WO2017047696A1

WO2017047696A1 - 電動車両用インバータ装置

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Publication number: WO2017047696A1
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Inventors: 恭士中村; 平野　智也
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Abstract

電動車両用インバータ装置は、平滑コンデンサと、放電抵抗と、平滑コンデンサの両端間に直列接続される放電抵抗及び第１及び第２放電用スイッチング素子と、第１及び第２放電用スイッチング素子の少なくともいずれか一方に対して設けられるクランプ回路とを含む。例えば、クランプ回路は、逆流防止素子と、両端電圧が予め定められた値を超えると一定の電圧降下を発生させる定電圧生成素子とを含む。

Description

電動車両用インバータ装置

　本開示は、電動車両用インバータ装置に関する。

　平滑コンデンサに並列に電気的に接続される単一のスイッチング素子をオンすることで、平滑コンデンサに溜まった電荷をグランドに流す電動車両用インバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開2013-188092号公報

　しかしながら、上記の特許文献１に記載のような単一のスイッチング素子を用いる電動車両用インバータ装置では、スイッチング素子の耐圧以上に平滑コンデンサの両端電圧を高くできないため、モータの高回転化に伴う平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化に対応することが難しい。即ち、高電圧化に対応するためには、スイッチング素子の耐圧を上げる必要があり、コスト増加や体格増加（大型化）、導通損失の増加を招く。

　これに対して、スイッチング素子の耐圧を上げることなく平滑コンデンサの両端電圧の高電圧化を可能とするために、直列接続した複数のスイッチング素子を平滑コンデンサに並列接続する方法が考えられる。しかしながら、かかる方法では、複数のスイッチング素子に個体差（例えば、スイッチング素子がオンする閾値電圧の差）があると、複数のスイッチング素子に不均衡な電圧が印加される可能性がある。この場合、例えば上段側のスイッチング素子よりも下段側のスイッチング素子が早くオンしたときに、上段側のスイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加されてしまう可能性がある。

　この点、製造時に２つのスイッチング素子の個体差を予め測定しておき、後でオンする方のスイッチング素子側にクランプ回路を追加するという方法もありえるが、かかる方法では、個体差を測定する手間（工数）がかかるという問題がある。

　そこで、本開示は、直列接続した複数のスイッチング素子を平滑コンデンサに並列接続する構成において、スイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる電動車両用インバータ装置の提供を目的とする。

　本開示の一局面によれば、が提供される。

　本開示によれば、複数のスイッチング素子を平滑コンデンサに並列に電気的に接続する構成において、スイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる電動車両用インバータ装置が得られる。

電動車両用モータ駆動システムの全体構成の一例を示す図である。電動車両用インバータ装置の一実施例（実施例１）を示す図である。実施例１の放電制御回路により実現される電圧波形の一例を示す図である。第１比較例による放電制御回路を示す図である。第２比較例による放電制御回路を示す図である。第２比較例の放電制御回路により実現される電圧波形の一例を示す図である。電動車両用インバータ装置の他の一実施例（実施例２）を示す図である。

　以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。

　以下の説明において、特に言及しない限り、各種の要素間の“接続”という用語は、“電気的な接続”を意味する。

　図１は、電動車両用モータ駆動システム１の全体構成の一例を示す図である。モータ駆動システム１は、高圧バッテリ１０の電力を用いて走行用モータ４０を駆動することにより車両を駆動させるシステムである。尚、電動車両は、電力を用いて走行用モータ４０を駆動して走行するものであれば、その方式や構成の詳細は任意である。電動車両は、典型的には、動力源がエンジンと走行用モータ４０であるハイブリッド自動車や、動力源が走行用モータ４０のみである電気自動車を含む。

　モータ駆動システム１は、図１に示すように、高圧バッテリ１０、電動車両用インバータ装置１２、走行用モータ４０、及び、インバータ制御装置５０を備える。

　高圧バッテリ１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力する任意の蓄電装置であり、ニッケル水素バッテリ、リチウムイオンバッテリや電気２重層キャパシタ等の容量性素子を含んでよい。高圧バッテリ１０は、典型的には、定格電圧が１００Vを超えるバッテリであり、定格電圧が例えば２８８Ｖである。

　電動車両用インバータ装置１２は、平滑コンデンサＣと、放電回路２０と、インバータ３０とを含む。

　平滑コンデンサＣは、インバータ３０に並列に接続される。

　放電回路２０は、放電指令が入力された場合に、平滑コンデンサＣに溜まっている電荷をグランドに流す（放電する）機能を有する。放電指令は、典型的には、車両衝突検出時又は車両衝突不可避判定時に入力される。放電指令は、車両の安全装置（例えばエアバック）を制御するエアバックＥＣＵやプリクラッシュＥＣＵ等（図示せず）から供給されてよい。放電回路２０の更なる説明は後に行う。

　インバータ３０は、正極ラインと負極ラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１，Ｑ２の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子（本例ではＩＧＢＴ）Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなる。また、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のコレクタ－エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１１～Ｄ１６が配置される。尚、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field-effect transistor)のような、ＩＧＢＴ以外の他のスイッチング素子であってもよい。

　走行用モータ４０は、３相の交流モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されている。Ｕ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中点Ｍ１に接続され、Ｖ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中点Ｍ２に接続され、Ｗ相コイルの他端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中点Ｍ３に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタと負極ラインとの間には、平滑コンデンサＣが接続される。

　インバータ制御装置５０は、インバータ３０を制御する。インバータ制御装置５０は、例えばＣＰＵ，ＲＯＭ、メインメモリ（全て図示せず）などを含み、インバータ制御装置５０の各種機能は、ＲＯＭ等に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵにより実行されることによって実現される。インバータ３０の制御方法は、任意であるが、基本的には、Ｕ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が互いに逆相でオン／オフし、Ｖ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が互いに逆相でオン／オフし、Ｗ相に係る２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が互いに逆相でオン／オフする。

　尚、図１に示す例では、モータ駆動システム１は、単一の走行用モータ４０を備えているが、追加のモータ（発電機を含む）を備えてもよい。この場合、追加のモータ（複数も可）は、対応するインバータと共に、走行用モータ４０及びインバータ３０と並列な関係で、高圧バッテリ１０に接続されてもよい。また、図１に示す例では、モータ駆動システム１は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備えていないが、高圧バッテリ１０とインバータ３０の間にＤＣ／ＤＣコンバータを備えてもよい。

　高圧バッテリ１０と平滑コンデンサＣとの間には、図１に示すように、高圧バッテリ１０から電力供給を遮断するための遮断用スイッチＳＷ１が設けられる。遮断用スイッチＳＷ１は、半導体スイッチやリレー等で構成されてもよい。遮断用スイッチＳＷ１は、常態でオン状態であり、例えば車両の衝突検出時等にオフとされる。尚、遮断用スイッチＳＷ１のオン／オフの切換はインバータ制御装置５０により実現されてもよいし、他の制御装置により実現されてもよい。

　モータ駆動システム１は、放電回路２０を更に含む。放電回路２０は、図１に示すように、平滑コンデンサＣに並列に接続される。尚、図１に示す例では、放電回路２０は、平滑コンデンサＣとインバータ３０との間に配置されているが、遮断用スイッチＳＷ１よりも平滑コンデンサＣ側に配置されていればよい。従って、放電回路２０は、高圧バッテリ１０（及び遮断用スイッチＳＷ１）と平滑コンデンサＣとの間に配置されてもよい。

　［実施例１］
　次に、図１に示した電動車両用モータ駆動システム１に適用できる電動車両用インバータ装置の一実施例（実施例１）について説明する。

　図２は、実施例１による電動車両用インバータ装置１２を示す図である。図２においては、電動車両用インバータ装置１２に加えて、高圧バッテリ１０、及び遮断用スイッチＳＷ１が併せて示されている。図２において、点Ｐは、平滑コンデンサＣの正極側の端子と同電位の点を表し、図１の点Ｐに対応する。また、Ｎは、平滑コンデンサＣの負極側の端子と同電位（グランド電位）の点を表し、図１の点Ｎに対応する。

　放電回路２０は、放電抵抗Ｒ１と、電源回路６２と、異常検出回路６４と、放電制御回路６６とを含む。

　放電抵抗Ｒ１は、平滑コンデンサＣの正極側に一端が接続され、グランドに他端が接続される。

　電源回路６２は、異常検出回路６４及び放電制御回路６６に供給される電源電圧Ｖｃｃを生成する機能を有する。電源回路６２は、平滑コンデンサＣの電圧（平滑コンデンサＣからの放電）を利用して定電圧（例えば＋１５Ｖ）の電源電圧Ｖｃｃを生成する。電源回路６２は、平滑コンデンサＣに並列に接続される。

　電源回路６２は、フォトカプラＰＣと、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＭＯＳ１と、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＭＯＳ２と、ツェナーダイオードＤＺ１と、抵抗Ｒ３，Ｒ４とを含む。

　スイッチング素子ＭＯＳ１、スイッチング素子ＭＯＳ２、及びコンデンサＣ２は直列接続される。スイッチング素子ＭＯＳ１のドレインＤｒ１は、平滑コンデンサＣの正極側に接続され、スイッチング素子ＭＯＳ１のソースＳ１は、スイッチング素子ＭＯＳ２のドレインＤｒ２に接続される。スイッチング素子ＭＯＳ２のソースＳ２は、コンデンサＣ２を介してグランドに接続される。このようにして、直列接続されたスイッチング素子ＭＯＳ１、スイッチング素子ＭＯＳ２、及びコンデンサＣ２は、平滑コンデンサＣに対して並列接続される。

　抵抗Ｒ３，Ｒ４及びツェナーダイオードＤＺ１は直列接続される。直列接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４、及びツェナーダイオードＤＺ１は、同じく直列接続されたスイッチング素子ＭＯＳ１、スイッチング素子ＭＯＳ２、及びコンデンサＣ２とは別に、平滑コンデンサＣに並列接続される。抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の間には、スイッチング素子ＭＯＳ１のゲートＧ１が接続される。抵抗Ｒ４及びツェナーダイオードＤＺ１の間には、スイッチング素子ＭＯＳ２のゲートＧ２が接続される。ツェナーダイオードＤＺ１は、陰極がスイッチング素子ＭＯＳ２のゲートＧ２に接続される向きで、スイッチング素子ＭＯＳ２のゲートＧ２とグランドの間に接続される。

　電源回路６２には、放電指令が入力される。図示の例では、放電指令は、フォトカプラＰＣを介して電源回路６２に入力される。放電指令は、パルス信号であり、例えば、“Ｈｉ”が放電ＯＮ指令であり、“Ｌｏ”が放電ＯＦＦ指令である。放電指令が入力されると、フォトカプラＰＣのフォットトランジスタがオンする。フォットトランジスタがオンすると、スイッチング素子ＭＯＳ２のゲートＧ２には、ツェナーダイオードＤＺ１により一定の電圧Ｖｄｚ１が印加され、スイッチング素子ＭＯＳ１のゲートＧ１には、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧された一定の電圧が印加される。尚、スイッチング素子ＭＯＳ１のゲートＧ１には、平滑コンデンサＣの正極側の電圧から電圧Ｖｄｚ１を差し引いた電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧されて印加される。このとき、スイッチング素子ＭＯＳ１及びスイッチング素子ＭＯＳ２は、リニアレギュレータとして動作する。これにより、定電圧の電源電圧Ｖｃｃが生成される。この電源電圧Ｖｃｃは、図２に示すように、異常検出回路６４及び放電制御回路６６で使用される。

　異常検出回路６４は、例えば遮断用スイッチＳＷ１等の異常に起因して放電が異常に長く継続されるのを防止する機能を有する。異常検出回路６４は、制御回路６４Ａと、トランジスタＴｒ１とを含む。異常検出回路６４は、放電指令が入力されると、上述のように電源電圧Ｖｃｃが印加される。異常検出回路６４の制御回路６４Ａは、放電開始後に所定条件が成立したときにトランジスタＴｒ１を強制的にオンする。例えば、異常検出回路６４の制御回路６４Ａは、電源電圧Ｖｃｃが印加され始めた後、一定時間ΔＴ１経過後に依然として電源電圧Ｖｃｃが印加されている場合、トランジスタＴｒ１をオンする。これは、何らかの異常（例えば、遮断用スイッチＳＷ１がオン固着している場合等）により放電指令が発生している状態でも遮断用スイッチＳＷ１が閉じている場合が想定されるためである。一定時間ΔＴ１は、放電を継続できる時間の上限値に対応し、試験等に基づいて適合される適合値であってよい。

　放電制御回路６６は、平滑コンデンサＣに溜まった電荷を放電抵抗Ｒ１を介してグランドに流す（放電する）機能を有する。放電制御回路６６は、上述のように電源回路６２により生成された電源電圧Ｖｃｃで動作する。

　放電制御回路６６は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１と、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２と、第１電線７１と、第２電線７２と、第３電線７３と、第４電線７４と、ツェナーダイオードＤＺ２（第１定電圧生成素子の一例）と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とを含む。

　第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２は、放電抵抗Ｒ１と直列接続される。具体的には、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレインＤｒ１１は放電抵抗Ｒ１に接続され、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のソースＳ１１は、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレインＤｒ１２に接続される。第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のソースＳ１２は、グランドに接続される。

　第１電線７１は、電源電圧Ｖｃｃの入力端子（給電部の一例）に一端（接続点７１１参照）が接続され、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２に他端（接続点７１２参照）が接続される。第１電線７１の接続点７１１は、トランジスタＴｒ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃの入力端子の間に設けられる。従って、電源電圧Ｖｃｃが生成されている間、トランジスタＴｒ１がオフしている場合には、第１電線７１の接続点７１１には、電源電圧Ｖｃｃに対応した電圧（抵抗２１での電圧降下分だけ低い電圧）が印加される。他方、電源電圧Ｖｃｃが生成されている間、トランジスタＴｒ１がオンしている場合には、第１電線７１の接続点７１１は、実質的にグランド電位となる。また、第１電線７１における第２電線７２との接続点７２１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２との間には、一端がグランドに接続される抵抗Ｒ１２の他端が接続される。抵抗Ｒ１２は、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２を充電するために設けられる。

　第２電線７２は、第１電線７１における接続点７１１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２との間に一端（接続点７２１参照）が接続され、第１放電用スイッチング素子のゲートに他端（接続点７２２参照）が接続される。尚、第２電線７２の一端（接続点７２１参照）の電位は、第１電線７１の接続点７１１の電位と同じである。

　第２電線７２には、ダイオードＤ１が設けられる。ダイオードＤ１は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートＧ１１に向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する。

　第３電線７３は、第２電線７２におけるダイオードＤ１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２との間に一端（接続点７３１参照）が接続され、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレインＤｒ１１と放電抵抗Ｒ１との間に他端（接続点７３２参照）が接続される。

　第３電線７３には、ツェナーダイオードＤＺ２及びダイオードＤ２が設けられる。ツェナーダイオードＤＺ２は、陰極が第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレインＤｒ１１に接続される向きで設けられる。ダイオードＤ２は、陽極がツェナーダイオードＤＺ２の陽極に接続される向きで設けられる。

　第４電線７４は、第２電線７２におけるダイオードＤ１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２との間に一端（接続点７４１参照）が接続され、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のソースＳ１１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレインＤｒ１２との間に他端（接続点７４２参照）が接続される。

　第４電線７４には、抵抗Ｒ１１が設けられる。

　ここで、第３電線７３、ツェナーダイオードＤＺ２、及びダイオードＤ２は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１と協動して、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが所定の上限値（クランプ電圧）を超えないように制限（クランプ）するクランプ回路として機能する。具体的には、図２に示すような方向でＶｚ，Ｖｆを定義したとき、クランプ電圧Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐは、以下で決まる。
Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐ＝Ｖｚ＋Ｖｆ＋Ｖｔｈ　　　式（１）
ここで、Ｖｔｈは、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の閾値電圧である。

　このように図２に示す電動車両用インバータ装置１２によれば、上述のようにツェナーダイオードＤＺ２等がクランプ回路として機能するので、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１に耐圧を超えるような電圧が印加されることを防止できる。

　例えば、放電開始時の平滑コンデンサＣの正極側の電位が１２００［Ｖ］であり、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧が９００［Ｖ］であるとする。このとき、例えば上の式（１）におけるＶｚ、Ｖｆ、及びＶｔｈをそれぞれ、６００［Ｖ］、１［Ｖ］及び４［Ｖ］とすると、クランプ電圧Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐは、６０５［Ｖ］となる。このようにして、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧の値を考慮してＶｚの値等を決定することで、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧を１２００［Ｖ］よりも高くすることなく、放電回路２０の全体としての耐圧を高めることができる。

　次に、図３等を参照しつつ、図２に示した放電制御回路６６の動作（機能）について更に説明する。

　図３は、本実施例１の放電制御回路６６により実現される電圧波形の一例を示す図である。図４は、第１比較例による放電制御回路を示す図である。図５は、第２比較例による放電制御回路を示す図である。図６は、第２比較例の放電制御回路により実現される電圧波形の一例を示す図である。

　図３及び図６では、上側は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１２のそれぞれの電圧波形を示し、下側は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１２のそれぞれの電圧波形を示す。尚、図３及び図６における電圧波形は、対比のため、スケールは同じである。

　第１比較例では、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のそれぞれのゲートには、図４に示すように、電源電圧Ｖｃｃが分圧されて印加される。

　ここでは、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２との間には個体差（閾値電圧）があり、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の方が、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２よりも閾値電圧が低いものとする。この場合、第１比較例では、図示を省略するが、放電指令の入力に伴い電源電圧Ｖｃｃが立ち上がると、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２が第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１よりも先にオンしてしまい、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンしたことにより急増する。このとき、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１が第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧Ｖ_{ＬＩＭＩＴ}を超える虞がある。

　第２比較例では、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートＧ１１とソースＳ１１との間には、図５に示すように、ツェナーダイオードＤＺ３０が設けられ、ツェナーダイオードＤＺ３０の陽極側には、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレインＤｒ１１側からの電線８１（抵抗Ｒ３１及びコンデンサＣ３１を含む電線８１）が接続され、ツェナーダイオードＤＺ３０の陰極側には、グランドからの電線８２（抵抗Ｒ３２及びコンデンサＣ３２を含む電線８２）が接続される。

　同様に、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２との間には個体差（閾値電圧）があり、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の方が、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２よりも閾値電圧が低いものとする。この場合、第２比較例では、放電指令の入力に伴い電源電圧Ｖｃｃが立ち上がると、図６に示すように、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２が第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１よりも先にオンする。このとき、コンデンサＣ３２が放電を開始し、それに伴い、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１が急増する。これに伴い、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１が第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の耐圧Ｖ_{ＬＩＭＩＴ}を超えうる（図６の時点ｔ４参照）。

　これに対して、本実施例１によれば、放電指令の入力に伴い電源電圧Ｖｃｃが立ち上がると、まず、第１電線７１を介して第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２が充電され（図３の時点ｔ１参照）、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンする。これは、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンしない限り、第２電線７２を介して第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートを充電する電流の流れが生じないためである。このようにして、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンした後に、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１がオンし始める「時間差」が設定される。尚、これは、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２との間に個体差（閾値電圧）があり、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１の方が、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２よりも閾値電圧が高い場合も同様である。

　本実施例１では、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンすると、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンしたことにより増加する（図３の時点ｔ２参照）。しかしながら、このとき、上述したクランプ回路が機能し、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、クランプ電圧Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐを超えない（図３のポイントＸ参照）。このようにして、本実施例１によれば、放電開始時に第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１を保護できる。

　また、本実施例１では、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンすることで、第２電線７２を介して第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートを充電する電流の流れ（接続点７１１，７２１，７３１，７４２、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２を介してグランドに向かう電流の流れ）が発生し、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートが充電され始める（図３の時点ｔ３参照）。これに伴い、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、クランプ電圧Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐを超えないまま減少していく。そして、最終的には、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１が完全にターンオンし、放電抵抗Ｒ１を介して放電が促進される。

　尚、図示を省略するが、本実施例１では、上述のような放電が進むと、平滑コンデンサＣの正極側の電位（例えば、放電開始時の平滑コンデンサＣの正極側の電位が１２００［Ｖ］）が低減されていく。そして、平滑コンデンサＣの正極側の電位が十分小さくなるまで（例えば３０［Ｖ］）、放電が継続される。その後、平滑コンデンサＣの正極側の電位が電源電圧Ｖｃｃを生成できないほど更に小さくなると、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２の各ゲート・ソース間電圧が低下し、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１及び第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２が共にオフする（即ち、放電が完了する）。

　［実施例２］
　次に、図１に示した電動車両用モータ駆動システム１に適用できる電動車両用インバータ装置の他の一実施例（実施例２）について説明する。

　図７は、実施例２による電動車両用インバータ装置１２Ｂを示す図である。図７においては、電動車両用インバータ装置１２Ｂに加えて、高圧バッテリ１０、及び遮断用スイッチＳＷ１が併せて示されている。図７において、点Ｐは、平滑コンデンサＣの正極側の端子と同電位の点を表し、図１の点Ｐに対応する。また、Ｎは、平滑コンデンサＣの負極側の端子と同電位（グランド電位）の点を表し、図１の点Ｎに対応する。

　実施例２による電動車両用インバータ装置１２Ｂは、図７に示すように、上述した実施例１による電動車両用インバータ装置１２に対して、放電回路２０が放電回路２０Ｂで置換された点が異なる。放電回路２０Ｂは、上述した実施例１による放電回路２０に対して、第５電線７５、ツェナーダイオードＤＺ３（第２定電圧生成素子の一例）、及びダイオードＤ３が追加された点が異なる。図７において、上述した実施例１による電動車両用インバータ装置１２と同一の構成については、同一の参照符号を付して説明を省略する。

　第５電線７５は、第１電線７１における第２電線７２の接続点７２１と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のゲートＧ１２との間に一端（接続点７５１参照）が接続され、第４電線７４の接続点７４２と第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレインＤｒ１２との間に他端（接続点７５２参照）が接続される。

　第５電線７５には、ツェナーダイオードＤＺ３及びダイオードＤ３が設けられる。ツェナーダイオードＤＺ３は、陰極が第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレインＤｒ１２に接続される向きで設けられる。ダイオードＤ３は、陽極がツェナーダイオードＤＺ３の陽極に接続される向きで設けられる。

　ここで、第５電線７５、ツェナーダイオードＤＺ３、及びダイオードＤ３は、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２と協動して、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが所定の上限値（クランプ電圧）を超えないようにクランプするクランプ回路として機能する。尚、このようなクランプ回路として機能は、上述したツェナーダイオードＤＺ２等により実現される機能と実質的に同一であるので、更なる説明を省略する。

　このように図７に示す電動車両用インバータ装置１２Ｂによれば、上述した実施例１による効果に加えて、以下の効果が奏される。即ち、電動車両用インバータ装置１２Ｂによれば、上述のようにツェナーダイオードＤＺ３等がクランプ回路として機能するので、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２に耐圧を超えるような電圧が印加されることを防止できる。

　ここで、ツェナーダイオードＤＺ３等によるクランプ回路としての機能は、例えば異常検出回路６４が機能するときに有効に働く。具体的には、異常検出回路６４は、上述のように放電開始後に所定条件が成立したときにトランジスタＴｒ１を強制的にオンする。この際、平滑コンデンサＣの正極側の電位が依然として第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２の耐圧よりも高い場合がある。この場合、トランジスタＴｒ１がオンすると、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２は、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１がオンした状態でオフする。このときに、ツェナーダイオードＤＺ３等を含むクランプ回路が機能する。これにより、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２が、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のオン状態でオフする場合でも、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１１がクランプ電圧Ｖｄｓ＿ｃｌａｍｐを超えることがない。このようにして、本実施例２によれば、異常検出回路６４の動作時に第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２を保護できる。

　以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。

　例えば、上述した実施例１及び実施例２において、ツェナーダイオードＤＺ２及びＤＺ３に代えて、バリスタが使用されてもよい。

　また、上述した実施例１では、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが所定の上限値（クランプ電圧）を超えないように制限（クランプ）するクランプ回路が設けられるが、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１に代えて、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２に対して同様のクランプ回路が設けられてもよい。この場合、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２に代えて、第１放電用スイッチング素子ＭＯＳ１１のゲートに、第１電線７１からの電圧が直接印加されることになる。

　なお、以上の実施例に関し、さらに以下を開示する。尚、以下で記載する効果は、必ずしも常に奏するものでない場合もある。また、従属形式の特徴に関する効果は、その特徴に係る効果であり、追加の効果である。
［１］
　車両の駆動力を発生させるモータの駆動回路に設けられる電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）であって、
　平滑コンデンサ（Ｃ）と、
　前記平滑コンデンサ（Ｃ）の正極側に一端が電気的に接続される放電抵抗（Ｒ１）と、
　ゲートを備え、前記放電抵抗（Ｒ１）に直列に電気的に接続される態様で、前記放電抵抗（Ｒ１）の他端に電気的に接続される第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）と、
　ゲートを備え、前記放電抵抗（Ｒ１）及び前記第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）とグランドとの間に電気的に接続される第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）と、
　前記第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）及び前記第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）のうちの一方の前記ゲートに、該ゲートをオンさせる信号を直接印加する制御回路（６４Ａ）と、
　前記第１放電用スイッチング素子及び前記第２放電用スイッチング素子のうちの前記一方のスイッチング素子がオンした後に、他方のスイッチング素子がオンし始める時間差を設定する時間差設定手段（６６）と、
　前記他方のスイッチング素子に対して設けられ、該スイッチング素子の両端間の電圧が予め定められた上限値を超えないように制限するクランプ回路（７３、Ｄ２、ＤＺ２）とを含む、電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［１］に記載の構成によれば、第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）及び第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）が直列接続されるので、平滑コンデンサ（Ｃ）の両端電圧の高電圧化に対応できる。また、放電時に第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）が先にオンすると、第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）の両端電圧が低下し、それに伴い第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）に印加される電圧が増加するが、第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）の両端間に印加される電圧は、クランプ回路により予め定められた上限値を超えないように制限される。これにより、第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。また、時間差設定手段（６６）を設けることで、第１放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１１）及び第２放電用スイッチング素子（ＭＯＳ１２）の個体差を予め測定しておく必要性を無くすことができる。
［２］
　放電指令が入力された場合に、給電部に電源電圧を発生させる電源回路（６２）を更に含み、
　前記時間差設定手段（６６）は、
　前記給電部に一端が電気的に接続され、前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）のゲートに他端が電気的に接続される第１電線（７１）と、
　前記第１電線（７１）における前記給電部と前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）のゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）のゲートに他端が電気的に接続される第２電線（７２）と、
　前記第２電線（７２）に設けられ、前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第１逆流防止素子（Ｄ１）と、
　前記第２電線（７２）における前記第１逆流防止素子（Ｄ１）と前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）のゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）と前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）との間に他端が電気的に接続される第４電線（７４）と、
　前記第４電線（７４）に設けられる抵抗素子（Ｒ１１）とを含む、［１］に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。
［２］に記載の構成によれば、電源電圧が立ち上がると、まず、第１電線（７１）を介して一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）のゲートが充電され、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）がオンする。これは、第２放電用スイッチング素子ＭＯＳ１２がオンしない限り、第２電線（７２）を介して他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）のゲートを充電する電流の流れが生じないためである。このようにして、「時間差」を設定できる。尚、［２］では、かかる「時間差」は、回路により実現されているが、変形例では、ソフトウェアを用いて実現されてもよい。
［３］
　前記電源回路は、前記平滑コンデンサの電圧に基づいて、前記給電部に前記電源電圧を発生させる、［２］に記載の電動車両用インバータ装置。
［４］
　前記クランプ回路は、
　前記第２電線（７２）における前記第１逆流防止素子（Ｄ１）と前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）の前記ゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）と前記放電抵抗（Ｒ１）との間に他端が電気的に接続される第３電線（７３）と、
　前記第３電線（７３）に設けられ、前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第２逆流防止素子（Ｄ２）と、
　前記第３電線（７３）に設けられ、両端電圧が予め定められた値を超えると一定の電圧降下を発生させる第１定電圧生成素子（ＤＺ２）とを含む、［２］又は［３］に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［４］に記載の構成によれば、放電指令が入力された場合に、電源回路（６２）が給電部に電源電圧を発生させる。これにより、第１電線（７１）を介して一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）のゲートが充電され、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）がオンする。一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）がオンすると、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）の両端電圧が低下し、それに伴い他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）に印加される電圧が増加するが、第１定電圧生成素子（ＤＺ２）により他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）に印加される電圧は、平滑コンデンサ（Ｃ）の両端電圧よりも低く制限される。これにより、他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。尚、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）がオンすると、給電部から第２電線（７２）及び第４電線（７４）を介した電流の流れが発生し、他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）の前記ゲートが充電され始める。このようにして、最終的には一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）及び他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）がオンし、平滑コンデンサ（Ｃ）の放電が進む。
［５］
　前記第１定電圧生成素子（ＤＺ２）は、ツェナーダイオードを含む、［２］に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［５］に記載の構成によれば、ツェナーダイオードを利用して他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。
［６］
　前記第１電線（７１）における前記第２電線（７２）の前記一端と前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）の前記ゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記第４電線（７４）の前記他端と前記他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）との間に他端が電気的に接続される第５電線（７５）と、
　前記第５電線（７５）に設けられ、前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第３逆流防止素子と、
　前記第５電線（７５）に設けられ、両端電圧が予め定められた値を超えると一定の電圧降下を発生させる第２定電圧生成素子（ＤＺ３）とを更に含む、［２］に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［６］に記載の構成によれば、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。
［７］
　前記第２定電圧生成素子（ＤＺ３）は、ツェナーダイオードを含む、［４］に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［５］に記載の構成によれば、ツェナーダイオードを利用して一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。
［８］
　前記放電指令が入力された時からの経過時間が所定時間を超えた場合に、前記第１電線（７１）における前記給電部と前記一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）の前記ゲートとの間をグランドに電気的に接続する異常検出回路を更に含む、［２］～［５］のうちのいずれか１項に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［８］に記載の構成によれば、放電指令が入力された時からの経過時間が所定時間を超えた場合に、一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）をオフすることで、放電を停止できる。このような放電の停止は、他方のスイッチング素子（ＭＯＳ１１、ＭＯＳ１２）のオン状態で一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）がオフすることで開始される。この際、上記の［４］又は［５］に記載の構成を備えている場合は、このような放電の停止時に一方のスイッチング素子（ＭＯＳ１２、ＭＯＳ１１）に耐圧以上の電圧が印加される可能性を低減できる。
［９］
　前記電源回路（６２）は、
　前記平滑コンデンサ（Ｃ）の正極側とグランドの間に、前記平滑コンデンサ（Ｃ）に並列に設けられ、直列に電気的に接続される高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子と、
　前記高電位側スイッチング素子のゲートに、前記平滑コンデンサ（Ｃ）の正極側の電圧と前記低電位側スイッチング素子に印加される電圧との差分を分圧して印加する分圧回路とを含む、［２］～［６］のうちのいずれか１項に記載の電動車両用インバータ装置（１２，１２Ｂ）。

　［９］に記載の構成によれば、単一のスイッチング素子を用いる場合に比べて、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の個々の耐圧を高めることなく、平滑コンデンサ（Ｃ）の両端電圧の高電圧化に対応できる。

　なお、本国際出願は、２０１５年９月１８日に出願した日本国特許出願２０１５－１８５６８９号に基づく優先権を主張するものであり、その全内容は本国際出願にここでの参照により援用されるものとする。

　１　電動車両用モータ駆動システム
　１２，１２Ｂ　電動車両用インバータ装置
　２０　放電回路　
　３０　インバータ　
　４０　走行用モータ　
　６２　電源回路　
　６６　放電制御回路（時間差設定手段）　
　７１　第１電線
　７２　第２電線
　７３　第３電線
　７４　第４電線
　７５　第５電線

Claims

　車両の駆動力を発生させるモータの駆動回路に設けられる電動車両用インバータ装置であって、
　平滑コンデンサと、
　前記平滑コンデンサの正極側に一端が電気的に接続される放電抵抗と、
　ゲートを備え、前記放電抵抗に直列に電気的に接続される態様で、前記放電抵抗の他端に電気的に接続される第１放電用スイッチング素子と、
　ゲートを備え、前記放電抵抗及び前記第１放電用スイッチング素子とグランドとの間に電気的に接続される第２放電用スイッチング素子と、
　前記第１放電用スイッチング素子及び前記第２放電用スイッチング素子のうちの一方の前記ゲートに、該ゲートをオンさせる信号を直接印加する制御回路と、
　前記第１放電用スイッチング素子及び前記第２放電用スイッチング素子のうちの前記一方のスイッチング素子がオンした後に、他方のスイッチング素子がオンし始める時間差を設定する時間差設定手段と、
　前記他方のスイッチング素子に対して設けられ、該スイッチング素子の両端間の電圧が予め定められた上限値を超えないように制限するクランプ回路とを含む、電動車両用インバータ装置。
　放電指令が入力された場合に、給電部に電源電圧を発生させる電源回路を更に含み、
　前記時間差設定手段は、
　前記給電部に一端が電気的に接続され、前記一方のスイッチング素子のゲートに他端が電気的に接続される第１電線と、
　前記第１電線における前記給電部と前記一方のスイッチング素子のゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子のゲートに他端が電気的に接続される第２電線と、
　前記第２電線に設けられ、前記他方のスイッチング素子の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第１逆流防止素子と、
　前記第２電線における前記第１逆流防止素子と前記他方のスイッチング素子のゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子と前記一方のスイッチング素子との間に他端が電気的に接続される第４電線と、
　前記第４電線に設けられる抵抗素子とを含む、請求項１に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記電源回路は、前記平滑コンデンサの電圧に基づいて、前記給電部に前記電源電圧を発生させる、請求項２に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記クランプ回路は、
　前記第２電線における前記第１逆流防止素子と前記他方のスイッチング素子の前記ゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記他方のスイッチング素子と前記放電抵抗との間に他端が電気的に接続される第３電線と、
　前記第３電線に設けられ、前記他方のスイッチング素子の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第２逆流防止素子と、
　前記第３電線に設けられ、両端電圧が予め定められた値を超えると一定の電圧降下を発生させる第１定電圧生成素子とを含む、請求項２又は３に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記第１定電圧生成素子は、ツェナーダイオードを含む、請求項４に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記第１電線における前記第２電線の前記一端と前記一方のスイッチング素子の前記ゲートとの間に一端が電気的に接続され、前記第４電線の前記他端と前記一方のスイッチング素子との間に他端が電気的に接続される第５電線と、
　前記第５電線に設けられ、前記一方のスイッチング素子の前記ゲートに向かう方向とは逆方向の電流の流れを阻止する第３逆流防止素子と、
　前記第５電線に設けられ、両端電圧が予め定められた値を超えると一定の電圧降下を発生させる第２定電圧生成素子とを更に含む、請求項４に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記第２定電圧生成素子は、ツェナーダイオードを含む、請求項６に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記放電指令が入力された時からの経過時間が所定時間を超えた場合に、前記第１電線における前記給電部と前記一方のスイッチング素子の前記ゲートとの間をグランドに電気的に接続する異常検出回路を更に含む、請求項４～７のうちのいずれか１項に記載の電動車両用インバータ装置。
　前記電源回路は、
　前記平滑コンデンサの正極側とグランドの間に、前記平滑コンデンサに並列に設けられ、直列接続された高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子と、
　前記高電位側スイッチング素子のゲートに、前記平滑コンデンサの正極側の電圧と前記低電位側スイッチング素子に印加される電圧との差分を分圧して印加する分圧回路とを含む、請求項２～８のうちのいずれか１項に記載の電動車両用インバータ装置。