22 attenuates at a constant rate at a frequency higher than f3dB1 (f3dB1 is the -3 dB band of the output from the intermediate buffer 22).
  • the gain can be sharply attenuated at a frequency exceeding f3dB2 (f3dB2 is an input-3 dB band in the output buffer 23) as shown in FIG.
  • f3dB2 is an input-3 dB band in the output buffer 23
  • FIG. 3C the gain characteristic of the output of the intermediate buffer 22 shown in FIG. 3A is shown by a dotted line for comparison. Further, f3dB2 ⁇ f3dB1.
  • the gain of the amplifier can be steeply attenuated at a frequency exceeding the ⁇ 3 dB band. As a result, noise on the high frequency side can be suppressed, and a more sensitive receiver can be realized.
  • NRZ Non Return to Zero signals
  • the NRZ signal includes 80% or more of signal power from a low frequency to a frequency 0.5 times the signal speed (up to 5 GHz in the case of 10 Gb / s), and up to a frequency 0.75 times the signal speed (10 Gb In the case of / s, up to 7.5 GHz), 90% or more of the signal power is included. Therefore, as described above, if the -3 dB band is set to 0.6 to 0.8 times the signal speed, the power necessary for information transmission can be secured.
  • noise particularly shot noise and thermal noise
  • the -3 dB band is excessively wide, a signal is hardly included, and a gain is obtained in a frequency band where only noise exists. For this reason, only noise is amplified, the signal-to-noise ratio (S / N ratio) is lowered, and the sensitivity of the receiver is degraded. Therefore, sharply reducing the gain at a frequency higher than the ⁇ 3 dB band, that is, a frequency band unnecessary for signal transmission, is effective in increasing the sensitivity of the receiver.
  • f0 is set to a frequency between 1 and 2 times the signal speed. If f0 is lower than 1 times the signal speed, it becomes difficult to keep the -3 dB band of the amplifier at 0.6 to 0.8 times the signal speed. On the other hand, when f0 is higher than twice the signal speed, the gain is small without using a filter at the frequency in that region, and the noise reduction effect of the filter is small. Therefore, it is preferable to set f0 to 1 to 2 times the signal speed.
  • the filter since the intermediate buffer and the output buffer are connected to the front and rear stages of the filter, respectively, the filter cannot be directly seen from the input terminal and the output terminal of the amplifier. Thus, the filter does not affect the input impedance and output impedance of the amplifier, and the characteristics are not deteriorated by signal reflection or the like.
  • FIG. 4 shows a TIA circuit block according to the first embodiment of the present invention.
  • the TIA 30 has a transimpedance stage 31, an intermediate buffer 32, a filter 34, and an output buffer 33 connected in order.
  • the filter 24 of the embodiment shown in FIG. 2 is configured as a filter 34 including a parallel resonator including an inductor L1 and a capacitor C1, and a capacitor C2.
  • One end of the parallel resonator is input to the filter 34, the other end is the output of the filter 34, one end of the capacitor C2 is connected to the output of the filter 34, and the other end is connected to a reference potential (for example, ground potential).
  • the output resistance of the intermediate buffer 32 is RS, and the voltage of the voltage source is V1. Further, the output voltage of the filter 34 is V2, and the input capacitance of the output buffer 33 is CL.
  • the solid line is the conversion gain of the TIA 30 of the first embodiment shown in FIG. 4, and the dotted line is the conversion gain of the conventional TIA 10 of FIG.
  • the vertical axis represents relative values.
  • the resonance frequency is It becomes. Since the impedance of the resonance circuit becomes large at f0 (ideally infinite), it becomes difficult for signals to pass through, and Zt can be sharply attenuated at a frequency substantially higher than 10 GHz.
  • the capacitor C2 of the filter 34 serves to prevent an unnecessary peak from appearing in Zt at a frequency lower than f0.
  • the size of the peak is preferably about 3 dB or less, and about 6 dB or less at most.
  • the value of the capacitance C2 can be set in the following manner. First, the relationship between the potentials V1 and V2 in FIG. 4 is expressed by the following equation (1). Here, ⁇ is an angular frequency. On the other hand, the relationship between V1 and V2 when there is no filter (in the case of the conventional TIA) is expressed by the following equation (2).
  • the standard of the lower limit value of the capacity C2 may be determined so that the formula (1) does not have a peak of about 3 to 6 dB or more as compared with the formula (2).
  • a guideline for the upper limit value of the capacity C2 may be determined so that a -3 dB band of 0.6 to 0.8 times the signal speed can be secured. In this way, the range of the capacitance C2 value is obtained, and finally, the entire TIA 30 including the preceding and following circuit blocks and the actual usage conditions including the implementation of the TIA 30 are taken into consideration, including L1 and C1, You just have to decide the value.
  • the frequency characteristics in FIG. 5 are an example of a case where a peak is not generated in the gain Zt while an 8 GHz -3 dB band that is 0.8 times the signal speed (10 Gb / s in this case) is secured.
  • the capacitor C2 there is also an effect that the gain at a frequency exceeding the resonance frequency f0 can be lowered as compared with the conventional example.
  • the gain on the high frequency side can be sharply attenuated, noise on the high frequency side can be suppressed, and a more sensitive receiver can be realized. Also in the first embodiment, it is clear that suppressing the high frequency gain has the effect of suppressing unintended resonance amplification of the package or the like.
  • FIG. 6 shows the frequency characteristics of the TIA output noise according to the first embodiment. It is the calculation result of the frequency characteristic of the noise which appears in the output terminal of TIA30.
  • the solid line is the output noise of the TIA 30 of the first embodiment shown in FIG. 4, and the dotted line is the output noise of the conventional TIA 10 of FIG.
  • the output noise of the amplifier is reduced by the first embodiment.
  • Example 1 the only additional elements from the conventional TIA are the inductor and capacitance. Another advantage of this is that it can suppress variations in band characteristics.
  • it is the passive element of the inductor and the capacitor that determines the characteristic of sharply reducing the gain. Since the value of the inductor is almost determined by its shape, the variation is small, and the variation of the capacitance value is about 10% at most, so that the variation of the band characteristics can be reduced.
  • the band characteristics are determined by an active element such as a transistor, the variation may vary to about 50 to 100%, whereas the effect of stabilizing the band characteristics according to the first embodiment is great.
  • the additional elements are only the inductor and the capacitance, and the inductor and the capacitance itself do not become noise sources, there is no increase in noise due to the additional elements.
  • the effects described so far can be obtained without an increase in power consumption.
  • the filter 34 is more advantageous for the following reasons.
  • the capacitor C constituting the series resonance circuit appears as a load capacity of the intermediate buffer at a frequency lower than the resonance frequency, so that the ⁇ 3 dB band of the amplifier tends to decrease.
  • the Q value of the LC parallel resonant circuit is Where G is the parallel parasitic conductance.
  • the Q value of the LC series resonant circuit is R is a series parasitic resistance.
  • FIG. 7 shows the frequency characteristics of the gain when the value of the capacitance C1 of the TIA according to the first example is changed.
  • the value of C2 of the filter 34 was adjusted so that the -3 dB band was the same.
  • the dotted line is the conversion gain of the conventional TIA 10 of FIG.
  • the resonance frequency f0 of the LC parallel resonance circuit As shown in FIG. 7, by setting the resonance frequency f0 of the LC parallel resonance circuit to a frequency that is 1 to 2 times the signal speed of 10 Gb / s, while maintaining the frequency of the -3 dB band, Gain can be attenuated sharply, and an amplifier with low noise and high sensitivity can be realized.
  • the resonance frequency is less than 1 times the signal speed, it is difficult to maintain the -3 dB band, and when it is more than twice, the effect of lowering the gain at frequencies exceeding the -3 dB band is reduced. Accordingly, as described above, it is preferable to set the resonance frequency to a frequency that is 1 to 2 times the signal speed.
  • FIG. 8 shows a TIA circuit block according to the second embodiment of the present invention.
  • a transimpedance stage 41 In the TIA 40, a transimpedance stage 41, an intermediate buffer 42, a filter 44, and an output buffer 43 are sequentially connected.
  • a plurality of capacitors are connected in parallel and switched by a switch.
  • three capacitors C21, C22, and C23 are arranged, and switches SW1, SW2, and SW3 are arranged between these capacitors and the output of the filter 44 (input of the output buffer 43).
  • the switches SW1, SW2, and SW3 are turned on and off by control signals Vc1, Vc2, and Vc3, respectively.
  • connection and disconnection of the capacitors can be switched by turning on and off these switches.
  • These switches can be constituted by, for example, NMOS transistors and PMOS transistors. With this configuration, it is possible to realize a TIA having a -3 dB band optimum for various signal speeds. When the signal speed is high, the total capacity value in the connected state may be reduced, and when the signal speed is low, the total capacity value in the connected state may be increased.
  • FIG. 9 shows the frequency characteristics of the gain when the TIA switch according to the second embodiment is switched.
  • the solid line shows the conversion gain of the TIA 40 of the second embodiment shown in FIG. 8, and shows the characteristics when the capacitors C21, C22, and C23 of the filter 44 are 70 fF, 800 fF, and 1700 fF, respectively.
  • the L1 and C1 of the parallel resonant circuit of the filter 44 were set to 400 pH and 300 fF, respectively, similarly to the TIA 30 of the first embodiment.
  • the dotted line is the conversion gain of the conventional TIA 10 of FIG.
  • the characteristics shown by solid lines represent frequency characteristics corresponding to the respective capacitance values when only SW1 is turned on, when only SW2 is turned on, and when only SW3 is turned on by the control signals from Vc1 to Vc3.
  • the ⁇ 3 dB band is 8 GHz, 1.8 GHz, and 0.9 GHz
  • the signal speed is preferably 10 Gb / s, 2.5 Gb / s, and 1.25 Gb / s, respectively.
  • the ⁇ 3 dB band can be changed, and a plurality of speeds can be handled.
  • FIG. 10 shows a TIA circuit block according to the third embodiment of the present invention.
  • a transimpedance stage 51 In the TIA 50, a transimpedance stage 51, an intermediate buffer 52, a filter 54, and an output buffer 53 are sequentially connected.
  • a speed detection circuit 55 is added to the TIA 40 of the second embodiment shown in FIG.
  • the output signal of the TIA 50 is branched to the speed detection circuit 55 to detect the signal speed. Based on the detection result, the control signals Vc1, Vc2, and Vc3 are output, and the switches are turned on / off to correspond to a plurality of signal speeds.
  • the capacitance value to be connected when the switch is turned on By setting the capacitance value to be connected when the switch is turned on to be small when the signal speed is high, and to be large when the signal speed is low, it has an optimum -3 dB band for a plurality of signal speeds. Can be made.
  • the third embodiment in addition to the effects described so far, there is an effect that an optimum band can be automatically set for the signal speed without an external control signal. This eliminates the need for an external control LSI circuit and the like, and eliminates the need for wiring between the control LSI and the amplifier. Note that the combination of the capacitance, the number of switches, and the on / off state of the switches in the filter 54 can be expanded as in the second embodiment.
  • FIG. 11 shows a TIA circuit block according to the fourth embodiment of the present invention.
  • a transimpedance stage 61 In the TIA 60, a transimpedance stage 61, an intermediate buffer 62, a filter 64, and an output buffer 63 are sequentially connected.
  • the capacitor C2 of the filter 34 of the first embodiment shown in FIG. 4 is replaced with a variable capacitor C2v, and the capacitance value of the variable capacitor C2v is changed by an analog control signal Vcv.
  • the variable capacitor C2v is composed of, for example, a MOS varactor and a varactor diode.
  • the capacitance value of the variable capacitor C2v can be changed by adjusting the potential of the control signal Vcv, it is possible to set an optimum -3 dB band for various signal speeds.
  • the band can be set only in the range of the combination of the fixed capacitance values (C21, C22, C23 of the filter 44), whereas in the fourth embodiment, the band setting is continuous.
  • the bandwidth can be set. For example, after the TIA 60 is manufactured, even if a new signal speed is added, a ⁇ 3 dB band corresponding to the new signal speed can be set by controlling the control signal Vcv within the variable range of the variable capacitor C2v. .
  • FIG. 12 shows a TIA circuit block according to the fifth embodiment of the present invention.
  • a transimpedance stage 71 In the TIA 70, a transimpedance stage 71, an intermediate buffer 72, a filter 74, and an output buffer 73 are sequentially connected.
  • a speed detection circuit 75 is added to the TIA 60 of the fourth embodiment shown in FIG.
  • the output signal of the TIA 70 is branched to the speed detection circuit 75 to detect the signal speed, the control signal Vcv is output according to the detection result, and the capacitance value of the variable capacitor C2v is varied to correspond to a plurality of signal speeds.
  • an optimum -3 dB band can be set for various signal speeds.
  • a circuit such as an external control LSI is not necessary, and at the same time, a wiring between the control LSI and the amplifier is not required. Is also effective.
  • FIG. 13 shows a TIA circuit block according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the transmission path from the intermediate buffer to the output buffer is transmitted by a single-phase signal.
  • a differential signal is transmitted.
  • a transimpedance stage 81, an intermediate buffer 82, a filter 84, and an output buffer 83 are sequentially connected.
  • the intermediate buffer 82 has a differential output
  • the filter 84 and the output buffer 83 have a differential input / output.
  • the filter 84 includes a parallel resonator composed of an inductor L1p and a capacitor C1p in the path of the positive phase signal and a capacitor C2p, and a parallel resonator composed of the inductor L1n and the capacitor C1n in the path of the negative phase signal, and a capacitor C2n.
  • the positive phase side output of the intermediate buffer is connected to one end of an LC parallel resonant circuit composed of an inductor L1p and a capacitor C1p, and the other end of the LC parallel resonant circuit is connected to the positive phase side input of the output buffer and one end of a capacitor C2p.
  • the other end of the capacitor C2p is connected to a reference potential (for example, a ground potential).
  • the negative phase side output of the intermediate buffer is connected to one end of an LC parallel resonant circuit composed of an inductor L1n and a capacitor C1n, and the other end of the LC parallel resonant circuit is connected to the negative phase side input of the output buffer and one end of a capacitor C2n. .
  • the other end of the capacitor C2n is connected to a reference potential (for example, a ground potential).
  • the gain is sharply attenuated at a frequency exceeding ⁇ 3 dB band by the LC parallel resonance circuit, thereby reducing output noise, suppressing oscillation, and reducing variation in frequency characteristics without increasing power consumption. Obviously, the same effect as the single-phase signal described so far can be obtained.
  • FIG. 14 shows a TIA circuit block according to Embodiment 7 of the present invention.
  • a transimpedance stage 91 In the TIA 90, a transimpedance stage 91, an intermediate buffer 92, a filter 94, and an output buffer 93 are sequentially connected.
  • the seventh embodiment in place of the capacitors C2p and C2n inserted between the outputs of the LC parallel resonance circuits of the positive and negative phases of the filter 84 and the reference potential in the sixth embodiment shown in FIG. A capacitor C2c for connecting the outputs of the opposite phases was provided.
  • Example 7 it is clear that the effects described so far can be obtained, and it is possible to cope with a plurality of signal speeds by replacing the capacitor C2c with a plurality of capacitors and switches or a variable capacitor. It is also easy to do.
  • the gain of the amplifier at a frequency higher than the ⁇ 3 dB band is sharply attenuated by the filter having the resonance frequency in the range of 1 to 2 times the maximum speed of the passing electric signal. Can be made. Thereby, noise appearing at the output of the amplifier is reduced, and a more sensitive optical receiver can be configured.
  • the -3 dB band is mainly determined by passive elements, variations in band characteristics can be reduced, and in addition, these effects can be realized without an increase in power consumption.
  • the TIA has been described as an example of an amplifier that requires high sensitivity.
  • the TIA is not essential, and the effects of the present embodiment can be obtained even with other amplifiers.
  • the first stage may be a voltage amplification stage instead of a transimpedance stage
  • the intermediate buffer may be an input buffer. It is only necessary that the output of the intermediate buffer is connected to the input of the filter, the output of the filter is connected to the input of the output buffer, and the filter has the frequency characteristics described so far.
  • the intermediate buffer, the LC parallel resonant circuit, and the output buffer are mounted on the same semiconductor chip, the effect can be further exerted.
  • impedance matching between chips becomes difficult in high-speed signal transmission of 1 to 10 Gb / s class.
  • impedance matching between the LC parallel resonant circuit and the front and rear circuit blocks is difficult, and there is a risk of signal waveform deterioration due to reflection and the like.
  • the connection length between the blocks is at most about 100 ⁇ m, so that impedance matching can be easily achieved in 10 Gb / s class signal transmission.
  • a TIA having a transimpedance stage as the first stage as in Example 1-7 also exhibits the same effect by being integrated on the same semiconductor.

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Abstract

帯域特性を最適化し、発振の可能性を低減し、帯域特性のばらつきの少ない、ＴＩＡに代表される増幅器を実現する。電気信号を増幅する増幅器であって、前記電気信号を増幅する第１のバッファと、前記第１のバッファの出力に接続され、インダクタおよび第１の容量からなる並列回路を含むフィルタと、前記フィルタの出力に接続された第２のバッファとを含む。

Description

増幅器
　本発明は、増幅器に関し、より詳細には、光受信器に用いられ、電流信号を電圧信号に変換して増幅するトランスインピーダンスアンプを含む増幅器に関する。
　光通信に用いられる光受信器では、フォトダイオード（Photo Diode、以下ＰＤと略す）等の受光素子により受光した光信号を電流信号に変換する。次に、トランスインピーダンスアンプ（Transimpedance Amplifier、以下ＴＩＡと略す）に代表される電気増幅器により、電流信号を電圧信号に変換するとともに信号強度を増幅している。
　光受信器では、最小受信感度が最重要なパラメータの一つであり、可能な限り微小な強度の光信号を受信できることが望まれている。また、ＴＩＡに代表される光受信器用の電気増幅器は、低ノイズの特性であることが望まれる。加えて、光信号を適切に光電変換するためには、信号のビットレートに応じた十分な広帯域特性を必要とする。しかしながら、ノイズ特性と広帯域特性にはトレードオフの関係がある。ＴＩＡの帯域を受信信号に比べて過剰に広く設定すると、ノイズ帯域も広がり、ＴＩＡの出力に現れるノイズ量が増えて、光受信器の受信感度が低下する。一方、ＴＩＡの帯域が狭すぎると、ノイズ量は減るが、ＴＩＡ出力信号の立ち上がりおよび立ち下がり時間が長くなり、符号間干渉によって信号の論理レベルの判定が困難になり、光受信器の受信感度が低下する。
　従って、ＴＩＡ等の光受信器用の増幅器を設計する際には、光受信器の受信感度が最適になるよう、符号間干渉が起こらない程度に帯域が設定される。通過域の利得が３ｄＢ低くなるまでの周波数範囲を－３ｄＢ帯域といい、低域通過特性の場合には、信号速度の０．６から０．８倍の遮断周波数となるように設計されることが多い。例えば、非特許文献１には、１０．３Ｇｂ／ｓの信号速度に対して、６．７ＧＨｚの－３ｄＢ帯域（遮断周波数）を有するＴＩＡの設計例が開示されている。
　図１に、従来のＴＩＡの回路ブロックを示す。非特許文献１に記載されたＴＩＡの回路ブロックを簡略化している。ＴＩＡ１０は、トランスインピーダンス段１１、中間バッファ１２および出力バッファ１３が順に接続されている。光信号を受光したＰＤから出力される電流信号Ｉｉｎは、トランスインピーダンス段１１にて電圧信号に変換され、その電圧信号が中間バッファ１２により増幅される。次に、出力バッファ１３により、次段に接続されるリミッティングアンプ（Limiting Amplifier、以下ＬＡと略す）に、増幅された電圧信号が伝送される。ここでは、ＬＡは図示せず、ＬＡの入力終端抵抗Ｒｔのみを示した。もちろん、出力バッファに増幅機能を持たせてもよい。出力バッファと終端抵抗Ｒｔ間の容量Ｃａｃは、ＡＣ結合用の容量であり、ＴＩＡとＬＡの接続に用いられる。
　従来のＴＩＡの利得は、－３ｄＢ帯域より高い周波数では、各段の極の位置にも依存するが、概ね－６０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの割合で減衰していく。
　上述したように、ＴＩＡ等の増幅器の帯域が過度に広いと、ＴＩＡの出力に現れるノイズが大きくなって受信感度が低下する。そのため、信号速度の０．６から０．８倍の－３ｄＢ帯域を確保しつつ、－３ｄＢ帯域より高い周波数では急峻に利得を減衰させることが受信感度を高めるために望ましい。
　しかしながら、従来のＴＩＡは、各段の極の位置に依存するが、高々－６０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅ程度の減衰しか得られず、低ノイズ化には限界があった。例えば、回路の段数を増やすと減衰率を高めることができるが、－３ｄＢ帯域が低下しやすくなるため、信号波形の劣化が生じやすく、かつ、消費電力も増大するという問題があった。
　さらに、光受信器の低コスト化のために安価なパッケージや基板等にＴＩＡを実装すると、ＴＩＡやパッケージの寄生素子によって、高周波帯に意図しない共振現象が発現し、受信器が発振する恐れもある。この点からも、－３ｄＢ帯域より高い周波数では利得を急峻に減衰させ、共振現象の増幅を抑えて受信器の発振を抑制したい。
　また、従来のＴＩＡでは、－３ｄＢ帯域が主にトランジスタ等の能動デバイスによって決まるので、半導体プロセスの製造ばらつき、温度変動、電源変動によって帯域特性がばらつきやすく、歩留まりが低下しやすいという問題もあった。
M. Nakamura, et al., "Burst-mode Optical Receiver ICs for Broadband Access Networks," IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting, Oct. 2010, pp.21-28.
　本発明の目的は、帯域特性を最適化し、発振の可能性を低減し、帯域特性のばらつきの少ない、ＴＩＡに代表される増幅器を実現することにある。
　本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、電気信号を増幅する増幅器において、前記電気信号を増幅する第１のバッファと、前記第１のバッファの出力に接続され、インダクタおよび第１の容量からなる並列回路を含むフィルタと、前記フィルタの出力に接続された第２のバッファとを備えたことを特徴とする。
　前記フィルタは、前記並列回路の共振周波数が前記電気信号の信号速度の最高速度の１倍から２倍の範囲の周波数とすることができる。
図１は、従来のＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図２は、本発明の一実施形態にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図３Ａは、本実施形態にかかるＴＩＡ内部の周波数特性のうち、中間バッファ２２の出力の利得特性を示す図、 図３Ｂは、本実施形態にかかるＴＩＡ内部の周波数特性のうち、フィルタ２４の通過特性を示す図、 図３Ｃは、本実施形態にかかるＴＩＡ内部の周波数特性のうち、出力バッファ２３の入力の利得特性を示す図、 図４は、本発明の実施例１にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図５は、実施例１にかかるＴＩＡの利得の周波数特性を示す図、 図６は、実施例１にかかるＴＩＡの出力ノイズの周波数特性を示す図、 図７は、実施例１にかかるＴＩＡの容量Ｃ１の値を変えたときの利得の周波数特性を示す図、 図８は、本発明の実施例２にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図９は、実施例２にかかるＴＩＡのスイッチを切り替えたときの利得の周波数特性を示す図、 図１０は、本発明の実施例３にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図１１は、本発明の実施例４にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図１２は、本発明の実施例５にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図１３は、本発明の実施例６にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図、 図１４は、本発明の実施例７にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
　図２に、本発明の一実施形態にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ２０は、電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス段２１、中間バッファ２２、フィルタ２４および出力バッファ２３が順に接続されている。ＴＩＡ２０は、光通信用の受信器に用いられ、光信号を受光するＰＤのアノードがＴＩＡ２０の入力でもあるトランスインピーダンス段２１の入力に接続されている。ＴＩＡ２０の出力である出力バッファ２３の出力には、ＬＡ（図示しない）がＡＣ結合により接続される。容量ＣａｃはＡＣ結合用の容量であり、抵抗ＲｔはＬＡの入力終端抵抗を表す。
　フィルタ２４は、インダクタおよび容量からなる並列回路であり、共振現象により信号強度を減衰させる。並列回路の共振周波数は、信号速度（複数速度の信号を取り扱うときはそのうちの最高速度）の１倍から２倍の範囲の周波数（例えば、信号速度が１０Ｇｂ／ｓなら１０ＧＨｚから２０ＧＨｚの周波数）である。
　図３Ａ－３Ｃに、本実施形態にかかるＴＩＡ内部の周波数特性を示す。図３Ａは中間バッファ２２の出力の利得特性、図３Ｂはフィルタ２４の通過特性、図３Ｃは出力バッファ２３の入力の利得特性を示す。ここで、図中のｆ０はフィルタ２４における共振周波数であり、図３Ｂに示すように、ｆ０においてフィルタを通過する信号が遮断される。中間バッファ２２の出力は、図３Ａに示すように、ｆ３ｄＢ１より高い周波数において、利得が一定の割合で減衰していく（ｆ３ｄＢ１は中間バッファ２２における出力の－３ｄＢ帯域）。信号がフィルタ２４を通過すると、フィルタ２４の効果により、図３Ｃに示すように、ｆ３ｄＢ２を超える周波数で利得を急峻に減衰させることができる（ｆ３ｄＢ２は出力バッファ２３における入力－３ｄＢ帯域）。なお、図３Ｃには、図３Ａに示す中間バッファ２２の出力の利得特性を、比較のために点線で示した。また、ｆ３ｄＢ２≦ｆ３ｄＢ１である。
　図３Ａ－３Ｃに示したように、本実施形態においては、－３ｄＢ帯域を超える周波数において、増幅器の利得を急峻に減衰させることができる。これにより、高周波側のノイズを抑えることができ、より高感度な受信器を実現できる。
　ここで、信号とノイズの関係について整理しておく。光通信において１０Ｇｂ／ｓ程度までの信号速度においては、一般的にＮＲＺ（Non Return to Zero）信号が使われている。ＮＲＺ信号は、低周波から信号速度の０．５倍の周波数まで（１０Ｇｂ／ｓの場合は５ＧＨｚまで）に信号パワーの８０％以上が含まれ、信号速度の０．７５倍の周波数まで（１０Ｇｂ／ｓの場合は７．５ＧＨｚまで）に信号パワーの９０％以上が含まれる。従って、上述したとおり、－３ｄＢ帯域を信号速度の０．６から０．８倍に設定すれば、情報の伝達に必要なパワーを確保することができる。
　一方、ノイズ、特にショットノイズ、熱ノイズはホワイトノイズであり、信号が含まれる周波数を超えた高い周波数までスペクトルが広がっている。従って、－３ｄＢ帯域が過剰に広いと、信号がほとんど含まれず、ノイズのみが存在する周波数帯に利得を有することになる。このため、ノイズのみが増幅されて信号対ノイズ比（ＳＮ比）が低下し、受信器の感度を劣化させる。従って、－３ｄＢ帯域より高い周波数、すなわち、信号伝送に不要な周波数帯において利得を急峻に落とすことは、受信器の高感度化に効果がある。
　ここで、ｆ０の範囲について考察する。上述したように、ｆ０は信号速度の１倍から２倍の間の周波数に設定する。もし、ｆ０が信号速度の１倍より低いと、増幅器の－３ｄＢ帯域を信号速度の０．６から０．８倍に保つことが難しくなる。一方、ｆ０が信号速度の２倍より高いと、その領域の周波数ではフィルタを用いずとも利得は小さくなっているので、フィルタのノイズ低減効果は小さくなる。従って、ｆ０を信号速度の１倍から２倍に設定することが好適となる。
　高周波の利得を抑えることによるさらなる効果として、次の点も挙げられる。すなわち、パッケージや基板に増幅器を実装したときに、パッケージ、基板、半導体チップなどに含まれる寄生素子により、意図しない共振現象が発現しても、共振の増幅を抑えられ、高周波帯における発振を抑えることができる。これにより、安価なパッケージ等を使うことができるので、受信器の低コスト化につながる効果がある。
　また、本実施形態においては、フィルタの前段と後段にはそれぞれ中間バッファと出力バッファが接続されるので、増幅器の入力端子および出力端子からはフィルタが直接見えない。これにより、フィルタが、増幅器の入力インピーダンスと出力インピーダンスに影響を与えることはなく、信号反射等によって特性が劣化することがない。
　図４に、本発明の実施例１にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ３０は、トランスインピーダンス段３１、中間バッファ３２、フィルタ３４および出力バッファ３３が順に接続されている。実施例１においては、図２に示した実施形態のフィルタ２４を、インダクタＬ１と容量Ｃ１からなる並列共振器と容量Ｃ２とを備えたフィルタ３４として構成した。並列共振器の一端がフィルタ３４の入力に、他端がフィルタ３４の出力になり、容量Ｃ２の一端がフィルタ３４の出力に接続され、他端が基準電位（例えば、グラウンド電位）に接続されている。中間バッファ３２の出力抵抗をＲＳ、電圧源の電圧をＶ１とする。また、フィルタ３４の出力電圧をＶ２、出力バッファ３３の入力容量をＣＬとする。
　図５に、実施例１にかかるＴＩＡの利得の周波数特性を示す。ＴＩＡ３０のトランスインピーダンス変換利得Ｚｔ（＝Ｖｏｕｔ／Ｉｉｎ）の周波数特性の計算結果である。実線は、図４に示した実施例１のＴＩＡ３０の変換利得であり、点線は、図１の従来のＴＩＡ１０の変換利得である。縦軸は相対値で示した。ここでは、信号速度１０Ｇｂ／ｓを想定し、フィルタ３４のＬ１とＣ１の並列共振回路の共振周波数ｆ０が信号速度の約１．５倍の周波数となるように、Ｌ１＝４００ｐＨ，Ｃ１＝３００ｆＦとした。このとき、共振周波数は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　となる。このｆ０において共振回路のインピーダンスが大きくなるので（理想的には無限大になる）信号が通りにくくなり、概ね１０ＧＨｚより高い周波数でＺｔを急峻に減衰させることができる。
　フィルタ３４の容量Ｃ２は、ｆ０より低い周波数でＺｔに不要なピークが出ないようにする役割を果たす。ピークの大きさは、概ね３ｄＢ以下、大きくとも６ｄＢ程度以下が望ましい。容量Ｃ２の値に関しては、例えば、次のような考え方で設定できる。まず、図４中のＶ１とＶ２の電位の関係が次の（１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、ωは角周波数である。一方、フィルタが無い場合（従来のＴＩＡの場合）のＶ１，Ｖ２の関係は、次の（２）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、容量Ｃ２の下限値の目安は、（１）式が（２）式に比べて、概ね３から６ｄＢ以上の大きさのピークを持たないように決めればよい。容量Ｃ２の上限値の目安は、信号速度の０．６から０．８倍の－３ｄＢ帯域を確保できるように決めればよい。このように、容量Ｃ２値の範囲を求め、最終的には、前後の回路ブロックも含めたＴＩＡ３０全体と、ＴＩＡ３０の実装も含めた実使用条件を考慮して、Ｌ１，Ｃ１も含め、Ｃ２の値を決めればよい。
　図５の周波数特性は、信号速度（ここでは１０Ｇｂ／ｓ）の０．８倍である８ＧＨｚの－３ｄＢ帯域を確保しつつ、利得Ｚｔにピークが出ないようにした場合の例である。また、容量Ｃ２については、共振周波数ｆ０を超えた周波数における利得も従来例より下げることができるという効果もある。
　このように、高周波側の利得を急峻に減衰させることができるので、高周波側のノイズを抑えることができ、より高感度な受信器を実現できる。また、実施例１においても、高周波の利得を抑えることにより、パッケージ等の意図しない共振の増幅を抑えられる効果があることは明らかである。
　図６に、実施例１にかかるＴＩＡの出力ノイズの周波数特性を示す。ＴＩＡ３０の出力端子に現れるノイズの周波数特性の計算結果である。実線は、図４に示した実施例１のＴＩＡ３０の出力ノイズであり、点線は、図１の従来のＴＩＡ１０の出力ノイズである。ここでは簡単のため、抵抗によるノイズのみを考慮したが、トランジスタ等の能動素子を含めてもこの傾向は変わらない。この計算結果からも本実施例１により増幅器の出力ノイズが低減されていることが分かる。
　実施例１において、従来のＴＩＡからの追加の素子はインダクタと容量だけである。これによる効果として帯域特性のばらつきを抑えられる点も挙げられる。ここで、利得を急峻に落とす特性を決めているのは、インダクタと容量の受動素子である。インダクタの値は、ほぼ、その形状によって決まるのでばらつきは小さく、容量の値のばらつきも高々１０％程度であるので、帯域特性のばらつきを小さくすることができる。トランジスタ等の能動素子で帯域特性が決まる場合、そのばらつきは５０～１００％程度まで変わることがあるのに対して、実施例１による帯域特性の安定化の効果は大きい。また、追加の素子はインダクタと容量だけであり、インダクタおよび容量自体はノイズ源にならないので、追加素子によるノイズの増加はない。加えて、消費電力の増加無しに、これまで述べてきた効果を得ることができる。
　ところで、ＬＣ並列共振回路のフィルタ３４の代わりに、ＬＣ直列共振回路を中間バッファの出力と基準電位（例えば、グラウンド電位）との間に配しても、同様の効果が得られる。しかしながら、以下の理由によりフィルタ３４の方が有利となる。第１に、ＬＣ直列共振回路の場合、共振周波数より低い周波数において直列共振回路を構成する容量Ｃが中間バッファの負荷容量として見えてしまうので、増幅器の－３ｄＢ帯域が低下しやすい。第２に、ＬＣ並列共振回路のＱ値は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　と表され、Ｇは並列寄生コンダクタンスである。ＬＣ直列共振回路のＱ値は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　と表され、Ｒは直列寄生抵抗である。利得を急峻に落とすためには、並列共振回路の場合は容量Ｃを大きく、インダクタＬを小さくした方がよい。直列共振回路の場合はその逆に容量Ｃを小さく、インダクタＬを大きくした方がよい。しかしながら、大きなＬの値を実現して直列共振回路のＱ値を高めようとすると、インダクタの物理的なサイズを大きくする必要がある。直列共振回路を半導体集積回路上で実現する場合には、回路の面積が大きくなって不利となる。一方、容量はインダクタに比べれば小さな面積で実現できる。これらの理由により、ＬＣ並列共振回路の方が、ＬＣ直列共振回路に比べて優位である。
　図７に、実施例１にかかるＴＩＡの容量Ｃ１の値を変えたときの利得の周波数特性を示す。実線は、図４に示した実施例１のＴＩＡ３０の変換利得であり、フィルタ３４のＬ１＝４００ｐＨとして、容量Ｃ１を変えたときの変換利得である。ここでは、Ｃ１＝１８０ｆＦ，３００ｆＦ，５００ｆＦの場合の特性を示し、共振周波数はそれぞれ、１８．８ＧＨｚ，１４．５ＧＨｚ，１１．３ＧＨｚである。なお、Ｃ１＝３００ｆＦの特性は、図５に示した変換利得の再掲である。また、－３ｄＢ帯域が同じになるように、フィルタ３４のＣ２の値を調整した。点線は、図１の従来のＴＩＡ１０の変換利得である。
　図７に示すように、ＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆ０を信号速度１０Ｇｂ／ｓの１倍から２倍の周波数に設定することにより、－３ｄＢ帯域の周波数を保ちながら、それを超える周波数での利得を急峻に減衰させ、低ノイズ、高感度の増幅器を実現することができる。共振周波数が信号速度の１倍より小さくなると－３ｄＢ帯域を保つことが難しくなり、２倍より大きくなると－３ｄＢ帯域を超える周波数において利得を下げる効果が小さくなる。従って、共振周波数を信号速度の１倍から２倍の周波数に設定することが好適であることは、すでに述べた通りである。
　図８に、本発明の実施例２にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ４０は、トランスインピーダンス段４１、中間バッファ４２、フィルタ４４および出力バッファ４３が順に接続されている。実施例２においては、図４に示した実施例１のフィルタ３４の容量Ｃ２に代えて、複数の容量を並列に接続し、スイッチにより切り替える構成とした。ここでは、容量Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３と３つの容量を配し、これらの容量とフィルタ４４の出力（出力バッファ４３の入力）との間に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を配した。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、それぞれ、制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３によってオンとオフとを切り替えられる。これらスイッチのオンとオフにより、容量の接続と切断を切替えられる。これらのスイッチは、例えば、ＮＭＯＳトランジスタ、ＰＭＯＳトランジスタによって構成することができる。この構成により、様々な信号速度に最適な－３ｄＢ帯域を有するＴＩＡを実現することができる。信号速度が速いときは接続状態にある容量値の合計を小さく、信号速度が遅いときは接続状態にある容量値の合計を大きくすればよい。
　図９に、実施例２にかかるＴＩＡのスイッチを切り替えたときの利得の周波数特性を示す。実線は、図８に示した実施例２のＴＩＡ４０の変換利得であり、フィルタ４４の容量Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３を、それぞれ７０ｆＦ，８００ｆＦ，１７００ｆＦの場合の特性を示す。フィルタ４４の並列共振回路のＬ１，Ｃ１は、実施例１のＴＩＡ３０と―同じく、それぞれ４００ｐＨ，３００ｆＦとした。点線は、図１の従来のＴＩＡ１０の変換利得である。
　実線で示した特性は、Ｖｃ１からＶｃ３の制御信号により、ＳＷ１のみオンにした場合、ＳＷ２のみオンにした場合、ＳＷ３のみオンにした場合のそれぞれの容量値に対応した周波数特性を表す。このとき、－３ｄＢ帯域は８ＧＨｚ，１．８ＧＨｚ，０．９ＧＨｚとなり、信号速度として、例えば、１０Ｇｂ／ｓ，２．５Ｇｂ／ｓ，１．２５Ｇｂ／ｓにそれぞれ好適となる。
　このように、実施例２によれば、複数の容量と、制御信号によりオン／オフできるスイッチとを備えることにより、－３ｄＢ帯域を変えることができ、複数速度に対応することができる。実施例２においても、不要な周波数帯域の利得を急峻に減衰させることにより、低ノイズ、高感度で、意図しない発振を抑え、周波数特性にばらつきの少ないＴＩＡを実現することができるという、これまでと同様の効果が得られる。
　ここでは、３つの容量と３つのスイッチとして説明したが、必要な信号速度の種類に応じて、容量とスイッチの数を増減することも可能である。また、同時にオンになるのは１つのスイッチであるとして説明したが、スイッチのオン／オフを自由に組み合わせることももちろん可能であり、容量とスイッチの数をｎとすると、２のｎ乗の種類の信号速度に対応できることは明らかである。また、複数個の容量全てにスイッチを配することは必須ではなく、少なくとも１つの容量にスイッチを配し、常に信号線に接続された容量があっても、発明の効果を損なうものではない。
　図１０に、本発明の実施例３にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ５０は、トランスインピーダンス段５１、中間バッファ５２、フィルタ５４および出力バッファ５３が順に接続されている。実施例３においては、図８に示した実施例２のＴＩＡ４０に速度検出回路５５を付加した。ＴＩＡ５０の出力信号を速度検出回路５５に分岐して信号速度を検出し、その検出結果によって、制御信号Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３を出力し、スイッチをオン・オフして複数の信号速度に対応する。
　スイッチがオンして接続される容量の値が、信号速度が速いときは小さくなるように、信号速度が遅いときは大きくなるようにすることにより、複数の信号速度に最適な－３ｄＢ帯域を持たせることができる。実施例３では、これまで述べた効果に加え、外部からの制御信号なしに、信号速度に対して最適な帯域を自動的に設定できるという効果がある。これにより、外付けの制御用ＬＳＩなどの回路が不要となると同時に、制御用ＬＳＩと増幅器との間の配線も不要になるので、実装時の低コスト化にも効果がある。なお、フィルタ５４における容量とスイッチの数、スイッチのオン／オフの組み合わせは、実施例２と同様に拡張が可能である。
　図１１に、本発明の実施例４にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ６０は、トランスインピーダンス段６１、中間バッファ６２、フィルタ６４および出力バッファ６３が順に接続されている。実施例４においては、図４に示した実施例１のフィルタ３４の容量Ｃ２を、可変容量Ｃ２ｖに置き換え、アナログの制御信号Ｖｃｖによって可変容量Ｃ２ｖの容量値を変える構成とした。可変容量Ｃ２ｖは、例えば、ＭＯＳバラクタ、バラクタダイオードによって構成される。
　実施例４によれば、制御信号Ｖｃｖの電位調整により可変容量Ｃ２ｖの容量値を変えることができるので、種々の信号速度に最適な－３ｄＢ帯域を設定することができる。図８に示した実施例２と比べると、実施例２では、固定容量値（フィルタ４４のＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３）の組合せの範囲でしか帯域設定ができないのに対し、実施例４では連続的に帯域設定ができるという利点がある。例えば、ＴＩＡ６０を製造した後に、新たな信号速度が追加になっても、可変容量Ｃ２ｖの可変範囲内で、制御信号Ｖｃｖの制御により新たな信号速度に対応した－３ｄＢ帯域を設定することができる。
　図１２に、本発明の実施例５にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ７０は、トランスインピーダンス段７１、中間バッファ７２、フィルタ７４および出力バッファ７３が順に接続されている。実施例５においては、図１１に示した実施例４のＴＩＡ６０に速度検出回路７５を付加した。ＴＩＡ７０の出力信号を速度検出回路７５に分岐して信号速度を検出し、その検出結果によって、制御信号Ｖｃｖを出力し、可変容量Ｃ２ｖの容量値を可変して複数の信号速度に対応する。検出した信号速度が速いときは容量値を小さく、信号速度が遅いときは容量値を大きくするように制御することにより、種々の信号速度に最適な－３ｄＢ帯域を設定することができる。
　実施例５においても、実施例３と同様に、外付けの制御用ＬＳＩなどの回路が不要となると同時に、制御用ＬＳＩと増幅器との間の配線も不要になるので、実装時の低コスト化にも効果がある。
　図１３に、本発明の実施例６にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。実施例１－５においては、中間バッファから出力バッファに至る伝送経路を単相信号により伝送したが、実施例６では差動信号を伝送する構成とする。ＴＩＡ８０は、トランスインピーダンス段８１、中間バッファ８２、フィルタ８４および出力バッファ８３が順に接続されている。中間バッファ８２は差動出力を有し、フィルタ８４および出力バッファ８３は差動の入出力を有している。
　フィルタ８４は、正相信号の経路に、インダクタＬ１ｐと容量Ｃ１ｐからなる並列共振器と、容量Ｃ２ｐとを含み、逆相信号の経路に、インダクタＬ１ｎと容量Ｃ１ｎからなる並列共振器と、容量Ｃ２ｎとを含む。中間バッファの正相側出力は、インダクタＬ１ｐと容量Ｃ１ｐからなるＬＣ並列共振回路の一端に接続され、ＬＣ並列共振回路の他端は出力バッファの正相側入力と容量Ｃ２ｐの一端に接続される。容量Ｃ２ｐの他端は基準電位（例えば、グラウンド電位）に接続される。中間バッファの逆相側出力は、インダクタＬ１ｎと容量Ｃ１ｎからなるＬＣ並列共振回路の一端に接続され、ＬＣ並列共振回路の他端は出力バッファの逆相側入力と容量Ｃ２ｎの一端に接続される。容量Ｃ２ｎの他端は基準電位（例えば、グラウンド電位）に接続される。
　実施例６によっても、ＬＣ並列共振回路により－３ｄＢ帯域を超える周波数において利得を急峻に減衰させることにより、出力ノイズの低減、発振の抑制、周波数特性のばらつき低減を、消費電力の増加無しに実現できるという、これまで説明してきた単相信号のときと同じ効果が得られることは明らかである。
　また、実施例２，３のように複数の容量とスイッチを備えた構成としたり、実施例４，５のように可変容量を備えた構成とし、複数の信号速度に対応できる構成に拡張することもできる。
　図１４に、本発明の実施例７にかかるＴＩＡの回路ブロックを示す。ＴＩＡ９０は、トランスインピーダンス段９１、中間バッファ９２、フィルタ９４および出力バッファ９３が順に接続されている。実施例７では、図１３に示した実施例６において、フィルタ８４の正相逆相のそれぞれのＬＣ並列共振回路の出力と基準電位との間に挿入された容量Ｃ２ｐ，Ｃ２ｎに代えて、正相逆相のそれぞれの出力間を繋ぐ容量Ｃ２ｃを備えた。
　容量Ｃ２ｃの容量値を、容量Ｃ２ｐ，Ｃ２ｎの半分の値にすることにより、同じ周波数特性が得られる。よって、実施例６に比べて、容量の占める面積を小さくすることができる点が優れている。実施例７においても、これまで述べてきた効果が得られることは明らかであり、容量Ｃ２ｃを複数の容量とスイッチに置き換えたり、可変容量に置き換えたりすることにより、複数の信号速度に対応可能とすることも容易である。
　　（本実施形態の効果）
　以上説明したように、本実施形態によれば、通過する電気信号の最高速度の１倍から２倍の範囲に共振周波数を有するフィルタにより、－３ｄＢ帯域より高い周波数における増幅器の利得を急峻に減衰させることができる。これにより、増幅器の出力に現れるノイズが低減され、より高感度な光受信器を構成することができる。
　また、利得を急峻に減衰させることにより、増幅器が実装されるパッケージなどの寄生素子による意図しない共振現象の増幅が抑えられ、発振を抑制できる。
　さらに、主として受動素子により－３ｄＢ帯域が決められるので、帯域特性のばらつきを低減することができ、加えて、これらの効果を、消費電力の増加無しに実現することができる。
　　（増幅器への応用）
　ここまで、高感度を必要とする増幅器の例としてＴＩＡを挙げて説明してきたが、ＴＩＡであることは必須ではなく、他の増幅器であっても、本実施形態の効果は得られる。例えば、初段は、トランスインピーダンス段ではなく電圧増幅段とし、中間バッファを入力バッファとする構成であってもよい。中間バッファの出力がフィルタの入力に接続され、フィルタの出力が出力バッファの入力に接続され、フィルタがこれまで述べてきた周波数特性を備えていればよい。これにより、信号帯域外の利得を急峻に減衰させることができ、低ノイズ、高感度であり、意図しない発振現象が抑えられ、帯域特性のばらつきを低減できる増幅器を実現すことができる。加えて、消費電力の増加無しに、かつ、増幅器の入出力インピーダンスに影響を与えずに、上述した本実施形態の効果を得ることができる。
　また、中間バッファと出力バッファの両方、または一方が、複数段のバッファからなる多段構成を取っていても、本実施形態の効果が得られることは明らかである。
　さらに、中間バッファ、ＬＣ並列共振回路、出力バッファが同一半導体チップ上に搭載されていると、より効果を発揮することができる。これらの回路ブロックが別個の半導体チップ上にあると、１～１０Ｇｂ／ｓ級の高速信号伝送では、各チップ間のインピーダンス整合が難しくなる。特に、ＬＣ並列共振回路と前後の回路ブロック間とのインピーダンス整合が難しく、反射等の影響により、信号波形の劣化を生ずる恐れがある。同一半導体チップ上に形成されていれば、ブロック間の接続の長さは高々１００μｍ程度であるので、１０Ｇｂ／ｓ級の信号伝送では、容易にインピーダンス整合をとることができる。
　また、上述したように、ＬＣ並列共振回路は、中間バッファと出力バッファとに挟まれているので、同一半導体チップ上に形成されていれば、増幅器チップの入出力端子からはＬＣ並列共振回路が直接見えない。よって、入出力の反射特性に影響を与えず、信号が劣化することはない。もちろん、実施例１－７のようにトランスインピーダンス段を初段に備えたＴＩＡでも、同一半導体上に集積化することで同様の効果を発揮する。

Claims (13)

  1. 　電気信号を増幅する増幅器において、
    　前記電気信号を増幅する第１のバッファと、
    　前記第１のバッファの出力に接続され、インダクタおよび第１の容量からなる並列回路を含むフィルタと、
    　前記フィルタの出力に接続された第２のバッファと
    　を備えたことを特徴とする増幅器。
  2. 　前記フィルタは、前記並列回路の共振周波数が前記電気信号の信号速度の最高速度の１倍から２倍の範囲の周波数であることを特徴とする請求項１に記載の増幅器。
  3. 　前記フィルタは、一端が前記フィルタの出力に接続され、他端が基準電位に接続された第２の容量をさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
  4. 　前記フィルタは、一端が前記フィルタの出力に接続され、他端が基準電位に接続された複数の第２の容量を含み、前記第２の容量の一端と前記フィルタの出力との間の少なくとも１つにスイッチが挿入されていることを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
  5. 　前記第２のバッファの出力に接続され、前記電気信号の信号速度を検出し、検出された信号速度に応じて前記少なくとも１つのスイッチを制御する速度検出回路をさらに備えたことを特徴とする請求項４に記載の増幅器。
  6. 　前記スイッチは、ＭＯＳトランジスタによって構成されていることを特徴とする請求項４または５に記載の増幅器。
  7. 　前記第２の容量は、可変容量であることを特徴とする請求項３に記載の増幅器。
  8. 　前記第２のバッファの出力に接続され、前記電気信号の信号速度を検出し、検出された信号速度に応じて前記可変容量を制御する速度検出回路をさらに備えたことを特徴とする請求項７に記載の増幅器。
  9. 　前記可変容量は、ＭＯＳバラクタまたはバラクタダイオードによって構成されていることを特徴とする請求項７または８に記載の増幅器。
  10. 　前記第１のバッファの出力および前記第２のバッファの入力は、差動信号を伝送する構成であり、正相信号の経路と逆相信号の経路の各々に前記フィルタを含むことを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の増幅器。
  11. 　前記第１のバッファの出力および前記第２のバッファの入力は、差動信号を伝送する構成であり、正相信号の経路と逆相信号の経路の各々に前記フィルタを含み、前記正相信号の経路と前記逆相信号の経路との間を接続する第２の容量を含むことを特徴とする請求項２に記載の増幅器。
  12. 　前記第１のバッファの入力に接続され、電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス段をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし１１のいずれか１項に記載の増幅器。
  13. 　前記第１のバッファ、前記フィルタ、および前記第２のバッファは、同一の半導体チップ上に搭載されていることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１項に記載の増幅器。
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