WO2018061342A1 - インバータ装置 - Google Patents

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伸起 北野
達貴 井上
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Definitions

  • This invention relates to an inverter device.
  • a general three-phase inverter device smoothes voltage pulsations caused by a diode bridge by providing a capacitor and a reactor in a smoothing circuit.
  • it is necessary to use a large capacitor or reactor, which causes a problem of cost increase and volume increase.
  • the largest frequency component generated in the DC link voltage is 6 times the power supply frequency (300 Hz for 50 Hz, 360 Hz for 60 Hz), and 100 rps when the number of motor pole pairs is 3.
  • the beat phenomenon becomes most noticeable in the vicinity of (300 Hz) or 120 rps (360 Hz).
  • the voltage applied to the motor is pulsated according to the DC voltage by setting the modulation rate to a maximum modulation rate that can be set.
  • the motor current pulsation or beat occurs according to the voltage pulsation of the motor.
  • an object of the present invention is to provide an inverter device that can suppress the pulsation and beat of the motor current without reducing the voltage utilization rate.
  • an inverter device of the present invention is A converter unit that full-wave rectifies the three-phase AC voltage and outputs a DC voltage including a pulsating component having a frequency six times the frequency of the three-phase AC voltage;
  • An inverter unit that converts a DC voltage including the pulsating component from the converter unit into an AC voltage and outputs the AC voltage to the motor;
  • the d-axis voltage of the pulsating component included in the DC voltage in the rotation coordinates with the N-pole direction of the permanent magnet embedded in the rotor of the motor as the d-axis and the direction perpendicular to the d-axis as the q-axis
  • a control device that controls the inverter unit so that Vd is ahead of the q-axis voltage Vq.
  • the DC voltage from the converter unit is included in the rotation coordinates in which the N-pole direction of the permanent magnet embedded in the rotor of the motor is the d-axis and the direction perpendicular to the d-axis is the q-axis.
  • the control unit controls the inverter so that the d-axis voltage Vd of the generated pulsation component is ahead of the q-axis voltage Vq, so that the output voltage to the motor can be pulsated without reducing the voltage utilization rate.
  • the phase of the output voltage to the motor can be controlled, and the pulsation and beat of the motor current can be suppressed.
  • the control device (100) controls the inverter unit (22) so that the d-axis voltage Vd of the pulsation component included in the DC voltage is 90 degrees ahead of the q-axis voltage Vq in the rotational coordinate. To do.
  • control unit controls the inverter unit so that the d-axis voltage Vd of the pulsation component included in the DC voltage from the converter unit is 90 degrees ahead of the q-axis voltage Vq in the rotational coordinates.
  • the control device A phase detector for detecting the phase of the three-phase AC voltage; A pulsation component phase determination unit that determines a phase of a pulsation component included in the DC voltage based on the phase of the three-phase AC voltage detected by the phase detection unit; Based on the phase of the pulsating component included in the DC voltage determined by the pulsating component phase determining unit, the d-axis voltage Vd of the pulsating component included in the DC voltage is advanced by 90 degrees from the q-axis voltage Vq. As described above, the output voltage phase correction unit corrects the phase of the output voltage output from the inverter unit.
  • the pulsation component since the phase of the pulsation component included in the DC voltage is determined by the pulsation component phase determination unit based on the phase of the three-phase AC voltage detected by the phase detection unit, the pulsation component can be configured with a simple configuration. Can be detected. Based on the phase of the pulsating component included in the determined DC voltage, the output voltage phase correcting unit is configured such that the d-axis voltage Vd of the pulsating component included in the DC voltage is advanced by 90 degrees from the q-axis voltage Vq. Thus, the phase of the output voltage output from the inverter unit is corrected, so that the pulsation and beat of the motor current can be reliably suppressed.
  • the control device controls the inverter unit such that the locus of the voltage vector on the dq axis of the rotation coordinate of the output voltage output from the inverter unit (22) is circular.
  • control unit controls the inverter unit so that the locus of the voltage vector on the dq axis of the rotation coordinate of the output voltage output from the inverter unit is circular, so that the motor current Pulsation and beats can be reliably suppressed.
  • the output voltage phase correction unit is The output voltage output from the inverter unit (22) is set so that the d-axis voltage Vd of the pulsating component having a frequency six times the frequency of the three-phase AC voltage has a phase advanced by 90 degrees from the q-axis voltage Vq.
  • the second to Nth output voltage phase correction units for correcting the phase of the output voltage output from the inverter unit (22).
  • the pulsation component having a frequency six times the frequency of the three-phase AC voltage but also the harmonic component that is an integral multiple of the pulsation component having the frequency six times that of the three-phase AC voltage is orthogonal to the d axis.
  • the d-axis voltage Vd of the harmonic component that is an integral multiple of the pulsating component of 6 times the frequency is 90 degrees ahead of the q-axis voltage Vq.
  • An LC filter having a reactor connected between one output end of the converter unit and one input end of the inverter unit, and a capacitor connected between the input ends of the inverter unit,
  • the resonance frequency of the LC filter is a frequency that is at least six times the commercial frequency of the three-phase AC voltage input to the converter unit, and attenuates a current having the same frequency as the carrier frequency of the inverter unit
  • the characteristics of the LC filter are set.
  • an inverter device that can reduce the pulsation of the motor current when the DC link voltage pulsates due to the power supply frequency can be realized.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the Vdc pulsation component phase detector of the inverter device.
  • FIG. 3 is a block diagram of the compensation signal generator of the inverter device.
  • FIG. 4 is a diagram showing a pulsation waveform of the DC link voltage of the inverter device.
  • FIG. 5 is a diagram showing the zero cross detection signal, the DC link voltage, the pulsating component of the DC link voltage, and the waveform of the compensation signal.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the compensation phase of the voltage vector in the dq coordinate system.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the compensation gain of the voltage vector in the dq coordinate system.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the Vdc pulsation component phase detector of the inverter
  • FIG. 8 is a diagram showing a plurality of Vdc pulsation waveforms having different frequencies in the inverter device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a compensation signal generation unit of the inverter device.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the relationship between Vq pulsation and Vd pulsation with respect to Vdc pulsation.
  • FIG. 11B is a vector diagram when the phase difference ⁇ p> 0 of the Vd pulsation with respect to the Vq pulsation.
  • FIG. 11C is a vector diagram when the phase difference ⁇ p ⁇ 0 of the Vd pulsation with respect to the Vq pulsation.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an inverter device according to a first embodiment of the present invention.
  • the inverter device includes a converter unit 21 including six diodes D11 to D16 constituting a three-phase diode bridge circuit, and six switching elements S11 constituting a three-phase bridge circuit. To S16, and a control device 100 for controlling the inverter unit 22. Further, the inverter device includes an inductor Ldc connected between the positive output end of the converter unit 21 and the positive input end of the inverter unit 22, and a capacitor Cdc connected between the input ends of the inverter unit 22. I have. The inductor Ldc and the capacitor Cdc constitute an LC filter.
  • the converter unit 21 rectifies the three-phase AC voltage from the three-phase AC power source 10 into a direct current, converts the rectified DC voltage into a desired three-phase AC voltage by the inverter unit 22, and outputs it to the motor 23.
  • control device 100 detects a zero cross of the line voltage of the three-phase AC voltage, a zero cross detector 101, and outputs a signal representing the phase ⁇ Vdc of the Vdc pulsation component based on the zero cross signal.
  • Unit 102 compensation signal generation unit 103 that outputs compensation signal ⁇ h based on a signal representing phase ⁇ Vdc of Vdc pulsation component from Vdc pulsation component phase detection unit 102, and subtracting actual speed ⁇ from speed command ⁇ * subtractor 104 to the voltage command v d * on the basis of a signal from the adder-subtractor 104, v a motor control unit 105 for outputting the q *, v d * from the motor control unit 105, v the q * to polar conversion a polar coordinate conversion unit 106, a subtractor 107 for adding the compensation signal theta h from the voltage phase command theta ** the compensation signal generation unit 103 from the polar coordinate converter 106, press
  • the zero-cross detection unit 101 outputs a zero-cross signal representing the zero-cross of the AC waveform based on the line voltage of the three-phase AC voltage from the three-phase AC power supply 10.
  • the zero cross detection unit 101 is an example of a phase detection unit.
  • the Vdc pulsation component phase detection unit 102 outputs a triangular wave synchronized with the zero cross signal based on the zero cross signal (rectangular wave) from the zero cross detection unit 101, as shown in FIG. 102a, and a multiplier 102b that multiplies the signal that represents the Vdc pulsation component from the Vdc pulsation component phase calculation unit 102a by 6 and outputs a signal that represents the phase ⁇ Vdc of the Vdc pulsation component.
  • the Vdc pulsation component phase detection unit 102 is an example of a pulsation component phase determination unit.
  • the compensation signal generation unit 103 adds a signal representing the phase ⁇ Vdc of the Vdc pulsation component from the Vdc pulsation component phase detection unit 102 and the phase correction amount k ⁇ (fixed value).
  • the gain correction amount k a multiplier 103c is a fixed value.
  • the compensation signal generation unit 103 is an example of an output voltage phase correction unit.
  • FIG. 3 shows the waveform of the phase theta Vdc of Vdc pulsating component, and the waveform of Vdc, and the waveform of Vdc pulsation, the waveform of the compensation signal theta h.
  • the resonance frequency of the LC filter is a frequency that is at least six times the commercial frequency of the three-phase AC voltage input to the converter unit 21 and attenuates a current having the same frequency as the carrier frequency of the inverter unit 22.
  • the characteristics of the LC filter are set so as to be the frequency. That is, this LC filter does not have an effect of smoothing commercial frequency components.
  • FIG. 10 shows the relationship between the Vq pulsation and the Vd pulsation with respect to the Vdc pulsation, and the phase difference between the Vd pulsation and the Vq pulsation is ⁇ p.
  • ⁇ indicates the frequency of pulsation of Vd and Vq.
  • the motor rotation speed is 300 Hz at 100 rps, and at this time, the beat is the largest.
  • Vd and Vq are defined with constant phase as in the following equation (3).
  • phase difference ⁇ p 0 between Vd and Vq, that is, if Vd and Vq are in phase
  • the vector diagram is as shown in FIG. 11A, and the amplitude of this vector is the sum of both vectors.
  • FIG. 5 shows waveforms of the zero cross detection signal, the DC link voltage, the pulsating component of the DC link voltage, and the compensation signal.
  • Vd may be 90 degrees ahead of Vq, so the phase is compensated so as to draw a counterclockwise circular locus as shown in the vector diagram of FIG. Just do it.
  • the voltage vector v is It is represented by
  • r is the average value V dc_ave of the output voltage
  • the converter unit 21 has rotational coordinates in which the N-pole direction of the permanent magnet embedded in the rotor of the motor 23 is the d-axis and the direction orthogonal to the d-axis is the q-axis.
  • the voltage utilization factor is reduced by controlling the inverter unit 22 with the control device 100 so that the d-axis voltage Vd of the pulsation component included in the DC voltage from the control unit 100 is in a phase advanced by 90 degrees from the q-axis voltage Vq.
  • the phase of the output voltage to the motor 23 can be controlled in accordance with the pulsation of the output voltage to the motor 23, and the pulsation and beat of the motor current can be suppressed.
  • the phase of the pulsation component included in the DC voltage by the Vdc pulsation component phase detection unit 102 (pulsation component phase determination unit). Therefore, the phase of the pulsating component can be detected with a simple configuration.
  • the compensation signal generating unit 103 is configured so that the d-axis voltage Vd of the pulsating component included in the DC voltage is advanced by 90 degrees from the q-axis voltage Vq. Since the phase of the output voltage output from the inverter unit is corrected by the (output voltage phase correction unit), the pulsation and beat of the motor current can be reliably suppressed.
  • control unit 100 controls the inverter unit 22 so that the locus of the voltage vector on the dq axis of the rotation coordinate of the output voltage output from the inverter unit 22 becomes circular, thereby pulsating the motor current. And beats can be reliably suppressed.
  • the resonance frequency of the LC filter composed of the inductor Ldc and the capacitor Cdc is a frequency that is 6 times or more the commercial frequency of the three-phase AC voltage input to the converter unit 21 and the carrier frequency of the inverter unit 22
  • the inverter device that compensates for the pulsating component of 6 times the power supply frequency has been described.
  • the DC link voltage is not limited to 6 times the power supply frequency (in the case of three phases), It contains multiples of its harmonics.
  • a current pulsation is generated in the same manner as a pulsation having a power supply frequency of 6 times, while the current pulsation can be suppressed by injecting a compensation signal according to the same principle.
  • FIG. 9 shows a configuration diagram of the compensation signal generation unit 210 of the inverter device of the second embodiment.
  • the inverter device of the second embodiment has the same configuration as that of the inverter device of the first embodiment except for the compensation signal generation unit 210, and FIG.
  • the compensation signal generation unit 210 adds the signal representing the phase ⁇ Vdc of the Vdc pulsation component from the Vdc pulsation component phase detection unit 102 (shown in FIG. 1) and the phase correction amount k ⁇ 1 .
  • a multiplier 203-1 for correcting and outputting a compensation signal ⁇ h1 .
  • the first output voltage phase correction unit is configured by the adder / subtractor 201-1, the phase ⁇ sine wave conversion unit 202-1 and the multiplier 203-1.
  • the compensation signal generator 210 multipliers 200-2, 200-3,... That multiply the signal representing the phase ⁇ Vdc of the Vdc pulsation component from the Vdc pulsation component phase detector 102 by 2, 3,. , a 200-N, the multiplier 200-2,200-3, ..., signal and the phase correction amount from 200-N k ⁇ 2, k ⁇ 3 , ..., subtractor for each addition of k ⁇ N 201-2,201- , 201-N and the phase that converts the signals added by the adder / subtractors 201-2, 201-3,.
  • 200-N and adders / subtracters 201-2, 201-3,..., 201-N and phase ⁇ sine wave converters 202-2, 202-3,. , N, and multipliers 203-2, 203-3,..., 203-N form second to Nth output voltage phase correction units.
  • the compensation signal generator 210 adds the compensation signals ⁇ h1 , ⁇ h2 , ⁇ h3 ,..., ⁇ hN from the multipliers 203-1, 203-2, 203-3,. has a subtracter 204 for outputting a compensation signal theta h.
  • the inverter device having the above-described configuration, not only the pulsation component having a frequency six times the frequency of the three-phase AC voltage but also the harmonic component that is an integral multiple of the pulsation component having the frequency six times that of the three-phase AC voltage, Inverter unit 22 so that the d-axis voltage Vd of the harmonic component that is an integral multiple of the pulsating component of 6 times the frequency is 90 degrees ahead of the q-axis voltage Vq in the rotation coordinate with the orthogonal direction as the q-axis.
  • the pulsation and beat of the motor current can be similarly suppressed for those harmonic components.
  • the inverter device of the second embodiment has the same effect as the inverter device of the first embodiment.
  • the resonance frequency of the LC filter is a frequency that is six times or more the commercial frequency of the three-phase AC voltage input to the converter unit 21 and the same as the carrier frequency of the inverter unit 22.
  • the characteristics of the LC filter are set so that the current having the frequency is attenuated, the LC filter is not limited to this.
  • an LC filter having a resonance frequency less than 6 times the commercial frequency of the three-phase AC voltage input to the converter unit 21 is used.
  • the inverter device of the third embodiment has the same effect as the first embodiment and the inverter device.
  • SYMBOLS 10 Three-phase alternating current power supply 21 ... Converter part 22 ... Inverter part 23 ... Motor 100 ... Control apparatus 101 ... Zero cross detection part (phase detection part) 102... Vdc pulsation component phase detection unit (pulsation component phase determination unit) 102a ... Vdc pulsation component phase calculation unit 102b ... multiplier 103 ... compensation signal generation unit (output voltage phase correction unit) DESCRIPTION OF SYMBOLS 103a ... Adder / Subtractor 103b ... Phase ⁇ Sine wave converter 103c ... Multiplier 104 ... Adder / Subtractor 105 ... Motor controller 106 ... Polar coordinate converter 107 ...

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  • Rectifiers (AREA)

Abstract

インバータ装置は、三相交流電圧を全波整流して、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部(２１)と、コンバータ部(２１)からの脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータ(２３)に出力するインバータ部(２２)と、モータ(２３)の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、インバータ部(２２)を制御する制御装置(１００)とを備える。これにより、電圧利用率を低下させることなく、モータ電流の脈動やビートを抑制できるインバータ装置を提供する。

Description

インバータ装置
　この発明は、インバータ装置に関する。
　一般的な３相インバータ装置は、平滑回路にコンデンサやリアクトルを設けることによって、ダイオードブリッジで生じた電圧脈動を平滑している。しかし、平滑のためには大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要があり、コストアップや体積増大が問題となる。
　このようなインバータ装置においてコンデンサとリアクトルを小型化すると、上記問題は解決するが、直流電圧が脈動し、それに起因したモータ電流の脈動やビートが発生する。
　図４に示すように、直流リンク電圧に脈動が存在する場合、インバータの指令周波数が特定の場合にモータ相電流に低周波数成分のうねり(ビート)が発生することが知られている。
　平滑用の電解コンデンサを用いないインバータ装置の場合、直流リンク電圧に発生する最も大きな周波数成分は電源周波数の６倍(５０Ｈzなら３００Ｈｚ、６０Ｈｚなら３６０Ｈｚ)であり、モータ極対数が３の場合、１００ｒｐｓ(３００Ｈｚ)もしくは１２０ｒｐｓ(３６０Ｈｚ)付近で最もビート現象が顕著となる。
　このようなビート現象が発生すると、実効値やピーク電流の増加、モータの振動が問題となるため、ビートを抑制する技術が必要である。
　従来のインバータ装置としては、直流リンク電圧の脈動を検出し、電圧指令通りの電圧がインバータ装置からモータに印加されるように補正して、ビート抑制するものがある(例えば、特開昭６１－４８３５６号公報(特許文献１))。これにより、モータの印加電圧の脈動が抑制され、モータ電流の脈動やビートが抑制される。
特開昭６１－４８３５６号公報
　しかしながら、上記従来のインバータ装置の場合、モータ出力電圧の脈動をなくすよう変調率を補正するため、直流リンク電圧の最大値に対して８６.６％(図４参照)しか電圧を利用することができず、電圧利用率は低下し、モータ電流実効値は増加する。
　そこで、電圧利用率の拡大をするために、変調率を設定可能な最大変調率とすることを考える。この場合、電圧利用率は増加するが、モータ出力電圧が脈動するため、モータ電流の脈動やビートといった問題が発生する。
　平滑用の電解コンデンサを用いないインバータ装置の電圧利用率を向上するために、変調率を設定可能な最大変調率とすることで、モータへの印加電圧を直流電圧に応じて脈動させる。ただし、このモータの電圧脈動に応じて、モータ電流の脈動やビートが発生する。
　そこで、この発明の課題は、電圧利用率を低下させることなく、モータ電流の脈動やビートを抑制できるインバータ装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、この発明のインバータ装置は、
　三相交流電圧を全波整流して、上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部と、
　上記コンバータ部からの上記脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータに出力するインバータ部と、
　上記モータの回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、上記ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、上記インバータ部を制御する制御装置と
を備えたことを特徴とする。
　上記構成によれば、モータの回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、コンバータ部からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、制御装置によりインバータ部を制御することによって、電圧利用率を低下させることなく、モータへの出力電圧の脈動に応じて、モータへの出力電圧の位相を制御することが可能になり、モータ電流の脈動やビートを抑制できる。
　また、一実施形態のインバータ装置では、
　上記制御装置(１００)は、上記回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御する。
　上記実施形態によれば、回転座標において、コンバータ部からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、制御装置によりインバータ部を制御することによって、モータ電流の脈動やビートを効果的に抑制できる。
　また、一実施形態のインバータ装置では、
　上記制御装置は、
　上記三相交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
　上記位相検出部により検出された上記三相交流電圧の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定する脈動成分位相決定部と、
　上記脈動成分位相決定部により決定された上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部から出力される出力電圧の位相を補正する出力電圧位相補正部と
を有する。
　上記実施形態によれば、位相検出部により検出された三相交流電圧の位相に基づいて、脈動成分位相決定部により直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定するので、簡単な構成で脈動成分の位相を検出できる。その決定された直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、出力電圧位相補正部によりインバータ部から出力される出力電圧の位相を補正するので、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
　また、一実施形態のインバータ装置では、
　上記制御装置は、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の上記回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるように、上記インバータ部を制御する。
　上記実施形態によれば、制御装置によりインバータ部を制御して、インバータ部から出力される出力電圧の回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるようにすることで、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
　また、一実施形態のインバータ装置では、
　上記出力電圧位相補正部は、
　上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第１出力電圧位相補正部と、
　上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍(Ｎ＝２,３,…,ｍ(ｍは正の整数))の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第２～第Ｎ出力電圧位相補正部と
を有する。
　上記実施形態によれば、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分だけでなく、その６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分についても、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、インバータ部から出力される出力電圧の位相を制御することによって、それらの高調波成分についても同様にモータ電流の脈動やビートを抑制できる。
　また、一実施形態のインバータ装置では、
　上記コンバータ部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されたリアクトルと、上記インバータ部の入力端間に接続されたコンデンサとを有するＬＣフィルタを備え、
　上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記コンバータ部に入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記ＬＣフィルタの特性が設定されている。
　上記実施形態によれば、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなり、低コスト化や小型化を実現できる。
　以上より明らかなように、この発明によれば、電源周波数に起因する直流リンク電圧脈動時のモータ電流の脈動を低減できるインバータ装置を実現することができる。
　これにより、電圧を最大限利用することが可能となり、電圧利用率が向上し、モータ電流が減少する。
　また、電流脈動や電流のビートが抑制され、ピーク電流や電流実効値が低減できる。
　さらに、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなると共に、各構成部品の電流容量を低減することが可能となり、コストを削減できる。
図１はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図である。 図２は上記インバータ装置のＶｄｃ脈動成分位相検出部の構成図である。 図３は上記インバータ装置の補償信号生成部の構成図である。 図４は上記インバータ装置の直流リンク電圧の脈動波形を示す図である。 図５はゼロクロス検出信号と直流リンク電圧と直流リンク電圧の脈動成分と補償信号の波形を示す図である。 図６はｄｑ座標系における電圧ベクトルの補償位相を説明する図である。 図７はｄｑ座標系おける電圧ベクトルの補償ゲインを説明する図である。 図８はこの発明の第２実施形態のインバータ装置における周波数が異なる複数のＶｄｃ脈動の波形を示す図である。 図９は上記インバータ装置の補償信号生成部の構成図である。 図１０はＶｄｃ脈動に対するＶｑ脈動とＶｄ脈動の関係を説明する図である。 図１１ＡはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＝０のときのベクトル線図である。 図１１ＢはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＞０のときのベクトル線図である。 図１１ＣはＶｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差θｐ＜０のときのベクトル線図である。 図１２はθpに対するＩｄ,Ｉｑの関係(Ｖｄ＝Ｖｑの場合)を示す図である。
　以下、この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
　〔第１実施形態〕
　図１はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図を示している。
　この第１実施形態のインバータ装置は、図１に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１１～Ｄ１６からなるコンバータ部２１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１６からなるインバータ部２２と、インバータ部２２を制御する制御装置１００を備えている。また、上記インバータ装置は、コンバータ部２１の正極側出力端とインバータ部２２の正極側入力端との間に接続されたインダクタＬｄｃと、インバータ部２２の入力端間に接続されたコンデンサＣｄｃとを備えている。上記インダクタＬｄｃとコンデンサＣｄｃでＬＣフィルタを構成している。上記コンバータ部２１により三相交流電源１０からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部２２により所望の三相交流電圧に変換してモータ２３に出力する。
　また、上記制御装置１００は、三相交流電圧の線間電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出部１０１と、ゼロクロス信号に基づいてＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を出力するＶｄｃ脈動成分位相検出部１０２と、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号に基づいて補償信号θｈを出力する補償信号生成部１０３と、速度指令ω＊から実速度ωを減算する加減算器１０４と、加減算器１０４からの信号に基づいて電圧指令ｖｄ ＊,ｖｑ ＊を出力するモータ制御部１０５と、モータ制御部１０５からのｖｄ ＊,ｖｑ ＊を極座標変換する極座標変換部１０６と、極座標変換部１０６からの電圧位相指令θ＊＊と補償信号生成部１０３からの補償信号θｈを加算する加減算器１０７と、加減算器１０７からの補正電圧位相指令θ＊と極座標変換部１０６からの電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、相電圧指令信号Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊を出力するＰＷＭ(Pulse Width Modulation：パルス幅変調)信号生成部１０８と、ＰＷＭ信号生成部１０８からの相電圧指令信号Ｖｕ＊,Ｖｖ＊,Ｖｗ＊に基づいて、インバータ部２２のスイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１６にＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ変調部１０９とを有する。
　上記ゼロクロス検出部１０１は、三相交流電源１０からの三相交流電圧の線間電圧に基づいて、交流波形のゼロクロスを表すゼロクロス信号を出力する。このゼロクロス検出部１０１は位相検出部の一例である。
　また、上記Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２は、図２に示すように、ゼロクロス検出部１０１からのゼロクロス信号(矩形波)に基づいて、ゼロクロス信号に同期した三角波を出力するＶｄｃ脈動成分位相演算部１０２ａと、Ｖｄｃ脈動成分位相演算部１０２ａからのＶｄｃ脈動成分を表す信号を６逓倍して、Ｖｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を出力する逓倍器１０２ｂとを有する。このＶｄｃ脈動成分位相検出部１０２は脈動成分位相決定部の一例である。
　また、上記補償信号生成部１０３は、図３に示すように、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号と、位相補正量ｋθ(固定値)を加算する加減算器１０３ａと、加減算器１０３ａで加算された信号を正弦波に変換する位相→正弦波変換部１０３ｂと、位相→正弦波変換部１０３ｂからの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈを出力する乗算器１０３ｃとを有する。ここで、乗算器１０３ｃのゲイン補正量ｋａは固定値である。この補償信号生成部１０３は出力電圧位相補正部の一例である。
　図３の下側には、Ｖｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃの波形と、Ｖｄｃの波形と、Ｖｄｃ脈動の波形と、補償信号θｈの波形を示している。
　なお、上記ＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性が設定されている。すなわち、このＬＣフィルタは、商用周波数成分を平滑する作用を有しない。
　＜ビート発生原理＞
　ｄｑ座標上でのモータの電圧方程式は、次の(1)式で表せることが知られている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ここで、ｖｄ：ｄ軸電圧
　　　　　ｖｑ：ｑ軸電圧
　　　　　ｉｄ：ｄ軸電流
　　　　　ｉｑ：ｑ軸電流
　　　　　Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
　　　　　Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
　　　　　Ｒａ：モータ巻線抵抗
　　　　　Λａ：永久磁石による電気子鎖交磁束
　　　　　ωｅｒ：電気角速度
　定常項ωｅｒΛａ(磁石磁束による誘起電圧)を無視し、(1)式を変形して周波数伝達関数として表すと、次の(2)式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　直流リンク電圧の電圧脈動をそのまま使用する場合、(2)式のＶｄ,Ｖｑも脈動する。ここで、図１０にＶｄｃ脈動に対するＶｑ脈動とＶｄ脈動の関係を示しており、Ｖｑ脈動に対するＶｄ脈動の位相差をθｐとしている。図１０では、一例としてθｐ＝９０度(ＶｄがＶｑより９０度進み位相)の場合を示している。
　一方、(2)式の分母に含まれるＧ(ｊｗ)は、
　　　ωｅｒ　＝　ω
のときに最小(＝１/Ｇ(ｊｗ)が最大)となり、電流Ｉｄ,Ｉｑの脈動が最大となる(電流脈動やビートが発生)。
　ここで、ωは、Ｖｄ,Ｖｑの脈動の周波数のことを指しているので、例えば入力された交流電圧が３相５０Ｈzの場合、Ｖｄ,Ｖｑの主要な脈動周波数は、
　　　５０×６　＝　３００Ｈｚ
となり、モータ２３の極対数が３の場合、モータ回転数が１００ｒｐｓで３００Ｈｚとなるため、このとき、ビートが最も大きく発生する。
　ＶｄとＶｑを次の(3)式のように位相一定で定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　そして、
　　　ω　＝　ωｄｃ　＝　２π×３００　[rad/s]
とおくと、(3)式は次の(4)式のようにωｅｒに関する関数となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　関数Ｇは、回転数(ωｅｒ)と直流リンク電圧の脈動周波数(ωｄｃ)が等しくなると最も小さくなる。よって、高調波電流は、
　　　ωｅｒ　＝　ωｄｃ
となる回転数の時に最も流れる。
　＜ビート抑制原理＞
　次に、電気子電流Ｉａの脈動成分を最小化することを考える。
　電気子電流ＩａとＩｄおよびＩｑは、
　　　Ｉａ２　＝Ｉｄ２＋Ｉｑ２
の関係であるので、Ｉｄ、Ｉｑそれぞれの脈動成分を最小化すれば、Ｉａも最小となる。
ここで、Ｉｄ、Ｉｑの周波数応答関数の分子に注目し、Ｖｄｃ脈動周波数ωｄｃとインバータ指令周波数ωｅｒとが、
　　　ωｄｃ　＝　ωｅｒ
の関係とすると、上記(1)式を利用して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
が得られ、この(5)式の分子のみに着目し、ωｄｃをωｅｒに置き換えると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
が得られる。
　ここで、Ｉｄのみに着目し、さらにＩｄの式の右辺第２項のｊＶｄ＋Ｖｑについてベクトル図を用いて以下に説明する。
　ＶｄとＶｑとの位相差θｐ＝０、すなわちＶｄとＶｑが同位相であれば、ベクトル図は図１１Ａのようになり、このベクトルの振幅は両ベクトルの和となる。
　もし、ここで、θｐをプラス方向に上げると、ベクトル図は図１１Ｂに示すように変化し、合成ベクトルの大きさは徐々に小さくなっていく。最終的にθｐ＝９０度にすると、Ｖｄ＝Ｖｑのときに各ベクトルの和が打ち消され、その結果、Ｉｄの脈動が最小となる。
　一方、θｐをマイナス方向に下げると、ベクトル図は図１１Ｃに示すように変化し、合成ベクトルは大きくなっていき、θｐ＝－９０度で最大となる。
　以上のことと、図１２に示すθpに対するＩｄ,Ｉｑの関係(Ｖｄ＝Ｖｑの場合)から、ＶｄのＶｑに対する位相進み角を０度から１８０度(ＶｄがＶｑより進み位相)としたとき、ビート電流の抑制効果が発揮される。
　この(6)式の右辺第２項においてＶｄ,Ｖｑの成分が９０度ずれているため、Ｉｄ,Ｉｑも成分を持つことが分かる。逆に、ＶｄとＶｑは振幅の大きさは同じなので、ＶｑよりＶｄが９０度速く振幅しているなら、
　　　Ｖｄ＝ｊＶｑ
となるから、上記(6)式は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
となり、この(7)式の右辺第２項がなくなり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
となる。
　上記(8)式において、
　　　Ｒａ ＜＜ωｅｒ×Ｌｄ
ならＩｄ,Ｉｑはほぼ０となる。
　＜補償位相の決め方＞
　図５はゼロクロス検出信号と直流リンク電圧と直流リンク電圧の脈動成分と補償信号の波形を示している。図５に示すように、３００Ｈｚの脈動成分において、ＶｄがＶｑより９０度進み位相であればよいので、図６に示すベクトル図のように反時計回りの円軌跡を描くように位相を補償させればよい。
　すなわち、ゼロクロス検出信号の開始位置を基準に取ると、－ｓｉｎで振動すればよいことが分かる。
　＜補償ゲインの決め方＞
　ｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が完全な円状になればよいので、そのような位相振幅を求める。
　円の公式より、電圧ベクトルｖは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
で表される。ここで、ｒは出力電圧の平均値Ｖｄｃ＿ａｖｅ、ｖは出力電圧の(最大値Ｖｄｃ＿ｍａｘ－平均値Ｖｄｃ＿ａｖｅ)であるが、変調率が１付近であれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
となるので、位相θは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
で計算できる。ゲイン＝θなので、この(11)式からゲインを求めることができる。
　上記構成のインバータ装置によれば、モータ２３の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、そのｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、コンバータ部２１からの直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、制御装置１００によりインバータ部２２を制御することによって、電圧利用率を低下させることなく、モータ２３への出力電圧の脈動に応じて、モータ２３への出力電圧の位相を制御することが可能になり、モータ電流の脈動やビートを抑制できる。
　また、上記ゼロクロス検出部１０１(位相検出部)により検出された三相交流電圧の位相に基づいて、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２(脈動成分位相決定部)により直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定するので、簡単な構成で脈動成分の位相を検出することができる。その決定された直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、補償信号生成部１０３(出力電圧位相補正部)によりインバータ部から出力される出力電圧の位相を補正するので、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制することができる。
　また、上記制御装置１００によりインバータ部２２を制御して、インバータ部２２から出力される出力電圧の回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるようにすることで、モータ電流の脈動やビートを確実に抑制できる。
　また、上記インダクタＬｄｃとコンデンサＣｄｃで構成されたＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性を設定することによって、直流リンク部に平滑用の大型のコンデンサやリアクトルを使用する必要がなくなり、低コスト化や小型化を実現することができる。
　〔第２実施形態〕
　上記第１実施形態では、電源周波数の６倍の脈動成分に対して補償するインバータ装置について説明したが、実際には直流リンク電圧には電源周波数の６倍(３相の場合)以外にも、その倍数の高調波が含まれている。
　そこで、この発明の第２実施形態では、それら高調波による電力脈動の影響も同様の方法で抑制できるインバータ装置について説明する。
　例として、３相交流電圧を整流した直流リンク電圧で考えると、図８のように電源周波数の６倍の他に、その２,３,…,Ｎ倍(Ｎは正の整数)の高調波も含まれている。
　それら高調波についても、電源周波数６倍の脈動と同様に電流脈動を発生させ、一方で同じ原理で補償信号を注入することで電流脈動を抑えることができる。
　図９は第２実施形態のインバータ装置の補償信号生成部２１０の構成図を示している。なお、この第２実施形態のインバータ装置は、補償信号生成部２１０を除いて第１実施形態のインバータ装置と同一の構成をしており、図１を援用する。
　上記補償信号生成部２１０は、図９に示すように、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２(図１に示す)からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号と、位相補正量ｋθ１を加算する加減算器２０１-１と、加減算器２０１-１で加算された信号を正弦波に変換する位相→正弦波変換部２０２-１と、位相→正弦波変換部２０２-１からの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈ１を出力する乗算器２０３-１とを有する。
　この加減算器２０１-１と位相→正弦波変換部２０２-１と乗算器２０３-１で第１出力電圧位相補正部を構成している。
　また、上記補償信号生成部２１０は、Ｖｄｃ脈動成分位相検出部１０２からのＶｄｃ脈動成分の位相θＶｄｃを表す信号を２,３,…,Ｎ逓倍する逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎと、逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎからの信号と位相補正量ｋθ２,ｋθ３,…,ｋθＮを夫々加算する加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎと、加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎで加算された信号を正弦波に夫々変換する位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎと、位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎからの補償信号のゲインを補正して、補償信号θｈ２,θｈ３,…,θｈＮを夫々出力する乗算器２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎとを有する。
　ここで、乗算器２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎのゲイン補正量ｋ１,ｋ２,ｋ３,…,ｋＮは固定値である。
　この逓倍器２００-２,２００-３,…,２００-Ｎと加減算器２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎと位相→正弦波変換部２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎおよび乗算器２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎで第２～第Ｎ出力電圧位相補正部を構成している。
　さらに、上記補償信号生成部２１０は、乗算器２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎからの補償信号θｈ１,θｈ２,θｈ３,…,θｈＮを加算して、補償信号θｈを出力する加減算器２０４を有する。
　上記構成のインバータ装置によれば、三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分だけでなく、その６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分についても、ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、６倍の周波数の脈動成分の整数倍の高調波成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、インバータ部２２から出力される出力電圧の位相を制御することによって、それらの高調波成分についても同様にモータ電流の脈動やビートを抑制できる。
　上記第２実施形態のインバータ装置は、第１実施形態とインバータ装置と同様の効果を有する。
　〔第３実施形態〕
　上記第１,第２実施形態では、ＬＣフィルタの共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、インバータ部２２のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、ＬＣフィルタの特性を設定したが、ＬＣフィルタはこれに限らない。
　この発明の第３実施形態のインバータ装置では、共振周波数が、コンバータ部２１に入力される三相交流電圧の商用周波数の６倍未満の周波数のＬＣフィルタを用いている。
　上記第３実施形態のインバータ装置は、第１実施形態とインバータ装置と同様の効果を有する。
　この発明の具体的な実施の形態について説明したが、この発明は上記第１～第３実施形態に限定されるものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施することができる。例えば、上記第１～第３実施形態で記載した内容を適宜組み合わせたものを、この発明の一実施形態としてもよい。
　１０…三相交流電源
　２１…コンバータ部
　２２…インバータ部
　２３…モータ
　１００…制御装置
　１０１…ゼロクロス検出部(位相検出部)
　１０２…Ｖｄｃ脈動成分位相検出部(脈動成分位相決定部)
　１０２ａ…Ｖｄｃ脈動成分位相演算部
　１０２ｂ…逓倍器
　１０３…補償信号生成部(出力電圧位相補正部)
　１０３ａ…加減算器
　１０３ｂ…位相→正弦波変換部
　１０３ｃ…乗算器
　１０４…加減算器
　１０５…モータ制御部
　１０６…極座標変換部
　１０７…加減算器
　１０８…ＰＷＭ信号生成部
　１０９…ＰＷＭ変調部
　２００-２,２００-３,…,２００-Ｎ…逓倍器(第１出力電圧位相補正部)
　２０１-１,２０１-２,２０１-３,…,２０１-Ｎ…加減算器
　２０２-１,２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎ…位相→正弦波変換部
　２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎ…乗算器
　２０４…加減算器
　２１０…補償信号生成部
　Ｃｄｃ…コンデンサ
　Ｄ１１～Ｄ１６…ダイオード
　Ｌｄｃ…インダクタ
　Ｓ１１～Ｓ１６…スイッチング素子

Claims (6)

  1. 　三相交流電圧を全波整流して、上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の脈動成分を含む直流電圧を出力するコンバータ部(２１)と、
    　上記コンバータ部(２１)からの上記脈動成分を含む直流電圧を交流電圧に変換してモータ(２３)に出力するインバータ部(２２)と、
    　上記モータ(２３)の回転子に埋め込まれた永久磁石のＮ極方向をｄ軸とし、上記ｄ軸と位相が直交する方向をｑ軸とする回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑより進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御する制御装置(１００)と
    を備えたことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ装置において、
    　上記制御装置(１００)は、上記回転座標において、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)を制御することを特徴とするインバータ装置。
  3. 　請求項１または２に記載のインバータ装置において、
    　上記制御装置(１００)は、
    　上記三相交流電圧の位相を検出する位相検出部(１０１)と、
    　上記位相検出部(１０１)により検出された上記三相交流電圧の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相を決定する脈動成分位相決定部(１０２)と、
    　上記脈動成分位相決定部(１０２)により決定された上記直流電圧に含まれる脈動成分の位相に基づいて、上記直流電圧に含まれる脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する出力電圧位相補正部(１０３,２１０)と
    を有することを特徴とするインバータ装置。
  4. 　請求項１から３までのいずれか１つに記載のインバータ装置において、
    　上記制御装置(１００)は、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の上記回転座標のｄｑ軸上における電圧ベクトルの軌跡が円形になるように、上記インバータ部(２２)を制御することを特徴とするインバータ装置。
  5. 　請求項３に記載のインバータ装置において、
    　上記出力電圧位相補正部(２１０)は、
    　上記三相交流電圧の周波数の６倍の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第１出力電圧位相補正部(２０１-１,２０２-１,２０３-１)と、
    　上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍(Ｎ＝２,３,…,ｍ(ｍは正の整数))の周波数の上記脈動成分のｄ軸電圧Ｖｄがｑ軸電圧Ｖｑよりも９０度進み位相になるように、上記インバータ部(２２)から出力される出力電圧の位相を補正する第２～第Ｎ出力電圧位相補正部(２００-２,２００-３,…,２００-Ｎ,２０２-１,２０２-２,２０２-３,…,２０２-Ｎ,２０３-１,２０３-２,２０３-３,…,２０３-Ｎ)と
    を有することを特徴とするインバータ装置。
  6. 　請求項１から５までのいずれか１つに記載のインバータ装置において、
    　上記コンバータ部(２１)の一方の出力端と上記インバータ部(２２)の一方の入力端との間に接続されたリアクトル(Ｌdc)と、上記インバータ部(２２)の入力端間に接続されたコンデンサ(Ｃdc)とを有するＬＣフィルタを備え、
    　上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記コンバータ部(２１)に入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部(２２)のキャリア周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記ＬＣフィルタの特性が設定されていることを特徴とするインバータ装置。
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