JPWO2018012059A1 - 複合平滑インダクタおよび平滑化回路 - Google Patents

Abstract

小型化や駆動周波数の高周波数化などの要請の高まりに応えることが可能な複合平滑インダクタ１０は、カップリングトランス２０、第１平滑用インダクタ３０、および第２平滑用インダクタ４０を、基板５０上に集積して備え、２つの入力端子１１Ａ，１１Ｂはいずれもカップリングトランス２０に接続され、カップリングトランス２０の一方の出力部は第１平滑用インダクタ３０に接続され、カップリングトランス２０の他方の出力部は第２平滑用インダクタ４０に接続され、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０はいずれも出力端子１２に接続され、カップリングトランス２０の相互インダクタンスは、第１平滑用インダクタ３０の自己インダクタンスおよび第２平滑用インダクタ４０の自己インダクタンスのいずれよりも高い。

Description

本発明は、複合平滑インダクタ、特にマルチフェーズ式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて用いられる複合平滑インダクタ、およびこの複合平滑インダクタを備える平滑化回路に関する。

情報処理の増大にともない、ＬＳＩ等の半導体装置等の電子機器の所要電流量の増大化が進んできている。これに対しマルチフェーズ式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられるようになってきている。

特許文献１には、そのようなマルチフェーズ式のＤＣ−ＤＣコンバータ等に使用されるカップルドインダクタとして、第１のコイル導体と、第２のコイル導体と、前記第１のコイル導体と第２のコイル導体を挟む第１の磁性体および第２の磁性体とを備え、前記第１の磁性体および第２の磁性体を金属磁性箔の積層体により構成し、かつこの金属磁性箔の積層方向と、前記第１のコイル導体と第２のコイル導体により発生する磁束の方向とを直交させるようにしたカップルドインダクタが記載されている。

特開２００９−１１７６７６号公報

大電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータでは、単出力回路で大電流を供給しようとすると、パワー半導体にかかる負荷が大きくなってしまい、高速動作ができず効率、サイズ面で負の影響が出てしまう。このため多出力回路を並列（位相シフト）接続して単出力あたりの電流値を下げることで、パワー半導体の高速動作を実現し、効率とサイズの改善が考えられてきたが、さらなる改善も求められてきている。

一例として、低電圧大電流出力のＤＣ−ＤＣコンバータで降圧すると、ＤＣ−ＤＣコンバータよりも後段では電流が増加してエネルギーロスが増加する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータはＬＳＩ等の半導体装置の近傍に配置されることが望まれている。それゆえ、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の要請が高まっている。特許文献１に開示されるようなカップルドインダクタは、この要請に応えるべく、カップリングトランスと平滑用インダクタとを一体化させる構成を基本構成として備えるが、近時のＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の要請のさらなる高まりや駆動周波数の高周波数化の要請に対して、カップルドインダクタは本質的に対応できなくなってきている。

図１１は、特許文献１に開示されるカップルドインダクタと同様の構造を有するカップルドインダクタの断面図である。図１１に示されるカップルドインダクタ６０では、第１のコイル導体６３Ａと第２のコイル導体６３Ｂとが磁気的に結合することによってカップリングトランスとして機能するとともに、第１のコイル導体６３Ａおよび第２のコイル導体６３Ｂのそれぞれが平滑用インダクタのコイルとして機能する。このような構成をカップルドインダクタ６０が備えるため、第１のコイル導体６３Ａおよび第２のコイル導体６３Ｂの一方（例えば第１のコイル導体６３Ａ）に流れた電流により生じた磁界の一部は、不可避的に、第１のコイル導体６３Ａを備える平滑用インダクタとしての第１の磁気回路ＭＣ１のために用いられる。

したがって、カップルドインダクタ６０では、第１のコイル導体６３Ａに流した電流により生じた磁界の一部しか、第２のコイル導体６３Ｂに誘導電流を発生させるための第２の磁気回路ＭＣ２に用いることができない。このことは、カップリングトランスのインダクタンスを高めることにとって本質的な障害となる。カップリングトランスのインダクタンスが低い場合には、第２のコイル導体６３Ｂに生じる誘導電流が低下し、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号におけるリプル値（出力信号における電流変動幅）が大きくなる。このリプル値をある程度の範囲（例えば出力信号の最大値に対して３０％以内）に抑えることはＤＣ−ＤＣコンバータの基本仕様であるから、カップルドインダクタ全体を大きくして平滑用インダクタのインダクタンスを高めることなどの対応が求められ、カップルドインダクタ６０を小型化することが困難となる。

また、電源からのパルス電流により生じた磁界に基づいて、カップリングトランスのための第２の磁気回路ＭＣ２と平滑用インダクタのための第１の磁気回路ＭＣ１とが適切に生じるように、第１のコイル導体６３Ａと第２のコイル導体６３Ｂとの間にエアギャップＡＧを設けて、平滑用インダクタのための第１の磁気回路ＭＣ１の実効透磁率を低下させている。このエアギャップＡＧからの漏れ磁界は、カップリングトランスの小型化の障害となる。特に、駆動周波数が高くなると漏れ磁界に基づく損失が大きくなって、発熱などの問題が顕在化してカップリングトランスをさらに小型化することが不可能となってしまう。

本発明は、かかる現状を鑑み、小型化や駆動周波数の高周波数化などの要請の高まりに応えることが可能な複合平滑インダクタおよびかかる複合平滑インダクタを備える平滑化回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するための本発明は、一態様において、２つの入力部と２つの出力部とを備える１つのカップリングトランス、１つの入力部と１つの出力部とを備える第１平滑用インダクタ、１つの入力部と１つの出力部とを備える第２平滑用インダクタ、ならびに２つの入力端子および１つの出力端子を、１つの基板上に集積して備える複合平滑インダクタであって、前記２つの入力端子の一方は前記カップリングトランスの２つの入力部の一方に接続され、前記２つの入力端子の他方は前記カップリングトランスの２つの入力部の他方に接続され、前記カップリングトランスの２つの出力部の一方は前記第１平滑用インダクタの入力部に接続され、前記カップリングトランスの２つの出力部の他方は前記第２平滑用インダクタの入力部に接続され、前記第１平滑用インダクタの出力部および前記第２平滑用インダクタの出力部は、いずれも前記１つの出力端子に接続され、前記カップリングトランスの相互インダクタンスは、前記第１平滑用インダクタの自己インダクタンスおよび前記第２平滑用インダクタの自己インダクタンスのいずれよりも高いことを特徴とする複合平滑インダクタを提供する。

このように、１つのカップリングトランスと２つの平滑用インダクタとを別体とすることにより、カップリングトランスとしての機能を高めるための構成と、平滑用インダクタとしての機能を高めるための構成とを別々に追求することが可能となる。その結果として、カップリングトランスと平滑用インダクタとが別体でありながら、これらを一体化させたカップルドインダクタよりも、小型化や駆動周波数の高周波数化の要請の高まりに対応可能な複合平滑インダクタを構成することが可能となる。ここで、カップリングトランスの相互インダクタンスを、第１平滑用インダクタの自己インダクタンスおよび第２平滑用インダクタの自己インダクタンスのいずれよりも高くなるように設定することにより、複合平滑インダクタを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号におけるリプル値を小さくすることが容易となる。

前記カップリングトランスにおいて、前記カップリングトランスの相互インダクタンスＬｍの、前記第１平滑用インダクタの自己インダクタンスＬｋおよび前記第２平滑用インダクタの自己インダクタンスＬｋに対する比率（Ｌｍ／Ｌｋ比）は１超１２以下であることが好ましい。Ｌｍ／Ｌｋ比が上記の比率であることにより、カップリングトランスからの発熱を効率的に抑制することが可能である。

前記カップリングトランスは、第１トランスコイルおよび第２トランスコイルならびにこれらのコイルの少なくとも一部を内包するトランス用磁性部材を備え、前記第１平滑用インダクタは、第１インダクタコイルおよび当該第１インダクタコイルの少なくとも一部を内包する第１インダクタ用磁性部材を備え、前記第２平滑用インダクタは、第２インダクタコイルおよび当該第２インダクタコイルの少なくとも一部を内包する第２インダクタ用磁性部材を備え、前記トランス用磁性部材の実効透磁率は前記第１インダクタ用磁性部材の実効透磁率および前記第２インダクタ用磁性部材の実効透磁率のいずれよりも高く、前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度は、前記第１インダクタ用磁性部材を構成する第１インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度および前記第２インダクタ用磁性部材を構成する第２インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度のいずれよりも低いことが好ましい。

１つのカップリングトランスと２つの平滑用インダクタとを別体とすることにより、カップリングトランスの磁性部材に用いられる磁性材料と平滑用インダクタの磁性部材に用いられる磁性材料とを相違させることが可能となって、小型化などの要請に応えることが容易となる。

具体的には、トランス用磁性部材の実効透磁率を第１インダクタ用磁性部材の実効透磁率および第２インダクタ用磁性部材の実効透磁率のいずれよりも高くすることにより、カップリングトランスの相互インダクタンスを第１平滑用インダクタの自己インダクタンスおよび第２平滑用インダクタの自己インダクタンスのいずれよりも高くすることが容易となる。また、第１インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度および第２インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度をいずれもトランス用磁性材料の飽和磁束密度よりも高くすることにより、第１平滑用インダクタおよび第２平滑用インダクタへのエネルギー蓄積が容易となり、複合平滑インダクタを備えるＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号におけるリプルを小さくすることが容易となる。

上記の構成において、前記カップリングトランスに蓄積されるエネルギーによる磁束密度は、前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度の５０％以下であることが好ましい。このような範囲でカップリングトランスを動作させることにより、鉄損が増大してカップリングトランスが発熱する可能性が適切に抑制される。

上記の構成において、前記トランス用磁性部材の実効透磁率は１０００以上３５００以下であって、前記第１インダクタ用磁性部材の実効透磁率および前記第２インダクタ用磁性部材の実効透磁率が１５以上１２０以下であることが好ましい。各材料の実効透磁率が上記の範囲であることにより、カップリングトランスおよび平滑用インダクタのそれぞれが効率的に動作することができ、良好な平滑化信号が形成されやすい。

上記の構成において、前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度は３８０ｍＴ以上５２０ｍＴ以下であって、前記第１インダクタ用磁性部材を構成する第１インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度および前記第２インダクタ用磁性部材を構成する第２インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度はいずれも７００ｍＴ以上であることが好ましい。各材料の飽和磁束密度が上記の範囲であることにより、材料選定の自由度を確保しつつ、複合平滑インダクタ、特にカップリングトランスからの発熱を適切に抑制することが可能となる。

前記第１トランスコイルの導体部と前記第２トランスコイルの導体部とは、絶縁性材料からなる部材を介して接するように配置される部分を有していてもよいし、前記第１トランスコイルおよび前記第２トランスコイルは、いずれも、導体部と前記導体部の表面を覆う絶縁部とからなり、前記第１トランスコイルの前記絶縁部および前記第２トランスコイルの絶縁部とが接するように配置される部分を有していてもよい。これらの構成はカップリングトランスの小型化および効率向上の観点からは好ましいが、個々のコイルに係る平滑用インダクタのための磁気回路が形成されにくいため、カップリングトランスに用いられるコイルと平滑用インダクタに用いられるコイルとを共通化するカップルドインダクタでは採用することが困難な構成である。

前記第１トランスコイルと前記第２トランスコイルとは、前記トランス用磁性部材内で奇数回交差する交差部を備えることが好ましい。このような構成を備えることにより、第１トランスコイルおよび第２トランスコイルの一方に電流を流した際に第１トランスコイルおよび第２トランスコイルの他方に生じる誘導電流の向きは反対であるところ、カップリングトランスの２つの入力部を並置させることが容易となり、複合平滑インダクタを小型化することが容易となる。

上記の構成の場合には、カップリングトランスの２つの出力部についても並置させることが容易となるため、前記第１平滑用インダクタと前記第２平滑用インダクタとを前記基板の主面内方向の１つである第１方向に沿って並置すれば、前記第１平滑用インダクタおよび前記第２平滑用インダクタからなる一群の平滑用インダクタと前記カップリングトランスとを、前記第１方向に前記基板の主面内で交差する（好ましくは直交する）第２方向に沿って並置することが可能となる。このような配置を採用することにより、基板の主面の面積を小さくして複合平滑インダクタを小型化することが容易となる。

上記の構成において、前記第１インダクタ用磁性部材と前記第２インダクタ用磁性部材とが一体であることが、複合平滑インダクタを小型化する観点から好ましい。

上記の構成において、前記第１インダクタコイルに流れる電流による磁界と前記第２インダクタコイルに流れる電流による磁界とが磁気的に結合しないように、前記第１インダクタコイルおよび前記第２インダクタコイルは配置されることが好ましい。具体的な一例として、第１インダクタコイルと第２インダクタコイルとの間の領域において、第１インダクタコイルを流れる電流による磁界の向きと第２インダクタコイルを流れる電流による磁界の向きとが反平行になるような配置を採用することが挙げられる。このような配置とすることにより、複合平滑インダクタを小型化しても、第１インダクタコイルを流れる電流による磁界が第２平滑用インダクタに影響を及ぼしにくく、複合平滑インダクタの動作が安定しやすい。

上記の複合平滑インダクタにおいて、前記第１平滑用インダクタはエアギャップを有しないことが好ましく、前記第２平滑用インダクタはエアギャップを有しないことが好ましい。エアギャップを有する場合には漏れ磁界の影響が懸念され、この影響は、複合平滑インダクタが小型化し、駆動周波数が高周波数化するほど顕著となる。

本発明は、他の一態様として、第１のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子と、上記の本発明の一態様に係る複合平滑インダクタと、コンデンサとを備える平滑化回路である。かかる平滑化回路は、前記複合平滑インダクタの２つの入力端子の一方に前記第１のスイッチ素子から出力されたパルス信号が入力可能に接続され、前記複合平滑インダクタの２つの入力端子の他方に前記第２のスイッチ素子から出力されたパルス信号が入力可能に接続され、前記複合平滑インダクタの１つの出力端子に前記コンデンサが接続され、前記複合平滑インダクタの１つの出力端子と前記コンデンサとの間に設けられた出力部から平滑信号が出力可能とされることを特徴とする。上記の本発明の一態様に係る複合平滑インダクタを用いることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力信号におけるリプルを適切に抑制しつつ、平滑化回路を小型化したり駆動周波数を高周波数化したりすることが容易となる。

本発明によれば、小型化や駆動周波数の高周波数化などの要請に応えることが可能な複合平滑インダクタが提供される。また、かかる複合平滑インダクタを備える平滑化回路も提供される。

本発明の一実施形態に係る平滑化回路の回路図である。 本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構造を示す、カップリングトランス側からの斜視図である。 本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構造を示す、平滑用インダクタ側からの斜視図（平滑用インダクタの部分は透視図である。）である。 本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタが備える４つのコイルの配置を概念的に示す図である。 本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタが配置される回路基板の配線構造を概念的に示す図である。 従来技術に係るカップルドインダクタの構造を示す斜視図である。 図７に示されるカップルドインダクタの平面図である。 図７に示されるカップルドインダクタが備える２つのコイルの配置を概念的に示す図である。 図７に示されるカップルドインダクタが配置される回路基板の配線構造を概念的に示す図である。 図７に示されるカップルドインダクタのＡ−Ａ線による断面図である。 シミュレーションの結果１の出力信号を入力信号とともに示す図である。 シミュレーションの結果２の出力信号を入力信号とともに示す図である。 シミュレーションの結果３の出力信号を入力信号とともに示す図である。 シミュレーションの結果４の出力信号を入力信号とともに示す図である。 シミュレーションの結果５の出力信号を入力信号とともに示す図である。 （ａ）第１トランスコイル側の入力端子に入力するパルス信号（実線）および第２トランスコイル側の入力端子に入力するパルス信号（破線）を示す図、（ｂ）第１平滑用インダクタの出力部を流れる電流（実線）および第２平滑用インダクタの出力部を流れる電流（破線）を示す図、および（ｃ）は、図１７（ｂ）に示される２つの電流の差分（等価電流）を示す図である。 表２に示される結果を示すグラフである。 （ａ）等価電流が交番する際の正負のバランスが釣り合っている場合におけるカップリングトランスのＢ−Ｈ曲線を概念的に示すグラフ、（ｂ）等価電流が交番する際の正負のバランスが釣り合っていない場合におけるカップリングトランスのＢ−Ｈ曲線を概念的に示すグラフである。 等価電流が交番する際の正負バランスが釣り合っていない場合の具体例を示す図であって、（ａ）第１平滑用インダクタの出力部を流れる電流（実線）および第２平滑用インダクタの出力部を流れる電流（破線）、ならびに対比の目的で示す、図１７（ｂ）に示される第２平滑用インダクタの出力部を流れる電流（点線）を示す図、および（ｂ）は、図１９（ａ）に示される２つの電流の差分からなる等価電流（実線）を示す図であって、対比の目的で示す、図１７（ｃ）に示される等価電流（点線）である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る平滑化回路の回路図である。図１に示されるように、平滑化回路１は、第１のスイッチ素子ＳＷ１と、第２のスイッチ素子ＳＷ２と、複合平滑インダクタ１０と、コンデンサＳＣとを備える。第１のスイッチ素子ＳＷ１および第２のスイッチ素子ＳＷ２には、電源、トランジスタなどからの信号（降圧されるべき信号）が入力される。そして、複合平滑インダクタ１０の２つの入力端子の一方に第１のスイッチ素子ＳＷ１から出力されたパルス信号が入力可能に接続され、複合平滑インダクタ１０の２つの入力端子の他方に第２のスイッチ素子ＳＷ２から出力されたパルス信号が入力可能に接続される。複合平滑インダクタ１０の構成、機能等については、後述する。

複合平滑インダクタ１０の１つの出力端子にコンデンサＳＣが接続され、複合平滑インダクタ１０の１つの出力端子とコンデンサＳＣとの間に設けられた出力部ＯＵＴから平滑信号が出力可能とされる。図１では、出力部ＯＵＴに負荷Ｌが接続され（点線部）、コンデンサＳＣおよび負荷Ｌがともに接地（グラウンドＧＮＤ）された状態が示されている。

複合平滑インダクタ１０は、図１に示されるように、カップリングトランス２０および２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）を備える。例えば第１のスイッチ素子ＳＷ１が動作して、パルス信号が複合平滑インダクタ１０に入力されると、まずその信号はカップリングトランス２０に入力され、第２平滑用インダクタ４０を含む回路に誘導電流が流れる。その結果、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０の双方から電流が流れ出して、平滑化された信号が出力部ＯＵＴから出力される。

図２は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構成を示す回路図である。図１および２に示されるように、複合平滑インダクタ１０は、１つのカップリングトランス２０および２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）を備え、さらに、２つの入力端子１１Ａ，１１Ｂおよび１つの出力端子１２を備える。

カップリングトランス２０は、２つの入力部２１Ａ，２１Ｂと２つの出力部２２Ａ，２２Ｂとを備える。複合平滑インダクタ１０の入力端子１１Ａはカップリングトランス２０の入力部２１Ａに接続され、複合平滑インダクタ１０の入力端子１１Ｂはカップリングトランス２０の入力部２１Ｂに接続される。カップリングトランス２０は、入力部２１Ａと出力部２２Ａとの間に第１トランスコイル２３Ａを備え、入力部２１Ｂと出力部２２Ｂとの間に第２トランスコイル２３Ｂを備える。

第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとは磁気的に結合可能に配置され、極性が互いに反対向きとされている。このため、第１トランスコイル２３Ａに入力部２１Ａから出力部２２Ａ側へと電流を流したときに、この電流に基づいて第２トランスコイル２３Ｂに生じる誘導電流も、入力部２１Ｂから出力部２２Ｂ側へと流れることができる。また、第２トランスコイル２３Ｂに入力部２１Ｂから出力部２２Ｂ側へと電流を流したときに、この電流に基づいて第１トランスコイル２３Ａに生じる誘導電流も、入力部２１Ａから出力部２２Ａ側へと流れることができる。すなわち、第１のスイッチ素子ＳＷ１および第２のスイッチ素子ＳＷ２のいずれがオンとなって電流がカップリングトランス２０の入力部２１Ａ，２１Ｂのいずれかに流れ込んでも、出力部２２Ａ，２２Ｂの双方から電流が流れ出すことが実現される。ただし、第１のスイッチ素子ＳＷ１または第２のスイッチ素子ＳＷ２のオン動作に基づいて電流が流れ出すタイミングと、その電流に基づいて生じる誘導電流が流れ出すタイミングとの間には、時間ずれが生じることになる。

第１平滑用インダクタ３０は、入力部３１および出力部３２を備え、これらの間に第１インダクタコイル３３を備える。第１平滑用インダクタ３０の入力部３１はカップリングトランス２０の出力部２２Ａに接続されているため、カップリングトランス２０の出力部２２Ａから流れ出した電流は第１平滑用インダクタ３０の入力部３１から第１インダクタコイル３３へと流れ、エネルギー蓄積が行われる。そして、第１平滑用インダクタ３０の入力部３１への電流の流れ込みが減少すると、蓄積されたエネルギーが解放されて、第１インダクタコイル３３から出力部３２への電流が増加し、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２から複合平滑インダクタ１０の出力端子１２へと電流が流れる。

第２平滑用インダクタ４０は、入力部４１および出力部４２を備え、これらの間に第２インダクタコイル４３を備える。第２平滑用インダクタ４０の入力部４１はカップリングトランス２０の出力部２２Ｂに接続されているため、カップリングトランス２０の出力部２２Ｂから流れ出した電流は第２平滑用インダクタ４０の入力部４１から第２インダクタコイル４３へと流れ、エネルギー蓄積が行われる。そして、第２平滑用インダクタ４０の入力部４１への電流の流れ込みが減少すると、蓄積されたエネルギーが解放されて、第２インダクタコイル４３から出力部４２への電流が増加し、第２平滑用インダクタ４０の出力部４２から複合平滑インダクタ１０の出力端子１２へと電流が流れる。

上記のように、第１のスイッチ素子ＳＷ１または第２のスイッチ素子ＳＷ２のオン動作に基づいて電流が流れ出すタイミングとその電流に基づいて生じる誘導電流が流れ出すタイミングとの間には時間ずれが存在することから、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流が流れ出すタイミングと第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流が流れ出すタイミングとの間にも時間ずれが生じる。したがって、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２に接続する複合平滑インダクタ１０の出力端子１２に流れる電流の流れ出しタイミングを互いに異ならせることができる。それゆえ、第１のスイッチ素子ＳＷ１におけるスイッチング動作と第２のスイッチ素子ＳＷ２におけるスイッチング動作とを繰り返すことにより、出力信号の電流値を平滑化することが可能となる。

ここで、カップリングトランス２０の相互インダクタンスが高い場合には、誘導電流が流れやすくなるため、複合平滑インダクタ１０から出力される信号の平滑性を高めることが可能となる。具体的には、出力信号におけるリプルを低減させることができる。したがって、カップリングトランス２０の相互インダクタンスが高く誘導電流が適切に生じる場合には、２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）の自己インダクタンスを比較的低くすることができる。

前述のように、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０ではカップリングトランス２０と２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）とは別体であるから、カップリングトランス２０については相互インダクタンスが高くなるように構造上・組成上の構成を設定しつつ、２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）についてはカップリングトランス２０とは全く独立に自己インダクタンスを調整するような構成の設定が可能である。したがって、カップリングトランス２０の相互インダクタンスが十分高い場合には、２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）の自己インダクタンスが許容される範囲で、これらの平滑用インダクタを小型化することができる。

このように、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０は、カップリングトランス２０と２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）とが別体であることから、複合平滑インダクタ１０としての小型化を実現するために、これらの構造や材料などを個別に設定することができる。

これに対し、特許文献１などに記載されるカップルドインダクタの場合には、カップリングトランスと平滑用インダクタとが一体化しているため、小型化を進めるためには相反する要求を満たすことが求められる場合があり、さらなる小型化が容易とはいえない。

例えば、前述のようにカップリングトランスの相互インダクタンスは高いことが好ましいが、カップルドインダクタの場合には、外部電源から一方のコイルに流れた電流により生じた磁界の全てを他方のコイルに誘導電流を生じさせるための磁界として用いることができない。図１１に示されるように、カップリングトランスのための磁気回路ＭＣ２に加えて、平滑用インダクタのための磁気回路ＭＣ１が構成されるようにしなければならない。したがって、カップルドインダクタの場合にはカップリングトランスの相互インダクタンスを高めることに限界がある。

図３は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構造を示す、カップリングトランス側からの斜視図であり、図４は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタの構造を示す、平滑用インダクタ側からの斜視図である。図４において、平滑用インダクタの部分は透視図となっている。図５は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０が備える４つのコイル（第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂならびに第１インダクタコイル３３および第２インダクタコイル４３）の配置を概念的に示す図である。

図３から図５に示されるように、複合平滑インダクタ１０では、カップリングトランス２０および２つの平滑用インダクタ（第１平滑用インダクタ３０、第２平滑用インダクタ４０）が基板５０の一方の主面上に集積配置されている。複合平滑インダクタ１０の一方の入力端子１１Ａはカップリングトランス２０の一方の入力部２１Ａと共通とされ、複合平滑インダクタ１０の他方の入力端子１１Ｂはカップリングトランス２０の他方の入力部２１Ｂと共通とされる。

カップリングトランス２０は、第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂを備え、さらにこれらのコイルの少なくとも一部を内包するトランス用磁性部材２４を備える。図３および図４に示されるトランス用磁性部材２４は、蓋部２４１と箱部２４２とからなり、箱部２４２内に、第１トランスコイル２３Ａを構成する部材の少なくとも一部および第２トランスコイル２３Ｂを構成する部材の少なくとも一部が配置されている。

第１トランスコイル２３Ａにおけるトランス用磁性部材２４内に位置する部分および第２トランスコイル２３Ｂにおけるトランス用磁性部材２４内に位置する部分は、いずれも、導体およびこの導体を覆う絶縁部とからなり、第１トランスコイル２３Ａの絶縁部および第２トランスコイル２３Ｂの絶縁部とが接するように配置されている。導体の組成として銅、銅合金、アルミニウム、アルミニウム合金などが例示される。絶縁部の組成として樹脂が例示される。

このように第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとが近くに配置されることにより、第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂの一方に電流が流れたときに、その電流による磁界が第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂの他方に誘導電流を生じやすくなる。すなわち、カップリングトランス２０の相互インダクタンスを高めることができる。このような２つのトランスコイルの近接配置は、カップルドインダクタでは構成不可能である。具体的には、カップルドインダクタではトランスコイルを構成する部材は平滑用インダクタのコイルとしても機能しなければならないため、トランスコイルを構成する２つの部材を過度に近接させると、平滑用インダクタの自己インダクタンスが低下して、カップルドインダクタを用いて平滑信号を形成することが困難となってしまう。

カップリングトランス２０における第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとは、絶縁状態を維持する限り近接配置されることが好ましいため、第１トランスコイル２３Ａの導体部と第２トランスコイル２３Ｂの導体部とは、絶縁性材料からなる部材を介して接するように配置される部分を有していてもよい。

カップリングトランス２０における第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとは、トランス用磁性部材２４内で１回交差する交差部を備える。図５に示されるように、第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとは、トランス用磁性部材２４内で１回交差している。

このような交差部を備える結果として、カップリングトランス２０の２つの入力部２１Ａ，２１Ｂをいずれも基板５０のＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側端部近傍に位置させ、カップリングトランス２０の２つの出力部２２Ａ，２２Ｂを入力部２１Ａ，２１ＢよりもＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に配置することが実現される。すなわち、カップリングトランス２０において、２つの入力部２１Ａ，２１Ｂを一方（Ｘ１−Ｘ２方向Ｘ１側）にまとめ、２つの出力部２２Ａ，２２Ｂを他方（Ｘ１−Ｘ２方向Ｘ２側）にまとめることが実現される。なお、Ｘ１−Ｘ２方向は基板５０の面内方向の１つであり、同じく基板５０の面内方向の１つであるＹ１−Ｙ２方向と直交する。

このような配置により、複合平滑インダクタ１０の２つの入力端子１１Ａ，１１ＢをいずれもＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側端部近傍に位置させることができ、複合平滑インダクタ１０の小型化や、複合平滑インダクタ１０が接続される回路基板の配線の構成を簡素化することが容易となる。この点を図６を用いて説明する。図６は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタが配置される回路基板の配線構造を概念的に示す図である。図６に示されるように、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、２つの入力端子１１Ａ，１１ＢはいずれもＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側に位置し、出力端子１２はＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に位置する。したがって、平滑化回路１が形成された回路基板１００において、複合平滑インダクタ１０の上流に位置する２つスイッチ素子（第１のスイッチ素子ＳＷ１、第２のスイッチ素子ＳＷ２）のそれぞれの出力端子と電気的に接続された２配線１０１，１０２は、いずれも、複合平滑インダクタ１０よりもＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側に配置すればよい。また、平滑化回路１が形成された回路基板１００において、複合平滑インダクタ１０の下流に位置するコンデンサＳＣや出力部ＯＵＴに電気的に接続された配線１０３は、複合平滑インダクタ１０よりもＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に位置すればよい。このように、複合平滑インダクタ１０を用いた場合には、平滑化回路１が備える複合平滑インダクタ１０に接続される電気素子（第１のスイッチ素子ＳＷ１、第２のスイッチ素子ＳＷ２およびコンデンサＳＣ）と複合平滑インダクタ１０との回路基板１００上の配線を、きわめて簡単な構成とすることができる。

また、カップリングトランス２０の２つの出力部２２Ａ，２２Ｂが入力部２１Ａ，２１ＢよりもＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に配置されることから、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０を、いずれもカップリングトランス２０よりもＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に配置することが可能となる。このような配置により、複合平滑インダクタ１０の小型化が容易となる。

本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、図３から図５に示されるように、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０が一体化している。すなわち、第１平滑用インダクタ３０における第１インダクタコイル３３の少なくとも一部を内包する第１インダクタ用磁性部材と、第２平滑用インダクタ４０における第２インダクタコイル４３の少なくとも一部を内包する第２インダクタ用磁性部材とが、インダクタ用磁性部材３４により一体となっている。インダクタ用磁性部材３４は蓋部３４１と箱部３４２とからなり、箱部３４２内に、第１インダクタコイル３３を構成する部材の少なくとも一部および第２インダクタコイル４３を構成する部材の少なくとも一部が配置されている。

本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０をカップリングトランス２０とは別体で構成することから、インダクタ用磁性部材３４に用いられる磁性材料を、平滑用インダクタに求められる特性にのみ応えた軟磁性材料とすることができる。平滑用インダクタはエネルギー蓄積素子であるから、飽和磁束密度が可能な限り高いことが好ましい。軟磁性材料として一般的なフェライト系軟磁性材料は、入手が容易である上に透磁率が高いため、原理的には平滑用インダクタの自己インダクタンスを高めることができるが、飽和磁束密度が低いため、高い透磁率をそのまま活かすことができない。このため、インダクタ用磁性部材３４に用いられる磁性材料としてフェライト系軟磁性材料を用いた場合には、磁気回路中にエアギャップを設けて実効透磁率を低下させた構造としなければならない。エアギャップは漏れ磁界を生じさせ、この漏れ磁界は駆動周波数が高まると、漏れ磁界がコイルの配線に影響し、渦電流による損失の増大をもたらす。損失が大きくなると、発熱の問題などが顕在化して、平滑用インダクタを小型化することが困難となる。

これに対し、カップリングトランス２０では、エネルギー蓄積よりもエネルギー伝達が主体となるため、トランス用磁性部材２４に用いられる磁性材料は、飽和磁束密度が高いものである必要がない。したがって、トランス用磁性部材２４に用いられる磁性材料としてフェライト系軟磁性材料を用いることにより、その入手容易性の高さおよび透磁率の高さをそのまま享受できる。

そこで、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、インダクタ用磁性部材３４に用いられる磁性材料（インダクタ用磁性材料）として、飽和磁束密度が高い軟磁性材料を用いる。そのような材料として、アモルファス金属系軟磁性材料や、ナノ結晶金属系軟磁性材料が例示される。そのような材料を用いることにより、インダクタ用磁性部材３４を構成するインダクタ用磁性材料の飽和磁束密度を７００ｍＴ以上とすることが容易となる。インダクタ用磁性部材３４を構成するインダクタ用磁性材料の飽和磁束密度を７００ｍＴ以上とすることにより、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０に蓄積できるエネルギーの上限が高くなり、より平滑な信号を形成することが可能となる。

一方、カップリングトランス２０に用いられる磁性材料（トランス用磁性材料）はインダクタ用磁性部材３４に用いられる磁性材料（インダクタ用磁性材料）よりも飽和磁束密度が低い軟磁性材料を用いる。そのような材料の典型例はフェライト系軟磁性材料である。フェライト系軟磁性材料の飽和磁束密度は、一般的に３８０ｍＴ以上５００ｍＴ以下であり、上記のインダクタ用磁性材料の飽和磁束密度に比べると低い。しかしながら、カップリングトランス２０は、原理的にはエネルギー蓄積を行わない磁性デバイスであるから、飽和磁束密度が高いことは特に求められない。むしろ、実効透磁率が高いことが重要である。この観点からすると、フェライト系軟磁性材料は１０００以上を容易に達成することが可能であり、トランス用磁性材料として好適な材料である。

ここで、従来技術に係るカップルドインダクタについて説明する。図７は、従来技術に係るカップルドインダクタの構造を示す斜視図である。図８は、図７に示されるカップルドインダクタの平面図である。図９は、図７に示されるカップルドインダクタが備える２つのコイルの配置を概念的に示す図である。図１０は、図７に示されるカップルドインダクタが配置される回路基板の配線構造を概念的に示す図である。図１１は、図７に示されるカップルドインダクタのＡ−Ａ線による断面図である。

図７に示されるように、従来技術に係るカップルドインダクタ６０は、第１の部材６４１および第２の部材６４２からなる磁性部材６４と、２つの導電性部材とから構成される。導電性部材の一方は、第１の入力端子６１Ａおよび第１の出力端子６２Ａならびにこれらの間で磁性部材６４内に位置する部分を有する第１のコイル導体６３Ａからなる。導電性部材の他方は、第２の入力端子６１Ｂおよび第２の出力端子６２Ｂならびにこれらの間で磁性部材６４内に位置する部分を有する第２のコイル導体６３Ｂからなる。磁性部材６４内において、第１のコイル導体６３Ａと第２のコイル導体６３Ｂとの間にはエアギャップＡＧが設けられている。

図８に示されるように、カップルドインダクタ６０の構成はシンプルであり、一見すると小型化が容易と思われる構造である。しかしながら、図９に示されるように、内部に配置される２つのコイルは極性が等しいため、第１のコイル導体６３Ａに流れる電流の向きと、第１のコイル導体６３Ａに流れる電流による磁界に基づき第２のコイル導体６３Ｂに生じる誘導電流の向きは反対向きとなる。このため、カップルドインダクタ６０では、第１の入力端子６１ＡはＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側に位置するが、第２の入力端子６１ＢはＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に位置する。このように２つの入力端子が互いに反対側に配置されることから、第１の出力端子６２Ａおよび第２の出力端子６２Ｂも互いに反対側に配置される。具体的には、第１の出力端子６２ＡはＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に配置され、第２の出力端子６２ＢはＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側に配置される。

このように、２つの導電性部材の配置が互いに反対側となるため、カップルドインダクタ６０が配置される回路基板の配線構成は、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０の場合に比べて複雑化する。具体的には、平滑化回路１が形成された回路基板１００において、複合平滑インダクタ１０に代えてカップルドインダクタ６０を配置すれば、図１０に示されるように、カップルドインダクタ６０の第１の入力端子６１Ａに接続される配線１０１は、複合平滑インダクタ１０を用いた場合と同様でよいが、第２の入力端子６１Ｂに接続される配線１０２は、Ｘ１−Ｘ２方向Ｘ１側から第２の出力端子６２Ｂを迂回しつつＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側へと一旦配置された後、Ｙ１−Ｙ２方向Ｙ２側に曲がって第２の入力端子６１Ｂに接続可能な位置へと延びるように配置される。そして、平滑化回路１が形成された回路基板１００において、複合平滑インダクタ１０の下流に位置するコンデンサＳＣや出力部ＯＵＴに電気的に接続された配線１０３は、Ｘ１−Ｘ２方向Ｘ１側に位置する第２の出力端子６２ＢおよびＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側に位置する第１の出力端子６２Ａに電気的に接続されることが必要となるため、図１０に示されるようにクランク状の部分を有する。このように、配線１０２は相対的に長くなってしまい、配線１０３は複雑な形状を有することが求められてしまう。したがって、複合平滑インダクタ１０に代えてカップルドインダクタ６０を用いることにより、平滑化回路１を小型化することが困難となってしまう。

また、カップルドインダクタ６０がカップリングトランスと平滑用インダクタとの機能を共通化した構成であることも、小型化の阻害要因となっている。図１１に示されるように、第１のコイル導体６３Ａに電流が流れると、その電流の周りに磁界が発生する。その一部は、第１のコイル導体６３Ａのみの周囲を回る第１の磁気回路ＭＣ１となり、他の一部は、第１のコイル導体６３Ａおよび第２のコイル導体６３Ｂの周囲を回る第２の磁気回路ＭＣ２となる。第１のコイル導体６３Ａからの距離および磁気回路の長さで考えると、第１の磁気回路ＭＣ１の磁気抵抗は第２の磁気回路ＭＣ２の磁気抵抗よりも低くなる。よって、第１の磁気回路ＭＣ１の磁束密度は第２の磁気回路ＭＣ２の磁束密度よりも高くなる。前述のように、平滑化回路１の出力信号のリプル値を小さくすることを容易にする観点から、カップリングトランスの相互インダクタンスは高いことが望ましい。この要請に応えるためには、第２の磁気回路ＭＣ２の磁束密度を高める必要がある。カップルドインダクタ６０では、第１の磁気回路ＭＣ１にエアギャップＡＧを設けて第１の磁気回路ＭＣ１の磁気抵抗を増大させることにより、相対的に第２の磁気回路ＭＣ２の磁気抵抗を低くして、第２の磁気回路ＭＣ２の磁束密度を高めるように適宜調整される。

平滑用インダクタに関連する第１の磁気回路ＭＣ１にエアギャップＡＧが設けられたことにより、第１の磁気回路ＭＣ１を構成する磁性部材の実効透磁率は低下する。このことは、エネルギー蓄積素子である平滑用インダクタにとって有利である。しかしながら、エアギャップＡＧは前述のように漏れ磁界を発生させ、損失の増大などの問題を発生させるため、エアギャップＡＧにより実効透磁率を低下させて平滑用インダクタの機能を高めることには限度がある。このため、フェライト系軟磁性材料は入手容易性に優れ透磁率が高いという利点を有するものの、カップルドインダクタ６０の磁性部材６４に用いられる磁性材料としてフェライト系軟磁性材料を用いた場合には、平滑用インダクタのエネルギー蓄積素子としての機能を十分に果たすためには、フェライト系軟磁性材料の飽和磁束密度が低いことが支配的に影響して、第１の磁気回路ＭＣ１を構成する磁性部材の容積を増やすことが必要となってしまう。このことは、磁性部材に用いられる磁性材料として入手容易性に優れ透磁率が高いフェライト系軟磁性材料を用いても、カップルドインダクタ６０を小型化することには限界があることを意味する。

図４に示されるように、箱部３４２において、第１インダクタコイル３３を構成する部材および第２インダクタコイル４３を構成する部材は、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を構成する部材および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を構成する部材とともに一体化されている。このような構成において、第１平滑用インダクタ３０と第２平滑用インダクタ４０とは、Ｙ１−Ｙ２方向に並んで配置される。具体的には、第１平滑用インダクタ３０は相対的にＹ１−Ｙ２方向Ｙ１側に位置し、第２平滑用インダクタ４０は相対的にＹ１−Ｙ２方向Ｙ２側に位置する。このように、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０を基板５０の主面内方向の１つである第１方向（Ｙ１−Ｙ２方向）に沿って並置し、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０からなる一群の平滑用インダクタとカップリングトランス２０とを、第１方向に基板５０の主面内で交差する第２方向に沿って並置することにより、複合平滑インダクタ１０の小型化が実現される。第１方向と第２方向とを直交させる（具体的には第２方向をＸ１−Ｘ２方向とする）ことにより、複合平滑インダクタ１０の基板５０の主面の面積を特に小さくすることが可能となる。

図４に示されるように、インダクタ用磁性部材３４の箱部３４２内において、第１インダクタコイル３３および第２インダクタコイル４３は、いずれもＸ１−Ｘ２方向からみて半円型の形状を有する。そして、並んで配置される２つの半円の両端側に２つの入力部３１，４１のそれぞれが位置し、２つの半円の間に１つの出力部３２，４２が位置する。このような配置とすることにより、第１インダクタ用磁性部材と第２インダクタ用磁性部材とを一体化させていながら、第１平滑用インダクタ３０において生じた磁界と第２平滑用インダクタ４０において生じた磁界とが結合することが適切に抑制されている。

複合平滑インダクタ１０をＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側からみたときに、第１平滑用インダクタ３０の第１インダクタコイル３３ではＹ１−Ｙ２方向Ｙ１側からＹ１−Ｙ２方向Ｙ２側へと電流が流れ、第２平滑用インダクタ４０の第２インダクタコイル４３ではＹ１−Ｙ２方向Ｙ２側からＹ１−Ｙ２方向Ｙ１側へと電流が流れる。このため、第１平滑用インダクタ３０に電流を流すことにより生じる磁界は、その出力部３２近傍ではＸ１−Ｘ２方向Ｘ２側を向く還流磁界となる。これに対し、第２平滑用インダクタ４０に電流を流すことにより生じる磁界は、その出力部４２近傍ではＸ１−Ｘ２方向Ｘ１側を向く還流磁界となる。

したがって、これらの磁界は出力端子１２の近傍（すなわち、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２の近傍）では反対向きとなって互いに打ち消し合い、第１平滑用インダクタ３０において生じた磁界と第２平滑用インダクタ４０において生じた磁界とが磁気的に結合することが抑制される。それゆえ、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０は、第１インダクタ用磁性部材と第２インダクタ用磁性部材とが一体化した構造を有しながら、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０の双方の動作を安定化させることができる。

本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、トランス用磁性部材２４の実効透磁率はインダクタ用磁性部材３４の実効透磁率よりも高く設定されている。具体例を挙げれば、トランス用磁性部材２４の実効透磁率は１０００以上３５００以下とすることが好ましい。インダクタ用磁性部材３４の実効透磁率を１５以上１２０以下することが好ましい。トランス用磁性部材２４の実効透磁率のインダクタ用磁性部材３４の実効透磁率に対する比率は、１０以上２００以下であることが好ましく、２０以上１００以下であることがより好ましい。このように設定することにより、エネルギー蓄積素子である第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０のサイズを大きくすることなく、リプルの少ない平滑信号を形成することが可能となる。すなわち、実効透磁率に関し上記の構成を備えることにより、複合平滑インダクタ１０を小型化することが容易となる。

これに対し、カップルドインダクタ６０では、エアギャップＡＧを用いて平滑用インダクタに係る磁気回路ＭＣ１の磁気抵抗を高めることが必要とされるため、小型化や駆動周波数の高周波数化の要請が高まった場合には、エアギャップＡＧが存在することに起因する不具合が障害となって、上記要請に適切に応えることが困難となることは前述のとおりである。

本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、トランス用磁性部材２４とインダクタ用磁性部材３４とは別部材であるから、構成材料を相違させることなどにより、トランス用磁性部材２４の実効透磁率をインダクタ用磁性部材３４の実効透磁率よりも高く設定することが可能である。そこで、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０のいずれについても、エアギャップを有しない構造とすることが好ましい。かかる構造とすることにより、複合平滑インダクタ１０が小型化して駆動周波数が高周波数化しても、漏れ磁界に起因する不具合が生じにくい。

以下、シミュレーションの結果を示す。図１に示される平滑化回路において、入力電圧５Ｖを１Ｖに降圧させるべく、８００ｋＨｚの周波数で、第１のスイッチ素子ＳＷ１および第２のスイッチ素子ＳＷ２を交互に動作させ、デューティー比０．２１のパルス信号を複合平滑インダクタ１０に入力した。第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとの相互インダクタンスＬｍ、ならびに第１インダクタコイル３３の自己インダクタンスＬｋおよび第２インダクタコイル４３の自己インダクタンスＬｋを変更して、発生する出力信号を測定した。なお、第１インダクタコイル３３の自己インダクタンスＬｋと第２インダクタコイル４３自己インダクタンスＬｋとは等しいと設定した。

相互インダクタンスＬｍおよび自己インダクタンスＬｋを変化させることにより、表１に示すように、出力部ＯＵＴからの出力信号における電流波形は変動した。図１２から図１６に、結果１から結果５のそれぞれの出力信号（図中実線）を入力信号（図中破線）とともに示した。基本的な傾向として、相互インダクタンスＬｍを大きくすることにより、電流波形におけるリプル値（最大値と最小値との差、単位：Ａ）は小さくなった。表１におけるＲ／Ｐは、リプル値／ピーク電流値（単位：％）を意味する。

図１２、図１５および図１６に示されるように、結果１、結果４および結果５では、パルス信号の１サイクル中に２つのピークを有する電流波形が得られた。これらのピークは、パルス信号の電流に直接的に基づくピークと誘導電流に基づくピークとからなる。そして、相互インダクタンスＬｍが自己インダクタンスＬｋよりも大きい場合（結果１および結果５）には、Ｒ／Ｐが３０％以下となって、良好な平滑化が行われることが示された。これに対し、図１３および図１４に示されるように、相互インダクタンスＬｍが０ｎＨである場合（結果２および結果３）には、出力信号の電流波形において、誘導電流に基づくピークが認められなかった。

以上説明したように、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、カップリングトランス２０は、第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂの一方に流れた電流に基づいて、第１トランスコイル２３Ａおよび第２トランスコイル２３Ｂの他方に電流を流し、カップリングトランス２０に接続される第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０のそれぞれに電気的エネルギーを蓄えさせ、第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０のそれぞれから位相遅れで電流が流れることにより、入力されたパルス信号の平滑化が行われる。したがって、カップリングトランス２０ではエネルギー蓄積が行われないことが理想的である。しかしながら、現実には、次に図１７を用いて説明するように、さまざまな理由により、カップリングトランス２０においてもエネルギー蓄積が行われる。

図１７（ａ）は、第１トランスコイル２３Ａ側の入力端子１１Ａに入力するパルス信号（実線）および第２トランスコイル２３Ｂ側の入力端子１１Ｂに入力するパルス信号（破線）を示す図である。図１７（ｂ）は、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）を示す図である。図１７（ｃ）は、図１７（ｂ）に示される２つの電流の差分を示す図である。

図１などに示されるように、本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、カップリングトランス２０のそれぞれのトランスコイルに平滑用インダクタが直列に接続された構成を有するため、トランスコイルの相互インダクタンスＬｍと平滑用インダクタの自己インダクタンスＬｋとが相互作用し、パルス信号が入力したトランスコイルおよび平滑用インダクタから流れる電流波形と、カップリングトランス２０内において誘導電流が生じる側のトランスコイルおよび平滑用インダクタから流れる電流波形とは、厳密には一致しない。

この点を図１７を用いて説明すれば、第１トランスコイル２３Ａ側の入力端子１１Ａに、図１７（ａ）に示されるようにパルス信号Ｐ１が入力すると、第１トランスコイル２３Ａおよび第１平滑用インダクタ３０を経由して第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流は、図１７（ｂ）に示される三角波ＯＰ１１の信号となる。一方、第１トランスコイル２３Ａを流れるパルス信号Ｐ１の誘導電流は第２平滑用インダクタ４０を流れ、第２平滑用インダクタ４０の出力部４２から、図１７（ｂ）に示される三角波ＯＰ１２の信号となって出力する。三角波ＯＰ１１のピーク−ピーク電流値（リプル電流）ＰＰ１と三角波ＯＰ１２のリプル電流ＰＰ２とは一致せず、リプル電流ＰＰ１はリプル電流ＰＰ２よりも大きい。

一方、第２トランスコイル２３Ｂ側の入力端子１１Ｂに、図１７（ａ）に示されるようにパルス信号Ｐ２が入力すると、パルス信号Ｐ２が直接的に入力する第２トランスコイル２３Ｂに接続される第２平滑用インダクタ４０の出力部４２から、三角波ＯＰ１１と同様のリプル電流ＰＰ１を有する三角波ＯＰ２１が出力され、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２から、三角波ＯＰ１２と同様のリプル電流ＰＰ２を有する三角波ＯＰ２２が出力される。

したがって、図１７（ａ）に示されるように、パルス信号Ｐ１とパルス信号Ｐ２とが等間隔で定期的にカップリングトランス２０に入力すると、図１７（ｂ）に示されるように、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２のいずれについても、リプル電流ＰＰ１の三角波とリプル電流ＰＰ２の三角波とが交互に出力される。第１平滑用インダクタ３０の出力部３２からの信号と、第２平滑用インダクタ４０の出力部４２からの信号とは、これらの三角波の繰り返しの位相が反転しているため、結果的には、リプル電流ＰＰ１の三角波とリプル電流ＰＰ２の三角波との合成からなる三角波が、パルス信号Ｐ１とパルス信号Ｐ２との発信間隔Δｔで、出力端子１２から繰り返し出力されることになる。

このように、パルス信号が入力したトランスコイルおよび平滑用インダクタから流れる電流波形と、カップリングトランス２０内において誘導電流が生じる側のトランスコイルおよび平滑用インダクタから流れる電流波形とが相違することから、これらの電流波形の差分電流に相当するエネルギーが、カップリングトランス２０内に蓄積される。図１７（ｃ）は、第１トランスコイル２３Ａから第２トランスコイル２３Ｂを差し引いて得られる差分電流を示す図である。図１７（ａ）から図１７（ｃ）の時間的な関係を一点鎖線により示している。本明細書において、上記の差分電流を「等価電流Ｉｄ」ともいう。

図１７（ａ）および図１７（ｂ）に示されるように、ある時間ｔ０においてパルス信号Ｐ１の入力が開始されると、それから所定の時間が経過した時間ｔ１において、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）と第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）とが等しくなって、図１７（ｃ）に示される等価電流Ｉｄは０Ａとなる。時間ｔ１から、パルス信号Ｐ１が停止する時間ｔ２までは、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）が第２平滑用インダクタ４０の出力部４２（破線）を上回り、等価電流Ｉｄは正の値で増加する。その後、第２トランスコイル２３Ｂへのパルス信号Ｐ２の入力が開始される時間ｔ３までは、時間ｔ２における等価電流Ｉｄが維持される。

第２トランスコイル２３Ｂにパルス信号Ｐ２の入力が開始される時間ｔ３以降は、第２トランスコイル２３Ｂ側が能動回路となり、第１トランスコイル２３Ａ側が受動回路となるため、第２トランスコイル２３Ｂに電気的に接続される第２平滑用インダクタ４０の出力部４２での電流の増加が相対的に顕著となって、時間ｔ４において、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）と第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（実線）とが等しくなる。以降、パルス信号Ｐ２が停止する時間ｔ５までは、第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）が第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）を上回るため、等価電流Ｉｄは負の値で増加する。その後、第１トランスコイル２３Ａにパルス信号Ｐ１が入力する時間ｔ６までは、時間ｔ５における等価電流Ｉｄが維持される。第１トランスコイル２３Ａにパルス信号Ｐ１が入力する時間ｔ６以降は、第１トランスコイル２３Ａ側が能動回路となり、第２トランスコイル２３Ｂ側が受動回路となるため、第１トランスコイル２３Ａに電気的に接続される第１平滑用インダクタ３０の出力部３２での電流の増加が相対的に顕著となって、時間ｔ７において、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）と第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（実線）とが等しくなる。この状態は、時間ｔ１の状態に等しいため、以降時間ｔ１から時間ｔ７にかけての現象が繰り返し生じる。

その結果、図１７（ｃ）に示されるように、等価電流Ｉｄは、台形が正負に交番する波形を有し、すなわち、交番電流であり、このカップリングトランス２０を交番して流れる等価電流Ｉｄに応じて誘導磁界が発生し、そのエネルギーは鉄損となってカップリングトランス２０の発熱原因となる。

カップリングトランス２０の発熱を低減する方法を検討することを目的として、カップリングトランス２０の相互インダクタンスＬｍと第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０の自己インダクタンスＬｋ（これらは等しい値とした。）とを変化させてシミュレーションを行った。その結果を表２に示す。なお、シミュレーションにおける設定条件は次のとおりである。
入力電圧：１２Ｖ
出力電圧：３．０Ｖ
パルス信号のデューティー比：２５％
各相の最大電流：３５Ａ
カップリングトランスの結合係数：０．９９６

表２およびこの結果をグラフ化した図１８に示されるように、カップリングトランス２０の相互インダクタンスＬｍの第１平滑用インダクタ３０および第２平滑用インダクタ４０の自己インダクタンスＬｋに対する比（Ｌｍ／Ｌｋ比）が大きくなると、カップリングトランス２０の蓄積エネルギーＥｍ（単位：μＪ）は低下する傾向がある。詳しく確認すると、Ｌｍ／Ｌｋ比が１０程度までは、Ｌｍ／Ｌｋ比の増加に合わせてカップリングトランス２０の蓄積エネルギーＥｍは大きく減少する。したがって、Ｌｍ／Ｌｋ比は、１超であることが好ましく、２以上であることがより好ましく、５以上であることがさらに好ましく、８以上であることが特に好ましい。

一方、Ｌｍ／Ｌｋ比が１０程度以降はカップリングトランス２０の蓄積エネルギーＥｍの減少の程度が小さくなり、Ｌｍ／Ｌｋ比が１５程度以上の場合には、Ｌｍ／Ｌｋ比を増加させることがカップリングトランス２０の蓄積エネルギーＥｍを低減させることに与える影響の程度は、少なくなる。また、Ｌｍ／Ｌｋ比が増加すると、ほぼ単調増加でカップリングトランス２０の漏れ成分（リーケージインダクタンス）は増大する。カップリングトランス２０の漏れ成分（リーケージインダクタンス）の増大はカップリングトランス２０の受動回路側へのエネルギー伝達率の低下をもたらし、結果的には鉄損の増大をもたらす。したがって、Ｌｍ／Ｌｋ比を過度に増加させることはカップリングトランス２０の発熱を抑制する観点から、好ましいことではない。したがって、Ｌｍ／Ｌｋ比は、１５以下とすることが好ましく、１２以下とすることがより好ましい。

上記の説明では、等価電流Ｉｄにおける交番する際の正負のバランスが釣り合っている場合について説明した。この場合には、図１９（ａ）に示されるように、等価電流Ｉｄによって発生する磁界はゼロ磁界を中心に正負に変動する。図１９（ａ）は、等価電流Ｉｄが交番する際の正負のバランスが釣り合っている場合におけるカップリングトランス２０のＢ−Ｈ曲線を概念的に示すグラフである。等価電流Ｉｄの交番に基づいて、Ｂ−Ｈ曲線の太線両矢印で示された範囲で磁界が発生している。前述のように、トランス用磁性部材２４に用いられる磁性材料に求められる主要な特性は透磁率が高いことであり、この観点からフェライトが好ましい。図１９（ａ）に示されるように、交番する等価電流Ｉｄによって発生する磁界がゼロ磁界を中心に正負に変動する場合には、フェライト系材料のような飽和磁束密度が比較的低い材料であっても問題は生じにくい。

しかしながら、現実には、交番する等価電流Ｉｄは、交番する中心が０Ａとならず、正方向または負方向にシフトしている場合が多い。その理由はさまざまであるが、カップリングトランス２０内の第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとの直流抵抗成分が異なること、第１平滑用インダクタ３０と第２平滑用インダクタ４０との直流抵抗成分が異なること、複合平滑インダクタ１０の入力端子１１Ａに接続される回路と入力端子１１Ｂに接続される回路とが製造公差の範囲内などで抵抗成分などにばらつきがあることなどが具体例として挙げられる。

図２０は、等価電流Ｉｄが交番する際の正負バランスが釣り合っていない場合の具体例を示す図である。図２０（ａ）は、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）および第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）、ならびに対比の目的で示す、図１７（ｂ）に示される第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（点線）を示す図である。図２０（ｂ）は、図２０（ａ）に示される２つの電流の差分からなる等価電流Ｉｄ（実線）を示す図であり、対比の目的で、図１７（ｃ）に示される等価電流Ｉｄを点線で示している。

図２０（ａ）に示されるように、第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）が、何らかの理由（本来不要な抵抗成分が直列で接続されていた等の理由が挙げられる。）で、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）よりも１Ａ低くなった場合には、第１平滑用インダクタ３０の出力部３２を流れる電流（実線）の電流値と第２平滑用インダクタ４０の出力部４２を流れる電流（破線）の電流値とが等しくなって等価電流Ｉｄの値が０Ａになる時間ｔａ１は、図１７（ｃ）に示される等価電流Ｉｄの値が０Ａになる時間ｔ１よりも早くなる（パルス信号Ｐ１の開始時間ｔ０に近い。）。このため、図２０（ｂ）に示されるように、等価電流Ｉｄの波形は、全体的に正の側にシフトする。その結果、図１７（ｃ）に示される等価電流Ｉｄでは電流値の絶対値の最大値は０．６Ａ程度であったのに対し、等価電流の絶対値の最大値が０．９Ａ程度まで増大する。

こうした等価電流Ｉｄの範囲の変化は、等価電流Ｉｄにより発生する磁界の範囲の変化として顕在化する。すなわち、上記のように、等価電流Ｉｄが全体的に正の側にシフトすると、カップリングトランス２０に発生する磁界の範囲は、Ｂ−Ｈ曲線における第１象限側にシフトする。図１８（ｂ）は、等価電流Ｉｄにおける交番する際の正負のバランスが釣り合っていない場合（具体的には正の側にシフトしている場合）におけるカップリングトランス２０のＢ−Ｈ曲線を概念的に示すグラフである。図１８（ｂ）の太線両矢印に示されるように、等価電流Ｉｄにより発生する磁界は、カップリングトランス２０を構成するトランス用磁性部材２４を構成するトランス用磁性材料（フェライト系材料が具体例として挙げられる。）の飽和磁束密度Ｂｍに近い領域にまで到達することになる。そのような状態に至ると、カップリングトランス２０の鉄損が増大して、カップリングトランス２０からの発熱が顕著となる。したがって、交番する等価電流Ｉｄの中心値は可能な限り０Ａに近いことが好ましい。

また、カップリングトランス２０に発生する磁界を低減する観点からは、当然ながら、交番する等価電流Ｉｄの変動幅が小さいことが好ましい。具体的には、カップリングトランス２０に蓄積されるエネルギーによる磁束密度の最大値、すなわち、カップリングトランス２０に発生する等価電流Ｉｄの誘導磁界の絶対値の最大値は、カップリングトランス２０を構成するトランス用磁性部材２４の飽和磁束密度の５０％以下であることが好ましく、４０％以下であることがより好ましく、３０％以下であることが特に好ましい。飽和磁束密度が３８０ｍＴ程度から５００ｍＴ程度であるフェライトを具体例とすれば、カップリングトランス２０に発生する等価電流の誘導磁界の絶対値の最大値は、２５０ｍＴ以下であることが好ましく、２００ｍＴ以下であることがより好ましく、１４０ｍＴ以下であることが特に好ましい。

以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。

例えば、上記の本発明の一実施形態に係る複合平滑インダクタ１０では、第１トランスコイル２３Ａと第２トランスコイル２３Ｂとの重なり方向（交差軸の方向）は基板５０の厚さ方向に沿っているが、基板５０の主面の面内方向に沿っていてもよい。

また、第１平滑用インダクタ３０の第１インダクタ用磁性部材と第２平滑用インダクタ４０の第２インダクタ用磁性部材とが一体化してインダクタ用磁性部材３４となっているが、これらの磁性部材は別体であってもよい。この場合において、第１インダクタ用磁性部材を構成する第１インダクタ用磁性材料と第２インダクタ用磁性部材を構成する第２インダクタ用磁性材料とは共通の材料であってもよいし、異なる材料であってもよい。これらの材料が共通の材料であって、第１インダクタ用磁性部材の磁気特性と第２インダクタ用磁性部材の磁気特性とがほぼ等しいことが、カップリングトランス２０からの発熱を抑制する観点から好ましい場合がある。

本発明の一実施形態に係る平滑用インダクタを備える平滑化回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの部分回路として好適に使用されうる。また、降圧コンバータだけではなく、昇圧コンバータ、マルチフェーズで動作する絶縁型コンバータの出力平滑回路、カレントダブラー方式の整流回路などにも好適に使用しうる。

１ 平滑化回路
１０ 複合平滑インダクタ
ＳＷ１ 第１のスイッチ素子
ＳＷ２ 第２のスイッチ素子
ＳＣ コンデンサ
ＯＵＴ 出力部
Ｌ 負荷
ＧＮＤ グラウンド
２０ カップリングトランス
３０ 第１平滑用インダクタ
４０ 第２平滑用インダクタ
１１Ａ，１１Ｂ 入力端子
１２ 出力端子
２１Ａ，２１Ｂ カップリングトランス２０の入力部
２２Ａ，２２Ｂ カップリングトランス２０の出力部
２３Ａ 第１トランスコイル
２３Ｂ 第２トランスコイル
３１ 第１平滑用インダクタ３０の入力部
３２ 第１平滑用インダクタ３０の出力部
３３ 第１インダクタコイル
４１ 第２平滑用インダクタ４０の入力部
４２ 第２平滑用インダクタ４０の出力部
４３ 第２インダクタコイル
５０ 基板
２４ トランス用磁性部材
２４１ トランス用磁性部材２４の蓋部
２４２ トランス用磁性部材２４の箱部
３４ インダクタ用磁性部材
３４１ インダクタ用磁性部材３４の蓋部
３４２ インダクタ用磁性部材３４の箱部
１００ 回路基板
１０１，１０２，１０３ 配線
６０ カップルドインダクタ
６１Ａ 第１の入力端子
６１Ｂ 第２の入力端子
６２Ａ 第１の出力端子
６２Ｂ 第２の出力端子
６３Ａ 第１のコイル導体
６３Ｂ 第２のコイル導体
６４ カップルドインダクタの磁性部材
６４１ 第１の部材
６４２ 第２の部材
ＡＧ エアギャップ
ＭＣ１ 第１の磁気回路
ＭＣ２ 第２の磁気回路
Ｐ１，Ｐ２ パルス信号
ＯＰ１１，ＯＰ１２，ＯＰ２１，ＯＰ２２ 三角波
ＰＰ１，ＰＰ２ リプル電流
Δｔ 発信間隔
Ｉｄ 等価電流
ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔａ１ 時間

Claims (15)

1. ２つの入力部と２つの出力部とを備える１つのカップリングトランス、１つの入力部と１つの出力部とを備える第１平滑用インダクタ、１つの入力部と１つの出力部とを備える第２平滑用インダクタ、ならびに２つの入力端子および１つの出力端子を、１つの基板上に集積して備える複合平滑インダクタであって、
   前記２つの入力端子の一方は前記カップリングトランスの２つの入力部の一方に接続され、前記２つの入力端子の他方は前記カップリングトランスの２つの入力部の他方に接続され、
   前記カップリングトランスの２つの出力部の一方は前記第１平滑用インダクタの入力部に接続され、前記カップリングトランスの２つの出力部の他方は前記第２平滑用インダクタの入力部に接続され、
   前記第１平滑用インダクタの出力部および前記第２平滑用インダクタの出力部は、いずれも前記１つの出力端子に接続され、
   前記カップリングトランスの相互インダクタンスは、前記第１平滑用インダクタの自己インダクタンスおよび前記第２平滑用インダクタの自己インダクタンスのいずれよりも高いこと
   を特徴とする複合平滑インダクタ。
2. 前記カップリングトランスの相互インダクタンスの、前記第１平滑用インダクタの自己インダクタンスおよび前記第２平滑用インダクタの自己インダクタンスに対する比率は１超１２以下である、請求項１に記載の複合平滑インダクタ。
3. 前記カップリングトランスは、第１トランスコイルおよび第２トランスコイルならびにこれらのコイルの少なくとも一部を内包するトランス用磁性部材を備え、
   前記第１平滑用インダクタは、第１インダクタコイルおよび当該第１インダクタコイルの少なくとも一部を内包する第１インダクタ用磁性部材を備え、
   前記第２平滑用インダクタは、第２インダクタコイルおよび当該第２インダクタコイルの少なくとも一部を内包する第２インダクタ用磁性部材を備え、
   前記トランス用磁性部材の実効透磁率は前記第１インダクタ用磁性部材の実効透磁率および前記第２インダクタ用磁性部材の実効透磁率のいずれよりも高く、
   前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度は、前記第１インダクタ用磁性部材を構成する第１インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度および前記第２インダクタ用磁性部材を構成する第２インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度のいずれよりも低い、請求項１または請求項２に記載の複合平滑インダクタ。
4. 前記カップリングトランスに蓄積されるエネルギーによる磁束密度は、前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度の５０％以下である、請求項３に記載の複合平滑インダクタ。
5. 前記トランス用磁性部材の実効透磁率は１０００以上３５００以下であって、前記第１インダクタ用磁性部材の実効透磁率および前記第２インダクタ用磁性部材の実効透磁率が１５以上１２０以下である、請求項３または請求項４に記載の複合平滑インダクタ。
6. 前記トランス用磁性部材を構成するトランス用磁性材料の飽和磁束密度は３８０ｍＴ以上５２０ｍＴ以下であって、前記第１インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度および前記第２インダクタ用磁性材料の飽和磁束密度はいずれも７００ｍＴ以上である、請求項３から請求項５のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
7. 前記第１トランスコイルの導体部と前記第２トランスコイルの導体部とは、絶縁性材料からなる部材を介して接するように配置される部分を有する、請求項３から請求項６のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
8. 前記第１トランスコイルおよび前記第２トランスコイルは、いずれも、導体部と前記導体部の表面を覆う絶縁部とからなり、前記第１トランスコイルの前記絶縁部および前記第２トランスコイルの絶縁部とが接するように配置される部分を有する、請求項３から請求項７のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
9. 前記第１トランスコイルと前記第２トランスコイルとは、前記トランス用磁性部材内で奇数回交差する交差部を備える、請求項３から請求項８のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
10. 前記第１平滑用インダクタと前記第２平滑用インダクタとは、前記基板の主面内方向の１つである第１方向に沿って並置され、
    前記第１平滑用インダクタおよび前記第２平滑用インダクタからなる一群の平滑用インダクタと前記カップリングトランスとは、前記第１方向に前記基板の主面内で交差する第２方向に沿って並置される、請求項９に記載の複合平滑インダクタ。
11. 前記第１インダクタ用磁性部材と前記第２インダクタ用磁性部材とは一体である、請求項１０に記載の複合平滑インダクタ。
12. 前記第１インダクタコイルに流れる電流による磁界と前記第２インダクタコイルに流れる電流による磁界とが磁気的に結合しないように、前記第１インダクタコイルおよび前記第２インダクタコイルは配置される、請求項１１に記載の複合平滑インダクタ。
13. 前記第１平滑用インダクタはエアギャップを有しない、請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
14. 前記第２平滑用インダクタはエアギャップを有しない、請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載の複合平滑インダクタ。
15. 第１のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子と、請求項１から１０のいずれか一項に記載される複合平滑インダクタと、コンデンサとを備える平滑化回路であって、
    前記複合平滑インダクタの２つの入力端子の一方に前記第１のスイッチ素子から出力されたパルス信号が入力可能に接続され、前記複合平滑インダクタの２つの入力端子の他方に前記第２のスイッチ素子から出力されたパルス信号が入力可能に接続され、
    前記複合平滑インダクタの１つの出力端子に前記コンデンサが接続され、前記複合平滑インダクタの１つの出力端子と前記コンデンサとの間に設けられた出力部から平滑信号が出力可能とされること
    を特徴とする平滑化回路。