WO2017094483A1 - ガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法及び駆動回路と紫外線照射装置 - Google Patents

ガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法及び駆動回路と紫外線照射装置 Download PDF

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傅 篠田
平川　仁
粟本　健司
純一郎 ▲高▼橋
武文 日▲高▼
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合同会社紫光技研
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Definitions

  • the present invention relates to a driving method of a light source device using gas discharge, a driving circuit thereof, and an ultraviolet irradiation device. More specifically, the present invention relates to a driving method and a driving circuit for optimally driving a surface light source discharge device, particularly an ultraviolet light emitting surface light source device configured by arranging a plurality of ultraviolet light emitting gas discharge tubes in parallel.
  • high-pressure mercury lamps and excimer discharge lamps are well known as light source devices using gas discharge.
  • an ultraviolet light source a gas discharge device using an ultraviolet light emitting phosphor is known (for example, see Patent Document 1).
  • An external electrode type gas discharge device having a narrow tube configuration suitable for the configuration of a surface light source is also well known (see, for example, Patent Documents 2 and 3).
  • Japanese Patent No. 5074381 Japanese Patent Laid-Open No. 2004-170074 Japanese Patent Laid-Open No. 2011-040271
  • the present invention provides a new driving method for optimally driving a gas discharge device for a light source, in particular an ultraviolet light source (see Japanese Patent Application No. 2015-099146) previously invented by the present inventors to solve the above-mentioned problems. And its drive circuit and ultraviolet irradiation device.
  • the gas discharge device for a light source which is the subject of the present invention is driven by a sine wave alternating (AC) voltage
  • its frequency characteristics and voltage characteristics are not always constant, and subtle variations and operations for each discharge tube Changes in characteristics over time are unavoidable.
  • the capacity of the discharge device serving as a load differs greatly at the start of initial lighting (discharge) and after the start of discharge, and deterioration of the light emission intensity with time is unavoidable. Accordingly, it is an object of the present invention to provide a driving method and a driving circuit in which driving conditions are optimized in response to variations and changes in characteristics of a discharge device to be driven, thereby obtaining stable light emission characteristics over a long period of time. It is.
  • the present invention relates to an alternating drive voltage applied between a pair of electrodes provided facing the outer surface of the bottom of the envelope constituting the light source gas discharge device, and a voltage Vo at the start of initial lighting (discharge).
  • the main point is that driving is performed by switching to a lower voltage Vs during steady discharge operation.
  • a buffer period having a voltage rising process of several cycles is provided before the lighting (discharge) start voltage Vo is applied, and the lighting period (writing period) at the lighting (discharge) start voltage Vo is further provided. Thereafter, a three-stage initial drive sequence with a constant voltage stabilization period is adopted, and then a steady lighting (discharge) operation at the sustain voltage Vs is performed.
  • the gas discharge device for the light source to be driven is of the external discharge type, and alternately accumulates in response to the polarity inversion of the alternating drive voltage in the electrode corresponding portion of the inner wall of the glass envelope constituting the device after lighting. This is possible by using the wall charge.
  • the switching of the drive voltage from Vo to Vs and the adjustment of the alternating voltage in the initial drive sequence are performed by switching the input DC voltage (DC) to the inverter circuit as the drive power supply, or a signal for controlling the switch operation of the inverter circuit. This can be done by changing the duty ratio and controlling the current value supplied to the primary winding of the step-up transformer.
  • DC DC voltage
  • the present invention also sweeps the drive frequency of the drive voltage supplied to the gas discharge device for light source from the step-up transformer of the inverter power source constituting the drive circuit at the start of initial lighting (discharge) within a certain sweep width, It is characterized by a driving method in which a discharge voltage and a discharge current are detected and automatically tuned to an optimum frequency.
  • the drive circuit of the present invention automatically adjusts the output voltage and the drive frequency based on the detected values of the discharge voltage and discharge current in the DC-AC inverter power supply circuit for driving the external electrode gas discharge device for the light source.
  • An automatic frequency control circuit is provided.
  • This automatic frequency control circuit automatically adjusts the drive frequency to the resonance frequency of the resonance circuit determined by the gas discharge device that becomes the capacitive load and the output inductance of the step-up transformer included in the inverter power supply circuit.
  • the frequency within the predetermined width is swept with a sine wave of the peak voltage V1
  • the optimum drive frequency is set by control by feedback of the discharge voltage and discharge current during that time.
  • the tuning of the optimum driving frequency is performed every time the lamp is turned on, and after the tuning is finished, control is performed to switch the driving voltage Vo to a level Vs that is one step lower.
  • Such a voltage switching function is also incorporated in the control circuit.
  • a driving method in which an alternating driving voltage is intermittently applied at a predetermined burst period is used.
  • the light emission intensity can be adjusted by changing the duty ratio between the application time of the drive voltage and the pause time while keeping the burst period constant.
  • the emission intensity can be adjusted by changing the burst period while keeping the duty ratio constant.
  • a high drive voltage exceeding the discharge start voltage Vf is applied only to the start of initial lighting to a light source device composed of an external electrode type gas discharge device to be driven, and thereafter steady light emission is performed at a low drive voltage. Since the operation is performed, the effect of extending the operation life of the gas discharge device and the effect of reducing the power consumption can be obtained as compared with the case of steady driving by continuously applying a high driving voltage at the start of lighting.
  • the characteristics of the gas discharge device or the ultraviolet light source device to be driven since optimum driving conditions are set for each lighting, the characteristics of the gas discharge device or the ultraviolet light source device to be driven, environmental changes, and changes in characteristics over time are also followed. Thus, a stable light emission output can always be obtained.
  • a light emission intensity adjustment function is added to a drive circuit associated with a light source device using a gas discharge device, thereby compensating for a decrease in light emission intensity due to deterioration of the light source device.
  • a stable light output can be obtained over a long period of time.
  • the application field can be expanded.
  • FIG. 2 is an electrode connection diagram and an equivalent circuit diagram of the light source device shown in FIG. 1. It is the schematic diagram which showed the discharge model of the ultraviolet light emission gas discharge tube shown in FIG. 1 in time series.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a drive circuit according to a first embodiment of the present invention. It is a block which shows the structure of the frequency automatic adjustment control circuit shown in FIG. It is a diagram which shows the frequency characteristic of the light source device shown in FIG. It is a diagram which shows the change of the relative detection signal corresponding to each of the drive voltage and drive current accompanying the change of the drive frequency in 1st Embodiment. It is a flowchart explaining the operation
  • 5 is a time chart specifically showing an operation sequence at the start of initial lighting. It is a block diagram which shows the structural example of the light emission intensity control circuit in an alternating drive voltage control part. 5 is an im chart showing a first operation example for adjusting the emission intensity. 6 is a time chart showing a second operation example for adjusting the emission intensity. It is a time chart which shows the relationship between the drive waveform of a light source device, and a light emission waveform.
  • symbol is attached
  • the discharge electrode with respect to the gas discharge device for light sources used as a drive object may be called a "long electrode" for convenience, the length of an electrode is not limitedly expressed.
  • FIG. 1 shows, as a first embodiment of the present invention, a basic configuration of a gas discharge device for ultraviolet light emission having a tube form, and a surface emission type configured by arranging a plurality of gas discharge tubes for ultraviolet light emission. It is explanatory drawing for demonstrating the basic composition of a light source device.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view of an ultraviolet light emission gas discharge tube.
  • an ultraviolet light emission gas discharge tube (hereinafter referred to as a light emitting tube) 1 is mainly composed of an elongated glass tube 2 having a flat elliptical cross section serving as an envelope, and its inner bottom surface.
  • a discharge gas in which neon and xenon are mixed is sealed inside to seal both ends.
  • the glass tube 2 is a thin tube having a flat elliptical cross section having a major axis of 2 mm and a minor axis of about 1 mm, for example, made of an inexpensive borosilicate glass mainly composed of silicon oxide (SiO 2 ) and boron oxide (B 2 O 3 ).
  • the wall thickness is limited to 300 ⁇ m or less to achieve a sufficient transmittance for UV-B and UV-C wavelength regions.
  • quartz having excellent ultraviolet transmittance may be used as the material of the glass tube 2.
  • the ultraviolet phosphor layer 3 when a gadolinium activated phosphor (LaMgAl11O19: Gd) is used, it is possible to obtain 311 nm ultraviolet light emission that is an effective UV-B band wavelength range for industrial and medical use. .
  • a praseodymium-activated phosphor YBO 3 : Pr or Y 2 SiO 5 : Pr
  • ultraviolet light having a wavelength of 261 nm or 270 nm in the UV-C band wavelength range having a bactericidal / sterilizing effect can be obtained.
  • VUV vacuum ultraviolet rays
  • FIG. 1B is a perspective view of the surface-emitting light source device 4 of this embodiment.
  • a light emitting tube 1 mainly composed of a glass tube 2 shown in FIG. 1A is arranged in parallel in a direction intersecting with the longitudinal direction of the light emitting tube 1 as shown in FIG. Device 4 is created.
  • each light-emitting tube 1 constituting the light-emitting tube array structure 10 in FIG. 1B has a thin heat-resistant (several tens of ⁇ m) insulating film 11. It is arranged in an adhesive state that can be removed by an adhesive 12 having good thermal conductivity such as a silicone resin. In order to allow the light source device 4 to bend between adjacent light emitting tubes 1, gaps having the same width dimension or partially different width dimensions are provided.
  • an electrode structure 15 including a flexible insulating substrate 13 made of polyimide resin and an electrode pair 14 formed thereon is provided in an adhesive (non-adhesive) state.
  • the electrode pair 14 is composed of a strip-shaped X electrode 14X and a Y electrode 14Y that are opposed to the bottom rear surface of each light emitting tube 1 constituting the light emitting tube array structure 10 and spread on both sides with a common electrode slit G interposed therebetween.
  • the X electrode 14X and the Y electrode 14Y as a whole have a common electrode pattern extending in a direction crossing the longitudinal direction of each light emitting tube, but for each individual light emitting tube 1, an initial discharge is generated in the tube. And a pair of long electrodes extending symmetrically on both sides in the longitudinal direction with an electrode slit G of about 0.1 to 10 mm.
  • the length in the tube longitudinal direction of the X electrode 14X and the Y electrode 14Y is 5 to 10 times the width of the electrode slit G or more.
  • the light emitting tube 1 is composed of 5 cm long glass capillaries having a flat elliptical cross section having a major axis of 2 mm and a minor axis of 1 mm, and 20 such tubes are arranged at intervals of 1 mm to emit light as shown in FIG.
  • the X electrode 14X and the Y electrode 14Y are provided on both sides of the discharge slit G having a width of 3 mm in a pattern extending in a direction intersecting with each light emitting tube 1 with a width of 23.5 mm. It is done.
  • the electrode coverage with respect to the light emitting area corresponds to 94%.
  • the X electrode 14X and the Y electrode 14Y may be formed directly by printing a conductive ink such as silver paste on the insulating substrate 13, or a preliminarily shaped metal conductor foil such as copper or aluminum is adhered or bonded. May be configured.
  • a conductive ink such as silver paste
  • a preliminarily shaped metal conductor foil such as copper or aluminum is adhered or bonded. May be configured.
  • an electrode pair can be formed by patterning a conductor layer formed on the insulating substrate 13.
  • a fluorine-based transparent resin such as Teflon (registered trademark) is used as the insulating film 11 that supports the luminous tubes 1 in an array
  • a material having high light reflectance is preferable for the X and Y electrodes 14X and 14Y. Then, it is particularly effective to use aluminum foil.
  • the electrode slit G becomes a window opened downward, there is a possibility that ultraviolet light emission may escape to the back, so that the corresponding part of the electrode slit G is an insulating material having an optical refraction factor equivalent to that of the electrode material, such as a reflective tape. It is preferable to close with.
  • the gas discharge light emitting tube 1 may be disposed by providing an adhesive insulating layer such as silicone resin directly on the insulating substrate 13 on which the X electrode 14X and the Y electrode 14Y are formed. Since the light emitting tube array structure 10 and the electrode structure 15 are not bonded, a tensile force applied to the insulating substrate 13 when the flexible surface light source device is bent can be absorbed.
  • an adhesive insulating layer such as silicone resin directly on the insulating substrate 13 on which the X electrode 14X and the Y electrode 14Y are formed. Since the light emitting tube array structure 10 and the electrode structure 15 are not bonded, a tensile force applied to the insulating substrate 13 when the flexible surface light source device is bent can be absorbed.
  • FIG. 2 (a), (b), (c), (d), and (e) are a longitudinal sectional view and a rear view showing a specific configuration example of the light source device 4 of this embodiment.
  • a plurality of luminous tubes 1 are parallel to each other on the upper surface of a polyimide insulating film 11 having a pattern of X electrodes 14X and Y electrodes 14Y of copper or aluminum foil formed on the lower surface. It is arranged to be removable with a heat conductive adhesive such as resin.
  • a film-like flexible surface light source device is completed by covering the back surfaces of the electrode pairs 14X and 14Y with a heat-resistant insulating film 16a.
  • an insulating back support substrate 16b such as glass, ceramic or resin is attached to the back of the film-like light source device of FIG. 2 (a).
  • a hard flat light source device that follows the shape of the substrate surface is completed.
  • a heat dissipation substrate 16c as shown in FIG. 2C may be provided in place of the back support substrate 16b.
  • the heat dissipation board 16c is made of resin, glass, or the like provided with a number of metal (for example, copper) through-holes 19 in the plane so as not to impair the strength.
  • An insulating base material 20 such as ceramic is used as a base, and heat radiation metal (for example, copper) pattern layers 21 and 22 having substantially the same pattern as the electrode patterns 14X and 14Y are provided on both surfaces thereof.
  • the metal patterns 21 and 22 for heat dissipation can be divided into islands as shown in FIG. 2 (e) corresponding to the through holes in order to prevent the high voltage due to capacitive coupling with the electrodes 14X and 14Y. .
  • the surface light source device to be driven of the present invention may have a panel configuration in addition to a tube array configuration in which a plurality of the light emitting tubes 1 are arranged as described above.
  • 3A is a plan view for explaining the surface light source device 40 having such a panel configuration
  • FIGS. 3B and 3C are sectional views taken along arrows AA and BB in FIG. It is.
  • the configuration of the surface light source device 40 is substantially the same as the configuration in which the light emitting tube array structure 10 shown in FIG. 1B is replaced with one panel envelope 100.
  • the panel envelope 100 includes a front substrate 101 and a rear substrate 102, and a sealed gas filled space 103 is formed between them.
  • the gas space 103 is partitioned into a plurality of stripe-shaped discharge channels by spacers 104 such as glass rods, and the periphery is sealed through similar glass rods.
  • an exhaust pipe 105 is provided so as to communicate with a common space corresponding to a trigger discharge gap (electrode slit) G that crosses the central dividing portion of the rod-shaped spacer 104.
  • the front substrate 101 is made of a quartz glass plate or a heat-resistant micro glass sheet having a thickness of 300 ⁇ m or less that does not interfere with the transmission of ultraviolet rays.
  • the back substrate 102 is also made of quartz glass or heat-resistant microsheet glass, electrode pairs 106X and 106Y are disposed on the back surface side, and an ultraviolet phosphor layer (not shown) is formed on the inner surface.
  • a glass or ceramic support substrate 108 is attached to the back side of the back substrate 102 with an adhesive having good thermal conductivity so as to sandwich the electrode pairs 106X and 106Y.
  • the electrode pairs 106X and 106Y may be formed on the support substrate 108.
  • the support substrate 108 serves not only to support the glass panel envelope 100 composed of the thin front substrate 101 and the rear substrate 102 but also to serve as an electrode substrate and a heat sink.
  • the back surface of the support substrate 108 may be lined with a metal sheet such as copper or aluminum in the same manner as the heat dissipation substrate 16C in the light source device having the light emitting tube array configuration shown in FIG.
  • the electrode pairs 106X and 106Y do not necessarily have the common solid pattern as shown in the figure, and correspond to the striped gas discharge channels partitioned by the spacers 104 in the respective longitudinal directions. You may form as an extended stripe pattern.
  • FIG. 4A is a schematic plan view of the light source device 4 having a light emitting tube array configuration.
  • the light source device 4 having the light emitting tube array configuration or the surface light source device 40 having the panel configuration are both external electrode types and are basically driven by a sine wave voltage. That is, with a light source device 4 having a tube array configuration as a representative example, a sinusoidal voltage is applied to the other Y electrode 14Y while the common X electrode 14X is grounded to the plurality of light emitting tubes 1 as shown in FIG.
  • the drive power supply 17 is connected to apply.
  • FIG. 4 (b) shows an equivalent circuit of the light source device 4 shown in FIG. 4 (a).
  • the equivalent circuit of the surface light source device 40 having the panel configuration shown in FIG. 3 is not substantially changed.
  • the electrical circuit elements of the luminous tube 1 are represented by the discharge switches PS, the internal resistance R, and the capacitances Cwx and Cwy of the insulating film 11 including the glass tube 2 (FIG. 1 (a)).
  • interelectrode capacitance Cp of the X and Y electrodes 14X and 14Y enters in parallel with the circuit elements of the luminous tube 1, and further, parasitic capacitances Csx and Csy are interposed between these electrodes and the ground. It has become.
  • a drive power supply 17 that outputs a high voltage of a sine wave is connected to the electrode terminals TX and TY. Note that there is a leakage path RP having a high impedance between the terminals TX and TY so that it can be regarded as an almost open state.
  • the light source device 4 is a capacitive load
  • the drive power supply 17 is composed of an inverter power supply
  • the inductance of the output winding of the step-up transformer is connected in parallel to the drive terminals TX and TY of the light source device 4.
  • a parallel resonant circuit is formed as a whole. Therefore, it is preferable to drive the light source device 4 at a resonance frequency including the power supply circuit.
  • the frequency of the sinusoidal drive voltage is lit between 20 kHz and 50 kHz determined in advance from the relationship between the total load capacity and the output inductance of the inverter power supply in the equivalent circuit of FIG. Sometimes it is swept and set to a resonant frequency of, for example, 25 kHz.
  • the peak voltage at the time of initial lighting is 1000 V or higher, which is higher than the discharge start voltage in the gas space corresponding to the electrode slit G (FIG. 4 (a)), but the discharge on the electrodes 14X and 14Y. It is determined in consideration of the balance between the spreading length and the prevention of damage due to discharge exceeding the breakdown voltage of the electrode slit G.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a discharge model of the light emitting tube 1 as an object of the present invention in time series.
  • a sine wave voltage shown in FIG. 5A is applied to the long electrodes 14X and 14Y.
  • the voltage v1 in the rising process of the sine wave voltage shown in FIG. 5A exceeds the discharge start voltage Vf of the discharge space CS corresponding to the electrode slit G between the long electrodes 14X and 14Y at the timing t1
  • the response Trigger discharge TD occurs at the part.
  • This trigger discharge TD supplies a large amount of space charge to the nearby gas space, which causes a so-called fire effect and expands the discharge in the longitudinal direction of the long electrodes 14X and 14Y as the voltage of the sine wave rises. It will shift to distance discharge.
  • the trigger discharge TD generated at the corresponding portion of the electrode slit G at the timing t1 extends in the extending direction of the long electrodes 14X and 14Y while accumulating wall charges in the process of increasing the applied voltage following the timings t2 and t3. You can see how it expands along.
  • the drive circuit in this embodiment is shown in FIG.
  • This drive circuit has a configuration of an inverter power source connected to a light source device 4 having a representative arrangement of a plurality of luminous tubes 1. That is, the secondary winding L2 of the step-up transformer 20 is connected to the light source device 4, and switching transistors Tr1 and Tr2 for converting the DC voltage from the power supply input switching circuit 21 into the AC voltage are connected to the primary winding L1. It is connected. Further, as in a normal inverter power supply circuit, capacitors C, C1, C2, and a resistor R1 are appropriately connected as illustrated.
  • the on / off control of the switching transistors Tr1 and Tr2 for determining the driving frequency is performed by frequency control signals S1 and S2 given from the automatic frequency control circuit 22 to the switch control circuit 23.
  • the frequency automatic control circuit 22 is fed back with the drive voltage detection signal VDs and the drive current detection signal IDs as control signals from the output side of the step-up transformer 20. Further, the automatic frequency control circuit 22 supplies a power supply switching signal DS to the power supply input switching circuit 21.
  • the automatic frequency control circuit 22 mainly includes a frequency control signal generation unit 24 including a voltage control transmission circuit (VCO) and a sequence selection control unit 25.
  • the sequence selection control unit 25 receives the drive voltage detection signal VDs as an input to determine the voltage at resonance, the current determination circuit 27 to determine the current at resonance by receiving the drive current detection signal IDs, and both signals.
  • a power determination circuit 28 that determines power at resonance from VDs and IDs is connected.
  • the sequence selection control unit 25 receives the output from them and generates a control signal for the frequency control signal generation unit 24 and a control signal DS for the power input switching circuit 21.
  • FIG. 8 is a diagram showing typical frequency characteristics of the light source device 4 connected to the drive circuit having the inverter power supply configuration of FIG.
  • the characteristic curve VP1 at the peak of the electrode gap G exceeding the discharge start voltage Vf and the characteristic curve VP2 at the peak voltage exceeding the sustain voltage Vs lower than Vf due to the effect of the wall voltage are shown superimposed, and the frequency on the horizontal axis is shown.
  • Weak resonance points fr1 and fr2 corresponding to the harmonics of the resonance frequency fr0 also appear at frequencies higher than the frequency of the resonance point fr0.
  • the resonance frequency f0 can be selected by roughly predicting the resonance point and sweeping the upper and lower frequencies in the range of f1 to f2.
  • FIG. 9 is a graph for explaining the principle of operation for selecting the resonance frequency, and shows changes in the drive voltage detection signal VDs and the drive current detection signal IDs relative to the sweep of the drive signal frequency F on the horizontal axis in relative values. Yes.
  • the drive current detection signal IDs tends to increase, but a region where current loss decreases at a certain frequency appears. Further, although the drive voltage detection signal VDs tends to decrease as the frequency F increases, a region where the drive voltage detection signal VDs increases at a certain frequency appears.
  • the drive signal frequency F when the drive signal frequency F is increased from the bottom, a voltage change and a current change occur according to the frequency characteristics determined from the inductance component of the step-up transformer 20, the interelectrode capacitance of the light source device, the stray capacitance, and the like.
  • the current tends to increase, but there is a frequency at which the current loss decreases.
  • the amplitude voltage tends to decrease at a high frequency, but has a characteristic having a peak increasing at a specific frequency.
  • the drive circuit sequence selection control unit 25 (FIG. 7) includes a predicted resonance frequency predicted from a rough load capacity of the light source device 4 and a leakage inductance of the secondary winding L2 of the step-up transformer 20, and a predicted resonance of, for example, 25 kHz.
  • a sweep condition such as a frequency sweep width in the range of about 10 kHz above and below the frequency is set as an initial condition in advance (step 1).
  • the DC power of the voltage V1 (for example, 12V) is first turned on (step 2), and the operation preset in the sequence selection control unit 25 in FIG.
  • the basic clock signal F0 whose frequency is variable from the VCO included in the frequency control signal generator 24 (FIG. 7) is preset from a frequency below the resonance point, for example, a predetermined sweep width shown in FIG. Is transmitted so as to sweep the range SB (step 3).
  • the change in the period T0 accompanying the frequency sweep of the basic clock signal F0 is not shown.
  • the sequence selection control unit 25 (FIG. 7) similarly generates a burst signal B0 having a duty ratio of 3: 2 and a frequency of about 100 to 1000 Hz as shown in FIG. 11, and the basic clock signal F0 is a clock that is temporarily interrupted in a burst cycle. Converted to signal F1.
  • the frequency control signals S1 and S2 having different phases of the pulse width TSa are generated at the rising and falling timings of the clock signal F1. Both frequency control signals S1 and S2 are applied to the gate electrodes of the transistors Tr1 and Tr2 via the switch control circuit 23 (FIG. 6), and the on / off states of both elements are alternately switched.
  • the burst frequency of the drive voltage Vout for the light source device 4 is 100 Hz, the time of one cycle is 10 ms, and if the duty is 3: 2, the application time of the drive voltage in one burst cycle is 6 ms. Therefore, for example, during the drive voltage application period (burst length) in the first burst cycle, a sweep signal for sweeping the transmission frequency is supplied from the sequence control circuit 25 to the VCO included in the frequency control signal generator 24 (FIG. 7). .
  • the period T0 of the frequency variable basic clock signal F0 changes, and the frequency of the drive voltage Vout is also swept accordingly.
  • the sweep operation for this resonance point search is not limited to the first cycle of the burst signal B0, but may be performed over a plurality of cycles.
  • step 4 a detection operation of a change in voltage and current due to the discharge operation of the light source device 4 is started (step 4).
  • step 5 the peak value of the change in the detection signals VDs and IDs and the corresponding drive frequency are determined (step 5).
  • the determination signal of the determination circuit is fed back to the sequence selection control unit 25 (FIG. 7), and the VCO of the frequency control signal generation unit 24 is controlled so that the frequency determined by the determination circuit is fixed as the selection frequency (step 6). ).
  • the power source input switching signal DS is sent from the sequence selection control unit 25 (FIG. 7) of the automatic frequency adjustment control circuit 22 to the power source input switching circuit 21 (FIG. 6). Is output.
  • the power source is switched from a DC power source (battery) having a voltage V1 (for example, 12V) to a DC power source (battery) having a lower voltage V2 (for example, 6V) by the switching signal DS.
  • V1 for example, 12V
  • V2 for example, 6V
  • the drive voltage Vout appearing on the output side of the step-up transformer 20 is also lowered from the voltage Vout1 at the start of lighting to Vout2, and a steady lighting state is set (steps 7 and 8).
  • the light emitting tube 1 serving as the light emitting unit of the light source device 4 has the external electrode type configuration as described above, after the discharge is once started at a voltage exceeding the discharge start voltage Vf, the inner wall surface of the tube Due to the action of wall charges accumulated in the discharge, the discharge can be maintained at a voltage Vs lower than the discharge start voltage.
  • reliable lighting driving is performed at a high voltage at the start of lighting, but driving is performed by reducing the peak value of the driving voltage to about half during subsequent steady lighting.
  • an output voltage V1 with a drive voltage Vout boosted by the step-up transformer 20 sufficient to start the discharge of the light source device 4, for example, a peak value of about 2000V is used.
  • the DC power supply is switched to that of the output voltage V2 so that the peak value of the boosted output voltage is about 1000V.
  • This voltage switching is more advantageous than adjusting the voltage on the output side of the step-up transformer 20.
  • the voltage during steady driving is driven to a voltage level that can maintain discharge, so that stable driving is possible. Further, since the wall charges accumulated in the tube wall are sufficiently retained for several hours even when the drive voltage is cut off, the discharge can be restarted instantaneously by reapplying the sustain voltage.
  • the driving voltage Vs during the steady lighting operation is a voltage that can maintain the discharge by using the wall charges, but the length of the electrode is used to extend the discharge to both sides of the electrodes 14X and 14Y in the tube axis direction. It is decided according to. Therefore, when the electrode length is long, the peak value of the sustain voltage Vs is not necessarily set to be equal to or lower than the discharge start voltage Vf between the adjacent end portions (discharge gap portion G) of the electrode pair.
  • the length of the effective light emitting region that can be covered by one electrode pair is determined from the relationship between the breakdown voltage of the discharge gap and the peak value of the driving voltage. In order to lengthen the effective light emitting region while suppressing the driving voltage, it is possible to adopt a configuration in which a plurality of pairs of electrodes are arranged in the longitudinal direction of the arc tube.
  • FIG. 12 is a view corresponding to FIG. 6 showing a drive circuit of the light source device 4 or the surface light source device 40 according to the second embodiment of the present invention.
  • the feature of this embodiment is that the drive voltage reduction after the initial lighting operation is performed by controlling the primary current amount for the step-up transformer 20 instead of the DC power source switching method of the first embodiment. .
  • the amplitude switching control unit 29 After the end of the initial lighting operation period preset in the sequence selection control unit 25 (FIG. 7), the amplitude switching control unit 29 sends the duty ratio control signals of the frequency control signals S1 and S2 to the frequency control signal generation unit 24. put out.
  • the pulse widths of the frequency control signals S1 and S2 are narrowed from TSa to TSb as shown in the waveform time chart of each part of the second embodiment shown in FIG. It is changed from / T0 to TSb / T0.
  • the conduction time in the ON state of the switching transistors TR1 and TR2 that are ON / OFF controlled by the frequency control signals S1 and S2 is shortened, and the current flowing through the primary winding L1 of the step-up transformer 20 decreases according to the pulse width.
  • the amplitude value of the sine wave voltage obtained on the output side of the step-up transformer 20 is reduced from Vout1 to Vout2.
  • FIG. 14 (a) is an envelope waveform diagram showing an initial drive sequence for avoiding the problem at the time of the initial lighting start operation as described above and stably starting.
  • the initial lighting start period IDP has a three-stage sequence of a buffer period DP, a writing period FP, and a stabilization period SP.
  • the buffer period DP the voltage of the sine wave applied from the output transformer of the power supply gradually increases and is raised to Vo exceeding the discharge start voltage Vf between the discharge gaps G.
  • the write period FP of several cycles at the voltage level Vo is executed, and the initial discharge is started between the electrode pairs 14X and 14Y.
  • a change pattern of the sine wave voltage waveform during this period is shown in FIG.
  • a stabilization period SP in which a sine wave having a stabilization voltage Vso lower than the discharge start voltage Vf is applied is provided to stabilize the initial discharge accompanied by the generation of wall charges. Then, after the initial lighting drive sequence is executed in these three stages, the operation in the steady discharge mode NDM is performed.
  • a sustain discharge operation using wall charges is performed by intermittently applying a sine wave of a sustain voltage VS lower than the voltage Vo at the time of initial lighting in a predetermined burst cycle.
  • the emission intensity can be adjusted by adjusting the burst period of the drive voltage applied intermittently or the duty ratio of the application time.
  • FIG. 15 is a configuration example of a light source device driving circuit for driving the third embodiment including the initial lighting sequence as described above.
  • FIG. 16 shows a time chart of operation waveforms of each part for explaining the operation of the drive circuit.
  • the circuit is roughly divided into an alternating drive voltage generator 200 and an alternating drive voltage controller 300 surrounded by a broken line.
  • the configuration of the alternating drive voltage generator 200 has a so-called inverter power supply configuration, which is not substantially different from the circuit configuration shown in FIG.
  • the alternating drive voltage control unit 300 includes a frequency / amplitude control circuit 310 and a light emission intensity control circuit 320.
  • the frequency / amplitude control circuit 310 counts the number of clocks corresponding to the initial burst period Tbc-1 from the main clock signal in a preset sequence in addition to the circuit for generating the main clock signal FO shown in FIG.
  • the frequency adjustment trimmer 311 that includes a control circuit that generates switch controls S1 and S2 having a predetermined duty ratio and that can adjust the drive frequency from the outside is provided.
  • the duty ratio that is, the pulse of the switch control signals S1 and S2 generated at the rising and falling timings of the main clock signal F0.
  • the width is changed as shown in FIG. 16 by the control of the sequencer.
  • the sine wave amplitude value of the output drive voltage from the step-up transformer 20 is shown as Vout in FIG. 16 on the same operating principle as the switching from the drive voltage Vout1 to Vout2 described above with reference to FIGS.
  • it can be changed in three stages: a buffer period DP, a write period FP, and a stabilization period SP.
  • the initial burst period Tbc-1 is set to a length equivalent to about 5 times the burst period during steady driving of 100 to 1000 Hz, and the burst length Tb-1 for executing the three-stage initial driving sequence has a duty ratio of 50% to More than that. That is, the initial burst period Tbc-1 is about 50 ms, and the burst length Tb-1 is 25 ms or more.
  • the light emission intensity control circuit 320 has a configuration as shown in FIG. 17, for example, and adjusts the light emission intensity by controlling the burst control signal B0 that determines the application period or application time of the drive voltage during steady lighting. Function.
  • the number of times of discharge light emission per unit time can be increased or decreased by changing the burst time length Tb and the immediate duty ratio while keeping the drive voltage application period, that is, the burst period Tbc constant, and as a result, the light emission intensity changes.
  • the burst cycle Tbc with a constant duty ratio, the number of times of discharge light emission per unit time changes, and the light emission intensity can be adjusted.
  • FIG. 18 is a time chart for explaining the operation when the light emission intensity is adjusted by changing the duty ratio while keeping the burst period Tbc constant.
  • FIG. 19 is a time chart for explaining the operation when the burst cycle Tbc is changed while the duty ratio is constant.
  • the analog intensity signal from the emission intensity adjusting means 321 is converted into a digital intensity signal by the A / D conversion circuit 322, and the 1 burst period count numerical value recording table 323 is obtained. And 1 burst length count numerical value recording table 324.
  • a count value corresponding to a predetermined burst cycle and a burst length count value corresponding to the intensity signal are read and set in the burst cycle count circuit 325 and the burst length count circuit 326, respectively.
  • a burst control signal B0 is generated from the burst period signal Tbc and the burst length signal Tb, and is supplied to the switch control circuit 23 of the drive voltage generator as a light emission intensity control signal.
  • the 1 burst cycle count numerical value recording table 323 and the 1 burst length count numerical value record table 324 include the initial burst cycle time for executing the initial discharge start operation sequence and the three stages of drive voltage change times.
  • the count value to be set is also stored.
  • the initial burst period Tbc-1 and the initial burst length Tb-1 described in FIG. 16 are determined by a control signal from a sequencer (not shown) included in the frequency / amplitude control circuit 310.
  • FIG. 20 shows the relationship between the drive voltage waveform (a) and the light emission waveform (b) when the present invention performs burst drive as described above.
  • a sine wave having a period of 25 ⁇ s (driving frequency 40 KHz) optimized by the method as in the second embodiment is shown in FIG. 20 with a duty ratio corresponding to a predetermined light emission intensity.
  • pulse light emission as shown in FIG. 20B corresponding to the period of the applied sine wave is performed, and light emission intensity corresponding to the integrated value is obtained.
  • the ratio (Tb / Tbc) of the burst length Tb to the burst period Tbc of the drive voltage application that is, the duty ratio corresponds to the light emission intensity in a substantially linear relationship.
  • Driving with a duty ratio of 100% means that a driving voltage is continuously applied, and the maximum emission intensity can be obtained.
  • the burst length Tb is preferably set so that the period of the driving sine wave is at least 5 cycles or more in one burst period Tbc.
  • the burst frequency can be arbitrarily set within the range of 100 to 1000 Hz, and the duty ratio can be set within the range of 10 to 90%, and the light emission intensity is adjusted by adjusting the burst period or duty ratio within the range. If the frequency of the driving sine wave is 40 KHz and the burst frequency is 1000 Hz, the number of sine waves in one burst length is 20 cycles with a duty ratio of 50%, and 40 discharges and accompanying light emission occur.
  • the optimum condition for the drive voltage is not necessarily at the resonance point of the drive circuit. That is, although driving at the resonance frequency is a guideline for the optimum condition, the resonance frequency is determined by a comprehensive circuit constant including the output inductance of the step-up transformer 20 of the inverter power supply in addition to the capacitance of the light source device 4.
  • the resonance frequency is determined by a comprehensive circuit constant including the output inductance of the step-up transformer 20 of the inverter power supply in addition to the capacitance of the light source device 4.
  • the essence of the present invention is that in order to drive a light source device composed of a gas discharge device having an external electrode configuration over a long period of time reliably and stably, an initial drive period with a high voltage is provided at the start of initial discharge, and then a low sustain voltage is provided. The point is that steady discharge driving is performed.
  • the wall charge self-erasing phenomenon occurs every time the burst driving is turned off and the re-discharge becomes unstable. Duty adjustment can be stably performed by performing steady discharge driving at the sustain voltage level.
  • a reliable lighting operation is performed by optimizing the operation sequence in the initial discharge start period.
  • stable discharge can be maintained intermittently using wall charges, so the light emission brightness and intensity can be adjusted by adjusting the burst period or duty ratio in the burst drive method, It is possible to compensate for a decrease in light emission intensity due to deterioration of the device over time. Even if the driving is stopped once after a predetermined period of burst driving for a predetermined time, if the stop time is within several tens of hours, the steady lighting operation can be instantaneously restarted without performing the initial driving sequence.
  • the duty ratio is set to about 75% in the initial setting, the drive is started at the light emission intensity of 75% of the maximum light emission intensity, and the initial luminance is set to 80 after driving for a long time. After the emission intensity drops to about%, the duty ratio is set to 100% by using the emission intensity adjusting means, and the luminance is improved to about 25%, so that the initial luminance can be restored.
  • the adjustment for recovering the light emission intensity is performed by changing the duty ratio once. However, it can be performed several times in small increments. Thus, by adjusting the duty ratio, the practical use time can be lengthened, that is, the product life can be lengthened.
  • a method of changing the duty ratio there are a method in which a signal is input from the outside to the control unit of the circuit, a method in which physical means such as a dip switch is built in the circuit in advance, and a switch is switched during maintenance.
  • the detection signal is digitized, and the recording tables 323 and 324 of the light emission intensity control circuit 320 are counted. It may be added to a feedback control element that changes the number.
  • the voltage detection signal value and the current detection signal value when driving at a predetermined driving frequency from the light emission luminance level at the time of shipment are set as reference levels in each determination circuit, and the change in the detection signal from the set level is set.
  • the drive frequency selection search may be performed by feedback control that restores the original value.
  • a light source device using gas discharge in particular, a large area mercury-free ultraviolet light source device can be driven stably over a long period of time. It is extremely useful for.

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Abstract

複数本の外部電極型ガス放電発光チューブをアレイ状に並べて構成した面光源デバイスをデバイス個々の特性の違いや経時変化に応じて常に最適条件で駆動すること。　ガス放電チューブの底部外面に対向して設けた電極対間に印加する交番駆動電圧を、点灯開始時の電圧値Ｖ１に対して定常動作時にそれよりも低い電圧値Ｖ２に切り換えて駆動することを第１の特徴とし、更に定常放電動作に印加する交番駆動電圧を所定の周期デヂューティ比で断続的に印加して発光強度を調整可能としたことを第２の特徴とする。

Description

ガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法及び駆動回路と紫外線照射装置
　本発明は、ガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法とその駆動回路と紫外線照射装置に関するものである。更に詳細には面光源用放電デバイス、特に複数本の紫外発光ガス放電チューブを平行に配列して構成した紫外発光面光源デバイスを最適に駆動するための駆動方法と駆動回路に関するものである。
　従来、ガス放電を利用した光源デバイスとして、高圧水銀ランプやエキシマ放電ランプなどがよく知られている。また、紫外発光源としては、紫外発光蛍光体を用いたガス放電デバイスが知られている（例えば、特許文献１参照）。また、面光源の構成に適した細管構成の外部電極型ガス放電デバイスも周知である（例えば、特許文献２及び３参照）。
特許第５０７４３８１号特許公報 特開２００４－１７００７４号公開特許公報 特開２０１１－０４０２７１号公開特許公報
　紫外蛍光体を利用した従来のエキシマ放電ランプは、高価な石英ガラス外囲器を使用するほか、駆動のために高圧の方形波交流電源を必要とするなどの問題がある。また、ガス放電チューブを利用した従来の紫外線発光用のガス放電デバイスは、電極構成が複雑であるほか、発光効率や発光出力の点で未だ実用の域に達していない。
　従って本発明は、上記の課題を解決するよう先に本発明者等が発明した光源用特に紫外光源用のガス放電デバイス（特願2015-099146号参照）を最適に駆動するための新しい駆動方法とその駆動回路および紫外線照射装置を提供するものである。
　即ち、本発明の対象とする光源用ガス放電デバイスは、正弦波の交番（ＡＣ）電圧で駆動されるけれども、その周波数特性や電圧特性が必ずしも一定ではなく、放電チューブ毎の微妙なバラツキや動作時間の経過に伴う特性の変化が避けがたい。また初期点灯（放電）開始時と放電開始後とでは負荷となる放電デバイスの容量が大きく異なる他、発光強度の経時劣化も避けがたい。従って本発明は、駆動すべき放電デバイス特性のバラツキや変化に対応して駆動条件を最適化した駆動方法と駆動回路を提供し、それによって長期にわたり安定した発光特性を得ることを目的とするものである。
　簡単に述べると、本発明は、光源用ガス放電デバイスを構成する外囲器の底部外面に対向して設けた電極対間に印加する交番駆動電圧を、初期点灯（放電）開始時の電圧Ｖoに対して定常放電動作時にそれよりも低い電圧Ｖｓに切り換えて駆動するようにしたことを骨子とするものである。また本発明によれば、点灯（放電）開始電圧Ｖoを印加する前に数サイクルの電圧上昇過程を持った緩衝期間を設け、更に点灯（放電）開始電圧Ｖoでの点灯期間(書き込み期間)の後に一定電圧の安定期間をおいた３段階の初期駆動シーケンスが採られ、その後維持電圧Ｖｓでの定常点灯（放電）動作が行われる。
　このような駆動は、駆動すべき光源用ガス放電デバイスが外部放電形式であって、点灯後にデバイスを構成するガラス外囲器内壁の電極対応部に交番駆動電圧の極性反転に応じて交互に蓄積する壁電荷を利用することで可能となる。
　駆動電圧のＶoからＶsへ引き下げの切り替えや上記初期駆動シーケンスにおける交番電圧の調整は、駆動電源としてのインバータ回路に対する入力直流電圧（ＤＣ）を切り替えるか、またはインバータ回路のスイッチ動作を制御する信号のデューティ比を変え、昇圧トランスの一次巻き線に供給される電流値を制御することによって行うことができる。
　また本発明は、初期点灯（放電）開始時に駆動回路を構成するインバータ電源の昇圧トランスから光源用ガス放電デバイスに供給される駆動電圧の駆動周波数を一定の掃引幅内で掃引し、その際の放電電圧並びに放電電流を検出して、最適周波数に自動チューニングする駆動法を特徴とするものである。
　この自動チューニング機能により駆動すべき光源デバイス毎の面倒な調整作業を廃止できるほか、点灯時毎に自動チューニング動作が行われるので動作時間の経過に伴う特性の変化にも追従して常に最適条件での駆動が可能となる。　
　更に本発明の駆動回路は、光源用の外部電極型ガス放電デバイスを駆動対象としたＤＣ－ＡＣインバータ電源回路内に、放電電圧及び放電電流の検出値に基づいて出力電圧と駆動周波数を自動調整する自動周波数制御回路を設けたことを特徴とするものである。
　この自動周波数制御回路は、容量性負荷となるガス放電デバイスと、インバータ電源回路に含まれる昇圧トランスの出力インダクタンスとで定まる共振回路の共振周波数に駆動周波数を自動調整するもので、共振点を挟んだ所定幅内の周波数をピーク電圧Ｖ１の正弦波で掃引し、その間の放電電圧と放電電流のフィードバックによる制御で最適の駆動周波数を設定するようになっている。
　上記最適駆動周波数のチューニングは、点灯時毎に行われ、チューニング終了後は駆動電圧Ｖoを一段低いレベルＶsに切り換える制御が行われる。このような電圧切り替え機能も上記制御回路の中に組み込まれる。
　また本発明においては、定常点灯時における発光強度を調整する手段として、交番駆動電圧を所定のバースト周期で断続的に印加する駆動方が用いられる。バースト周期を一定として駆動電圧の印加時間と休止時間とのデューティ比を変えることで発光強度を調整することができる。またデユーティ比を一定としてバースト周期を変えることでも発光強度の調整が可能となる。この発光強度調整手段により、放電デバイスの経時劣化に伴う発光強度の低下を補償して安定な動作を継続することが可能となる。
　本発明によれば、駆動対象となる外部電極型のガス放電デバイスから成る光源デバイスに対して初期点灯開始時のみ放電開始電圧Ｖfを超える高い駆動電圧を印加し、その後は低い駆動電圧で定常発光動作を行うようにしているので、点灯開始時の高い駆動電圧を継続的に印加して定常駆動する場合に比べガス放電デバイスの動作寿命を延ばす効果と消費電力を低減させる効果が得られる。
　また、本発明の一面によれば、点灯時毎に最適駆動条件が設定されるので、駆動すべきガス放電デバイス若しくは紫外光源デバイスの特性バラツキや環境変化、時間経過に伴う特性の変化にも追従して常に安定した発光出力を得ることができる。
　更に本発明の別の一面によれば、ガス放電デバイスを利用した光源デバイスに付随する駆動回路に対して発光強度の調整機能を付加することで、光源デバイスの劣化に伴う発光強度の低下を補償して長期にわたり安定した発光出力を得ることができる。
　かくして本発明によれば、水銀フリーで且つ安定した動作の面発光構成の光源モジュール、特に紫外光源モジュールを安価に提供できるので、医療用途や殺菌・滅菌用途、露光などの産業用途、植物育成用途など応用分野の拡大を図ることができる。
本発明の第１実施形態の紫外発光ガス放電チューブとそれを利用した光源デバイスの基本的構成を説明するための横断面図と斜視図である。 図１に示す光源デバイスの構造例を示す縦断面図と背面図である。 光源デバイスの変形例としてパネル構成のガス放電デバイスを示す平面図と横断面図及び縦断面図である。 図１に示す光源デバイスの電極接続図と等価回路図である。 図１に示す紫外発光ガス放電チューブの放電モデルを時系列で示した模式図である。 本発明による第１実施形態の駆動回路を示すブロック図である。 図６に示す周波数自動調整制御回路の構成を示すブロックである。 図１に示す光源デバイスの周波数特性を示す線図である。 第１実施形態における駆動周波数の変化に伴う駆動電圧と駆動電流のそれぞれに対応した相対検出信号の変化を示す線図である。 第１実施形態による駆動方法の動作シーケンスを説明するフローチャートである。 図１０に示す駆動方法を説明するための動作波形のタイムチャートである。 本発明による第２実施形態の駆動回路を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態の駆動方法を説明するタイムチャートである。 本発明の第３実施形態としての初期点灯開始時の駆動シーケンスを説明するタイムチャートである。 第３実施形態の駆動方法を実行するための駆動回路の構成例を示す図である。 初期点灯開始時の動作シーケンスを具体的に示すタイムチャートである。 交番駆動電圧制御部における発光強度制御回路の構成例を示すブロック図である。 発光強度を調整するための第1動作例を示すイムチャートである。 発光強度を調整するための第2動作例を示すタイムチャートである。 光源デバイスの駆動波形と発光波形の関係を示すタイムチャートである。
　以下、図面に示す好ましい実施形態を用いてこの発明を詳細に説明する。なお、説明を簡略化するため、同じ構成要素には同じ符号を付けている。また、駆動対象となる光源用ガス放電デバイスに対する放電電極を便宜上『長電極』と称する場合もあるが、電極の長さを限定的に表すものではない。
第１実施形態
　図1は、本発明の第１実施形態として、チューブ形態を持つ紫外発光用ガス放電デバイスの基本構成と、該紫外発光用ガス放電チューブを複数本配列して構成した面発光型光源デバイスの基本構成を説明するための説明図である。
〔ガス放電チューブ構成の光源デバイス〕
　図１(a)は紫外発光ガス放電チューブの断面図である。
　図１(a)に示すように、紫外発光用ガス放電チューブ（以下、発光チューブという）１は、外囲器となる扁平楕円形状の横断面を有する細長いガラス管２を主体とし、その内部底面に紫外蛍光体層３を備えると共に、内部にネオンとキセノンを混合した放電ガスを封入して両端を封止している。
　ガラス管２は、酸化珪素(SiO2)と酸化硼素(B2O3)を主成分とする安価な硼珪酸系ガラスを材料とした例えば長径２ｍｍ、短径１ｍｍ程度の扁平楕円断面を持つ細管で、肉厚を３００μm以下に制限してＵＶ－Ｂ及びＵＶ－Ｃ波長域の紫外線に対する十分な透過率を実現している。勿論、ガラス管２の材料としては紫外線透過率に優れた石英を用いても良い。
　紫外蛍光体層３の１例として、ガドリリュウム賦活蛍光体(LaMgAl11O19 : Gd) を用いた場合、産業用や医療用に有効なUV-Bバンドの波長レンジである３１１ｎｍの紫外発光を得ることができる。また、プラセオジム賦活の蛍光体(YBO3 : PrまたはY2SiO5: Pr)を用いれば殺菌・滅菌効果のあるUV-Cバンドの波長レンジの２６１nｍまたは２７０nｍの紫外発光を得ることができる。ガラス管の材料として紫外線透過率の優れた石英を用いた場合には、このような蛍光体層を設けることなしに、キセノンガス成分の放電によって発光する１４３ｎｍ又は１７３ｎｍの波長の真空紫外線(ＶＵＶ)を直接利用する発光管を得ることができる。なお、発光チューブ１は図１(a)の矢印２２の方向に発光する。
〔フレキシブル面光源デバイス〕
　図１(b)はこの実施形態の面発光型の光源デバイス４の斜視図である。
　図１(a)に示すガラス管２を主体とした発光チューブ１は、図１(b)に示すように発光チューブ１の長手方向と交差する方向に複数本平行に並べられてアレイ構成の光源デバイス４が作られる。
　図１(a)の断面図との関連において一層明らかなように、図１(b)の発光チューブアレイ構造体１０を構成する各発光チューブ１は、耐熱性の薄い（数１０μm）絶縁フィルム１１の上にシリコーン樹脂のような熱伝導性の良好な粘着剤１２により離脱可能な粘着状態で配置されている。隣接する発光チューブ１の相互間には光源デバイス４の彎曲を可能とするため同じ幅寸法又は部分的に異なる幅寸法の隙間が設けられている。
　他方、発光チューブアレイ構体１０の下には、例えば、ポリイミド系樹脂から成るフレキシブルな絶縁基板１３とその上に形成した電極対１４とから成る電極構体１５が粘着(非接着)状態で設けられている。
　電極対１４は、発光チューブアレイ構造体１０を構成する各発光チューブ１の底部背面に対向して、共通の電極スリットＧを挟んで両側に広がる帯状のＸ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙとからなる。
　即ち、Ｘ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙとは、全体としては各発光チューブの長手方向と交差する方向に延びる共通の電極パターンを有するが、個々の発光チューブ１に対しては当該チューブ内に初期放電を発生させる０．１～１０ｍｍ程度の電極スリットＧを挟んで長手方向の両側に対称的に延びる長電極対の構成を持つ。Ｘ電極１４Ｘ、Ｙ電極１４Ｙのチューブ長手方向における長さは電極スリットＧの幅の５～１０倍またはそれ以上となる。
　因に、発光チューブ１を長径２ｍｍ、短径１ｍｍの扁平楕円断面を持つ長さ５cmのガラス細管で構成し、これを１ｍｍ間隔で２０本配列して図１(b)に示したような発光チューブアレイ構造体１０を構成した場合、Ｘ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙは、３ｍｍ幅の放電スリットＧの両側にそれぞれ２３．５ｍｍの幅を持って各発光チューブ１と交差する方向に延びるパターンで設けられる。
　この結果、５×６＝３０cm2の発光面の背面側は、電極スリットＧの幅に対応した０．３×６＝１．８cm2の隙間を除いて全て電極面でカバーされた形となる。発光面積に対する電極のカバー率は９４％に相当する。
　Ｘ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙは、絶縁基板１３の上に銀ペースト等の導電性インクを印刷して直接形成してもよいし、あらかじめ整形した銅やアルミ等の金属導体箔を粘着または接着して構成してもよい。勿論、絶縁基板１３の上に形成した導電体層をパターニングして電極対を構成することもできる。
　発光チューブ１をアレイ状に支持する絶縁フィルム１１としてテフロン(登録商標)などのフッ素系透明樹脂を用いた場合、Ｘ、Ｙ電極１４Ｘ、１４Ｙには、高い光反射率の材料が好ましく、その意味では特にアルミ箔を用いるのが効果的である。
　この場合、電極スリットＧが下方に開いた窓となって紫外発光が裏へ抜けるおそれがあるので、電極スリットＧの対応部分を電極材料と同等の光反率を持った絶縁材料、例えば反射テープで塞ぐことが好ましい。
　また、Ｘ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙを形成した絶縁基板１３上に直接シリコーン樹脂等の粘着性絶縁層を設けてガス放電発光チューブ１を配置するようにしてもよい。発光チューブアレイ構造体１０と電極構造体１５の間が非接着状態なので、フレキシブルな面光源デバイスを彎曲させる場合に絶縁基板１３に加わる引っ張り力を吸収することができる。
　図２(a)、(b)、(c)、(d)及び(e)は、この実施形態の光源デバイス４の具体的構成例を示す縦断面図と背面図である。図２(a)に示す実施形態の場合、下面に銅又はアルミ箔のＸ電極１４ＸとＹ電極１４Ｙのパターンを形成したポリイミド系絶縁フィルム１１の上面に複数本の発光チューブ１が互いに平行にシリコーン樹脂のような熱伝導性粘着剤で離脱可能に配置されている。更に電極対１４Ｘ、１４Ｙの背面を耐熱性の絶縁フィルム１６aで被覆することでフィルム状のフレキシブルな面光源デバイスが完成する。
　また別の面光源構成として、図２（b）で示すように図２(a)のフィルム状の光源デバイスの裏にガラス又はセラミック或いは樹脂等の絶縁性背面支持基板１６bを貼り付けることで、基板面の形状に倣った硬い平板状の光源デバイスが完成する。
　更に、上記背面支持基板１６ｂに代えて図２(ｃ)に示すような放熱基板１６cを設けてもよい。図２(ｄ)の背面図との関連で一層明らかなように、放熱基板１６cは、その面内に強度を損なわない程度の数の金属（例えば銅）スルーホール１９を設けた樹脂、ガラス又はセラミック等の絶縁基材２０をベースとし、その両面に電極パターン１４Ｘ、１４Ｙとほぼ同じパターンの放熱用の金属(例えば銅)パターン層２１、２２を有する。この放熱用の金属パターン２１，２２は電極１４Ｘ、１４Ｙとの容量結合による高電圧の発現を防ぐためそれぞれスルーホールに対応して、図２(e)に示すように島状に区切ることもできる。
　［ガス放電パネル構成の面光源デバイス］
　本発明の駆動対象とする面光源デバイスは、上記のような発光チューブ１を複数本配列したチューブアレイ構成を有するものの他、パネル構成としたものでも良い。図３(a)はそのようなパネル構成の面光源デバイス４０を説明するための平面図、図(b)および(c)は図３(a)のＡ－ＡおよびＢ－Ｂ矢視断面図である。
　この面光源デバイス４０の構成は、図１(b)に示した発光チューブアレイ構造体１０を一つのパネル外囲器１００で置き換えた構成と実質的に変わらない。図３においてパネル外囲器１００は、前面基板１０１と背面基板１０２を備え、それらの間に密封されたガス封入空間１０３を形成している。ガス空間１０３はガラスロッドのようなスペーサ１０４で複数のストライプ状放電チャネルに仕切られ、周辺も同様のガラスロッドを介して封着されている。またロッド状スペーサ１０４の中央分断部を横切るトリガ放電間隙（電極スリット）Ｇに対応した共通空間に連通するよう排気パイプ１０５が設けられている。
　前面基板１０１は、紫外線の透過に支障のない石英ガラス板若しくは厚み３００μm以下の耐熱性マイクロガラスシートで作られる。背面基板１０２も石英ガラス若しくは耐熱性マイクロシートガラスで作られていて、裏面側に電極対１０６Ｘと１０６Ｙが配置され、内面上には図示省略した紫外線蛍光体層が形成されている。
　更に背面基板１０２の裏側には電極対１０６Ｘ、１０６Ｙを挟む形でガラス又はセラミックの支持基板１０８が熱伝導性の良好な粘着剤で取り付けられている。電極対１０６Ｘ、１０６Ｙは支持基板１０８の上に形成されていても良い。この支持基板１０８は、薄い前面基板１０１と背面基板１０２とから成るガラスのパネル外囲器１００を支える役目を有するほか、電極基板や放熱板としての役目も持つ。放熱効果を高めるため図２に示した発光チューブアレイ構成の光源デバイスにおける放熱基板１６Ｃと同様に支持基板１０８の裏面を銅やアルミなどの金属シートで裏打ちしても良い。
　上記パネル構成のガス放電デバイスを面光源デバイス４０として用いる場合においても、先に説明した発光チューブアレイ構成の光源デバイス４と同様に駆動することができる。なお電極対１０６Ｘ、１０６Ｙとしては、必ならずしも図示したような共通のベタパターンである必要はなく、スペーサ１０４で仕切られたストライプ状の各ガス放電チャネルに対応してそれぞれの長手方向に延びるストライプ状のパターンとして形成しても良い。
　〔電極接続と等価回路〕
　図４(a)は発光チューブアレイ構成を有する光源デバイス４の概略平面図である。
上記発光チューブアレイ構成の光源デバイス４或いはパネル構成の面光源デバイス４０は、何れも外部電極型であり、基本的に正弦波電圧で駆動する。即ちチューブアレイ構成の光源デバイス４を代表例として図４(a)に示すように複数の発光チューブ１に対して共通のＸ電極１４Ｘを接地した状態で、他方のＹ電極１４Ｙに正弦波の電圧を印加するよう駆動電源１７を接続する。
　また図４(b)は、図４(a)に示す光源デバイス４の等価回路を示す。図３に示したパネル構成の面光源デバイス４０の等価回路も実質的に変わらない。発光チューブ１の電気的な回路要素は、放電スイッチＰＳと内部抵抗Ｒと、ガラス管２（図１(a)）を含めた絶縁フィルム１１の静電容量Ｃｗｘ、Ｃｗｙで表される。
　また、発光チューブ１の回路要素に並列にＸ、Ｙ電極１４Ｘ、１４Ｙの電極間静電容量Ｃｐが並列に入り、更に、それら各電極と接地との間に寄生容量ＣｓｘとＣｓｙが介在した形となっている。
　電極端子ＴＸとＴＹには正弦波の高電圧を出力する駆動電源１７が接続される。なお、両端子ＴＸ、ＴＹ間には厳密には殆ど開放状態とみなせるほど高いインピーダンスの漏えいパスＲＰも存在する。
　以上のように光源デバイス４が容量性負荷であることから、駆動電源１７をインバータ電源で構成した場合、光源デバイス４の駆動端子ＴＸ、ＴＹに昇圧トランスの出力巻線のインダクタンスが並列に接続されて全体として並列共振回路が構成されることになる。従って、光源デバイス４に対する駆動条件としては電源回路を含めた共振周波数で駆動するのが好ましい。
　後述するように本発明によれば、正弦波駆動電圧の周波数は、図４(b)の等価回路におけるトータルの負荷容量やインバータ電源の出力インダクタンスの関係からあらかじめ定めた２０kHz乃至５０kHzの間で点灯時に掃引され、例えば、２５kHzの共振周波数に設定される。
　また、初期点灯時のピーク電圧は、電極スリットＧ（図４(a)）に対応したガス空間の放電開始電圧よりも高い１０００Ｖ乃至はそれ以上となるが、電極１４Ｘ，１４Ｙ上での放電の広がり長さと、電極スリットＧの耐圧を超えた放電による損傷の防止との両方のバランスを考慮して決められる。
　〔放電モデル〕
　図５は本発明の対象とする発光チューブ１の放電モデルを時系列的に示す模式図である。図５(a）に示す正弦波電圧が、長電極１４Ｘと１４Ｙに印加される。図５(a）に示した正弦波電圧の上昇過程における電圧ｖ１が、タイミングｔ１において長電極１４Ｘと１４Ｙの間の電極スリットＧに対応した放電空間ＣＳの放電開始電圧Ｖｆを超えると、その対応部でトリガ放電ＴＤが発生する。
　このトリガ放電ＴＤによって近傍のガス空間に多量の空間電荷が供給され、いわゆる種火効果が生じて正弦波の電圧の上昇とともに長電極１４Ｘ、１４Ｙの長手方向に向かって放電が拡張し、いわゆる長距離放電に移行していくことになる。
　同時に、最初にトリガ放電ＴＤを発生した電極スリットＧに対応した放電チューブ１の内壁面上には印加電圧と逆極性の電荷（電子(-)と陽イオン(+)）が壁電荷として蓄積され、この壁電荷による電界が印加電圧の電界を打ち消す形となって当該電極スリットＧの対応部での放電は停止する。
　図５(b)、(c)、(d)、(e)は、図５(a)の印加正弦波電圧のタイミングｔ１～ｔ４に対応した放電と壁電荷の蓄積状態を模式的に示している。
　この放電モデルから、タイミングｔ１において電極スリットＧの対応部に発生したトリガ放電ＴＤが、タイミングｔ２、ｔ３と続く印加電圧の上昇過程で壁電荷の蓄積を伴いながら長電極１４Ｘ、１４Ｙの延長方向に沿って拡張していく様子が理解できる。
　印加電圧の極性と反対極性の電荷（電子と陽イオン）が壁電荷として蓄積し、この内部電界が当該対応部分に印加された外部電圧の電界を打ち消す結果、一旦発生した放電は順次停止していくことになる。
　従って、印加される正弦波駆動電圧の極性が反転すると、壁電荷による内部電界が外部印加電圧の電界に加算される結果、再度、電極スリットＧの対応部で放電が始まった後、上記と同様に印加正弦波電圧の逆方向への上昇に伴う放電の拡張と停止が、長電極対１４Ｘ、１４Ｙの両端方向に進行する。この動作の繰り返しでガス放電とそれに伴う発光が行われる。ここで示した壁電荷は、上述のように放電開始後は、反転した印加電圧に加わるため、印加電圧を下げても放電を持続させることができる。この放電モデルは、本発明者等が先に出願した特願2015-148622号に更に詳しく述べられている。
　〔駆動回路〕
　この実施形態における駆動回路を図６に示す。この駆動回路は、代表的に示した複数本の発光チューブ１の配列からなる光源デバイス４に接続されたインバータ電源の構成を持つ。即ち、光源デバイス４には、昇圧トランス２０の２次巻き線Ｌ２が接続され、その１次巻き線Ｌ１には電源入力切換え回路２１からのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するスイッチングトランジスタＴｒ１とＴｒ２が接続されている。また、通常のインバータ電源回路と同様、コンデンサＣ、Ｃ１、Ｃ２、及び抵抗Ｒ１が適宜図示のように接続されている。
　駆動周波数を決めるスイッチングトランジスタＴｒ１とＴｒ２のオン・オフ制御は周波数自動制御回路２２からスイッチ制御回路２３に与えられる周波数制御信号Ｓ１、Ｓ２で行われる。
　周波数自動制御回路２２には昇圧トランス２０の出力側から駆動電圧検出信号ＶＤｓと駆動電流検出信号ＩＤｓとが制御信号としてフィードバックされる。また、周波数自動制御回路２２からは電源切り替え信号ＤＳが電源入力切換え回路２１に与えられる。
　周波数自動制御回路２２は、図７のブロック図に示すように、電圧制御発信回路（ＶＣＯ）を含んだ周波数制御信号発生部２４とシーケンス選択制御部２５を主体とする。シーケンス選択制御部２５には、駆動電圧検出信号ＶＤｓを入力として共振時の電圧を判定する電圧判定回路２６、駆動電流検出信号ＩＤｓを入力として共振時の電流を判定する電流判定回路２７及び両信号ＶＤｓとＩＤｓとから共振時の電力を判定する電力判定回路２８が接続される。シーケンス選択制御部２５は、それらからの出力を受けて周波数制御信号発生部２４に対する制御信号と、電源入力切換え回路２１に対する制御信号ＤＳとをそれぞれ発生する。
　図８は、図６のインバータ電源構成を有する駆動回路に接続された光源デバイス４の典型的な周波数特性を示す図である。電極ギャップＧの放電開始電圧Ｖｆを超えるピークでの特性曲線ＶＰ１と、壁電圧の効果によりＶｆよりも低い維持電圧Ｖｓを超えるピーク電圧での特性曲線ＶＰ２を重ねて示しており、横軸の周波数Ｆの上昇に伴い何れも縦軸の電圧が増大する共通の共振点ｆr0が現れている。共振点ｆr0の周波数よりも高い周波数にも共振周波数ｆr0の高調波に対応する弱い共振点ｆr１、ｆr２が現れる。
　従って、おおまかに上記の共振点を予測してその上下の周波数をｆ１からｆ２の範囲で掃引することにより、共振周波数ｆ０を選択することができる。図９は共振周波数を選択する動作原理を説明するグラフであり、横軸の駆動信号周波数Ｆの掃引に対する駆動電圧検出信号ＶＤｓと駆動電流検出信号ＩＤｓの変化の模様を何れも相対値で示している。
　駆動信号周波数Ｆを高めて行くと駆動電流検出信号ＩＤｓは増加する傾向にあるが、ある周波数で電流損失が低減する領域が現れる。また、駆動電圧検出信号ＶＤｓは周波数Ｆの増大につれて低下する傾向にあるが、ある周波数で増大する領域が現れる。
　つまり、駆動信号周波数Ｆを下から上げてゆくと、昇圧トランス２０のインダクタンス成分と光源デバイスの電極間容量、浮遊容量などから決まる周波数特性に応じた電圧変化、電流変化が起こる。駆動信号周波数Ｆを上げていくと、電流が増加する傾向にあるが、電流損失が減る周波数がある。また、振幅電圧は高周波数になると減る傾向にあるが、特定の周波数において増加するピークを持つ特性となる。
　その結果、電流と電圧の検出信号ＩＤｓとＶＤｓが大きく変化する周波数領域が、図９に斜線で示すように共振周波数ｆ０を中心とした共通の周波数範囲ＳＢで重なることが分かる。
　以下、図１０に示した動作フローチャートと図１１に示した駆動波形図を参照して図６及び図７に示した駆動回路の動作について説明する。
　駆動回路のシーケンス選択制御部２５（図７）には、光源デバイス４のおおまかな負荷容量と昇圧トランス２０の２次巻き線Ｌ２の漏れインダクタンスなどから予測した予測共振周波数と、例えば２５ｋＨzの予測共振周波数を中心として上下１０ｋＨz程度の範囲の周波数掃引幅などの掃引条件が初期条件として予め設定されている（ステップ１）。
　電源入力切換え回路２１（図６）において電源が投入されると、最初に電圧Ｖ１（例えば１２Ｖ）のＤＣ電源がオン（ステップ２）となり、図７のシーケンス選択制御部２５に予め設定された動作順序に従って、まず、周波数制御信号発生部２４（図７）に含まれるＶＣＯから周波数可変の基本クロック信号Ｆ０が共振点より下の周波数から、予め設定された掃引幅、例えば図９に示した所定の範囲ＳＢを掃引するように発信される（ステップ３）。図１１では便宜上この基本クロック信号Ｆ０の周波数掃引に伴う周期Ｔ０の変化は示されていない。
　この間、同じくシーケンス選択制御部２５（図７）では図１１に示すようにデューティ比３：２で周波数１００～１０００Ｈｚ程度のバースト信号Ｂ０が生成され、基本クロック信号Ｆ０はバースト周期で一時中断するクロック信号Ｆ１に変換される。
　このクロック信号Ｆ１の立ち上がりと立下りのタイミングでそれぞれパルス幅ＴＳａの互いに位相の異なる周波数制御信号Ｓ１とＳ２が作られる。この両周波数制御信号Ｓ１とＳ２がスイッチ制御回路２３（図６）を介してトランジスタＴｒ１とＴｒ２のゲート電極に与えられ、両素子のオン/オフ状態が交互に切り換えられる。
　この結果、昇圧トランス２０の１次巻き線Ｌ１の中点から流れる電流の向きが交互に反転し、２次巻き線Ｌ２の出力端子から巻き線比に応じて昇圧された正弦波の駆動電圧Ｖoutが光源デバイス４のＹ電極１４Ｙに印加されることになる。
　光源デバイス４に対する駆動電圧Ｖoutのバースト周波数が１００Ｈzであれば１周期の時間は１０ｍｓとなり、デューティを３：２とすると、１バースト周期における駆動電圧の印加時間は６ｍｓとなる。従って、例えば、最初のバースト周期における駆動電圧印加期間（バースト長）にシーケンス制御回路２５から周波数制御信号発生部２４（図７）に含まれるＶＣＯに対して発信周波数を掃引する掃引信号を供給する。
　この結果、周波数可変基本クロック信号Ｆ０の周期Ｔ０が変わり、これに伴って駆動電圧Ｖoutの周波数も掃引されることになる。この共振点サーチのための掃引動作はバースト信号Ｂ０の最初の１周期に限らず複数周期に亘ってもよい。
　駆動電圧Ｖoutの印加と周波数掃引に伴って、光源デバイス４の放電動作による電圧と電流の変化の検出動作が開始される（ステップ４）。次いで図７に示す電圧・電流・電力の各判定回路２６、２７及び２８においてそれぞれの検出信号ＶＤｓ、ＩＤｓの変化のピーク値とそれに対応した駆動周波数が判定される（ステップ５）。
　この判定回路の判定信号がシーケンス選択制御部２５（図７）にフィードバックされ、判定回路で判定された周波数が選択周波数として固定されるよう周波数制御信号発生部２４のＶＣＯが制御される（ステップ６）。
　上記駆動周波数の掃引による最適周波数の選択動作が完了した後、周波数自動調整制御回路２２のシーケンス選択制御部２５（図７）から電源入力切換え回路２１（図６）に対して電源入力切換え信号ＤＳが出力される。
　この切替え信号ＤＳにより、電源が電圧Ｖ１（例えば１２Ｖ）のＤＣ電源（電池）からそれより低い電圧Ｖ２（例えば６Ｖ）のＤＣ電源（電池）に切り換えられる。これに対応して昇圧トランス２０の出力側に現れる駆動電圧Ｖoutも点灯開始時の電圧Ｖout1からＶout2に低下し、定常点灯状態となる（ステップ７，ステップ８）。
　ここで、光源デバイス４の発光単位となる発光チューブ１は、先に述べたように外部電極型の構成を有するので、放電開始電圧Ｖfを超える電圧で一旦放電を開始した後は、チューブ内壁面に蓄積する壁電荷の作用により、放電開始電圧よりも低い電圧Ｖsで放電を維持できる性質がある。
　他方、この光源デバイス４で高い発光輝度を得るためには、駆動電圧を高くすることと、駆動周波数を高くすることが考えられる。しかしながら駆動電圧を高くすることはデバイスの短寿命化にもつながる問題があり、また周波数を高くすると正弦波の周期が短くなるので、この光源デバイスの特徴でもある各放電チューブの長電極対の全長に亘り正弦波の上昇過程を利用して放電を拡張させる点灯動作が難しくなる問題がある。
　かくして、この実施形態の駆動法においては、点灯開始時は高い電圧で確実な点灯駆動を行うが、その後の定常点灯時には駆動電圧のピーク値を半分程度に引き下げて駆動する。点灯開始時に用いられるＤＣ電源は、昇圧トランス２０で昇圧された駆動電圧Voutが光源デバイス４の放電を開始するに十分な、例えばピーク値２０００Ｖ程度となる出力電圧Ｖ１のものが用いられる。
　一方、定常点灯時には、昇圧出力電圧のピーク値が１０００Ｖ程度となるようＤＣ電源を出力電圧Ｖ２のものに切り換える。この電圧切り換えは、昇圧トランス２０の出力側で電圧を調整するよりも有利である。この実施形態の駆動法により、定常点灯時時の駆動電圧のピーク値が下がることにより、駆動周波数を高めに設定した場合でも、発光チューブ１の長手方向全長に亘る長い電極対に沿った均一で強い放電発光を得ることができる。
　なお、図１１のように駆動電圧を断続的に印加するバースト駆動を行う際、初期放電時と同じ放電開始電圧Ｖｆを超える高い電圧で定常駆動を行うと、放電間隙部に過大な壁電荷が蓄積する結果、電圧印加の停止時に壁電荷自身の電位差で放電する自己消去現象が起きて、再印加時の放電が不安定になる恐れがある。この点、本発明においては従来の光源駆動と異なり、定常駆動時の電圧を放電を維持できる電圧レベルに引き下げて駆動するので、安定した駆動が可能となる。また、管璧に蓄積した壁電荷は駆動電圧を切断しても数時間は十分保持されるので、維持電圧を再印加することで放電を瞬時に再起動することができる。
　ここで、定常点灯動作時の駆動電圧Ｖｓは、壁電荷を利用して放電を維持できる電圧ではあるが、放電を電極１４Ｘ、１４Ｙの管軸方向の両サイドまで拡張させるために電極の長さに応じて決められる。従って、電極長が長い場合、維持電圧Ｖｓのピーク値は必ずしも電極対の近接端部間（放電間隙部Ｇ）の放電開始電圧Ｖｆ以下に設定されるとは限らない。一つの電極対でカバーできる有効発光領域の長さは、放電間隙部の耐圧と駆動電圧のピーク値との関係から決められる。駆動電圧を抑えて有効発光領域の長尺化を図るには発光管の長手方向に複数対の電極を配置した構成をとることができる。
第２実施形態
　〔駆動回路〕
　図１２は本発明の第２実施形態による光源デバイス４又は面光源デバイス４０の駆動回路を示す図６対応図である。この実施形態の特徴は、初期点灯動作後の駆動電圧の引き下げを、第１実施形態のＤＣ電源の切替え方式に代えて、昇圧トランス２０に対する１次電流量の制御で行うようにした点にある。
　即ち、図６に示す第１実施形態との比較において、図１２の駆動回路では、電源入力切換え回路２１が除去され、その代わりに。周波数自動調整制御回路２２の中に振幅切換え制御部２９が追加されている。その他の構成は第１実施形態と同等である。
　振幅切換え制御部２９は、シーケンス選択制御部２５（図７）において予め設定された初期点灯動作期間の終了後、周波数制御信号発生部２４に対して周波数制御信号Ｓ１、Ｓ２のデューティ比制御信号を出す。
　上記デューティ比制御信号に応答して、図１３に示す第２実施形態の各部の波形タイムチャートに示すように、周波数制御信号Ｓ１、Ｓ２のパルス幅がＴＳａからＴＳbに狭められ、デューティ比がＴＳa/Ｔ０からＴＳb/Ｔ０に変えられる。
　かくして周波数制御信号Ｓ１、Ｓ２でオン/オフ制御されるスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ２のオン状態での導通時間が短縮され、昇圧トランス２０の１次巻き線Ｌ１に流れる電流がパルス幅に応じて減少するため、結果的に昇圧トランス２０の出力側に得られる正弦波電圧の振幅値がＶout1からＶout2に低減されることになる。
第３実施形態
　［初期点灯開始シーケンス］
　以上の実施形態においては初期点灯開始時と定常点灯時とで駆動電圧を切り換える動作を説明した。しかしながら、初期点灯開始動作に際してスイッチ投入直後に放電開始電圧Ｖfを超える電圧Ｖoを印加すると、過大なオーバーシュート電圧が発生して駆動回路が破損する危険がある。即ち、駆動すべきガス放電デバイスは容量性の負荷であり、駆動開始前の大きな容量に比べて放電開始後の負荷容量は大幅に小さくなる。従ってインダクタンス成分である昇圧トランスから小容量の負荷にいきなり大きな交番電圧を印加した場合、駆動周波数に応じた二次応答波形の過大なオーバーシュートが発生しやすい傾向があり、部品の耐圧を超える危険がある。
　図１４(a)は、上記のような初期点灯開始動作時の問題を回避して安定起動するための初期駆動シーケンスを示す包絡線波形図である。初期点灯開始期間ＩＤＰが緩衝期間ＤＰと書き込み期間ＦＰ及び安定化期間ＳＰの３段階のシーケンスを持つ。緩衝期間ＤＰでは電源の出力トランスからから印加される正弦波の電圧が緩やかに増大して放電ギャップＧ間の放電開始電圧Ｖfを超えるＶoまで引き上げられる。その後この電圧レベルＶoでの数サイクルの書き込み期間ＦＰが実行され、電極対１４Ｘ、１４Ｙ間で初期放電が開始する。この間の正弦波電圧波形の変化の模様を図１４(b)に示す。
　また書き込み期間ＦＰの後には、放電開始電圧Ｖfより低い安定化電圧Ｖsoの正弦波を印加する安定化期間ＳＰを設けて、壁電荷の発生を伴う初期放電の安定化が図られる。そしてこれら３段階に初期点灯駆動シーケンスを実行した後、定常放電モードＮＤＭの動作が行われることになる。定常放電モードでは、初期点灯時の電圧Ｖoより低い維持電圧ＶＳの正弦波を所定のバースト周期で断続的に印加して壁電荷を利用した維持放電動作が行われる。この定常点灯動作の維持放電期間においては、後で詳述するように、断続的に印加する駆動電圧のバースト周期または印加時間のデューティ比を調整して発光強度を調整することができる。
　図１５は、上記のような初期点灯シーケンスを含めた第3実施例の駆動を行う光源デバイス駆動回路の構成例である。また図１６に当該駆動回路の動作を説明するための各部の動作波形のタイムチャートを示す。回路は大きく分けて交番駆動電圧発生部２００と破線で囲んだ交番駆動電圧制御部３００から成る。交番駆動電圧発生部２００の構成は所謂インバータ電源の構成を有し、図１２に示した回路構成と実質的に変わらない。
　交番駆動電圧制御部３００は、周波数・振幅制御回路３１０と発光強度制御回路３２０を含んでいる。周波数・振幅制御回路３１０は、内部に図１６に示すメインクロック信号ＦOを発生する回路の外、予め設定したシーケンスでメインクロック信号から初期バースト周期Ｔｂｃ－１に相当するクロック数をカウントしてバースト長を定めるとともに、その間所定デューティ比のスイッチ制御Ｓ１，Ｓ２を生成する制御回路を含み、更に外からも駆動周波数を調整できるような周波数調整トリマー３１１を持つ。
　かくして光源デバイス４又は面光源デバイス４０の初期放電開始時における初期バースト周期Ｔｂｃ－１においては、メインクロック信号Ｆ０の立ち上がりと立ち下がりタイミングで作られるスイッチ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデュ－ティ比即ちパルス幅がシーケンサの制御により図１６のように変えられる。この結果、図１１と１２を参照して先に説明した駆動電圧Ｖout１からＶout２への切り換えと同様の動作原理で、昇圧トランス２０からの出力駆動電圧の正弦波振幅値を図１６のＶoutに示すように緩衝期間ＤＰ、書き込み期間ＦＰ及び安定化期間ＳＰの３段階に変化させることができる。
　初期バースト周期Ｔｂｃ－１は１００～１０００Ｈｚの定常駆動時のバースト周期と同等乃至５倍程度の長さに設定され、３段階の初期駆動シーケンスを実行するバースト長Ｔｂ－１はデューティ比５０％乃至それ以上に設定される。即ち初期バースト周期Ｔｂｃ－１は５０ｍｓ程度、バースト長Ｔｂ－１は２５ｍｓまたはそれ以上となる。
　他方、上記発光強度制御回路３２０は、例えば図１７のような構成を有し、定常点灯時における駆動電圧の印加周期または印加時間を決めるバースト制御信号Ｂ０を制御して発光強度を調整するように機能する。
　駆動電圧の印加周期、即ちバースト周期Ｔｂｃを一定としてバースト時間長Ｔｂ、即デューティ比を変えることで単位時間あたりの放電発光回数を増減することができ、その結果発光強度が変化する。また、デューティ比を一定としてバースト周期Ｔｂcを変えることでも単位時間あたりの放電発光回数が変化して発光強度の調整が可能となる。図１８は、バースト周期Ｔｂｃを一定とし、デューティ比を変えて発光強度を調整する場合の動作を説明するためのタイムチャートである。また図１９は、デューティ比を一定としてバースト周期Ｔｂｃを変える場合の動作を説明するタイムチャートである。
　図１７に示した発光強度制御回路の構成図との関連において、発光強度調整手段３２１からのアナログ強度信号がＡ／Ｄ変換回路３２２でデジタル強度信号に変換されて１バースト周期カウント数値記録テーブル３２３と１バースト長カウント数値記録テーブル３２４に与えられる。その結果、所定のバースト周期に応じたカウント数値と、強度信号に対応したバースト長カウント数値が読み出されて、それぞれバースト周期カウント回路３２５とバースト長カウント回路３２６に設定される。
　かくしてメインクロック信号発生回路３２７からのクロック信号Ｆ０がバースト周期カウント回路３２５で設定された数分カウントされる毎にバースト周期信号Ｔｂｃがバースト制御信号生成回路３２８に与えられる。また同じくメインクロック信号Ｆ０は、バースト長カウント回路３２６でも設定されたバースト長分カウントされ、カウントアップ毎にバースト長信号Ｔｂがバースト制御信号生成回路３２８に与えられる。これらバースト周期信号Ｔｂｃとバースト長信号Ｔｂによりバースト制御信号Ｂ０が生成され、発光強度制御信号として駆動電圧発生部のスイッチ制御回路２３に与えられる。
　なお上記１バースト周期カウント数値記録テーブル３２３と１バースト長カウント数値記録テーブル３２４には、先に述べた初期放電開始時動作のシーケンスを実行する初期バースト周期の時間と３段階の駆動電圧変化時間を設定するカウント数値も記憶されている。電源投入時には、周波数・振幅制御回路３１０に含まれる図示しないシーケンサからの制御信号により図１６で説明した初期バースト周期Ｔｂｃ―１と初期バースト長Ｔｂ－１が定められる。
　図２０は、本は発明において上記のようなバースト駆動を行う場合の駆動電圧波形(a)と発光波形(b)との関係を示している。発光チューブアレイ構成の光源デバイスに対しては実施例２のような方法で最適化された例えば２５μｓの周期(駆動周波数４０ＫＨｚ)を持つ正弦波が所定の発光強度に応じたデューティ比で図２０(a)のように印加される。そして印加正弦波の周期に応じた図２０(b)のようなパルス発光が行われ、その積算値に応じた発光強度が得られる。駆動電圧印加のバースト周期Ｔｂｃに対するバースト長Ｔｂの割合（Ｔｂ／Ｔｂｃ）、即ちデューティ比がほぼリニアの関係で発光強度に対応する。デューティ比１００％の駆動は駆動電圧を連続的に印加することを意味し、最大の発光強度を得ることができる。
　しかしながらこのような連続点灯若しくは高いデューティでの駆動は光源デバイスの寿命を縮める可能性があり好ましくない。まデューティが低くバースト長が短すぎると放電・発光が不安定となる可能性がある。１バースト周期Ｔｂｃにおいて駆動正弦波の周期が少なくとも５サイクル以上となるようバースト長Ｔｂを設定するのが好ましい。バースト周波数は１００～１０００Ｈｚの範囲、デューティ比は１０～９０％の範囲で任意に設定することができ、その範囲でバースト周期又はデューティ比を調整して発光強度を加減する。駆動正弦波の周波数が４０ＫＨｚでバースト周波数を１０００Ｈｚとすれば、１バースト長における正弦波の波数はデューティ比５０％で２０サイクルとなり、４０回の放電とそれに伴う発光が発生する。
その他の変形例
　以上、本発明を第１、第２及び第３実施形態によって詳細に説明したが、駆動電圧の最適条件が必ずしも駆動回路の共振点にあるとは限らない。即ち、共振周波数での駆動が最適条件の目安ではあるが、共振周波数は光源デバイス４の容量のほかにインバータ電源の昇圧トランス２０の出力インダクタンスを含めた総合的な回路定数で決まるものであり、２次コイルの出力インダクタンスが小さく共振周波数が低くなる場合にそのまま低い周波数で駆動するのがよいわけではない。また光源デバイス４の発光面積を大きくした場合、それに応じて負荷となる容量が変化し、共振周波数も変わるけれども、追従して駆動周波数を変えるのがよいとも限らない。また駆動電圧も必ずしも厳密な正弦波形を有するとは限らず、負荷容量やインダクタンスによる歪を伴った交番波形を含むのは当然である。
　本発明の本質は、外部電極構成のガス放電デバイスから成る光源デバイスを長期に渡って確実かつ安定に駆動するために、初期放電開始時に高い電圧での初期駆動期間を設け、その後低い維持電圧での定常放電駆動を行う点にある。定常放電駆動時に初期放電駆動時と同じＶｆを超える高い電圧を印加するやり方では、バースト駆動の消灯毎に壁電荷の自己消去現象が起きて再放電が不安定になるところ、壁電荷を利用した維持電圧レベルでの定常放電駆動を行うことによりデューティ調整を安定して行うことが可能となる。
　更に本発明においては、初期放電開始期間の動作シーケンスを最適化して確実な点灯動作を実行する。また一旦初期放電が発生した後は、壁電荷を利用して安定した放電を断続的に維持できるので、バースト駆動法におけるバースト周期又はデューティ比を調整して発光輝度や強度を調整したり、光源デバイスの経時劣化に伴う発光強度の低下を補償することが可能となる。所定周期のバースト駆動を一定時間行った後、一旦駆動を停止しても、停止時間が数十時間以内であれば、初期駆動シーケンスを行うことなく瞬時に定常点灯動作を再起することもできる。
　発光強度の劣化を補償する場合には例えば、初期設定で７５％程度にデューティ比を設定して、最高発光強度の７５％の発光強度で駆動を開始し、長時間駆動後に初期の輝度の８０％程度に発光強度が落ちた後に、発光強度調整手段を用いてデューティ比を１００％に設定して、２５％程度の輝度を向上させることで、ほぼ初期の輝度に回復させることができる。発光強度を回復する調整は上記は1回のデューティ比の変更で行われるが、複数回小刻みにやることもできる。このように、デューティ比を調整することで実用上の使用時間を長くし、すなわち製品寿命を長くすることができる。デューティ比を変える方法は、外部から回路の制御部に信号を入れて行う方法や、あらかじめディップスイッチなどの物理的手段を回路に構築しておいて、メンテナンス時にスイッチを切り替える方法などがある。また、このような発光強度を一定に保つ動作の自動化のためには、例えば、発光面の発光強度を検知し、その検知信号をデジタル化して発光強度制御回路３２０の記録テーブル３２３及び３２４のカウント数を変えるフィードバック制御の要素に加えてもよい。
　或は、出荷時に発光輝度レベル等から予め定めた駆動周波数で駆動した時の電圧検出信号値並びに電流検出信号値を基準レベルとして各判定回路に設定し、その設定レベルからの検出信号の変化を元に戻すようなフィードバック制御で駆動周波数の選択サーチを行うようにしてもよい。
　何れにしても本発明によれば、ガス放電を利用した光源デバイス、殊に大面積で水銀レスの紫外光源デバイスを長期に亘ってわたって安定に駆動することができるので、紫外線応用分野の拡大に極めて有益である。
１：紫外発光用ガス放電チューブ（発光チューブ）
２：ガラス管
３：紫外蛍光体層
４：光源デバイス
１０：発光チューブアレイ構造体
１１：絶縁フィルム
１２：粘着材
１３：絶縁基板
１４：電極対
１４Ｘ：Ｘ電極
１４Ｙ：Ｙ電極
１５：電極構造体
１６Ｃ：放熱基板
１７：駆動電源
２０：昇圧トランス
２１：電源入力切換え回路
２２：周波数自動調整制御回路
２３：スイッチ制御回路
２４：周波数制御信号発生部
２５：シーケンス選択制御部
２６：電圧判定回路
２７：電流判定回路
２８：電力判定回路
２９：振幅切換え制御部
Ｇ：電極スリット
Ｌ１：１次巻き線
Ｌ２：２次巻き線

Claims (15)

  1. 　内部に放電ガスを封入した前面側と背面側を有するガラス外囲器の背面側の外面に対向して放電間隙を構成する隙間を挟んで両側に延びる電極対を配置した構成のガス放電を利用した光源デバイスを駆動する方法であって、
    　初期放電開始時に前記電極対間に前記放電間隙の放電開始電圧を超える第１の交番駆動電圧を印加して初期放電を発生させた後、前記第１の交番駆動電圧よりも低い第２の交番駆動電圧を印加して定常放電動作を行うことを特徴とするガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法。
  2. 前記光源デバイスの駆動源として、ＤＣ電圧を変換した交番駆動電圧を昇圧トランスの２次巻き線から前記電極対間に印加する、駆動電圧切り換え機能を備えたインバータ電源を使用し、前記光源デバイスの初期放電開始後、前記駆動電圧を初期放電開始時に印加した第１の駆動電圧より低い第２の駆動電圧に切り換えて定常放電動作を行うことを特徴とする請求項１記載の光源デバイスの駆動方法
  3. 　前記駆動電圧の切り替えを、前記昇圧トランスの１次巻き線に印加されるＤＣ電源の電圧の切り替えによって行うことを特徴とする請求項２に記載の光源デバイスの駆動方法。
  4. 　前記昇圧トランスの１次巻線に前記ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するスイッチングトランジスタが接続され、前記駆動電圧の切り替えを、前記スイッチトランジスタを駆動する制御信号のデューティ比を変えることによって行うことを特徴とする請求項２に記載の光源デバイスの駆動方法。
  5. 前記インバータ電源に周波数自動調整制御回路を設け、光源デバイスの初期放電開始期間に駆動周波数を掃引すると共に、その間の駆動電圧と駆動電流を検出して前記自動周波数調整制御回路にフィードバックして最適駆動周波数をサーチするようにしたことを特徴とする請求項２又は３の何れか１項に記載の光源デバイスの駆動方法。
  6. 前記駆動周波数の掃引動作が光源デバイスとそれに接続され前記昇圧トランスの２次巻き線で定まる共振周波数を中心として予め定められた周波数幅において行われることを特徴とする請求項５記載の光源デバイスの駆動方法。
  7. 　前記駆動電圧と駆動電流の検出がそれぞれ予め定めた基準値に対する相対値として検出され、前記駆動周波数の掃引幅内における変化の最大値が得られた点の周波数を最適駆動周波数として選択することを特徴とする請求項５記載の光源デバイスの駆動方法。
  8. 　前記定常放電動作が、前記第２の交番駆動電圧を断続的に印加して行われることを特徴とする請求項１記載の光源デバイスの駆動補法。
  9. 　前記定常放電動作時における交番駆動電圧の印加時間と非印加時間の繰り返し周期とデューティ比率の少なくとも一方を変えて発光強度の調整を行うことを特徴とする請求項４記載の光源デバイスの駆動方法。
  10. 前記初期放電開始時の駆動が緩衝期間と、書き込み期間と、安定化期間を含む動作シーケンスで行われ、緩衝期間においては電極対間に印加する交番駆動電圧の振幅を次第に増大し、書き込み期間においては電極対間に放電開始電圧を超える振幅の第１の交番駆動電圧を印加し、安定化期間においては書き込み期間の駆動電圧よりも低い交番駆動電圧を印加することを特徴とする請求項１記載の光源デバイスの駆動方法。
  11. 前記初期放電開始期間の後の定常放電動作時に印加する第２の交番駆動電圧が、当該初期放電開始期間に発生した放電を、当該放電に伴う壁電荷を利用して維持する電圧に設定してあることを特徴とする請求項１、８又は９の何れか１項に記載の光源デバイスの駆動方法。
  12. 　放電ガスを封入したガラス細管と、該ガラス細管の外面に対向して長手方向に放電間隙を隔てて広がる電極対を備えた外部電極型の放電チューブを複数本平行に配列した構成を有するガス放電を利用した光源デバイスを駆動する方法であって、初期放電開始のための電源投入後に高い正弦波駆動電圧を印加することにより前記放電チューブ内部に放電を発生させてチューブ内壁面に壁電荷を形成したのち、この壁電荷を利用してそれより低い電圧の正弦波を印加して放電を持続するとともに、この低い正弦波駆動電圧を間欠的に加えることにより発光強度を調整可能とすることを特徴とするガス放電を利用した光源デバイスの駆動方法。
  13. 内部に放電ガスを封入した前面側と背面側を有するガラス外囲器の背面側の外面に対向して放電間隙を構成する隙間を挟んで両側に延びる電極対を配置した構成のガス放電を利用した光源デバイスを駆動する駆動回路であって、前記電極対間に印加する交番駆動電圧を発生する電源部と、前記交番駆動電圧の電圧値を初期放電開始時とその後の定常放電時とで変更する電圧制御部と、交番駆動電圧の印加を断続的に制御すると共に、印加時間と非印加時間の繰り返し周期とデューティ比率の少なくとも一方を調整可能な制御部を備えて成ることを特徴とする駆動回路。
  14. 前記光源デバイスが、放電ガスを封入した複数本のガラス細管と、該ガラス細管の外面に対向して長手方向に放電間隙を隔てて広がる電極対を備えたガス放電チューブアレイ構成を有し、前記電源回路が前記電極対間に正弦波駆動電圧を印加するインバータ電源の構成を有し、かつ前記電圧制御部が前記インバータ電源に含まれる昇圧トランスの一次巻線に供給する電流方向を交互に切り換えるスイッチングトランジスタに対する制御信号のデューティ比を変えて前記昇圧トランスの二次巻線から前記電極対間に印加する交番駆動電圧の電圧値を変更することを特徴とする請求項１３記載のガス放電を利用した光源デバイスの駆動回路。
  15. 内部に紫外線発光蛍光体層を有すると共に放電ガスを封入した複数本の放電チューブを紫外線照射面に沿って平行に配列し、該紫外線照射面の裏側に対向して各放電チューブの長手方向に放電間隙を隔てて広がる共通の電極対を配置した構成を有するガス放電を利用した紫外光源デバイスと、前記共通の電極対間に交番駆動電圧を印加するインバータ電源とを備えてなり、かつ前記インバータ電源に前記交番駆動電圧の電圧値を切り換える電圧制御部と、交番駆動電圧の印加を所定の周期とデューティ比で断続的に行う制御部とを設けたことを特徴とするガス放電を利用した紫外線照射装置。
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