WO2017179578A1 - 交流電源装置 - Google Patents

交流電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017179578A1
WO2017179578A1 PCT/JP2017/014838 JP2017014838W WO2017179578A1 WO 2017179578 A1 WO2017179578 A1 WO 2017179578A1 JP 2017014838 W JP2017014838 W JP 2017014838W WO 2017179578 A1 WO2017179578 A1 WO 2017179578A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
core
core portion
power supply
magnetic flux
supply device
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/014838
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
浩隆 大嶽
佑輔 中小原
鶴谷　守
Original Assignee
ローム株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ローム株式会社 filed Critical ローム株式会社
Priority to US16/092,144 priority Critical patent/US10886859B2/en
Priority to DE112017001372.0T priority patent/DE112017001372T5/de
Priority to CN201780023486.2A priority patent/CN109155597B/zh
Publication of WO2017179578A1 publication Critical patent/WO2017179578A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/24—Magnetic cores
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H01F27/38—Auxiliary core members; Auxiliary coils or windings
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F3/00—Cores, Yokes, or armatures
    • H01F3/10—Composite arrangements of magnetic circuits
    • H01F3/14—Constrictions; Gaps, e.g. air-gaps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an AC power supply device.
  • Switching power supply devices such as DC / DC converters and DC / AC converters having switch elements and filters are currently applied to a very wide range of fields such as consumer equipment and industrial equipment. In these switching power supply devices, small size, light weight, and high efficiency are emphasized, and the demand is higher as the power is higher.
  • a DC / AC converter used for UPS (uninterruptible power supply), a power conditioner, and the like is described in Patent Document 1 even if the effective value of the output current is the same as that of the DC / DC converter.
  • the crest factor crest factor: current peak value / current effective value
  • the crest factor crest factor: current peak value / current effective value
  • a filter circuit for a very large peak current is required. Therefore, stricter conditions than the DC / DC converter are imposed on the material physical properties and electrical characteristic values of the choke coil and the capacitor.
  • the miniaturization of the power supply by high-frequency driving of the switch element has many tradeoffs such as increased switching loss, increased power consumption of the gate drive circuit, and increased core loss of the choke coil, and the design can be easily changed.
  • the problem is that the filter circuit must be enlarged in order to suppress magnetic saturation.
  • an object of the invention disclosed in this specification is to provide an AC power supply device that is small and highly efficient and has few malfunctions.
  • An AC power supply apparatus disclosed in the present specification includes an AC generation bridge for obtaining an AC output, first and second PWM control bridges each including two switch elements, and the first and second bridges.
  • An AC power supply device having a coupling reactor connected to a PWM control bridge, wherein the coupling reactor has a core and one end connected to an output end of each of the first and second PWM control bridges. And first and second windings coupled to each other via the core, wherein the first and second windings are wound in directions that cancel out the magnetic fluxes generated in the core, respectively.
  • the configuration is the first configuration.
  • the first and second PWM control bridges are configured to turn on / off each switch element with a phase difference corresponding to 1 ⁇ 2 cycle. 2).
  • the core is formed by combining at least a first core portion and a second core portion which is a separate body from the first core portion. And the second winding are wound around the first core portion in directions to cancel the magnetic fluxes generated in the first core portion, respectively, and are wound around the second core portion.
  • the second core portion may be configured (third configuration) in which the leakage inductance of the coupling reactor is generated by the magnetic flux passing through the second core portion.
  • the change frequency of the magnetic flux generated in the second core portion may be higher than the drive frequency of the switch element (fourth configuration).
  • the first core portion may be configured (a fifth configuration) made of a material having isotropic insulation resistance.
  • the first core portion is made of a material having anisotropy in insulation resistance
  • the second core portion is the first core portion. You may make it the structure (6th structure) arrange
  • the core has a path of magnetic flux passing between the first core portion and the second core portion in a side surface direction of the first core portion.
  • a configuration (seventh configuration) that further includes a magnetic shielding part for limiting to the above may be used.
  • the second core portion has a larger cross-sectional area than the portion connected to the first core portion.
  • a configuration (eighth configuration) may be used.
  • the saturation magnetic flux density of the second core portion is equal to or higher than the saturation magnetic flux density of the first core portion (the ninth configuration).
  • Another AC power supply device disclosed in the present specification includes an AC generation bridge for obtaining an AC output, first and second PWM control bridges each including two switch elements, An AC power supply apparatus having a coupling reactor connected to first and second PWM control bridges, wherein the coupling reactor has a core and outputs at the ends of the first and second PWM control bridges, respectively.
  • First and second windings connected to each other and coupled to each other via the core, the core comprising at least a first core portion and a second core portion, wherein the first and second core portions
  • Each of the second core portions is made of the same material having anisotropy in the insulation resistance, and is molded so that the insulation resistance does not change along the direction of the magnetic flux passing therethrough.
  • the second core portion has a configuration (tenth configuration) arranged such that a leakage inductance of the coupling reactor is generated by a magnetic flux passing therethrough.
  • the AC power supply apparatus having any one of the first to tenth configurations may have a configuration (eleventh configuration) in which the drive frequency of the switch element is changed according to the output current.
  • the AC power supply device having any one of the first to eleventh configurations may have a configuration (a twelfth configuration) in which at least one of the switch elements is made of a SiC-based semiconductor or a GaN-based semiconductor.
  • Circuit diagram showing overall configuration of AC power supply Timing chart for explaining basic operation of AC power supply The schematic diagram which shows 1st Embodiment of a coupling reactor.
  • Equivalent circuit diagram of coupled reactor Schematic diagram showing an example of a core material with anisotropy in insulation resistance
  • X1-X2 cross section X1-X2 sectional view showing a first modification X1-X2 sectional view showing a second modification X1-X2 sectional view showing a third modification X1-X2 sectional view showing a fourth modification
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of an AC power supply apparatus.
  • the AC power supply device 1 of this configuration example converts a DC voltage Vdc (for example, DC 320V) supplied from the DC power source E1 into a desired AC voltage Vac (for example, AC 200V) and supplies it to a load RL.
  • Vdc DC voltage supplied from the DC power source E1
  • Vac AC voltage
  • an AC generation bridge 10 PWM [pulse width modulation] control bridges 20 and 30, a coupling reactor 40, an input capacitor 50, and an output capacitor 60.
  • the AC generation bridge 10 includes switch elements 11 and 12 (N-channel type MISFET [metal insulator semiconductor field effect transistor]) connected in series between the positive electrode end and the negative electrode end of the DC power supply E1.
  • the switch elements 11 and 12 are complementarily turned on / off at a predetermined AC frequency (for example, 60 Hz).
  • the PWM control bridges 20 and 30 are respectively connected to the switch elements 21 and 22 and the switch elements 31 and 32 connected in series between the positive electrode end and the negative electrode end of the DC power supply E1 (in the example of FIG. N-channel type MISFETs), and interleave operation is performed by turning on / off each switch element in a complementary manner with a predetermined phase difference (for example, a phase difference of 1 ⁇ 2 period).
  • a predetermined phase difference for example, a phase difference of 1 ⁇ 2 period.
  • the coupling reactor 40 is connected between the output ends of the PWM control bridges 20 and 30 and the load RL, and includes a first winding 41, a second winding 42, and a core 43.
  • the second end of the first winding 41 and the second end of the second winding 42 are commonly connected to the first end of the load RL.
  • the first winding 41 and the second winding 42 are magnetically coupled to each other via the core 43.
  • the input capacitor 50 is connected in series between the positive electrode end and the negative electrode end of the DC power supply E1, and smoothes the DC voltage Vdc.
  • the first end of the output capacitor 60 is connected to the first end of the load RL.
  • the output capacitor 60 connected in this way forms an LC filter together with the leakage inductance of the coupling reactor 40 (details will be described later), and smoothes the AC voltage Vac.
  • FIG. 2 is a timing chart for explaining the basic operation of the AC power supply device 1, and the gate-source voltages Vgs (11) and Vgs (12) of the switch elements 11 and 12, and the switch element 21 in order from the top.
  • And 22 respectively, gate-source voltages Vgs (21) and Vgs (22), switch elements 31 and 32, gate-source voltages Vgs (31) and Vgs (32), and switch element 21 drain current Id (21 ), The drain current Id (31) of the switch element 31, and the inductor currents IL1 and IL2 of each phase.
  • the output behavior when the switch element 11 is turned on and the switch element 12 is turned off is illustrated.
  • a phase difference of 1 ⁇ 2 period is provided between the drive phase of the switch elements 21 and 22 and the drive phase of the switch elements 31 and 32.
  • the inductor currents IL1 and IL2 flowing through the first winding 41 and the second winding 42 both exhibit the same behavior. That is, inductor currents IL1 and IL2 modulated at twice the drive frequency fx flow through the first winding 41 and the second winding 42, respectively.
  • the coupling reactor 40 used in this configuration is less likely to cause magnetic saturation even for an output with a large crest factor, and is necessary for continuous operation over a wide driving range. It is desirable to have inductance.
  • the novel coupling reactor 40 (especially new structure of the core 43) which can satisfy such a request
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the first embodiment of the coupling reactor 40.
  • the coupling reactor 40 of the present embodiment includes the first winding 41 and the second winding 42 and the core 43.
  • the core 43 is formed by combining a first core portion 43a and a second core portion 43b that is a separate body.
  • the first core portion 43a is an annular member around which the first winding 41 and the second winding 42 are wound, and functions as a magnetic leg portion.
  • the first winding 41 and the second winding 42 are wound around the first core portion 43a in directions in which the magnetic fluxes MF1 and MF2 generated in the first core portion 43a cancel each other.
  • the second core portion 43b is, for example, a rod-shaped member in which neither the first winding 41 nor the second winding 42 is wound, and functions as a so-called pass core.
  • the 2nd core part 43b is arrange
  • the second core portion 43b may be disposed so as to connect the connection portions ⁇ 1 and ⁇ 1 of the first core portion 43a.
  • connection part ⁇ 1 is a part where the magnetic fluxes MF1 and MF2 are shunted from the first core part 43a to the second core part 43b.
  • the lower surface of the upper beam part of the first core part 43a is This is equivalent to this.
  • the connection part ⁇ 1 is a part where the magnetic fluxes MF1 and MF2 are merged from the second core part 43b to the first core part 43a.
  • the upper surface of the lower beam part of the first core part 43a Corresponds to this.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the coupling reactor 40.
  • the coupling reactor 40 includes the exciting inductances Lp1 and Lp2 magnetically coupled to each other, as well as the leakage inductance Ls1 caused by the magnetic flux shunted from the first core portion 43a to the second core portion 43b. Ls2 is generated.
  • leakage inductances Ls1 and Ls2 can be used as a smoothing reactor for forming an LC filter together with the output capacitor 60. Therefore, if the first core portion 43a and the second core portion 43b are separate bodies, the characteristics as a smooth reactor can be obtained by appropriately designing the physical properties of the first core portion 43a and the physical properties and shape of the second core portion 43b. Can be arbitrarily adjusted. As a result, the small coupled reactor 40 having the desired leakage inductances Ls1 and Ls2 can be realized, which can contribute to downsizing of the entire AC power supply device 1.
  • the coupling reactor 40 of the present embodiment is characterized in that the first core portion 43a and the second core portion 43b are provided as separate bodies.
  • the 1st core part 43a and the 2nd core part 43b do not necessarily need to be formed with a different material.
  • the coupling reactor 40 of this embodiment since it is not necessary to necessarily provide a gap in the 2nd core part 43b, the discharge
  • the first core portion 43a can be designed separately from the above-described leakage inductance generation. Therefore, since the degree of freedom in design is improved, for example, it is possible to realize cost reduction in material selection.
  • the description of the coupling reactor 40 will be continued.
  • the second core portion 43b responsible for leakage inductance generation changes the magnetic flux passing therethrough.
  • the inductance values of the leakage inductances Ls1 and Ls2 necessary for forming the LC filter are reduced. Specifically, the required leakage inductance value due to current oscillation at twice the drive frequency fx is reduced, and the voltage applied to each leakage inductance section (the voltage applied to the reactor coupling section from the difference between the input and output voltages) By reducing the required leakage inductance due to the reduction in the value of the value obtained by subtracting 1), the inductance value required to obtain the same output current is approximately 1 compared to the case where a single PWM control bridge and reactor are used. Can be reduced to / 4.
  • the total magnetic flux obtained by adding the magnetic flux MF1 generated by the first winding 41 and the magnetic flux MF2 generated by the second winding 42 penetrates the second core portion 43b. That is, as a result, a magnetic flux having a higher density than that of the first core portion 43a is generated in the second core portion 43b. In view of this, it is desirable that the saturation magnetic flux density of the second core portion 43b is equal to or higher than the saturation magnetic flux density of the first core portion 43a. According to such a core design, since the second core portion 43b having a smaller cross-sectional area can be employed, the coupling reactor 40 can be reduced in size (and hence the AC power supply device 1 can be reduced in size). It becomes possible.
  • the first core portion 43a is preferably made of a material (such as ferrite or dust metal) having isotropic insulation resistance.
  • a material such as ferrite or dust metal
  • the eddy current generated in the first core portion 43a has no dependency on the magnetic flux direction. Accordingly, the connecting portion ⁇ 1 where the magnetic fluxes MF1 and MF2 are diverted from the first core portion 43a to the second core portion 43b, and the magnetic fluxes MF1 and MF2 are merged from the second core portion 43b to the first core portion 43a. Even if the direction of the magnetic fluxes MF1 and MF2 changes in the connected part ⁇ 1, the magnitude of the eddy current does not change, so that it is possible to suppress reaching the Curie temperature and increasing loss due to local heat generation. Become.
  • the coupled reactor 40 of the present embodiment has a leakage inductance Ls1 large enough to continuously operate in a wide driving range while suppressing magnetic saturation for an output having a large crest factor. And a small smoothing reactor having Ls2. Therefore, it is possible to provide a small-sized, high-efficiency AC power supply device with few malfunctions.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an example of a core material having anisotropy in insulation resistance.
  • the first core portion 43a shown in the drawing is manufactured by winding a thin strip member a10 formed by laminating a magnetic body a11 (for example, an amorphous alloy) and an insulator a12 around a mold many times. Therefore, when the first core portion 43a is viewed in cross section or in side view, the magnetic body a11 and the insulator a12 overlap each other in the vertical direction.
  • a magnetic body a11 for example, an amorphous alloy
  • the first implementation is performed while minimizing the problem of local heat generation.
  • a novel coupling reactor 40 (especially a new structure of the core 43) that can achieve the same effects as the embodiment is proposed.
  • FIG. 6 is a schematic diagram illustrating a second embodiment of the coupling reactor 40.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of the coupling reactor 40 taken along the line X1-X2.
  • the coupling reactor 40 of the present embodiment is based on the first embodiment, and the first core portion 43a is formed using a material having anisotropy in insulation resistance.
  • a feature is that the arrangement is changed and a magnetic shielding portion 43c is newly provided. Therefore, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 3, and redundant descriptions are omitted.
  • the characteristic portions of the present embodiment are mainly described.
  • the second core portion 43b has an extending portion 43b1 and a main body portion 43b2.
  • the magnetic flux shunted from the first core part 43a to the second core part 43b and the magnetic flux joined from the second core part 43b to the first core part 43a are both magnetoresistive.
  • a copper plate etc. can be used suitably as the magnetic shielding part 43c.
  • the pair of second core portions 43b are provided so as to sandwich the first core portion 43a from both side surface directions.
  • the pair of main body portions 43b2 are opposed to each other with a gap, but the size of the gap is not limited.
  • the gap itself is not an essential component, and the thicknesses of the main body portions 43b2 may be adjusted so that both the main body portions 43b2 come into contact with each other.
  • the extended portion 43b1 has a shape that partially covers the side surface of the first core portion 43a when viewed in the vertical direction, but it may have a shape that covers the whole.
  • FIG. 8A is an X1-X2 cross-sectional view showing a first modified example of the coupling reactor 40.
  • FIG. 8A the extending portion 43b1 of the second core portion 43b may be tapered in accordance with the magnetic flux path. Thereby, the material cost of the 2nd core part 43b can be reduced.
  • FIG. 8B is an X1-X2 cross-sectional view showing a second modified example of the coupling reactor 40.
  • the second core portion 43b may be formed as a simple plate member without distinguishing between the elongated portion 43b1 and the thick portion 43b2.
  • this configuration is adopted, there is no magnetic flux path from the A1 direction to the B direction in FIG. 5 and no magnetic flux path itself from the B direction to the A1 direction, so that the magnetic shielding portion 43c can be omitted.
  • FIG. 8C is an X1-X2 sectional view showing a third modification of the coupling reactor 40.
  • FIG. This modification is based on the second modification (FIG. 8B), and a magnetic shielding part 43c is provided between the corner of the first core part 43a and the second core part 43b.
  • FIG. 8D is an X1-X2 cross-sectional view showing a fourth modified example of the coupling reactor 40.
  • This modified example is also based on the second modified example (FIG. 8B), and the groove 43b3 is formed at a corresponding portion of the second core part 43b so that the corners of the first core part 43a and the second core part 43b do not come into contact with each other. Is provided.
  • the third modification FIG. 8C
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing a third embodiment of the coupling reactor 40.
  • the core 43 is formed by combining a first annular member 43d, a second annular member 43e, and a third annular member 43f.
  • the first annular member 43d, the second annular member 43e, and the third annular member 43f are all made of the same material having anisotropy in insulation resistance (see, for example, FIG. 5).
  • the first annular member 43d and the second annular member 43e are arranged so that parts of each other are adjacent to each other.
  • the third annular member 43f is arranged so as to surround both the first annular member 43d and the second annular member 43e along the outer periphery thereof.
  • the first annular member 43d and the second annular member 43e are individually produced by winding the ribbon member a10 of FIG.
  • the third annular member 43f may be manufactured by winding the ribbon member a10 of FIG.
  • the third annular member 43f functions as the first core portion 43a described above. Further, the first annular member 43d and the second annular member 43e function as the above-described second core portion 43b.
  • winding 42 are wound by the 1st core part 43a in the direction which mutually cancels the magnetic flux generated in the inside.
  • neither the first winding 41 nor the second winding 42 is wound around the second core portion 43b.
  • the 2nd core part 43b is arrange
  • a bent portion corresponding to both ends of the second core portion 43b is a connection in which magnetic flux is divided from the first core portion 43a to the second core portion 43b. It can be understood as the part ⁇ 3 and the connection part ⁇ 3 where the magnetic flux is merged from the second core part 43b to the first core part 43a.
  • the magnetic flux penetrating the first core portion 43a and the second core portion 43b travels along the direction A1 having a high insulation resistance, and the first annular member 43d and the coupling portions ⁇ 3 and ⁇ 3
  • the A1 direction itself changes its direction along the bending direction of the second annular member 43e. Therefore, even when the magnetic flux is divided or merged, the magnetic flux in the B direction with low insulation resistance is not generated.
  • the number of stacked layers is reduced in both the first annular member 43d and the second annular member 43e, or gap portions 43d1 and 43e1 are formed at positions facing each other. And what is necessary is just to provide an appropriate gap in the 2nd core part 43b.
  • the drive frequency fx of the PWM control bridges 20 and 30 is changed according to the AC fluctuation (periodic fluctuation) or peak fluctuation (load fluctuation) of the output current.
  • the drive frequency fx may be changed stepwise according to the output current so that the drive frequency fx decreases when a large current is output and the drive frequency fx increases when a small current is output.
  • a critical mode an operation mode in which the output current instantaneously has a zero value
  • the core loss at the second core portion 43b is designed to be smaller than the core loss at the first core portion 43a, even when the drive frequency fx becomes high at heavy load, Since a reduction in efficiency due to an increase in core loss can be suppressed, a highly efficient AC power supply device 1 can be realized.
  • the second core portion 43b is desirably formed using a material (such as a metal glass core) whose magnetic permeability does not substantially vary within the variable range of the drive frequency fx.
  • At least one of the switch elements 21 and 22 forming the PWM control bridge 20 and the switch elements 31 and 32 forming the PWM control bridge 30 is made of a SiC-based semiconductor or a GaN-based semiconductor. .
  • the switching element is made of a SiC-based semiconductor or a GaN-based semiconductor
  • the parasitic capacitance can be reduced as compared with the switching element made of a Si-based semiconductor. Can be suppressed.
  • the SiC-MISFET has a small reverse recovery current of the body diode and a small parasitic capacitance, the effective value of the current can be kept low, the conduction loss of the switch element and the pattern, and the copper of the coupling reactor 40 Loss can be reduced.
  • the AC power supply device disclosed in this specification can be used in a very wide range of fields such as consumer equipment and industrial equipment.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Composite Materials (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

交流電源装置１は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジ１０と、それぞれ２つのスイッチ素子を含むＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０と、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０に接続された結合リアクトル４０と、を有する。結合リアクトル４０は、コア４３と、各一端がＰＷＭ制御ブリッジ２０及び３０それぞれの出力端に接続されコア４３を介して相互に結合された巻線４１及び４２と、を含む。巻線４１及び４２は、コア４３内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている。

Description

交流電源装置
　本発明は、交流電源装置に関する。
　スイッチ素子とフィルタを有するＤＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＡＣコンバータなどのスイッチング電源装置は、現在、民生機器や産業機器などの非常に幅広い分野に適用されている。これらのスイッチング電源装置は、小型・軽量・高効率が重視されており、大電力装置であるほどその要望は大きい。
　その中でも、例えばＵＰＳ［uninterruptible　power　supply］やパワーコンディショナなどに用いられるＤＣ／ＡＣコンバータは、出力電流の実効値がＤＣ／ＤＣコンバータのそれと同じであっても、特許文献１の従来技術の説明や非特許文献１にあるように、瞬間的に過大な電流が流れることが多く、一般的なＤＣ／ＡＣコンバータのクレストファクタ（波高率：電流ピーク値／電流実効値）は２～３またはそれ以上になることもあり、非常に大きなピーク電流に対するフィルタ回路が必要となる。そのため、チョークコイルやコンデンサの材料物性ないし電気特性値について、ＤＣ／ＤＣコンバータよりも厳しい条件を課せられる。
　一方、フィルタ回路を有するＤＣ／ＡＣコンバータのスイッチ素子を従前よりも高周波駆動させることにより、フィルタ回路を形成するチョークコイルのインダクタンス値やコンデンサの容量値を小さくしても、従前と同等の出力リプル電流・電圧を得ることができるので、電源全体の小型・軽量化に繋がる。
特公平７－８６７８４号公報
Tektronix　アプリケーション・ノート「電源測定の基礎－電圧、電流、電力測定のポイント」（特に、２．５　クレスト・ファクタ）、[online]、２０１３年１２月３日、インターネット<URL：jp.tek.com/dl/55Z_29828_0_3.pdf>
　しかしながら、スイッチ素子の高周波駆動による電源の小型化には、スイッチング損失の増大、ゲートドライブ回路の消費電力増大、及び、チョークコイルのコア損失増大といった背反も大きく、安易に設計を変更することはできず、特にクレストファクタの大きいＤＣ／ＡＣコンバータにおいては、磁気飽和を抑えるためにフィルタ回路を大型化せざるを得ない点が課題であった。
　本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することを目的とする。
　本明細書中に開示されている交流電源装置は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、を有する交流電源装置であって、前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、前記第１及び第２の巻線は、前記コア内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている構成（第１の構成）とされている。
　なお、上記第１の構成から成る交流電源装置において、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジは、互いに１／２周期分の位相差を持って各スイッチ素子をオン／オフさせる構成（第２の構成）にするとよい。
　また、上記第１または第２の構成から成る交流電源装置において、前記コアは、第１のコア部と、これとは別体である第２のコア部とを少なくとも組み合わせて成り、前記第１及び第２の巻き線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されている構成（第３の構成）にしてもよい。
　また、上記第３の構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部に発生する磁束の変化周波数は、前記スイッチ素子の駆動周波数よりも高い構成（第４の構成）にしてもよい。
　また、上記第３又は第４の構成から成る交流電源装置において、前記第１のコア部は、絶縁抵抗に等方性を持つ材料から成る構成（第５の構成）にしてもよい。
　また、上記第３～第５いずれかの構成から成る交流電源装置において、前記第１のコア部は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料から成り、前記第２のコア部は、前記第１のコア部の側面の少なくとも一部を覆うように配置されている構成（第６の構成）にしてもよい。
　また、上記第６の構成から成る交流電源装置において、前記コアは、前記第１のコア部と前記第２のコア部の相互間を通る磁束の経路を、前記第１のコア部の側面方向に制限するための磁気遮蔽部をさらに有する構成（第７の構成）にしてもよい。
　また、上記第６又は第７の構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部は、前記第１のコア部と連結する部位の断面積よりも他の部位の断面積の方が大きい構成（第８の構成）にしてもよい。
　また、上記第３～第８いずれかの構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部の飽和磁束密度は、前記第１のコア部の飽和磁束密度以上である構成（第９の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されている別の交流電源装置は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルとを有する交流電源装置であって、前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、前記コアは、第１のコア部と第２のコア部を少なくとも組み合わせて成り、前記第１及び第２のコア部は、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同じ材料から成り、かつ、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらないように成型されており、前記第１及び第２の巻線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されている構成（第１０の構成）とされている。
　なお、上記第１～第１０いずれかの構成から成る交流電源装置は、前記スイッチ素子の駆動周波数が出力電流に応じて変化される構成（第１１の構成）にするとよい。
　また、上記第１～第１１いずれかの構成から成る交流電源装置は、前記スイッチ素子の少なくとも１つがＳｉＣ系半導体又はＧａＮ系半導体から成る構成（第１２の構成）にするとよい。
　本明細書中に開示されている発明によれば、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することが可能となる。
交流電源装置の全体構成を示す回路図 交流電源装置の基本動作を説明するためのタイミングチャート 結合リアクトルの第１実施形態を示す模式図 結合リアクトルの等価回路図 絶縁抵抗に異方性を持つコア材料の一例を示す模式図 結合リアクトルの第２実施形態を示す模式図 Ｘ１－Ｘ２断面図 第１変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図 第２変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図 第３変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図 第４変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図 結合リアクトルの第３実施形態を示す模式図
＜交流電源装置（全体構成）＞
　図１は、交流電源装置の全体構成を示す回路図である。本構成例の交流電源装置１は、直流電源Ｅ１から供給される直流電圧Ｖｄｃ（例えばＤＣ３２０Ｖ）を所望の交流電圧Ｖａｃ（例えばＡＣ２００Ｖ）に変換して負荷ＲＬに供給するＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）であり、交流生成用ブリッジ１０と、ＰＷＭ［pulse　width　modulation］制御用ブリッジ２０及び３０と、結合リアクトル４０と、入力コンデンサ５０と、出力コンデンサ６０と、を有する。
　交流生成用ブリッジ１０は、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されたスイッチ素子１１及び１２（本図の例ではＮチャネル型のＭＩＳＦＥＴ［metal　insulator　semiconductor　field　effect　transistor］）を含み、交流出力を得るために所定の交流周波数（例えば６０Ｈｚ）でスイッチ素子１１及び１２を相補的にオン／オフさせる。
　ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０は、それぞれ、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されたスイッチ素子２１及び２２、並びに、スイッチ素子３１及び３２（本図の例では、いずれもＮチャネル型のＭＩＳＦＥＴ）を含み、互いに所定の位相差（例えば１／２周期分の位相差）を持って各スイッチ素子を相補的にオン／オフさせることにより、インターリーブ動作を行う。なお、各スイッチ素子のオンデューティ（＝一周期に占めるオン期間の割合）は、所望の交流波形が生成されるように適切にＰＷＭ制御される。
　結合リアクトル４０は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０それぞれの出力端と負荷ＲＬとの間に接続されており、第１巻線４１及び第２巻線４２とコア４３を含む。第１巻線４１の第１端は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０の出力端（＝スイッチ素子２１及び２２相互間の接続ノード）に接続されている。第２巻線４２の第１端は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０の出力端（＝スイッチ素子３１及び３２相互間の接続ノード）に接続されている。第１巻線４１の第２端と第２巻線４２の第２端は、負荷ＲＬの第１端に共通接続されている。また、第１巻線４１と第２巻線４２とは、コア４３を介して相互に磁気結合されている。
　入力コンデンサ５０は、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されており、直流電圧Ｖｄｃを平滑化する。
　出力コンデンサ６０の第１端は、負荷ＲＬの第１端に接続されている。出力コンデンサ６０の第２端は、負荷ＲＬの第２端と交流生成用ブリッジ１０の出力端（＝スイッチ素子１１及び１２相互間の接続ノード）に接続されている。このように接続された出力コンデンサ６０は、結合リアクトル４０の漏れインダクタンス（その詳細については後述）と共にＬＣフィルタを形成しており、交流電圧Ｖａｃを平滑化する。
　図２は、交流電源装置１の基本動作を説明するためのタイミングチャートであり、上から順に、スイッチ素子１１及び１２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（１１）及びＶｇｓ（１２）、スイッチ素子２１及び２２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（２１）及びＶｇｓ（２２）、スイッチ素子３１及び３２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（３１）及びＶｇｓ（３２）、スイッチ素子２１のドレイン電流Ｉｄ（２１）、スイッチ素子３１のドレイン電流Ｉｄ（３１）、並びに、各相のインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２が描写されている。なお、本図では、スイッチ素子１１がオンされており、スイッチ素子１２がオフされているときの出力挙動が例示されている。
　本図で示したように、スイッチ素子２１及び２２、並びに、スイッチ素子３１及び３２は、各相毎に所定の駆動周波数ｆｘ（例えばｆｘ＝２０ｋＨｚ）で相補的にオン／オフされている。また、スイッチ素子２１及び２２の駆動位相と、スイッチ素子３１及び３２の駆動位相との間には、１／２周期分の位相差が設けられている。
　ここで、結合リアクトル４０の第１巻線４１と第２巻線４２とは、互いに磁気結合されているので、その一方に電流が流れれば、他方にも同じ方向に電流が流れる。その結果、第１巻線４１と第２巻線４２のそれぞれに流れるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２は、いずれも同等の挙動を示すことになる。すなわち、第１巻線４１と第２巻線４２には、それぞれ、駆動周波数ｆｘの２倍で変調されたインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２が流れる。
　なお、本構成例の交流電源装置１では、これに用いられる結合リアクトル４０として、クレストファクタの大きい出力に対しても磁気飽和を生じにくく、かつ、広駆動範囲で連続動作するのに必要な漏れインダクタンスを有することが望まれる。以下では、このような要求を満足することのできる新規の結合リアクトル４０（特にコア４３の新規構造）を提案する。
＜結合リアクトル（第１実施形態）＞
　図３は、結合リアクトル４０の第１実施形態を示す模式図である。本実施形態の結合リアクトル４０は、先にも述べたように、第１巻線４１及び第２巻線４２と、コア４３を含む。特に、コア４３は、第１コア部４３ａと、これとは別体である第２コア部４３ｂと、を組み合わせて成る。
　第１コア部４３ａは、第１巻線４１及び第２巻線４２がそれぞれ捲回される環状部材であり、磁脚部として機能する。なお、第１巻線４１及び第２巻線４２は、第１コア部４３ａに対して、第１コア部４３ａ内に発生させる磁束ＭＦ１及びＭＦ２を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている。
　このような構成を採用することにより、第１コア部４３ａ内には、第１巻線４１に流れるインダクタ電流ＩＬ１と、第２巻線４２に流れるインダクタ電流ＩＬ２との差分に起因する磁束ΔＭＦ（＝ＭＦ１－ＭＦ２）しか発生しないので、磁気飽和し難くなる。
　一方、第２コア部４３ｂは、第１巻線４１及び第２巻線４２がいずれも捲回されない例えば棒状の部材であり、いわゆるパスコアとして機能する。なお、第２コア部４３ｂは、これを通る磁束ＭＦ１及びＭＦ２によって結合リアクトル４０の漏れインダクタンスが生じるように配置されている。例えば、第２コア部４３ｂは、本図で示したように、第１コア部４３ａの連結部位α１及びβ１の相互間を繋ぐように配置するとよい。
　なお、連結部位α１は、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が分流される部位であり、本図の例では、第１コア部４３ａの上側梁部下面がこれに相当している。一方、連結部位β１は、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が合流される部位であり、本図の例では、第１コア部４３ａの下側梁部上面がこれに相当している。
　図４は、結合リアクトル４０の等価回路図である。本図で示したように、結合リアクトル４０には、互いに磁気結合された励磁インダクタンスＬｐ１及びＬｐ２のほか、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流された磁束に起因する漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２が生じる。
　これらの漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２は、出力コンデンサ６０と共にＬＣフィルタを形成するための平滑リアクトルとして利用することができる。従って、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂとが別体であれば、第１コア部４３ａの物性および第２コア部４３ｂの物性や形状を適宜設計することにより、平滑リアクトルとしての特性を任意に調整することが可能となる。その結果、所望の漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２を有する小型の結合リアクトル４０を実現することができるので、交流電源装置１全体の小型化に貢献することが可能となる。
　このように、本実施形態の結合リアクトル４０は、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂが別体として設けられていることを特徴の一つとする。ただし、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂは、必ずしも異なる材料で形成されている必要はない。例えば、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂがいずれも同一の材料で形成されている場合であっても、これらを別体として設けておけば、両者が一体成型されている場合と比べて、第２コア部４３ｂの形状や断面積（＝第２コア部４３ｂを貫く磁束の方向に対して垂直な断面の面積）などを変更しやすいので、平滑リアクトルとしての特性を任意に調整することができる。
　なお、磁脚部とパスコアが一体成型された従来のコア（いわゆるＥ型コア）を用いて、上記と同等の漏れインダクタンスを得ようとすると、パスコアに大きなギャップを設ける必要があるので、空気中への放出磁束が大きくなってしまう。
　一方、本実施形態の結合リアクトル４０であれば、第２コア部４３ｂに必ずしもギャップを設ける必要がないので、空気中への放出磁束を大幅に抑えることができる。従って、結合リアクトル４０の周囲に設けられた制御回路素子の誤動作や回路パターンでの渦電流損失も低減することができるので、誤動作や電力損失の少ない交流電源装置１を実現することが可能となる。
　また、第１コア部４３ａについては、上記の漏れインダクタンス生成と切り離して設計することができる。従って、その設計自由度が向上するので、例えば、材質選択におけるコスト削減を実現することが可能になる。
　図３に戻り、結合リアクトル４０の説明を続ける。本実施形態の結合リアクトル４０において、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０を互いに１／２周期分の位相差で駆動した場合、漏れインダクタンス生成を担う第２コア部４３ｂは、これを通過する磁束の変化周波数ｆｙがＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０の駆動周波数ｆｘ（例えば２０ｋＨｚ）よりも高い周波数（例えば４０ｋＨｚ（＝２×ｆｘ））となるように配置されている。
　このような構成とすることにより、ＬＣフィルタの形成に必要な漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２のインダクタンス値が小さくなる。具体的には、駆動周波数ｆｘの２倍周波数の電流振動に起因する必要漏れインダクタンス値の低減、及び、それぞれの漏れインダクタンス部に印加される電圧（入出力電圧の差分からリアクトル結合部に掛かる電圧を引いた値）の低減に起因する必要漏れインダクタンスの低減によって、同じ出力電流を得るために必要なインダクタンス値を、単一のＰＷＭ制御用ブリッジおよびリアクトルを使用した場合と比較して、約１／４に低減できる。従って、第２コア部４３ｂの断面積縮小による小型化及びコスト削減、並びに、入力コンデンサ５０及び出力コンデンサ６０の小型化などを実現することが可能となり、逆に、単一のＰＷＭ制御用ブリッジを使用した場合と同じコア断面積を使用すれば、約４倍の電流を許容することができる。クレストファクタの大きい交流電源装置１においては、上記した小型化の効果が特に大きいと言える。
　また、本実施形態の結合リアクトル４０では、第１巻線４１による磁束ＭＦ１と、第２巻線４２による磁束ＭＦ２とを足し合わせた合計磁束が第２コア部４３ｂを貫く。すなわち、第２コア部４３ｂには、第１コア部４３ａよりも高密度な磁束が結果的に発生する。これを鑑みると、第２コア部４３ｂの飽和磁束密度は、第１コア部４３ａの飽和磁束密度以上であることが望ましい。このようなコア設計によれば、より小さい断面積の第２コア部４３ｂを採用することができるので、結合リアクトル４０の小型化（延いては交流電源装置１の小型化）を実現することが可能となる。
　ただし、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに漏れる磁束の量が大き過ぎると、励磁インダクタンスＬｐ１及びＬｐ２が小さくなり、結合リアクトル４０を設けた意味がなくなる。そのため、第２コア部４３ｂの比透磁率が大きい場合には、第２コア部４３ｂに必要最小限（＝空気中への放出磁束が許容される範囲内）のギャップを設けて、飽和磁束密度と比透磁率とのバランス調整を行えばよい。
　また、本実施形態の結合リアクトル４０において、第１コア部４３ａは、絶縁抵抗に等方性を持つ材料（フェライトや圧粉金属など）から成ることが望ましい。このような材料を用いることにより、第１コア部４３ａで生じる渦電流が磁束方向の依存性を持たない。従って、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が分流される連結部位α１、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が合流される連結部位β１において、磁束ＭＦ１及びＭＦ２の方向が変化しても、渦電流の大きさは変わらないので、局所的な発熱によるキュリー温度への到達や損失の増加を抑制することが可能となる。
　以上で説明したように、本実施形態の結合リアクトル４０であれば、クレストファクタの大きい出力に対して磁気飽和を抑制しつつ、広駆動範囲で連続動作するのに十分な大きさの漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２を持つ小型の平滑リアクトルを実現することができる。従って、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することができる。
＜絶縁抵抗に異方性を持つコア材料＞
　先の第１実施形態では、その構造上、絶縁抵抗に等方性を持つ材料を用いて第１コア部４３ａを形成することが望ましい旨を述べた。しかしながら、第１コア部４３ａを形成する材料としては、絶縁抵抗に異方性を持つ材料もしばしば用いられる。
　図５は、絶縁抵抗に異方性を持つコア材料の一例を示す模式図である。本図で示した第１コア部４３ａは、磁性体ａ１１（例えばアモルファス合金）と絶縁体ａ１２を積層して成る薄帯部材ａ１０を金型に何周も巻き付けて作製される。従って、第１コア部４３ａを断面視または側面視すると、その上下方向に磁性体ａ１１と絶縁体ａ１２が何層にも重なった状態となる。
　この第１コア部４３ａをＡ１方向またはＡ２方向（＝断面または側面の法線方向）から見た場合には、磁性体ａ１１の断面積が小さいので絶縁抵抗が高くなる。一方、第１コア部４３ａをＢ方向（＝上面の法線方向）から見た場合には、磁性体ａ１１の断面積が大きいので絶縁抵抗が低くなる。このように、薄帯部材ａ１０は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料（＝Ａ１方向及びＡ２方向の絶縁抵抗とＢ方向の絶縁抵抗が異なる材料）である。従って、これを用いて形成された第１コア部４３ａでは、これに生じる渦電流が磁束方向の依存性を持つことになる。
　先の第１実施形態に即して述べると、図３の連結部位α１及びβ１では、絶縁抵抗の小さいＢ方向の磁束が発生して渦電流が大きくなるので、局所的な発熱が問題となり得る。
　そこで、以下では、第１コア部４３ａを形成する材料として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態と同様の作用効果を奏することのできる新規の結合リアクトル４０（特にコア４３の新規構造）を提案する。
＜結合リアクトル（第２実施形態）＞
　図６は、結合リアクトル４０の第２実施形態を示す模式図である。また、図７は、結合リアクトル４０のＸ１－Ｘ２断面図である。本実施形態の結合リアクトル４０は、第１実施形態をベースとしつつ、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いて第１コア部４３ａを形成したことに伴い、第２コア部４３ｂの形状や配置を変更するとともに、別途新たに磁気遮蔽部４３ｃを設けた点に特徴を有する。そこで、第１実施形態と同様の構成要素については、図３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。
　本実施形態の結合リアクトル４０において、第２コア部４３ｂは、伸長部４３ｂ１と主胴体部４３ｂ２を持つ。伸長部４３ｂ１は、第１コア部４３ａの上側梁部と下側梁部について、それぞれの側面の少なくとも一部（＝連結部位α２及びβ２に相当）を覆うように主胴体部４３ｂから上下方向に張り出している。
　磁気遮蔽部４３ｃは、上記の連結部位α２及びβ２において、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂの相互間を通る磁束の経路を第１コア部４３ａの側面方向（＝図５のＡ２方向に相当）に制限するための部材である。見方を変えると、磁気遮蔽部４３ｃは、図５のＡ１方向とＡ２方向との間でその向きを変えようとする磁束については、これを遮蔽することなく通過させる一方、Ａ１方向とＢ方向との間でその向きを変えようとする磁束については、これを遮蔽するための部材であるということもできる。なお、磁気遮蔽部４３ｃは、本図で示したように、第１コア部４３ａと主胴体４３ｂ２との間に設ければよい。
　このような構成とすることにより、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流される磁束、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに合流される磁束は、いずれも磁気抵抗の変化しない経路（＝図５のＡ１方向からＡ２方向に至る経路、若しくは、Ａ２方向からＡ１方向に至る経路）を通ってその向きを変えることになる。従って、第１コア部４３ａを形成する材料として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、渦電流の発生を抑制することができるので、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態と同様の作用効果を奏することが可能となる。なお、磁気遮蔽部４３ｃとしては、銅板などを好適に用いることができる。
　また、主胴体部４３ｂ２は、伸長部４３ｂ１よりも大きい断面積（＝第２コア部４３ｂを貫く磁束に対して垂直な断面の面積）を持つように形成されている。より具体的に述べると、伸長部４３ｂ１と主胴体部４３ｂ２は、それぞれの外側面が面一となるように形成されており、主胴体部４３ｂ２は、第１コア部４３ａの空洞部を埋めるように、第１コア部４３ａの内側に向けて突出している。このような構成とすることにより、結合リアクトル４０のサイズアップを最小限に抑えつつ、第２コア部４３ｂの断面積を増大することができるので、第２コア部４３ｂでの磁気飽和を生じ難くなる。
　なお、本実施形態では、一対の第２コア部４３ｂが第１コア部４３ａをその両側面方向から挟み込むように設けられている。ただし、必ずしも第２コア部４３ｂを一対設ける必要はなく、少なくとも一方が設けられていれば上記の機能を発揮することが可能である。
　また、本実施形態では、一対の主胴体部４３ｂ２が空隙を隔てて対向しているが、空隙の大きさは不問である。また、そもそも、上記の空隙自体が必須の構成要素ではなく、双方の主胴体部４３ｂ２が互いに当接するようにそれぞれの厚さを調整しても構わない。
　また、本実施形態では、伸長部４３ｂ１が第１コア部４３ａの側面を上下方向に見て部分的に覆っている形状にはなっているが、全体を覆う形状になっていても構わない。
　図８Ａは、結合リアクトル４０の第１変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図である。本変形例で示したように、第２コア部４３ｂの伸長部４３ｂ１には、磁束経路に合わせてテーパを付けてもよい。これにより、第２コア部４３ｂの材料コストを低減することできる。
　図８Ｂは、結合リアクトル４０の第２変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図である。本変形例で示したように、第２コア部４３ｂについては、伸長部４３ｂ１と厚肉部４３ｂ２との区別を設けることなく、これを単純な板状部材として形成してもよい。本構成を採用する場合には、図５のＡ１方向からＢ方向に向かう磁束経路、並びに、Ｂ方向からＡ１方向に向かう磁束経路自体が存在しないので、磁気遮蔽部４３ｃを割愛することができる。
　図８Ｃは、結合リアクトル４０の第３変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図である。本変形例は、第２変形例（図８Ｂ）をベースとしつつ、第１コア部４３ａの角部と第２コア部４３ｂとの間に磁気遮蔽部４３ｃが設けられている。このような構成とすることにより、磁束の集中を緩和したり方向を制限したりして局所的な発熱を抑制することが可能となる。
　図８Ｄは、結合リアクトル４０の第４変形例を示すＸ１－Ｘ２断面図である。本変形例も、第２変形例（図８Ｂ）をベースとしつつ、第１コア部４３ａの角部と第２コア部４３ｂが当接しないように、第２コア部４３ｂの該当箇所に溝部４３ｂ３が設けられている。このような構成とすることにより、第３変形例（図８Ｃ）と同様、磁束の集中を緩和したり方向を制限したりして局所的な発熱を抑制することが可能となる。
＜結合リアクトル（第３実施形態）＞
　図９は、結合リアクトル４０の第３実施形態を示す模式図である。本実施形態の結合リアクトル４０において、コア４３は、第１環状部材４３ｄと、第２環状部材４３ｅと、第３環状部材４３ｆと、を組み合わせて成る。なお、第１環状部材４３ｄ、第２環状部材４３ｅ、及び、第３環状部材４３ｆは、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同一の材料（例えば図５を参照）から成る。
　第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅは、互いの一部分同士が隣接するように配置されている。また、第３環状部材４３ｆは、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅの外周に沿って双方を取り囲むように配置されている。
　このようなコア４３の作製手順としては、最初に、図５の薄帯部材ａ１０を金型に何周も巻き付けることにより、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅをそれぞれ個別に作製し、これらを隣り合わせて並べた後、両者を捲芯として、図５の薄帯部材ａ１０をさらに何周も巻き付けることにより、第３環状部材４３ｆを作製すればよい。
　上記構成から成るコア４３において、第３環状部材４３ｆは、先述の第１コア部４３ａとして機能する。また、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅは、先述の第２コア部４３ｂとして機能する。
　なお、第１コア部４３ａには、その内部に発生させる磁束を互いに打ち消す向きに第１巻線４１と第２巻線４２が巻かれている。一方、第２コア部４３ｂには、第１巻線４１も第２巻線４２も巻かれていない。また、第２コア部４３ｂは、これを通る磁束によって結合リアクトル４０の漏れインダクタンスが生じるように配置されている。これらの点については、先述の第１実施形態（図３）や第２実施形態（図６）と同様である。
　ここで、第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅのうち、第２コア部４３ｂの両端部に相当する屈曲部位は、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに磁束が分流される連結部位α３、及び、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに磁束が合流される連結部位β３として理解することができる。
　上記の連結部位α３及びβ３において、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流される磁束、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに合流される磁束は、いずれも第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅの屈曲方向に沿ってその向きを変えるだけであり、これが貫く方向の絶縁抵抗（＝磁性体の断面積）には何ら変化が生じない。
　図５に即して述べると、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂを貫く磁束は、あくまで絶縁抵抗の高いＡ１方向に沿って進み、連結部位α３及びβ３では、第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅの屈曲方向に沿ってＡ１方向自体がその向きを変える。従って、磁束の分流や合流が生じるときでも、絶縁抵抗の低いＢ方向の磁束が生じることはない。
　このように、本実施形態の結合リアクトル４０において、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂは、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらない（＝絶縁抵抗が常に高い値に維持される）ように成型されている。従って、第１環状部材４３ｄ、第２環状部材４３ｅ、及び、第３環状部材４３ｆを形成する材料（延いては、第１コア部４３ａ及び第２コア部４３ｂを形成する材料）として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、渦電流の発生を抑制することができるので、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態や第２実施形態と同様の作用効果を奏することが可能となる。
　なお、漏れインダクタンスを調整する必要がある場合には、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅの双方において、積層数を低減するか、もしくは、互いに対向する位置にギャップ部４３ｄ１及び４３ｅ１を形成し、第２コア部４３ｂに適切なギャップを設けてやればよい。
＜駆動周波数制御＞
　なお、これまでに説明してきた交流電源装置１において、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０の駆動周波数ｆｘは、出力電流の交流変動（周期的変動）ないしはピーク変動（負荷変動）に応じて変化させることが望ましい。例えば、大電流出力時には駆動周波数ｆｘが低くなり、小電流出力時には駆動周波数ｆｘが高くなるように、出力電流に応じて駆動周波数ｆｘを段階的に変化させるとよい。このような駆動周波数制御を行うことにより、広い駆動範囲で高効率な連続モードを維持することができるようになるので、汎用負荷にも対応することが可能となる。
　ただし、交流電源装置１の駆動範囲全域（＝負荷領域全域）において、連続モードが完全に成立している必要はない。例えば、軽負荷領域において、臨界モード（＝出力電流が瞬間的にゼロ値となる動作モード）でのスイッチング動作を行うことにより、ターンオン時におけるスイッチング損失の低減を図ることができる。
　また、同条件下において、第２コア部４３ｂでのコア損が第１コア部４３ａでのコア損より小さくなるように設計されていれば、重負荷時に駆動周波数ｆｘが高くなった場合でも、コア損の増加による効率低下を抑制することができるので高効率な交流電源装置１を実現することが可能となる。
　なお、第２コア部４３ｂは、駆動周波数ｆｘの可変範囲内において、その透磁率がほぼ変動しない材料（金属ガラスコアなど）を用いて形成しておくことが望ましい。
＜ＳｉＣ、ＧａＮの適用＞
　また、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０を形成するスイッチ素子２１及び２２、並びに、ＰＷＭ制御用ブリッジ３０を形成するスイッチ素子３１及び３２については、少なくともその一つがＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成ることが望ましい。
　このように、ＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成るスイッチ素子であれば、Ｓｉ系半導体から成るスイッチ素子と比べて、その寄生容量を低減することができるので、その高周波駆動時におけるスイッチング損失の増大を抑制することが可能となる。
　また、結合リアクトル４０については、先の実施形態を採用することにより、電流が大きく（すなわち電力が大きく）、通常のチョークコイルを使用した場合には磁気飽和が発生しやすい場合においても、これを小型に作り込むことができる。従って、小型・高効率で大電力の交流電源装置１を実現することが可能となる。
　また、上記のスイッチ素子としてＳｉＣ－ＭＩＳＦＥＴを用いれば、低オン抵抗と縦型構造による高い熱伝導率が得られる。従って、大電流・大電力の交流電源装置１を実現することが可能となる。
　また、ＳｉＣ－ＭＩＳＦＥＴは、ボディダイオードの逆回復電流が小さく、かつ、寄生容量が小さいので、電流の実効値を低く抑えることができ、スイッチ素子やパターンの導通損失、並びに、結合リアクトル４０の銅損を低減することが可能となる。
＜その他の変形例＞
　なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
　例えば、上記実施形態では、結合リアクトルを用いて２相のＰＷＭ出力を結合する構成を例に挙げたが、例えば、上記と同様の構造を持つ結合リアクトルを複数並列化することにより、３相以上のＰＷＭ出力を結合することも可能である。
　このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　本明細書中に開示されている交流電源装置は、民生機器や産業機器などの非常に幅広い分野で利用することが可能である。
　　　１　　交流電源装置
　　　１０　　交流生成用ブリッジ
　　　２０、３０　　ＰＷＭ制御用ブリッジ
　　　１１、１２、２１、２２、３１、３２　　スイッチ素子
　　　４０　　結合リアクトル
　　　４１　　第１巻線
　　　４２　　第２巻線
　　　４３　　コア
　　　４３ａ　　第１コア部
　　　４３ｂ　　第２コア部
　　　４３ｂ１　　伸長部（連結部位に相当）
　　　４３ｂ２　　主胴体部
　　　４３ｂ３　　溝部
　　　４３ｃ　　磁気遮蔽部
　　　４３ｄ　　第１環状部材
　　　４３ｄ１　　ギャップ部
　　　４３ｅ　　第２環状部材
　　　４３ｅ１　　ギャップ部
　　　４３ｆ　　第３環状部材
　　　５０　　入力コンデンサ
　　　６０　　出力コンデンサ
　　　Ｅ１　　直流電源
　　　ＲＬ　　負荷
　　　Ｌｐ１、Ｌｐ２　　励磁インダクタンス
　　　Ｌｓ１、Ｌｓ２　　漏れインダクタンス（平滑インダクタンス）
　　　ａ１０　　薄帯部材
　　　ａ１１　　磁性体
　　　ａ１２　　絶縁体

Claims (12)

  1. 　交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、
    　それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、
    　前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、
    　を有する交流電源装置であって、
    　前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記コア内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれていることを特徴とする、交流電源装置。
  2. 　前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジは、互いに１／２周期分の位相差を持って各スイッチ素子をオン／オフさせることを特徴とする、請求項１に記載の交流電源装置。
  3. 　前記コアは、第１のコア部と、これとは別体である第２のコア部とを少なくとも組み合わせて成り、
    　前記第１及び第２の巻き線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、
    　前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されていることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の交流電源装置。
  4. 　前記第２のコア部に発生する磁束の変化周波数は、前記スイッチ素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする、請求項３に記載の交流電源装置。
  5. 　前記第１のコア部は、絶縁抵抗に等方性を持つ材料から成ることを特徴とする、請求項３または請求項４に記載の交流電源装置。
  6. 　前記第１のコア部は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料から成り、
    　前記第２のコア部は、前記第１のコア部の側面の少なくとも一部を覆うように配置されていることを特徴とする、請求項３～請求項５のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  7. 　前記コアは、前記第１のコア部と前記第２のコア部の相互間を通る磁束の経路を、前記第１のコア部の側面方向に制限するための磁気遮蔽部をさらに有することを特徴とする、請求項６に記載の交流電源装置。
  8. 　前記第２のコア部は、前記第１のコア部と連結する部位の断面積よりも、他の部位の断面積の方が大きいことを特徴とする、請求項６または請求項７に記載の交流電源装置。
  9. 　前記第２のコア部の飽和磁束密度は、前記第１のコア部の飽和磁束密度以上であることを特徴とする、請求項３～請求項８のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  10. 　交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、
    　それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、
    　前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、
    　を有する交流電源装置であって、
    　前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、
    　前記コアは、第１のコア部と第２のコア部を少なくとも組み合わせて成り、
    　前記第１及び第２のコア部は、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同じ材料から成り、かつ、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらないように成型されており、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、
    　前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されていることを特徴とする、交流電源装置。
  11. 　前記スイッチ素子の駆動周波数が出力電流に応じて変化されることを特徴とする、請求項１～請求項１０のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  12. 　前記スイッチ素子の少なくとも１つがＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成ることを特徴とする、請求項１～請求項１１のいずれか一項に記載の交流電源装置。
PCT/JP2017/014838 2016-04-13 2017-04-11 交流電源装置 WO2017179578A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/092,144 US10886859B2 (en) 2016-04-13 2017-04-11 Alternating-current power supply device with windings wound in different directions
DE112017001372.0T DE112017001372T5 (de) 2016-04-13 2017-04-11 Wechselstrom-leistungsversorgungseinrichtung
CN201780023486.2A CN109155597B (zh) 2016-04-13 2017-04-11 交流电源装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016080073A JP6667826B2 (ja) 2016-04-13 2016-04-13 交流電源装置
JP2016-080073 2016-04-13

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017179578A1 true WO2017179578A1 (ja) 2017-10-19

Family

ID=60041643

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/014838 WO2017179578A1 (ja) 2016-04-13 2017-04-11 交流電源装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10886859B2 (ja)
JP (1) JP6667826B2 (ja)
CN (1) CN109155597B (ja)
DE (1) DE112017001372T5 (ja)
WO (1) WO2017179578A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020205377A (ja) * 2019-06-18 2020-12-24 Ｔｍｐ株式会社 インダクタ

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021197503A (ja) * 2020-06-17 2021-12-27 愛三工業株式会社 リアクトル
JP7439676B2 (ja) * 2020-07-22 2024-02-28 Tdk株式会社 電力変換装置および電力変換システム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003088130A (ja) * 2001-09-07 2003-03-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd バッテリ内蔵型電力変換装置
JP2011223789A (ja) * 2010-04-13 2011-11-04 Japan Aviation Electronics Industry Ltd 電力増幅装置
JP2014078577A (ja) * 2012-10-10 2014-05-01 Hitachi Metals Ltd マルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル及びそれを用いたマルチフェーズコンバータ

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2771587A (en) 1953-11-12 1956-11-20 Gen Electric Inductive device
US3295084A (en) 1964-12-10 1966-12-27 Westinghouse Electric Corp Transformer having a magnetic core comprising a main flux path having one definite grain orientation and a shunt flux path having a different definite grain orientation
JPH0786784B2 (ja) 1987-03-27 1995-09-20 愛知電機株式会社 実効値検出回路
JPH05101943A (ja) 1991-05-08 1993-04-23 Toshiba Corp 三相巻鉄心
US6856231B2 (en) 2000-09-08 2005-02-15 Nec Tokin Corporaton Magnetically biasing bond magnet for improving DC superposition characteristics of magnetic coil
US6717504B2 (en) 2000-10-25 2004-04-06 Nec Tokin Corporation Magnetic core including bias magnet and inductor component using the same
EP1209703B1 (en) 2000-11-28 2009-08-19 NEC TOKIN Corporation Magnetic core comprising a bond magnet including magnetic powder whose particle's surface is coated with oxidation-resistant metal
DE60101951T2 (de) 2000-11-29 2004-12-23 Nec Tokin Corp., Sendai Magnetkern mit einem vormagnetisierenden Verbindungsmagneten und Induktorteil, das diesen verwendet
US6753751B2 (en) 2000-11-30 2004-06-22 Nec Tokin Corporation Magnetic core including magnet for magnetic bias and inductor component using the same
JP2004215469A (ja) * 2003-01-09 2004-07-29 Renesas Technology Corp スイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路
CN2641781Y (zh) 2003-06-26 2004-09-15 司峰电子股份有限公司 矽钢芯间隔构造
US9030210B2 (en) * 2010-04-14 2015-05-12 Mitsubishi Electric Corporation Insulation deterioration diagnosis apparatus
JP5557797B2 (ja) * 2010-09-06 2014-07-23 株式会社神戸製鋼所 巻線素子
CN101944839B (zh) 2010-09-28 2012-11-07 中国科学院电工研究所 单相五电平功率变换器
DE102012107122A1 (de) 2011-08-08 2013-02-14 Sma Solar Technology Ag Wechselrichterschaltung
US20140049998A1 (en) * 2012-08-16 2014-02-20 Leo F. Casey DC to AC Power Converter
US9431924B2 (en) * 2013-05-06 2016-08-30 Board Of Trustees Of Michigan State University Power source inverter for use with a photovoltaic solar panel
US20150138859A1 (en) * 2013-11-15 2015-05-21 General Electric Company System and method for power conversion
JP6398620B2 (ja) * 2014-01-28 2018-10-03 Tdk株式会社 リアクトル
JP6237268B2 (ja) * 2014-01-28 2017-11-29 Tdk株式会社 リアクトル
JP2015216801A (ja) * 2014-05-13 2015-12-03 三菱電機株式会社 電動機駆動装置
CN104021920B (zh) 2014-05-27 2016-09-28 华为技术有限公司 耦合电感和功率变换器
JP2016152710A (ja) * 2015-02-18 2016-08-22 田淵電機株式会社 高効率インバータ回路およびこれを含む分散型電源システム
CN204884803U (zh) 2015-08-19 2015-12-16 江西省高新超越精密电子有限公司 一种具有新型结构的共模与差模的二合一电感虑波器
WO2017035103A1 (en) * 2015-08-25 2017-03-02 Plant Pv, Inc Core-shell, oxidation-resistant particles for low temperature conductive applications
CN108352246B (zh) * 2015-11-11 2019-12-17 三菱电机株式会社 电力变换装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003088130A (ja) * 2001-09-07 2003-03-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd バッテリ内蔵型電力変換装置
JP2011223789A (ja) * 2010-04-13 2011-11-04 Japan Aviation Electronics Industry Ltd 電力増幅装置
JP2014078577A (ja) * 2012-10-10 2014-05-01 Hitachi Metals Ltd マルチフェーズコンバータ用の複合リアクトル及びそれを用いたマルチフェーズコンバータ

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020205377A (ja) * 2019-06-18 2020-12-24 Ｔｍｐ株式会社 インダクタ

Also Published As

Publication number Publication date
JP6667826B2 (ja) 2020-03-18
CN109155597B (zh) 2020-12-15
US10886859B2 (en) 2021-01-05
JP2017192206A (ja) 2017-10-19
DE112017001372T5 (de) 2018-11-29
US20190115851A1 (en) 2019-04-18
CN109155597A (zh) 2019-01-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9019061B2 (en) Magnetic device formed with U-shaped core pieces and power converter employing the same
US7839255B2 (en) Composite transformer and power converter using same
JP6198994B1 (ja) 電力変換装置
US7554822B2 (en) Power converter for led large area light source lamp
Lee et al. Analysis and design of coupled inductors for two-phase interleaved DC-DC converters
US8058962B2 (en) Center-tapped transformer
JP5018960B2 (ja) 絶縁型スイッチング電源装置
US12068674B2 (en) Integrated inductor and a power conversion module including the integrated inductor
JP5830915B2 (ja) 電力変換回路
WO2017179578A1 (ja) 交流電源装置
WO2005015724A1 (ja) スイッチング電源回路
JP2017195684A (ja) マルチフェーズ型コンバータ用リアクトル
JPWO2018012059A1 (ja) 複合平滑インダクタおよび平滑化回路
JP6388154B2 (ja) 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US11245342B2 (en) AC power supply device
TWI781402B (zh) 一種電感及其製造方法
JP2014216522A (ja) 変圧器及びそれを用いた電力変換装置
TWI779288B (zh) 具有多個不同材料的磁芯部分的電感
JP6314734B2 (ja) 電力変換装置
Ge et al. Omnicoupled inductors (OCI) applied in a resonant cross-commutated buck converter
KR102572123B1 (ko) 소프트 스위칭이 가능한 다중 모드 컨버터
US20230187119A1 (en) Embedded magnetic component transformer device
Xu et al. Three-Winding-Coupled-Inductor-Based Dual Active Bridge DC–DC Converter with Full Load Range ZVS Under Wide Voltage Range
Imaoka et al. Magnetic design and experimental evaluation of Integrated Magnetic Components used in Interleaved Multi-phase DC/DC converter with Phase Drive Control
JP2010206986A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17782391

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17782391

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1