JP2017192206A - 交流電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供する。【解決手段】交流電源装置１は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジ１０と、それぞれ２つのスイッチ素子を含むＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０と、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０に接続された結合リアクトル４０とを有する。結合リアクトル４０は、コア４３と、各一端がＰＷＭ制御ブリッジ２０及び３０それぞれの出力端に接続されコア４３を介して相互に結合された巻線４１及び４２とを含む。巻線４１及び４２は、コア４３内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源装置に関する。
スイッチ素子とフィルタを有するＤＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＡＣコンバータなどのスイッチング電源装置は、現在、民生機器や産業機器などの非常に幅広い分野に適用されている。これらのスイッチング電源装置は、小型・軽量・高効率が重視されており、大電力装置であるほどその要望は大きい。
その中でも、例えばＵＰＳ［uninterruptible power supply］やパワーコンディショナなどに用いられるＤＣ／ＡＣコンバータは、出力電流の実効値がＤＣ／ＤＣコンバータのそれと同じであっても、特許文献１の従来技術の説明や非特許文献１にあるように、瞬間的に過大な電流が流れることが多く、一般的なＤＣ／ＡＣコンバータのクレストファクタ（波高率：電流ピーク値／電流実効値）は２〜３またはそれ以上になることもあり、非常に大きなピーク電流に対するフィルタ回路が必要となる。そのため、チョークコイルやコンデンサの材料物性ないし電気特性値について、ＤＣ／ＤＣコンバータよりも厳しい条件を課せられる。
一方、フィルタ回路を有するＤＣ／ＡＣコンバータのスイッチ素子を従前よりも高周波駆動させることにより、フィルタ回路を形成するチョークコイルのインダクタンス値やコンデンサの容量値を小さくしても、従前と同等の出力リプル電流・電圧を得ることができるので、電源全体の小型・軽量化に繋がる。
特公平７−８６７８４号公報
Tektronix アプリケーション・ノート「電源測定の基礎−電圧、電流、電力測定のポイント」（特に、２．５ クレスト・ファクタ）、[online]、２０１３年１２月３日、インターネット<URL：jp.tek.com/dl/55Z_29828_0_3.pdf>
しかしながら、スイッチ素子の高周波駆動による電源の小型化には、スイッチング損失の増大、ゲートドライブ回路の消費電力増大、及び、チョークコイルのコア損失増大といった背反も大きく、安易に設計を変更することはできず、特にクレストファクタの大きいＤＣ／ＡＣコンバータにおいては、磁気飽和を抑えるためにフィルタ回路を大型化せざるを得ない点が課題であった。
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することを目的とする。
本明細書中に開示されている交流電源装置は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、を有する交流電源装置であって、前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、前記第１及び第２の巻線は、前記コア内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている構成（第１の構成）とされている。
なお、上記第１の構成から成る交流電源装置において、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジは、互いに１／２周期分の位相差を持って各スイッチ素子をオン／オフさせる構成（第２の構成）にするとよい。
また、上記第１または第２の構成から成る交流電源装置において、前記コアは、第１のコア部と、これとは別体である第２のコア部とを少なくとも組み合わせて成り、前記第１及び第２の巻き線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されている構成（第３の構成）にしてもよい。
また、上記第３の構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部に発生する磁束の変化周波数は、前記スイッチ素子の駆動周波数よりも高い構成（第４の構成）にしてもよい。
また、上記第３又は第４の構成から成る交流電源装置において、前記第１のコア部は、絶縁抵抗に等方性を持つ材料から成る構成（第５の構成）にしてもよい。
また、上記第３〜第５いずれかの構成から成る交流電源装置において、前記第１のコア部は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料から成り、前記第２のコア部は、前記第１のコア部の側面の少なくとも一部を覆うように配置されている構成（第６の構成）にしてもよい。
また、上記第６の構成から成る交流電源装置において、前記コアは、前記第１のコア部と前記第２のコア部の相互間を通る磁束の経路を、前記第１のコア部の側面方向に制限するための磁気遮蔽部をさらに有する構成（第７の構成）にしてもよい。
また、上記第６又は第７の構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部は、前記第１のコア部と連結する部位の断面積よりも他の部位の断面積の方が大きい構成（第８の構成）にしてもよい。
また、上記第３〜第８いずれかの構成から成る交流電源装置において、前記第２のコア部の飽和磁束密度は、前記第１のコア部の飽和磁束密度以上である構成（第９の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている別の交流電源装置は、交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルとを有する交流電源装置であって、前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、前記コアは、第１のコア部と第２のコア部を少なくとも組み合わせて成り、前記第１及び第２のコア部は、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同じ材料から成り、かつ、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらないように成型されており、前記第１及び第２の巻線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されている構成（第１０の構成）とされている。
なお、上記第１〜第１０いずれかの構成から成る交流電源装置は、前記スイッチ素子の駆動周波数が出力電流に応じて変化される構成（第１１の構成）にするとよい。
また、上記第１〜第１１いずれかの構成から成る交流電源装置は、前記スイッチ素子の少なくとも１つがＳｉＣ系半導体又はＧａＮ系半導体から成る構成（第１２の構成）にするとよい。
本明細書中に開示されている発明によれば、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することが可能となる。
交流電源装置の全体構成を示す回路図 交流電源装置の基本動作を説明するためのタイミングチャート 結合リアクトルの第１実施形態を示す模式図 結合リアクトルの等価回路図 絶縁抵抗に異方性を持つコア材料の一例を示す模式図 結合リアクトルの第２実施形態を示す模式図 Ｘ１−Ｘ２断面図 第１変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図 第２変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図 第３変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図 第４変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図 結合リアクトルの第３実施形態を示す模式図
＜交流電源装置（全体構成）＞
図１は、交流電源装置の全体構成を示す回路図である。本構成例の交流電源装置１は、直流電源Ｅ１から供給される直流電圧Ｖｄｃ（例えばＤＣ３２０Ｖ）を所望の交流電圧Ｖａｃ（例えばＡＣ２００Ｖ）に変換して負荷ＲＬに供給するＤＣ／ＡＣコンバータ（インバータ）であり、交流生成用ブリッジ１０と、ＰＷＭ［pulse width modulation］制御用ブリッジ２０及び３０と、結合リアクトル４０と、入力コンデンサ５０と、出力コンデンサ６０と、を有する。
交流生成用ブリッジ１０は、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されたスイッチ素子１１及び１２（本図の例ではＮチャネル型のＭＩＳＦＥＴ［metal insulator semiconductor field effect transistor］）を含み、交流出力を得るために所定の交流周波数（例えば６０Ｈｚ）でスイッチ素子１１及び１２を相補的にオン／オフさせる。
ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０は、それぞれ、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されたスイッチ素子２１及び２２、並びに、スイッチ素子３１及び３２（本図の例では、いずれもＮチャネル型のＭＩＳＦＥＴ）を含み、互いに所定の位相差（例えば１／２周期分の位相差）を持って各スイッチ素子を相補的にオン／オフさせることにより、インターリーブ動作を行う。なお、各スイッチ素子のオンデューティ（＝一周期に占めるオン期間の割合）は、所望の交流波形が生成されるように適切にＰＷＭ制御される。
結合リアクトル４０は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０それぞれの出力端と負荷ＲＬとの間に接続されており、第１巻線４１及び第２巻線４２とコア４３を含む。第１巻線４１の第１端は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０の出力端（＝スイッチ素子２１及び２２相互間の接続ノード）に接続されている。第２巻線４２の第１端は、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０の出力端（＝スイッチ素子３１及び３２相互間の接続ノード）に接続されている。第１巻線４１の第２端と第２巻線４２の第２端は、負荷ＲＬの第１端に共通接続されている。また、第１巻線４１と第２巻線４２とは、コア４３を介して相互に磁気結合されている。
入力コンデンサ５０は、直流電源Ｅ１の正極端と負極端との間に直列接続されており、直流電圧Ｖｄｃを平滑化する。
出力コンデンサ６０の第１端は、負荷ＲＬの第１端に接続されている。出力コンデンサ６０の第２端は、負荷ＲＬの第２端と交流生成用ブリッジ１０の出力端（＝スイッチ素子１１及び１２相互間の接続ノード）に接続されている。このように接続された出力コンデンサ６０は、結合リアクトル４０の漏れインダクタンス（その詳細については後述）と共にＬＣフィルタを形成しており、交流電圧Ｖａｃを平滑化する。
図２は、交流電源装置１の基本動作を説明するためのタイミングチャートであり、上から順に、スイッチ素子１１及び１２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（１１）及びＶｇｓ（１２）、スイッチ素子２１及び２２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（２１）及びＶｇｓ（２２）、スイッチ素子３１及び３２それぞれのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（３１）及びＶｇｓ（３２）、スイッチ素子２１のドレイン電流Ｉｄ（２１）、スイッチ素子３１のドレイン電流Ｉｄ（３１）、並びに、各相のインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２が描写されている。なお、本図では、スイッチ素子１１がオンされており、スイッチ素子１２がオフされているときの出力挙動が例示されている。
本図で示したように、スイッチ素子２１及び２２、並びに、スイッチ素子３１及び３２は、各相毎に所定の駆動周波数ｆｘ（例えばｆｘ＝２０ｋＨｚ）で相補的にオン／オフされている。また、スイッチ素子２１及び２２の駆動位相と、スイッチ素子３１及び３２の駆動位相との間には、１／２周期分の位相差が設けられている。
ここで、結合リアクトル４０の第１巻線４１と第２巻線４２とは、互いに磁気結合されているので、その一方に電流が流れれば、他方にも同じ方向に電流が流れる。その結果、第１巻線４１と第２巻線４２のそれぞれに流れるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２は、いずれも同等の挙動を示すことになる。すなわち、第１巻線４１と第２巻線４２には、それぞれ、駆動周波数ｆｘの２倍で変調されたインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２が流れる。
なお、本構成例の交流電源装置１では、これに用いられる結合リアクトル４０として、クレストファクタの大きい出力に対しても磁気飽和を生じにくく、かつ、広駆動範囲で連続動作するのに必要な漏れインダクタンスを有することが望まれる。以下では、このような要求を満足することのできる新規の結合リアクトル４０（特にコア４３の新規構造）を提案する。
＜結合リアクトル（第１実施形態）＞
図３は、結合リアクトル４０の第１実施形態を示す模式図である。本実施形態の結合リアクトル４０は、先にも述べたように、第１巻線４１及び第２巻線４２と、コア４３を含む。特に、コア４３は、第１コア部４３ａと、これとは別体である第２コア部４３ｂと、を組み合わせて成る。
第１コア部４３ａは、第１巻線４１及び第２巻線４２がそれぞれ捲回される環状部材であり、磁脚部として機能する。なお、第１巻線４１及び第２巻線４２は、第１コア部４３ａに対して、第１コア部４３ａ内に発生させる磁束ＭＦ１及びＭＦ２を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれている。
このような構成を採用することにより、第１コア部４３ａ内には、第１巻線４１に流れるインダクタ電流ＩＬ１と、第２巻線４２に流れるインダクタ電流ＩＬ２との差分に起因する磁束ΔＭＦ（＝ＭＦ１−ＭＦ２）しか発生しないので、磁気飽和し難くなる。
一方、第２コア部４３ｂは、第１巻線４１及び第２巻線４２がいずれも捲回されない例えば棒状の部材であり、いわゆるパスコアとして機能する。なお、第２コア部４３ｂは、これを通る磁束ＭＦ１及びＭＦ２によって結合リアクトル４０の漏れインダクタンスが生じるように配置されている。例えば、第２コア部４３ｂは、本図で示したように、第１コア部４３ａの連結部位α１及びβ１の相互間を繋ぐように配置するとよい。
なお、連結部位α１は、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が分流される部位であり、本図の例では、第１コア部４３ａの上側梁部下面がこれに相当している。一方、連結部位β１は、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が合流される部位であり、本図の例では、第１コア部４３ａの下側梁部上面がこれに相当している。
図４は、結合リアクトル４０の等価回路図である。本図で示したように、結合リアクトル４０には、互いに磁気結合された励磁インダクタンスＬｐ１及びＬｐ２のほか、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流された磁束に起因する漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２が生じる。
これらの漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２は、出力コンデンサ６０と共にＬＣフィルタを形成するための平滑リアクトルとして利用することができる。従って、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂとが別体であれば、第１コア部４３ａの物性および第２コア部４３ｂの物性や形状を適宜設計することにより、平滑リアクトルとしての特性を任意に調整することが可能となる。その結果、所望の漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２を有する小型の結合リアクトル４０を実現することができるので、交流電源装置１全体の小型化に貢献することが可能となる。
このように、本実施形態の結合リアクトル４０は、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂが別体として設けられていることを特徴の一つとする。ただし、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂは、必ずしも異なる材料で形成されている必要はない。例えば、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂがいずれも同一の材料で形成されている場合であっても、これらを別体として設けておけば、両者が一体成型されている場合と比べて、第２コア部４３ｂの形状や断面積（＝第２コア部４３ｂを貫く磁束の方向に対して垂直な断面の面積）などを変更しやすいので、平滑リアクトルとしての特性を任意に調整することができる。
なお、磁脚部とパスコアが一体成型された従来のコア（いわゆるＥ型コア）を用いて、上記と同等の漏れインダクタンスを得ようとすると、パスコアに大きなギャップを設ける必要があるので、空気中への放出磁束が大きくなってしまう。
一方、本実施形態の結合リアクトル４０であれば、第２コア部４３ｂに必ずしもギャップを設ける必要がないので、空気中への放出磁束を大幅に抑えることができる。従って、結合リアクトル４０の周囲に設けられた制御回路素子の誤動作や回路パターンでの渦電流損失も低減することができるので、誤動作や電力損失の少ない交流電源装置１を実現することが可能となる。
また、第１コア部４３ａについては、上記の漏れインダクタンス生成と切り離して設計することができる。従って、その設計自由度が向上するので、例えば、材質選択におけるコスト削減を実現することが可能になる。
図３に戻り、結合リアクトル４０の説明を続ける。本実施形態の結合リアクトル４０において、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０を互いに１／２周期分の位相差で駆動した場合、漏れインダクタンス生成を担う第２コア部４３ｂは、これを通過する磁束の変化周波数ｆｙがＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０の駆動周波数ｆｘ（例えば２０ｋＨｚ）よりも高い周波数（例えば４０ｋＨｚ（＝２×ｆｘ））となるように配置されている。
このような構成とすることにより、ＬＣフィルタの形成に必要な漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２のインダクタンス値が小さくなる。具体的には、駆動周波数ｆｘの２倍周波数の電流振動に起因する必要漏れインダクタンス値の低減、及び、それぞれの漏れインダクタンス部に印加される電圧（入出力電圧の差分からリアクトル結合部に掛かる電圧を引いた値）の低減に起因する必要漏れインダクタンスの低減によって、同じ出力電流を得るために必要なインダクタンス値を、単一のＰＷＭ制御用ブリッジおよびリアクトルを使用した場合と比較して、約１／４に低減できる。従って、第２コア部４３ｂの断面積縮小による小型化及びコスト削減、並びに、入力コンデンサ５０及び出力コンデンサ６０の小型化などを実現することが可能となり、逆に、単一のＰＷＭ制御用ブリッジを使用した場合と同じコア断面積を使用すれば、約４倍の電流を許容することができる。クレストファクタの大きい交流電源装置１においては、上記した小型化の効果が特に大きいと言える。
また、本実施形態の結合リアクトル４０では、第１巻線４１による磁束ＭＦ１と、第２巻線４２による磁束ＭＦ２とを足し合わせた合計磁束が第２コア部４３ｂを貫く。すなわち、第２コア部４３ｂには、第１コア部４３ａよりも高密度な磁束が結果的に発生する。これを鑑みると、第２コア部４３ｂの飽和磁束密度は、第１コア部４３ａの飽和磁束密度以上であることが望ましい。このようなコア設計によれば、より小さい断面積の第２コア部４３ｂを採用することができるので、結合リアクトル４０の小型化（延いては交流電源装置１の小型化）を実現することが可能となる。
ただし、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに漏れる磁束の量が大き過ぎると、励磁インダクタンスＬｐ１及びＬｐ２が小さくなり、結合リアクトル４０を設けた意味がなくなる。そのため、第２コア部４３ｂの比透磁率が大きい場合には、第２コア部４３ｂに必要最小限（＝空気中への放出磁束が許容される範囲内）のギャップを設けて、飽和磁束密度と比透磁率とのバランス調整を行えばよい。
また、本実施形態の結合リアクトル４０において、第１コア部４３ａは、絶縁抵抗に等方性を持つ材料（フェライトや圧粉金属など）から成ることが望ましい。このような材料を用いることにより、第１コア部４３ａで生じる渦電流が磁束方向の依存性を持たない。従って、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が分流される連結部位α１、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに対して磁束ＭＦ１及びＭＦ２が合流される連結部位β１において、磁束ＭＦ１及びＭＦ２の方向が変化しても、渦電流の大きさは変わらないので、局所的な発熱によるキュリー温度への到達や損失の増加を抑制することが可能となる。
以上で説明したように、本実施形態の結合リアクトル４０であれば、クレストファクタの大きい出力に対して磁気飽和を抑制しつつ、広駆動範囲で連続動作するのに十分な大きさの漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２を持つ小型の平滑リアクトルを実現することができる。従って、小型・高効率で誤動作の少ない交流電源装置を提供することができる。
＜絶縁抵抗に異方性を持つコア材料＞
先の第１実施形態では、その構造上、絶縁抵抗に等方性を持つ材料を用いて第１コア部４３ａを形成することが望ましい旨を述べた。しかしながら、第１コア部４３ａを形成する材料としては、絶縁抵抗に異方性を持つ材料もしばしば用いられる。
図５は、絶縁抵抗に異方性を持つコア材料の一例を示す模式図である。本図で示した第１コア部４３ａは、磁性体ａ１１（例えばアモルファス合金）と絶縁体ａ１２を積層して成る薄帯部材ａ１０を金型に何周も巻き付けて作製される。従って、第１コア部４３ａを断面視または側面視すると、その上下方向に磁性体ａ１１と絶縁体ａ１２が何層にも重なった状態となる。
この第１コア部４３ａをＡ１方向またはＡ２方向（＝断面または側面の法線方向）から見た場合には、磁性体ａ１１の断面積が小さいので絶縁抵抗が高くなる。一方、第１コア部４３ａをＢ方向（＝上面の法線方向）から見た場合には、磁性体ａ１１の断面積が大きいので絶縁抵抗が低くなる。このように、薄帯部材ａ１０は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料（＝Ａ１方向及びＡ２方向の絶縁抵抗とＢ方向の絶縁抵抗が異なる材料）である。従って、これを用いて形成された第１コア部４３ａでは、これに生じる渦電流が磁束方向の依存性を持つことになる。
先の第１実施形態に即して述べると、図３の連結部位α１及びβ１では、絶縁抵抗の小さいＢ方向の磁束が発生して渦電流が大きくなるので、局所的な発熱が問題となり得る。
そこで、以下では、第１コア部４３ａを形成する材料として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態と同様の作用効果を奏することのできる新規の結合リアクトル４０（特にコア４３の新規構造）を提案する。
＜結合リアクトル（第２実施形態）＞
図６は、結合リアクトル４０の第２実施形態を示す模式図である。また、図７は、結合リアクトル４０のＸ１−Ｘ２断面図である。本実施形態の結合リアクトル４０は、第１実施形態をベースとしつつ、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いて第１コア部４３ａを形成したことに伴い、第２コア部４３ｂの形状や配置を変更するとともに、別途新たに磁気遮蔽部４３ｃを設けた点に特徴を有する。そこで、第１実施形態と同様の構成要素については、図３と同一の符号を付すことにより重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的な説明を行う。
本実施形態の結合リアクトル４０において、第２コア部４３ｂは、伸長部４３ｂ１と主胴体部４３ｂ２を持つ。伸長部４３ｂ１は、第１コア部４３ａの上側梁部と下側梁部について、それぞれの側面の少なくとも一部（＝連結部位α２及びβ２に相当）を覆うように主胴体部４３ｂから上下方向に張り出している。
磁気遮蔽部４３ｃは、上記の連結部位α２及びβ２において、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂの相互間を通る磁束の経路を第１コア部４３ａの側面方向（＝図５のＡ２方向に相当）に制限するための部材である。見方を変えると、磁気遮蔽部４３ｃは、図５のＡ１方向とＡ２方向との間でその向きを変えようとする磁束については、これを遮蔽することなく通過させる一方、Ａ１方向とＢ方向との間でその向きを変えようとする磁束については、これを遮蔽するための部材であるということもできる。なお、磁気遮蔽部４３ｃは、本図で示したように、第１コア部４３ａと主胴体４３ｂ２との間に設ければよい。
このような構成とすることにより、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流される磁束、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに合流される磁束は、いずれも磁気抵抗の変化しない経路（＝図５のＡ１方向からＡ２方向に至る経路、若しくは、Ａ２方向からＡ１方向に至る経路）を通ってその向きを変えることになる。従って、第１コア部４３ａを形成する材料として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、渦電流の発生を抑制することができるので、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態と同様の作用効果を奏することが可能となる。なお、磁気遮蔽部４３ｃとしては、銅板などを好適に用いることができる。
また、主胴体部４３ｂ２は、伸長部４３ｂ１よりも大きい断面積（＝第２コア部４３ｂを貫く磁束に対して垂直な断面の面積）を持つように形成されている。より具体的に述べると、伸長部４３ｂ１と主胴体部４３ｂ２は、それぞれの外側面が面一となるように形成されており、主胴体部４３ｂ２は、第１コア部４３ａの空洞部を埋めるように、第１コア部４３ａの内側に向けて突出している。このような構成とすることにより、結合リアクトル４０のサイズアップを最小限に抑えつつ、第２コア部４３ｂの断面積を増大することができるので、第２コア部４３ｂでの磁気飽和を生じ難くなる。
なお、本実施形態では、一対の第２コア部４３ｂが第１コア部４３ａをその両側面方向から挟み込むように設けられている。ただし、必ずしも第２コア部４３ｂを一対設ける必要はなく、少なくとも一方が設けられていれば上記の機能を発揮することが可能である。
また、本実施形態では、一対の主胴体部４３ｂ２が空隙を隔てて対向しているが、空隙の大きさは不問である。また、そもそも、上記の空隙自体が必須の構成要素ではなく、双方の主胴体部４３ｂ２が互いに当接するようにそれぞれの厚さを調整しても構わない。
また、本実施形態では、伸長部４３ｂ１が第１コア部４３ａの側面を上下方向に見て部分的に覆っている形状にはなっているが、全体を覆う形状になっていても構わない。
図８Ａは、結合リアクトル４０の第１変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図である。本変形例で示したように、第２コア部４３ｂの伸長部４３ｂ１には、磁束経路に合わせてテーパを付けてもよい。これにより、第２コア部４３ｂの材料コストを低減することできる。
図８Ｂは、結合リアクトル４０の第２変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図である。本変形例で示したように、第２コア部４３ｂについては、伸長部４３ｂ１と厚肉部４３ｂ２との区別を設けることなく、これを単純な板状部材として形成してもよい。本構成を採用する場合には、図５のＡ１方向からＢ方向に向かう磁束経路、並びに、Ｂ方向からＡ１方向に向かう磁束経路自体が存在しないので、磁気遮蔽部４３ｃを割愛することができる。
図８Ｃは、結合リアクトル４０の第３変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図である。本変形例は、第２変形例（図８Ｂ）をベースとしつつ、第１コア部４３ａの角部と第２コア部４３ｂとの間に磁気遮蔽部４３ｃが設けられている。このような構成とすることにより、磁束の集中を緩和したり方向を制限したりして局所的な発熱を抑制することが可能となる。
図８Ｄは、結合リアクトル４０の第４変形例を示すＸ１−Ｘ２断面図である。本変形例も、第２変形例（図８Ｂ）をベースとしつつ、第１コア部４３ａの角部と第２コア部４３ｂが当接しないように、第２コア部４３ｂの該当箇所に溝部４３ｂ３が設けられている。このような構成とすることにより、第３変形例（図８Ｃ）と同様、磁束の集中を緩和したり方向を制限したりして局所的な発熱を抑制することが可能となる。
＜結合リアクトル（第３実施形態）＞
図９は、結合リアクトル４０の第３実施形態を示す模式図である。本実施形態の結合リアクトル４０において、コア４３は、第１環状部材４３ｄと、第２環状部材４３ｅと、第３環状部材４３ｆと、を組み合わせて成る。なお、第１環状部材４３ｄ、第２環状部材４３ｅ、及び、第３環状部材４３ｆは、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同一の材料（例えば図５を参照）から成る。
第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅは、互いの一部分同士が隣接するように配置されている。また、第３環状部材４３ｆは、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅの外周に沿って双方を取り囲むように配置されている。
このようなコア４３の作製手順としては、最初に、図５の薄帯部材ａ１０を金型に何周も巻き付けることにより、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅをそれぞれ個別に作製し、これらを隣り合わせて並べた後、両者を捲芯として、図５の薄帯部材ａ１０をさらに何周も巻き付けることにより、第３環状部材４３ｆを作製すればよい。
上記構成から成るコア４３において、第３環状部材４３ｆは、先述の第１コア部４３ａとして機能する。また、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅは、先述の第２コア部４３ｂとして機能する。
なお、第１コア部４３ａには、その内部に発生させる磁束を互いに打ち消す向きに第１巻線４１と第２巻線４２が巻かれている。一方、第２コア部４３ｂには、第１巻線４１も第２巻線４２も巻かれていない。また、第２コア部４３ｂは、これを通る磁束によって結合リアクトル４０の漏れインダクタンスが生じるように配置されている。これらの点については、先述の第１実施形態（図３）や第２実施形態（図６）と同様である。
ここで、第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅのうち、第２コア部４３ｂの両端部に相当する屈曲部位は、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに磁束が分流される連結部位α３、及び、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに磁束が合流される連結部位β３として理解することができる。
上記の連結部位α３及びβ３において、第１コア部４３ａから第２コア部４３ｂに分流される磁束、並びに、第２コア部４３ｂから第１コア部４３ａに合流される磁束は、いずれも第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅの屈曲方向に沿ってその向きを変えるだけであり、これが貫く方向の絶縁抵抗（＝磁性体の断面積）には何ら変化が生じない。
図５に即して述べると、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂを貫く磁束は、あくまで絶縁抵抗の高いＡ１方向に沿って進み、連結部位α３及びβ３では、第１環状部材４３ｄ及び第２環状部材４３ｅの屈曲方向に沿ってＡ１方向自体がその向きを変える。従って、磁束の分流や合流が生じるときでも、絶縁抵抗の低いＢ方向の磁束が生じることはない。
このように、本実施形態の結合リアクトル４０において、第１コア部４３ａと第２コア部４３ｂは、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらない（＝絶縁抵抗が常に高い値に維持される）ように成型されている。従って、第１環状部材４３ｄ、第２環状部材４３ｅ、及び、第３環状部材４３ｆを形成する材料（延いては、第１コア部４３ａ及び第２コア部４３ｂを形成する材料）として、絶縁抵抗に異方性を持つ材料を用いた場合であっても、渦電流の発生を抑制することができるので、局所的な発熱の問題を最小限に抑えつつ、第１実施形態や第２実施形態と同様の作用効果を奏することが可能となる。
なお、漏れインダクタンスを調整する必要がある場合には、第１環状部材４３ｄと第２環状部材４３ｅの双方において、積層数を低減するか、もしくは、互いに対向する位置にギャップ部４３ｄ１及び４３ｅ１を形成し、第２コア部４３ｂに適切なギャップを設けてやればよい。
＜駆動周波数制御＞
なお、これまでに説明してきた交流電源装置１において、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０及び３０の駆動周波数ｆｘは、出力電流の交流変動（周期的変動）ないしはピーク変動（負荷変動）に応じて変化させることが望ましい。例えば、大電流出力時には駆動周波数ｆｘが低くなり、小電流出力時には駆動周波数ｆｘが高くなるように、出力電流に応じて駆動周波数ｆｘを段階的に変化させるとよい。このような駆動周波数制御を行うことにより、広い駆動範囲で高効率な連続モードを維持することができるようになるので、汎用負荷にも対応することが可能となる。
ただし、交流電源装置１の駆動範囲全域（＝負荷領域全域）において、連続モードが完全に成立している必要はない。例えば、軽負荷領域において、臨界モード（＝出力電流が瞬間的にゼロ値となる動作モード）でのスイッチング動作を行うことにより、ターンオン時におけるスイッチング損失の低減を図ることができる。
また、同条件下において、第２コア部４３ｂでのコア損が第１コア部４３ａでのコア損より小さくなるように設計されていれば、重負荷時に駆動周波数ｆｘが高くなった場合でも、コア損の増加による効率低下を抑制することができるので高効率な交流電源装置１を実現することが可能となる。
なお、第２コア部４３ｂは、駆動周波数ｆｘの可変範囲内において、その透磁率がほぼ変動しない材料（金属ガラスコアなど）を用いて形成しておくことが望ましい。
＜ＳｉＣ、ＧａＮの適用＞
また、ＰＷＭ制御用ブリッジ２０を形成するスイッチ素子２１及び２２、並びに、ＰＷＭ制御用ブリッジ３０を形成するスイッチ素子３１及び３２については、少なくともその一つがＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成ることが望ましい。
このように、ＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成るスイッチ素子であれば、Ｓｉ系半導体から成るスイッチ素子と比べて、その寄生容量を低減することができるので、その高周波駆動時におけるスイッチング損失の増大を抑制することが可能となる。
また、結合リアクトル４０については、先の実施形態を採用することにより、電流が大きく（すなわち電力が大きく）、通常のチョークコイルを使用した場合には磁気飽和が発生しやすい場合においても、これを小型に作り込むことができる。従って、小型・高効率で大電力の交流電源装置１を実現することが可能となる。
また、上記のスイッチ素子としてＳｉＣ−ＭＩＳＦＥＴを用いれば、低オン抵抗と縦型構造による高い熱伝導率が得られる。従って、大電流・大電力の交流電源装置１を実現することが可能となる。
また、ＳｉＣ−ＭＩＳＦＥＴは、ボディダイオードの逆回復電流が小さく、かつ、寄生容量が小さいので、電流の実効値を低く抑えることができ、スイッチ素子やパターンの導通損失、並びに、結合リアクトル４０の銅損を低減することが可能となる。
＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
例えば、上記実施形態では、結合リアクトルを用いて２相のＰＷＭ出力を結合する構成を例に挙げたが、例えば、上記と同様の構造を持つ結合リアクトルを複数並列化することにより、３相以上のＰＷＭ出力を結合することも可能である。
このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本明細書中に開示されている交流電源装置は、民生機器や産業機器などの非常に幅広い分野で利用することが可能である。
１ 交流電源装置
１０ 交流生成用ブリッジ
２０、３０ ＰＷＭ制御用ブリッジ
１１、１２、２１、２２、３１、３２ スイッチ素子
４０ 結合リアクトル
４１ 第１巻線
４２ 第２巻線
４３ コア
４３ａ 第１コア部
４３ｂ 第２コア部
４３ｂ１ 伸長部（連結部位に相当）
４３ｂ２ 主胴体部
４３ｂ３ 溝部
４３ｃ 磁気遮蔽部
４３ｄ 第１環状部材
４３ｄ１ ギャップ部
４３ｅ 第２環状部材
４３ｅ１ ギャップ部
４３ｆ 第３環状部材
５０ 入力コンデンサ
６０ 出力コンデンサ
Ｅ１ 直流電源
ＲＬ 負荷
Ｌｐ１、Ｌｐ２ 励磁インダクタンス
Ｌｓ１、Ｌｓ２ 漏れインダクタンス（平滑インダクタンス）
ａ１０ 薄帯部材
ａ１１ 磁性体
ａ１２ 絶縁体

Claims (12)

  1. 交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、
    それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、
    前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、
    を有する交流電源装置であって、
    前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、
    前記第１及び第２の巻線は、前記コア内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれていることを特徴とする、交流電源装置。
  2. 前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジは、互いに１／２周期分の位相差を持って各スイッチ素子をオン／オフさせることを特徴とする、請求項１に記載の交流電源装置。
  3. 前記コアは、第１のコア部と、これとは別体である第２のコア部とを少なくとも組み合わせて成り、
    前記第１及び第２の巻き線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、
    前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されていることを特徴とする、請求項１または請求項２に記載の交流電源装置。
  4. 前記第２のコア部に発生する磁束の変化周波数は、前記スイッチ素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする、請求項３に記載の交流電源装置。
  5. 前記第１のコア部は、絶縁抵抗に等方性を持つ材料から成ることを特徴とする、請求項３または請求項４に記載の交流電源装置。
  6. 前記第１のコア部は、絶縁抵抗に異方性を持つ材料から成り、
    前記第２のコア部は、前記第１のコア部の側面の少なくとも一部を覆うように配置されていることを特徴とする、請求項３〜請求項５のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  7. 前記コアは、前記第１のコア部と前記第２のコア部の相互間を通る磁束の経路を、前記第１のコア部の側面方向に制限するための磁気遮蔽部をさらに有することを特徴とする、請求項６に記載の交流電源装置。
  8. 前記第２のコア部は、前記第１のコア部と連結する部位の断面積よりも、他の部位の断面積の方が大きいことを特徴とする、請求項６または請求項７に記載の交流電源装置。
  9. 前記第２のコア部の飽和磁束密度は、前記第１のコア部の飽和磁束密度以上であることを特徴とする、請求項３〜請求項８のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  10. 交流出力を得るための交流生成用ブリッジと、
    それぞれ２つのスイッチ素子を含む第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジと、
    前記第１及び第２のＰＷＭ制御用ブリッジに接続された結合リアクトルと、
    を有する交流電源装置であって、
    前記結合リアクトルは、コアと、各一端が前記第１及び第２のＰＷＭ制御ブリッジそれぞれの出力端に接続され前記コアを介して相互に結合された第１及び第２の巻線を含み、
    前記コアは、第１のコア部と第２のコア部を少なくとも組み合わせて成り、
    前記第１及び第２のコア部は、いずれも、絶縁抵抗に異方性を持つ同じ材料から成り、かつ、それを通る磁束の方向に沿ってその絶縁抵抗が変わらないように成型されており、
    前記第１及び第２の巻線は、前記第１のコア部に対して前記第１のコア部内に発生させる磁束を互いに打ち消す向きにそれぞれ巻かれ、前記第２のコア部に対してはいずれも巻かれておらず、
    前記第２のコア部は、これを通る磁束によって前記結合リアクトルの漏れインダクタンスが生じるように配置されていることを特徴とする、交流電源装置。
  11. 前記スイッチ素子の駆動周波数が出力電流に応じて変化されることを特徴とする、請求項１〜請求項１０のいずれか一項に記載の交流電源装置。
  12. 前記スイッチ素子の少なくとも１つがＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体から成ることを特徴とする、請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の交流電源装置。
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