WO2018123291A1 - インバータ駆動装置およびそれを用いた電動車両システム - Google Patents

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frequency
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inverter
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崇文 原
安島　俊幸
勝洋 星野
明広 蘆田
和人 大山
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter drive device, and more particularly to an inverter drive device used in an electric vehicle system.
  • An inverter drive device that drives a motor by PWM (pulse width modulation) control converts a DC power source to an AC voltage of an arbitrary frequency to realize variable speed driving.
  • PWM pulse width modulation
  • a sinusoidal modulation signal is compared with a carrier signal such as a sawtooth wave or a triangular wave to generate a pulse voltage, and therefore noise caused by electromagnetic excitation force due to the frequency of the carrier signal (hereinafter abbreviated as electromagnetic noise). ) Occurs.
  • Patent Document 1 describes a technique for matching the frequency fc of the carrier signal with the frequency fm of the natural vibration of the mechanism in order to reduce electromagnetic noise due to resonance.
  • the update timing of the sinusoidal modulation signal is set to “triangle” and “valley” twice of the triangular carrier signal so that the electromagnetic noise of the frequency fc of the carrier signal is not generated ( (See FIG. 1).
  • the voltage update timing is “mountain” and “valley” (hereinafter referred to as “mountain valley update”), it is necessary to update the three-phase voltage applied to the inverter at a frequency 2fc that is twice the carrier signal. Processing load increases.
  • the voltage update timing is only “mountain” (hereinafter abbreviated as “mountain update”), the three-phase voltage applied to the inverter may be updated with the frequency fc of the carrier signal, reducing the processing load on the microcomputer (See FIG. 2).
  • the peak update the number of voltage update timings is halved, so that the harmonic voltage other than the fundamental voltage increases because the waveform of the output voltage becomes coarser than in the peak and valley update.
  • An object of the present invention is to reduce electromagnetic noise while reducing the calculation load of a microcomputer.
  • an inverter drive device is a motor control device that controls a power converter that drives a multiphase motor by a PWM pulse signal based on a carrier signal. Only the first control mode for updating the command voltage signal to the power converter, the second control mode for updating the command voltage signal to the power converter on both the peak side and the valley side of the carrier signal, and the carrier The third control mode in which the command voltage signal to the power converter is updated only once in the mountain or valley of the signal is switched based on the vehicle speed information.
  • electromagnetic noise can be reduced while reducing the computational load on the microcomputer.
  • FIG. 3 is a block diagram of a voltage command generation unit 13.
  • FIG. It is a voltage update timing generation flow in the first embodiment. This is the voltage update timing when the update cycle T1 is 3 / (2fc). This is the voltage update timing when the update cycle T1 is 1 / fc. This is the voltage update timing when the update cycle T1 is 1 / (2fc).
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the motor drive device 6 having the inverter drive device of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram in the control unit 1 shown in FIG.
  • the motor driving device 6 has a motor 2 and an inverter 3.
  • the inverter 3 includes an inverter circuit 31 that mutually converts direct current into alternating current, pulse width modulation signal output means 32 that outputs a PWM signal to the inverter circuit 31, and a smoothing capacitor 33 that smoothes direct current power. is doing.
  • the high voltage battery 5 is a DC voltage source for the motor driving device 6.
  • the DC voltage VB of the high-voltage battery 5 is converted into a variable voltage, variable frequency pulsed three-phase AC voltage by the inverter circuit 31 of the inverter 3 and the pulse width modulation signal output means 32, and is applied to the motor 2.
  • the motor 2 is a synchronous motor that is rotationally driven by supplying a three-phase AC voltage.
  • the rotational position sensor 4 is attached to the motor 2 in order to control the phase of the applied voltage of the three-phase alternating current in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 2.
  • the rotational position ⁇ is calculated from the input signal and the motor rotational speed ⁇ r is calculated.
  • a resolver composed of an iron core and a winding is more suitable for the rotational position sensor 4, but there is no problem even if it is a sensor using a magnetoresistive element such as a GMR sensor or a Hall element.
  • the current detection means 7 detects a U-phase AC current Iu, a V-phase AC current Iv, and a W-phase AC current Iw, which are three-phase AC currents that energize the motor 2.
  • a U-phase AC current Iu, a V-phase AC current Iv, and a W-phase AC current Iw which are three-phase AC currents that energize the motor 2.
  • three current detectors are provided. However, two current detectors may be provided, and the remaining one phase may be calculated because the sum of three-phase currents is zero.
  • the pulsed DC bus current flowing into the inverter 3 is detected as a voltage (current detection value Idc) across the shunt resistor Rsh inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and the DC current is determined according to the applied voltage. May be reproduced as a three-phase current.
  • the control unit 1 includes a three-phase / dq conversion current control unit 11, a current control unit 12, and a voltage command generation unit 13, and detects the detected U-phase AC current Iu and V-phase AC.
  • the inverter circuit 31 of the inverter 3 is driven according to the current Iv, the W-phase AC current Iw, the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * of the motor 2.
  • the three-phase / dq conversion current control unit 11 performs a dq-converted d-axis current value Id and q-axis current value Iq from the detected U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, W-phase AC current Iw, and rotational position ⁇ . Is calculated.
  • the d-axis voltage command Id * and the q-axis current command Iq * are generated so that the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq coincide with the d-axis current command Id * generated according to the target torque.
  • Vd * and q-axis voltage command Vq * are calculated.
  • the voltage command generator 13 generates a U-phase voltage command value Vu * and a V-phase voltage command value Vv, which are three-phase voltage command values obtained by UVW conversion from the d-axis voltage command Vd *, the q-axis voltage command Vq *, and the rotational position ⁇ . *
  • the UW phase voltage command value Vw * is calculated, and the PWM pulse (PWM) obtained by pulse width modulation of the three phase voltage command value is output.
  • the PWM pulse adjusts the output voltage by controlling on / off of the semiconductor switch element of the inverter circuit 31 via the drive circuit.
  • the motor rotation speed ⁇ r is calculated from the time change of the rotation position ⁇ , and the voltage command is set so as to coincide with the speed command from the host controller.
  • a current command is created.
  • the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * are created using a relational expression or map of the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the motor torque. To do.
  • FIG. 5 is a block diagram of the voltage command generator 13.
  • the voltage command generation unit 13 includes a voltage update timing generation unit 131, a dq / three-phase voltage command conversion unit 132, a triangular wave generation unit 133, and a gate signal generation unit 134.
  • the voltage update timing generation unit 131 determines the voltage update timing according to the calculation load of the microcomputer.
  • FIG. 6 is a voltage update timing generation flow in the first embodiment.
  • the voltage update timing generation unit 131 changes the update cycle T1 according to the processing load factor of the microcomputer based on the voltage update timing generation flow of FIG.
  • the processing load factor of the microcomputer changes according to the calculation load. For example, the case of using rectangular wave control or torque pulsation suppression control for improving the voltage utilization rate will be taken up. Let the frequency of the carrier signal be fc. In this case, since the current estimation calculation and the control in which the pulsation of 6 times is superimposed on the dq-axis current are performed, the amount of calculation increases compared with the normal current control.
  • 7 to 9 show voltage update timings in the update cycle T1.
  • the ratio of f1 to fc is 15 when the motor electrical angular frequency is f1 and the frequency of the carrier signal is fc.
  • FIG. 7 shows the voltage update timing when the update cycle T1 is 3 / (2fc).
  • the voltage update timing is 3/2 times one period (1 / fc) of the carrier signal, and the “crest side / valley side / crest side” and “valley side / crest side / "Tani side” comes alternately.
  • FIG. 8 shows the voltage update timing when the update cycle T1 is 1 / fc.
  • the voltage update timing is one time of one cycle (1 / fc) of the carrier signal, and the “crest side / valley side” of the carrier signal that is a triangular wave comes continuously. In the following, it is abbreviated as “mountain” update timing.
  • FIG. 9 shows the voltage update timing when the update cycle T1 is 1 / (2fc).
  • the voltage update timing is 1 ⁇ 2 times one period (1 / fc) of the carrier signal, and the “crest side” and “valley side” of the carrier signal that is a triangular wave alternate. In the following, it is abbreviated as “Yamatani” update timing.
  • the dq / three-phase voltage conversion unit 132 includes a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq * that are outputs of the current control unit 12, a rotation position ⁇ that is an output of the rotation position detector 41, and a voltage update timing generation unit.
  • a fixed coordinate conversion and a two-phase three-phase conversion are performed from the update period T1, which is an output of 131, to generate a U-phase voltage command value Vu *, a V-phase voltage command value Vv *, and a W-phase voltage command value Vw *.
  • the triangular wave generation unit 133 generates a triangular wave having the frequency fc of the carrier signal based on the frequency fc of the carrier signal.
  • the gate signal generation unit 134 outputs the U-phase voltage command value Vu *, the V-phase voltage command value Vv *, the W-phase voltage command value Vw *, and the output of the triangular wave generation unit 133, which are outputs of the dq / three-phase voltage conversion unit 132.
  • a certain triangular wave is compared to generate a pulsed voltage.
  • the gate signals Gup, Gvp, Gwp of the upper arm are logically inverted to generate lower arm gate signals Gun, Gvn, Gwn.
  • the dq-axis voltage command is calculated as a three-phase voltage command, and the voltage to be compared with the triangular wave
  • the processing load on the microcomputer of the command generation unit 13 can be reduced.
  • FIG. 10 shows the voltage resulting from the difference in voltage update timing shown in FIGS. 7 to 9 when the motor electrical angular frequency is f1, the carrier signal frequency is fc, and the ratio of f1 and fc is 15. It is a graph which shows the harmonic component of.
  • the frequencies fc ⁇ 2f1 13th and 17th components in FIG. 10
  • fc ⁇ 4f1 11th and 19th components in FIG. 10
  • 2fc ⁇ f1 29th component in FIG. 10
  • 31st order component is generated.
  • the electromagnetic rotating noise of frequencies fc ⁇ 3f1 and 2fc is generated by the interference between the rotating magnetic field of the stator and the magnetic field of the rotor due to the harmonic component of this voltage.
  • FIG. 11 is a graph of noise measurement results of the motor 2 driven by the inverter driving device.
  • the voltage update timing T1 of the voltage update timing generation unit 131 in this inverter drive device is (1 / fc).
  • the harmonic voltage output from the inverter 31 of the motor drive device 6 is the harmonic voltage when the voltage update timing T1 in FIG. 10 is (1 / fc).
  • the harmonic voltages when the voltage update timing T1 is (1 / fc) are the frequencies fc ⁇ 2f1 (13th-order components and 17th-order components in FIG. 10) and fc ⁇ 4f1 (11th-order components and 19th-order components in FIG. 10).
  • 2fc ⁇ f1 29th-order components and 31st-order components in FIG. 10
  • fc ⁇ f1 14th-order components and 16th-order components in FIG. 10) are generated.
  • this harmonic voltage When this harmonic voltage is applied to the motor, it becomes a harmonic current with the same frequency as the voltage.
  • the rotating magnetic field of the stator and the magnetic field of the rotor due to the frequencies fc ⁇ 2f1 (13th-order components and 17th-order components in FIG. 10) and fc ⁇ 4f1 (11th-order components and 19th-order components in FIG. 10) interfere with each other at the frequency fc ⁇ 3f1.
  • Electromagnetic force is generated.
  • an electromagnetic force having a frequency fc ⁇ 3f1, 2fc is generated. This electromagnetic force vibrates the motor case and housing, resulting in electromagnetic noise.
  • the harmonic voltage when the voltage update timing T1 in FIG. 10 is (1 / 2fc) does not generate fc ⁇ f1 (14th-order component and 16th-order component in FIG. 10). Therefore, the frequency of the electromagnetic force generated by the harmonic voltage is the frequency fc ⁇ 3f1, 2fc.
  • the harmonic voltage when the voltage update timing T1 in FIG. 10 is (3 / 2fc) does not generate fc ⁇ f1 (the 14th order component and the 16th order component in FIG. 10), and the frequency (2fc) / Harmonic voltages of 3 ⁇ f1 and (2fc) / 3 ⁇ f1 are generated. Therefore, the electromagnetic noise is generated at the frequency (2fc) / 3 ⁇ 2f1 due to the harmonic voltage.
  • the motor electrical angular frequency f1 changes accordingly.
  • Electromagnetic excitation force generated in proportion to the frequency fc ⁇ 3f1 of the electromagnetic noise that changes depending on the motor speed, the natural frequency fm of the case housing (mechanism) of the motor 2, and the speed specific to the magnetic design of the motor 2 The frequency is increased due to resonance with the frequency caused by.
  • the noise of the frequency fc-3f1 caused by the voltage harmonics of the inverter 3 coincides with the natural frequency fm of the motor structure system, and the noise increases due to resonance. .
  • Noise due to the magnetic design of the motor is generated depending on the number of poles of the rotor of the motor, the number of slots of the stator, the magnetic gap, the winding method of the stator, and is generally N times the electrical angular frequency f1 of the motor. Occurs. For example, in the measurement result of the motor of FIG. 11, the motor 2 generates many times 12 times and 24 times the electrical angular frequency f1.
  • FIG. 12 shows a table of electromagnetic noise frequencies generated by the motor 2 and the inverter 3.
  • the electromagnetic force generated at these frequencies matches the natural frequency (fm1, fm2, fm3,%) Of the case housing, vibration and noise due to the electromagnetic force increase.
  • the voltage command update timing and the frequency of the carrier signal are changed so as to minimize the electromagnetic noise while avoiding resonance.
  • the voltage command update timing is updated to a mountain valley while increasing the frequency of the carrier signal
  • the computation load of the microcomputer increases. Therefore, when the frequency of the carrier signal is increased, it is necessary to perform peak update. If the same carrier frequency is used when switching between the mountain valley update and the mountain update, the natural frequency fm1 and fm2 of the case housing coincide with each other as shown in FIG. 13, and the carrier electromagnetic noise increases.
  • FIG. 14 shows an example method of changing the carrier frequency and the voltage update timing according to the second embodiment of the present invention.
  • two carrier frequencies the first carrier frequency fc1 and the second carrier frequency fc2
  • the case housing has natural frequencies fm1 and fm2 when the rotational speed of the motor is low.
  • Set to carrier frequency When the processing load of the microcomputer is increased and the voltage update timing is set to peak update, the carrier frequency fc1 is set between the natural frequencies fm1 and fm2 of the case housing so as not to coincide with the frequency fc ⁇ 3f1 of the electromagnetic noise spreading radially. To. By doing so, resonance with the case housing can be avoided, and electromagnetic noise generated in the motor drive system 6 can be reduced.
  • the frequency fc2 of the carrier electromagnetic noise generated by setting the voltage update timing to T1 is matched with the natural frequency fm1 or fm2 of the case housing so that the sound can be generated with a small harmonic voltage. It may be generated.
  • FIG. 15 is a configuration diagram of a hybrid vehicle system to which the inverter drive device of this embodiment is applied. As shown in FIG. 15, the hybrid vehicle system has a power train to which the motor 2 is applied as a motor / generator.
  • a front wheel axle 701 is rotatably supported at the front portion of the vehicle body 700, and front wheels 702 and 703 are provided at both ends of the front wheel axle 701.
  • a rear wheel axle 704 is rotatably supported at the rear portion of the vehicle body 700, and rear wheels 705 and 706 are provided at both ends of the rear wheel axle 704.
  • a differential gear 711 that is a power distribution mechanism is provided at the center of the front wheel axle 701, and the rotational driving force transmitted from the engine 710 via the transmission 712 is distributed to the left and right front wheel axles 701. ing.
  • the engine 710 and the motor 2 are mechanically connected via a belt 730 to a pulley 710 a provided on the crankshaft of the engine 710 and a pulley 720 a provided on the rotating shaft of the motor 2.
  • the rotational driving force of the motor 2 can be transmitted to the engine 710, and the rotational driving force of the engine 710 can be transmitted to the motor 2, respectively.
  • the three-phase AC power controlled by the inverter 3 is supplied to the stator coil of the stator, so that the rotor rotates and generates a rotational driving force corresponding to the three-phase AC power.
  • the motor 2 is controlled by the inverter 3 and operates as an electric motor.
  • the rotor rotates by receiving the rotational driving force of the engine 710, an electromotive force is induced in the stator coil of the stator, and three-phase AC power is generated. Operates as a generator that generates.
  • the inverter 3 is a power converter that converts DC power supplied from the high-voltage battery 5 that is a high-voltage (42V or 300V) system power source into three-phase AC power, and corresponds to the magnetic pole position of the rotor according to the operation command value.
  • the three-phase alternating current flowing in the stator coil of the motor 2 is controlled.
  • the three-phase AC power generated by the motor 2 is converted into DC power by the inverter 3 and charges the high voltage battery 5.
  • the high voltage battery 5 is electrically connected to the low voltage battery 723 via a DC-DC converter 724.
  • the low-voltage battery 723 constitutes a low-voltage (14V) system power source of the automobile, and is used as a power source for a starter 725, a radio, a light, and the like that initially starts (cold start) the engine 710.
  • the engine 710 When the vehicle is at a stop such as waiting for a signal (idle stop mode), the engine 710 is stopped, and when the vehicle is restarted, the engine 710 is restarted (hot start). Restart.
  • the idle stop mode when the charge amount of the high voltage battery 5 is insufficient or when the engine 710 is not sufficiently warmed, the driving is continued without stopping the engine 710. Further, during the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for auxiliary equipment that uses the engine 710 as a drive source, such as an air conditioner compressor. In this case, the motor 2 is driven to drive the auxiliary machinery.
  • the motor 2 is driven to assist the driving of the engine 710 even in the acceleration mode or the high load operation mode. Conversely, when the high voltage battery 5 is in a charging mode that requires charging, the motor 2 is generated by the engine 710 to charge the high voltage battery 5. That is, the regeneration mode such as when the vehicle is braked or decelerated is performed.
  • the vibration-proof material, the sound-proof material, and the sound-insulating material to be attached to the vehicle body can be reduced by reducing the electromagnetic noise while reducing the calculation load of the microcomputer. Moreover, fuel efficiency can be improved by reducing these materials.
  • the inverter device alone has been described. Needless to say, the inverter device can be applied to a motor drive system in which the inverter device and the motor are integrated as long as the inverter device has the above-described function.

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Abstract

マイコンの演算負荷を軽減しながら、電磁騒音を低減することである。　本発明に係るインバータ駆動装置は、キャリア信号に基づくＰＷＭパルス信号により多相モータを駆動する電力変換器を制御するモータ制御装置において、前記キャリア信号の山側又は谷側においてのみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第１制御モードと、前記キャリア信号の山側及び谷側の双方において前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第２制御モードと、前記キャリア信号の山谷山もしく谷山谷のうち１回のみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第３制御モードと、を車速情報に基づいて切り替える

Description

インバータ駆動装置およびそれを用いた電動車両システム
　本発明は、インバータ駆動装置に関わり、特に、電動車両システムに用いられるインバータ駆動装置に関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御してモータを駆動するインバータ駆動装置は、直流電源から任意の周波数の交流電圧に変換し、可変速駆動を実現している。
　ＰＷＭ制御は、正弦波状の変調信号を鋸波や三角波などのキャリア信号と比較して、パルス電圧を発生させるため、キャリア信号の周波数に起因した電磁加振力による騒音（以下、電磁騒音と略す）が発生する。
　特に、電磁加振力の周波数ｆと機構の固有振動の周波数ｆｍとが合致すると、共振して大きな電磁騒音を発生させる。特許文献１には、共振による電磁騒音を低減するために、キャリア信号の周波数ｆｃと機構の固有振動の周波数ｆｍとを一致させる技術が記載されている。
特開２０１１－１７２３０３号公報
　特許文献１では、正弦波状の変調信号の更新タイミングを三角波のキャリア信号の「山」と「谷」の２回とすることで、キャリア信号の周波数ｆｃの電磁騒音が発生しないようにしている(図１参照)。
　しかしながら、電圧更新タイミングを「山」と「谷」とする（以下、山谷更新と略）と、インバータに印加する三相電圧をキャリア信号の２倍の周波数２ｆｃで更新する必要があり、マイコンの処理負荷が増大する。
　この山谷更新を使用した場合、電圧の更新タイミングの頻度を上げなければならないため、インバータのキャリア信号の周波数を上げることが困難である。これに対して、電圧更新タイミングを「山」のみとする（以下、山更新と略）と、インバータに印加する三相電圧をキャリア信号の周波数ｆｃで更新すればよく、マイコンの処理負荷が低減する（図２参照）。一方、山更新は電圧の更新タイミングの回数が半減するため、山谷更新と比較して出力電圧の波形が粗くなることで基本波電圧以外の高調波電圧が増大する。
　本発明の課題は、マイコンの演算負荷を軽減しながら、電磁騒音を低減することである。
　上記課題を解決するために本発明に係るインバータ駆動装置は、キャリア信号に基づくＰＷＭパルス信号により多相モータを駆動する電力変換器を制御するモータ制御装置において、前記キャリア信号の山側又は谷側においてのみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第１制御モードと、前記キャリア信号の山側及び谷側の双方において前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第２制御モードと、前記キャリア信号の山谷山もしく谷山谷のうち１回のみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第３制御モードと、を車速情報に基づいて切り替える。
　本発明により、マイコンの演算負荷を軽減しながら、電磁騒音を低減できる。
変調信号の更新タイミングを山谷としたときの例を表す図である。 変調信号の更新タイミングを山としたときの例を表す図である。 本実施形態のインバータ駆動装置を有するモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。 図３に示された制御部１内のブロック図である。 電圧指令生成部１３のブロック図である。 第１の実施形態における電圧更新タイミング生成フローである。 更新周期Ｔ１が３／（２ｆｃ）のときの電圧更新タイミングである。 更新周期Ｔ１が１／ｆｃのときの電圧更新タイミングである。 更新周期Ｔ１が１／（２ｆｃ）のときの電圧更新タイミングである。 モータ電気角周波数をｆ１、キャリア信号の周波数をｆｃとしたとき、ｆ１とｆｃの比を１５としたときの電圧の更新タイミングの違いに起因する電圧の高調波成分を示すグラフである。 インバータ駆動装置により駆動されるモータ２の騒音の測定結果のグラフである。 モータ２、インバータ３により発生する電磁騒音の周波数の表である。 第２の実施形態におけるキャリア信号の周波数と騒音の関係を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態によるキャリア周波数と電圧更新タイミングの変化方法例を示す。 本実施形態のインバータ駆動装置が適用されたハイブリッド自動車システムの構成図である。
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
　図３は、本実施形態のインバータ駆動装置を有するモータ駆動装置６の構成を示すブロック図である。図４は、図３に示された制御部１内のブロック図である。
　モータ駆動装置６は、モータ２とインバータ３を有している。
　インバータ３は、直流電流を交流電流に相互に変換するインバータ回路３１と、インバータ回路３１にPWM信号を出力するパルス幅変調信号出力手段３２と、直流電力を平滑化する平滑キャパシタ３３と、を有している。
　高圧バッテリ５は、モータ駆動装置６の直流電圧源である。高圧バッテリ５の直流電圧ＶＢは、インバータ３のインバータ回路３１とパルス幅変調信号出力手段３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、モータ２に印加される。
　モータ２は、三相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ２には、モータ２の誘起電圧の位相に合わせて三相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ４が取り付けられており、回転位置検出器４１にて回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算すると共にモータ回転速度ωｒを演算する。
　ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。
　電流検出手段７は、モータ２を通電する三相交流電流であるＵ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗを検出する。ここでは、３つの電流検出器を具備するものを示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相を三相電流の和が零であることから算出してもよい。また、インバータ３に流入するパルス状の直流母線電流を平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（電流検出値Ｉｄｃ）として検出し、印加電圧に応じて直流電流を三相電流に再現してもよい。
　図４に示されるように、制御部１は、三相／ｄｑ変換電流制御部１１、電流制御部１２、電圧指令生成部１３を有しており、検出したＵ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗとモータ２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊に応じて、インバータ３のインバータ回路３１を駆動する。
　三相／ｄｑ変換電流制御部１１は、検出したＵ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗと回転位置θとからｄｑ変換したｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを演算する。電流制御部１２では、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑと、目標トルクに応じて作成されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とが一致するようにｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
　電圧指令生成部１３は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と回転位置θとからＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、ＵＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算し、三相電圧指令値をパルス幅変調したＰＷＭパルス（ＰＷＭ）出力する。ＰＷＭパルスは、ドライブ回路を介して、インバータ回路３１の半導体スイッチ素子をオン／オフ制御して出力電圧を調整する。
　なお、モータ駆動装置６において、モータ２の回転速度を制御する場合には、回転位置θの時間変化からモータ回転速度ωｒを演算し、上位の制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑとモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を作成する。
　次に図５を用いて本実施形態の電圧指令生成部１３について説明する。図５は、電圧指令生成部１３のブロック図である。電圧指令生成部１３は、電圧更新タイミング生成部１３１、ｄｑ／三相電圧指令変換部１３２、三角波生成部１３３、ゲート信号生成部１３４により構成される。
　電圧更新タイミング生成部１３１は、マイコンの演算負荷に応じて、電圧の更新タイミングを決定する。図６は、第１の実施形態における電圧更新タイミング生成フローである。
電圧更新タイミング生成部１３１では、図６の電圧更新タイミング生成フローに基づいてマイコンの処理負荷率に応じて更新周期Ｔ１を変化させる。マイコンの処理負荷率は，演算負荷に応じて変化する。例えば，電圧利用率を向上させる矩形波制御やトルク脈動抑制制御を用いた場合を取り上げる。
キャリア信号の周波数をｆｃとする。この場合，電流推定演算やｄｑ軸電流に６倍の脈動を重畳した制御を行うため，通常の電流制御と比較して演算量が増加する。こういった場合に，更新周期Ｔ１を通常の電流制御で使用される１／（２ｆｃ）から１／（ｆｃ）や３／（２ｆｃ）と伸ばすことで，矩形波制御やトルク脈動抑制制御に必要な演算時間を確保することができる。
　図７から図９に、更新周期Ｔ１における電圧更新タイミングを示す。図７から図９では、モータ電気角周波数をｆ１、キャリア信号の周波数をｆｃとしたとき、ｆ１とｆｃの比を１５としている。
　図７は、更新周期Ｔ１が３／（２ｆｃ）のときの電圧更新タイミングである。図７では，電圧の更新タイミングがキャリア信号の１周期（１／ｆｃ）の３／２倍となっており，三角波であるキャリア信号の「山側・谷側・山側」と「谷側・山側・谷側」とが交互に来る。
　図８は、更新周期Ｔ１が１／ｆｃのときの電圧更新タイミングである。図８では，電圧の更新タイミングがキャリア信号の１周期（１／ｆｃ）の１倍となっており，三角波であるキャリア信号の「山側・谷側」が連続に来る。以下では，「山」の更新タイミングと略す。
　図９は、更新周期Ｔ１が１／（２ｆｃ）のときの電圧更新タイミングである。図９では，電圧の更新タイミングがキャリア信号の１周期（１／ｆｃ）の１／２倍となっており，三角波であるキャリア信号の「山側」と「谷側」とが交互に来る。以下では，「山谷」の更新タイミングと略す。
　ｄｑ／三相電圧変換部１３２は、電流制御部１２の出力であるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と回転位置検出器４１の出力である回転位置θと電圧更新タイミング生成部１３１の出力である更新周期Ｔ１から固定座標変換および二相三相変換を行い、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊とＶ相電圧指令値Ｖｖ＊とＷ相電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。
　三角波生成部１３３は、キャリア信号の周波数ｆｃに基づき、キャリア信号の周波数ｆｃの三角波を生成する。
　ゲート信号生成部１３４は、ｄｑ／三相電圧変換部１３２の出力であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊とＶ相電圧指令値Ｖｖ＊とＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と三角波生成部１３３の出力である三角波を比較し、パルス状の電圧を生成する。その際、上側アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐを論理反転させ、下側アームゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。
　このように、図６に示す第１の実施形態における電圧更新タイミング生成フローを用いて電圧更新のタイミングを間引くことで、ｄｑ軸電圧指令を三相電圧の指令に演算し、三角波と比較する電圧指令生成部１３のマイコンの処理負荷を低減することができる。
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１０は、モータ電気角周波数をｆ１、キャリア信号の周波数をｆｃとしたとき、ｆ１とｆｃの比を１５としたときの図７から図９に示した電圧の更新タイミングの違いに起因する電圧の高調波成分を示すグラフである。
　どの電圧の更新タイミングにおいても周波数ｆｃ±２ｆ１（図１０の１３次成分、１７次成分）、ｆｃ±４ｆ１（図１０の１１次成分、１９次成分）および２ｆｃ±ｆ１（図１０の２９次成分、３１次成分）が発生する。
　この電圧の高調波成分によるステータの回転磁界とロータの磁界が干渉しあうことで、周波数ｆｃ±３ｆ１と２ｆｃの電磁騒音が発生する。
　実測されたモータの電磁騒音を例として上記の周波数について詳細に説明する。図１１は、インバータ駆動装置により駆動されるモータ２の騒音の測定結果のグラフである。このインバータ駆動装置にある電圧更新タイミング生成部１３１の電圧の更新タイミングＴ１は（１／ｆｃ）である。このとき，モータ駆動装置６のインバータ３１で出力される高調波電圧は図１０の電圧更新タイミングＴ１が（１／ｆｃ）のときの高調波電圧となる。電圧更新タイミングＴ１が（１／ｆｃ）のときの高調波電圧は，周波数ｆｃ±２ｆ１（図１０の１３次成分、１７次成分）、ｆｃ±４ｆ１（図１０の１１次成分、１９次成分）および２ｆｃ±ｆ１（図１０の２９次成分、３１次成分）に加えて，ｆｃ±ｆ１（図１０の１４次成分、１６次成分）が発生する。
　この高調波電圧がモータに印加されると，電圧と同じ周波数の高調波電流となる。周波数ｆｃ±２ｆ１（図１０の１３次成分、１７次成分）、ｆｃ±４ｆ１（図１０の１１次成分、１９次成分）によるステータの回転磁界とロータの磁界が干渉し，周波数ｆｃ±３ｆ１の電磁力が発生する。同様に，周波数ｆｃ±３ｆ１，２ｆｃの電磁力が発生する。この電磁力がモータケースやハウジングを振動させ，電磁騒音となる。
　一方で，図１０の電圧更新タイミングＴ１が（１／２ｆｃ）のときの高調波電圧は，ｆｃ±ｆ１（図１０の１４次成分、１６次成分）が発生しない。そのため，上記高調波電圧により発生する電磁力の周波数は周波数ｆｃ±３ｆ１，２ｆｃとなる。また，図１０の電圧更新タイミングＴ１が（３／２ｆｃ）のときの高調波電圧は，ｆｃ±ｆ１（図１０の１４次成分、１６次成分）が発生せず，例として周波数（２ｆｃ）／３±ｆ１および（２ｆｃ）／３±ｆ１の高調波電圧が発生する。そのため，上記高調波電圧により発生する周波数（２ｆｃ）／３±２ｆ１の電磁騒音になる。
　モータの回転数が変化すると，それに伴いモータ電気角周波数ｆ１が変化する。モータの回転数により変化する電磁騒音の周波数ｆｃ±３ｆ１と，モータ２のケースハウジング（機構）の固有振動数ｆｍと，モータ２の磁気設計固有の回転数に比例して発生する電磁加振力に起因した周波数とが共振することで大きくなる。例として、図１１のモータ２の電磁騒音の測定結果では、インバータ３の電圧高調波に起因した周波数ｆｃ－３ｆ１の騒音がモータ構造系の固有振動数ｆｍと一致し、共振により騒音が大きくなる。
　次に，モータの磁気設計による騒音について述べる。モータの磁気設計による騒音は，モータのロータの極数やステータのスロット数，磁気的な空隙，ステータの巻線方法などに依存して発生し，一般的にモータの電気角周波数ｆ１のＮ倍で発生する。例えば，図１１のモータの測定結果ではモータ２は電気角周波数ｆ１の１２倍と２４倍が多く発生する。
　図１２に、上記のモータ２、インバータ３により発生する電磁騒音の周波数の表を示す。これらの周波数で発生する電磁力がケースハウジングの固有振動数（ｆｍ１，ｆｍ２，ｆｍ３，…）と一致することで，電磁力による振動・騒音が大きくなる。
　本発明の第２の実施形態では，図１１に示す実測された電磁騒音とは異なり，共振を避けて電磁騒音を最小とするように電圧指令更新タイミングとキャリア信号の周波数を変化させる。
　一般に、キャリア信号の周波数を増加させながら、電圧指令更新タイミングを山谷更新とすると、マイコンの演算負荷が増大する。そのため、キャリア信号の周波数を高くする場合は、山更新とする必要がある。山谷更新と山更新を切り替えるときに，同じキャリア周波数とした場合，図１３に示すようにケースハウジングの固有振動数ｆｍ１とｆｍ２と一致し，キャリア電磁騒音が大きくなる。
　図１４に，本発明の第２の実施形態によるキャリア周波数と電圧更新タイミングの変化方法例を示す。本発明の第２の実施形態では，キャリア周波数を第１のキャリア周波数ｆｃ１と第２のキャリア周波数ｆｃ２の２つを設け，モータの回転数が低いとき，ケースハウジングの固有振動数ｆｍ１とｆｍ２よりキャリア周波数に設定する。マイコンの処理負荷が高くなり，電圧の更新タイミングを山更新とするとき，キャリア周波数ｆｃ１をケースハウジングの固有振動数ｆｍ１とｆｍ２の間とし，放射状に広がる電磁騒音の周波数ｆｃ±３ｆ１と一致しないようにする。このようにすることで，ケースハウジングとの共振を避け，モータ駆動システム６で発生する電磁騒音を低減できる。
　また，モータの回転数が低いとき，電圧の更新タイミングをＴ１とすることで発生するキャリア電磁騒音の周波数ｆｃ２とケースハウジングの固有振動数ｆｍ１もしくはｆｍ２とを一致させ，少ない高調波電圧で音を発生させてもよい。
　次に、図１５を用いて、本発明に係るインバータ駆動装置を車両に適用したその他の実施形態を説明する。
　図１５は、本実施形態のインバータ駆動装置が適用されたハイブリッド自動車システムの構成図である。ハイブリッド自動車システムは、図１５に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
　図１５に示す自動車において符号７００は車体である。車体７００のフロント部には、前輪車軸７０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸７０１の両端には、前輪７０２、７０３が設けられている。車体７００のリア部には、後輪車軸７０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸７０４の両端には後輪７０５、７０６が設けられている。
　前輪車軸７０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア７１１が設けられており、エンジン７１０から変速機７１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸７０１に分配するようになっている。
　エンジン７１０とモータ２とは、エンジン７１０のクランクシャフトに設けられたプーリー７１０ａとモータ２の回転軸に設けられたプーリー７２０ａとがベルト７３０を介して機械的に連結されている。
　これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン７１０に、エンジン７１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、インバータ３によって制御された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
　すなわち、モータ２は、インバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン７１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
　インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
　モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ７２４を介して低圧バッテリ７２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ７２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン７１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ７２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
　車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン７１０を停止させ、再発車時にエンジン７１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン７１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン７１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン７１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン７１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン７１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン７１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。
　本実施形態のインバータ駆動装置を用いた電動車両では、マイコンの演算負荷を軽減しながら、電磁騒音を低減することで、車体に貼り付ける防振材、防音材、遮音材を低減できる。また、これら材料を低減することで、燃費を向上することができる。
　上述の実施の形態では、本実施形態のモータ駆動装置６をハイブリッド自動車システムに適用した場合について説明したが、電気自動車においても同様な効果が得られる。
　また、上述の実施形態では、インバータ装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにおいても適用できることは言うまでもない。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１…制御部、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、６…モータ駆動装置、７…電流検出手段、１１…三相／ｄｑ変換電流制御部、１２…電流制御部、１３…電圧指令生成部、３１…インバータ回路、３２…パルス幅変調信号出力手段、３３…平滑キャパシタ、４１…回転位置検出器、１３１…電圧更新タイミング生成部、１３２…ｄｑ／三相電圧指令変換部、１３３…三角波生成部、１３４…ゲート信号生成部、７００…車体、７０１…前輪車軸、７０２…前輪、７０３…前輪、７０４…後輪車軸、７０５…後輪、７０６…後輪、７１０…エンジン、７１０ａ…プーリー、７１１…デファレンシャルギア、７１２…変速機、７２０ａ…プーリー、７２３…低圧バッテリ、７２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、７２５…スタータ、７３０…ベルト、ｆ１…モータ電気角周波数、ｆｃ…キャリア信号の周波数、Ｇｕｐ…上側アームのＵ相ゲート信号、Ｇｖｐ…上側アームのＶ相ゲート信号、Ｇｗｐ…上側アームのＷ相ゲート信号、Ｇｕｎ…下側アームのＵ相ゲート信号、Ｇｖｎ…下側アームのＶ相ゲート信号、Ｇｗｎ…下側アームのＷ相ゲート信号、Ｉｄ…ｄ軸電流値、Ｉｄｃ…電流検出値、Ｉｄ＊…ｄ軸電流指令、Ｉｑ…ｑ軸電流値、Ｉｑ＊…ｑ軸電流指令、Ｉｕ…Ｕ相交流電流、Ｉｖ…Ｖ相交流電流、Ｉｗ…Ｗ相交流電流、Ｔ１…更新周期、Ｒｓｈ…シャント抵抗、ＶＢ…直流電圧、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令、Ｖｕ＊…Ｕ相電圧指令値、Ｖｖ＊…Ｖ相電圧指令値、Ｖｗ＊…Ｗ相電圧指令値、θ…回転位置、ωｒ…モータ回転速度

Claims (4)

  1. 　キャリア信号に基づくＰＷＭパルス信号により多相モータを駆動する電力変換器を制御するモータ制御装置において、
    　前記キャリア信号の山側又は谷側においてのみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第１制御モードと、
    　前記キャリア信号の山側及び谷側の双方において前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第２制御モードと、
    　前記キャリア信号の山谷山もしく谷山谷のうち１回のみ前記電力変換器への指令電圧信号を更新する第３制御モードと、を車速情報に基づいて切り替えるインバータ駆動装置。
  2. 　請求項１のインバータ駆動装置において、
    　前記３つの制御モードで発生する前記電力変換器のＰＷＭパルス信号により発生する電磁騒音の周波数と前記多相モータの共振周波数とが合致しないように、前記キャリア信号の周波数と前記３つの制御モードを変化させるインバータ駆動装置。
  3. 　請求項１のインバータ駆動装置において、
    　前記３つの制御モードで発生する前記電力変換器のＰＷＭパルス信号により発生する電磁騒音の周波数と前記他相モータの電磁加振力に起因した騒音の周波数とが合致しないように、前記キャリア信号の周波数と前記３つの制御モードを変化させるインバータ駆動装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載のインバータ駆動装置と、
    　該インバータ駆動装置によって駆動制御される三相モータと、を備える電動車両システム
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