WO2017033908A1 - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents

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WO2017033908A1
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conversion circuit
control
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不二雄 黒川
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国立大学法人 長崎大学
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a power conversion circuit of a power conversion circuit that shifts to an operation in a current limit mode when a current flowing through a predetermined part during the operation in a normal mode exceeds a limit value.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a conventional control device for a power conversion circuit.
  • the power conversion circuit 9 includes a switch 92 (a transistor in FIG. 1) on the power source 91 side, a reactor 93 connected in series to the switch 92, a connection point between the switch 92 and the reactor 93, and a ground G.
  • a flywheel diode 94 connected in series, a current detection resistor 95 connected in series to the reactor 93, and a capacitor 96 connected to the output terminal of the reactor 94 and the ground G.
  • a load RO is connected to the output terminal of the power conversion circuit 9.
  • Control device 8 a comparator circuit 81, a control mode determination unit 82, and a control signal generation unit 83, comparator circuit 81 obtains the voltage e s generated by the current detecting resistor 95, this Compare with preset voltage V set .
  • the control mode determination unit 82 selects the constant voltage mode when e s ⁇ V set , and selects the current limit mode when e s ⁇ V set .
  • the control signal generation unit 83 sends a drive signal N DRV to the drive circuit DRV, and the drive circuit DRV outputs an on / off signal S Ton to the switch 92.
  • An object of the present invention is to suppress vibration generated in the output current and output voltage when the current flowing through a predetermined part of the power conversion circuit exceeds the limit value and the control shifts from the normal mode to the current limit mode, and It is an object of the present invention to provide a control device for a power conversion circuit in which an output voltage quickly converges to a predetermined value.
  • the control device of the power conversion circuit has the following characteristics. (1) When the current flowing through the predetermined part during operation in the normal mode exceeds the limit value, the control device for the power conversion circuit shifts to the operation in the current limit mode, An overcurrent detector that detects that the current flowing through the predetermined portion exceeds a limit value; A first control unit for generating a control signal in the normal mode; A second control unit for generating a control signal in the current limiting mode; When the overcurrent detection unit does not detect that the current flowing through the predetermined part exceeds the limit value, the control signal generated by the first control unit is selected, and the current flowing through the predetermined part is limited.
  • a control signal selection unit that selects a control signal generated by the second control unit;
  • the first control unit generates a control signal in the normal mode based on a time-dependent dynamic characteristic calculation formula including at least an output voltage of the power conversion circuit
  • the second control unit detects or estimates an impedance of a load connected to the power conversion circuit, and includes the current limit mode based on a time-dependent static characteristic calculation formula including the impedance value and an output current preset value.
  • the “normal mode” is, in other words, a control mode in a steady state or a stable state.
  • the “current limiting mode” is a control mode in which when a current of a predetermined value or more flows through a predetermined part, the current is converged to an output current preset value.
  • the control signal relates to the time length of the on-time, off-time, or on-off time of the power conversion switch that constitutes the power conversion circuit.
  • “Depends on time” is a so-called dynamic characteristic or transient characteristic, and includes at least one time “ ⁇ t”, “d / dt”, “ ⁇ dt”, etc. in a control arithmetic expression (control function). That is.
  • independent of time is a so-called static characteristic or steady-state characteristic, and the time “ ⁇ t”, “d / dt”, “ ⁇ dt”, etc. is added to the control arithmetic expression (control function). It is not included.
  • the predetermined part is an output terminal of the power conversion circuit, an element constituting the power conversion circuit, Control device for power conversion circuit.
  • the elements constituting the power conversion circuit are power conversion switches (transistors, thyristors, etc.) or reactors, capacitors, resistors, transformers, and diodes.
  • the second control unit includes a load impedance detection unit;
  • the load impedance detector is Detecting the impedance of the load based on the output voltage and output current of the power conversion circuit, or Detecting an impedance of the load based on an output voltage of the power conversion circuit and a current that can be regarded as the same as the output current; Control device for power conversion circuit.
  • the second control unit includes a load impedance detection unit;
  • the load impedance detection unit detects the load impedance based on an output voltage value and a switch current value of the power conversion circuit. Control device for power conversion circuit.
  • the impedance value of the load is an absolute value of the impedance; Control device for power conversion circuit.
  • the load impedance is a resistance
  • the value of the load impedance is a resistance value
  • the load impedance is capacitive or inductive
  • the value of the load impedance can be an absolute value of the impedance.
  • the first control unit is based on at least an output voltage of the power conversion circuit
  • the second control unit further uses the input voltage of the power conversion circuit as a parameter. Control device for power conversion circuit.
  • the control signal is an on-time, an off-time, a switching period, or a time control amount according to a combination thereof. Control device for power conversion circuit.
  • Control by the second control unit is performed by the following arithmetic expression: Control device for power conversion circuit.
  • e o [n] Digital value of output voltage i o [n]: Digital value of output current i o_set : Preset value of output current E i [n]: Digital value of input voltage N oc : On after overcurrent detection
  • Time digital value T s Switching period N Ts : Digital value corresponding to the switching period
  • a eo Amplification factor of preamplifier of output voltage detector
  • a io Amplification factor of preamplifier of output current detector
  • a Ei Amplification factor G eo of the preamplifier of the input voltage detection unit: AD gain G io of the output voltage AD gain G Ei of the output current r: AD gain of the input voltage r: Loss of the converter
  • R s io Detection resistance L: react
  • Control by the second control unit is performed by the following arithmetic expression: Control device for power conversion circuit.
  • e o [n] Digital value of output voltage i o [n]: Digital value of output current i o_set : Preset value of output current E i [n]: Digital value of input voltage N oc : On after overcurrent detection Digital value of time N p : Number of turns of transformer primary winding N s : Number of turns of transformer secondary winding T s : Switching period N Ts : Digital value corresponding to switching period A eo : Prefix of output voltage detector Amplifier amplification factor A io : Output current detector preamplifier amplification factor A Ei : Input voltage detector preamplifier gain G eo : Output voltage AD gain G io ⁇ Output current A- D gain G Ei : AD gain of input voltage
  • the first control unit has a first time amount T1 based on PID control, PD control, or PI control until the integration value reaches a predetermined value (threshold value) after the integration of the current by the integration circuit is started.
  • T1 a predetermined value
  • the overcurrent detection unit determines that the current flowing through the power conversion switch exceeds a limit value when the second amount of time falls below a predetermined value. Control device for power conversion circuit.
  • the vibration generated in the output current and the output voltage is suppressed, and the output current and The output voltage can be quickly converged to a predetermined value.
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing an output voltage and an output current when current control is performed by the control device of FIG.
  • FIG. 3 is a functional block diagram illustrating the control device and the power conversion circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a flowchart showing processing of the control device of FIG.
  • FIG. 5 is an operation explanatory diagram when the control mode shifts from the constant voltage mode to the current limit mode in the control device shown in FIG. 3.
  • FIG. 5A shows a case where the output current preset value io_set exhibits a constant current characteristic.
  • FIG. 5B shows a case where the output current preset value io_set exhibits a drooping characteristic.
  • FIG. 5A shows a case where the output current preset value io_set exhibits a constant current characteristic.
  • FIG. 5B shows a case where the output current preset value io_set exhibits a drooping characteristic.
  • FIG. 5C shows a case where the output current preset value io_set exhibits a fallback characteristic.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an output voltage and an output current of the power conversion circuit, and a drive signal and a control amount generated by the control circuit when current limiting is performed by the control device illustrated in FIG.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing a control device and a power conversion circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a functional block diagram showing a control device and a power conversion circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a flowchart showing processing of the control device shown in FIG.
  • FIG. 10 is a waveform diagram when the control mode shifts from the normal mode to the current limit mode in the control device shown in FIG. FIG.
  • FIG. 10A is a waveform diagram in the constant voltage mode (normal mode in the present invention).
  • FIG. 10 (B) is a waveform diagram when the current limit mode is entered.
  • FIG. 11 is an explanatory view showing a fourth embodiment of the control apparatus of the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing a first embodiment of the control device of the present invention.
  • the power conversion circuit 4 includes a power supply 41 (voltage E i ), a power conversion switch 42 (“Tr”), a reactor (“L”) 43, and a flywheel diode (“D F ”) 44. And a current detection resistor (“R s ”) 45 and a capacitor 46.
  • the power conversion circuit 4 is a step-down DC / DC converter.
  • the power supply 41 (voltage E i ) is a DC power supply, and a power conversion switch 42 (“Tr”) is connected to the power supply 41 in series.
  • a reactor (“L”) 43 is connected in series to the power conversion switch 42, and a flywheel diode (“D F ”) 44 is connected to the connection point between the power conversion switch 42 and the reactor 43 and the ground G.
  • the current detection resistor (“R s ”) 45 is connected to the reactor 43 in series.
  • the capacitor 46 is connected to the output G of the reactor 43 and the ground G.
  • a load resistance (corresponding to a load impedance in the present invention) Ro is connected to the output terminal of the power conversion circuit 4.
  • the control device 1 performs switching control (on-time control, off-time control, or on-time / off-time control) of the power conversion switch 42 of the power conversion circuit 4.
  • the control device 1 includes an overcurrent detection unit 11, a first control unit 12, a second control unit 13, and a control mode selection unit 14.
  • An output voltage detection unit 21, an output current detection unit 22, and an input voltage detection unit 23 are provided in the previous stage of the control device 1.
  • Output voltage detection unit 21 the front consists preamplifier 211 and A-D converter 212, detects the output voltage e o of the power conversion circuit 4.
  • Output current detection unit 22 the front consists preamplifier 221 and A-D converter 222, detects the output current i o of the power conversion circuit 4 as a corresponding voltage e s.
  • the input voltage detection unit 23 includes a preamplifier 231 and an AD converter 232 and detects an input voltage E i of the power conversion circuit 4.
  • the overcurrent detection unit 11 detects whether or not the current flowing through the output terminal of the power conversion circuit 4 (that is, the output current i o ) has exceeded a limit value.
  • the first control unit 12 performs control in a normal mode (constant voltage mode in the present embodiment) based on a function that depends on the passage of time. That is, the first control unit 12 generates a control signal in the normal mode.
  • the second control unit 13 includes a load impedance detection unit 131 and a control amount calculation unit 132, and performs control in the current limit mode. That is, the second control unit 13 generates a control signal in the current limiting mode.
  • the “normal mode” is, in other words, a control mode in a steady state or a stable state.
  • the “current limiting mode” is a control mode in which when a current of a predetermined value or more flows through a predetermined portion, the current is converged to an output current preset value.
  • the control signals generated by the first control unit 12 and the second control unit 13 relate to the time length of the on-time, off-time, or on-off time of the power conversion switch that constitutes the power conversion circuit.
  • the control signal may be a time control amount related to an on time, an off time, a switching cycle, or a combination thereof. Further, “depending on time (elapsed)” is called a so-called dynamic characteristic or transient characteristic, and time “ ⁇ t”, “d / dt”, “ ⁇ dt” is added to the control arithmetic expression (control function).
  • independent of time is a so-called static characteristic or steady-state characteristic, and the time “ ⁇ t”, “d / dt”, “ ⁇ dt”, etc. is added to the control arithmetic expression (control function). It is not included.
  • Load impedance detector 131 based on the detection result of the output voltage detection unit 21 (output voltage e o of the power conversion circuit 4), the detection result of the output current detecting unit 22 (the output current i o of the power conversion circuit 4)
  • the load impedance Ro of the power conversion circuit 4 is detected.
  • the load impedance R o of the load impedance detector 131 is detected, the absolute value of the complex impedance. In this embodiment, since the load is resistive, the load impedance is represented by Ro .
  • the control amount calculation unit 132 performs constant current control based on a function that does not depend on the passage of time, using the value of the load impedance R o and the output current preset value i o_set of the power conversion circuit 4 as parameters.
  • the control mode selection unit 14 determines whether or not the current flowing through the predetermined part (the current detection resistor 45 in FIG. 3) of the power conversion circuit 4 exceeds the limit value i oc by the overcurrent detection unit 11. Alternatively, a signal from the second control unit 13 is selected.
  • control mode selection unit 14 selects the control signal generated by the first control unit 12 when the overcurrent detection unit 11 has not detected that the current flowing through the predetermined portion has exceeded the limit value, When the overcurrent detection unit 11 detects that the current flowing through the part exceeds the limit value, it functions as a control signal selection unit that selects a control signal generated by the second control unit 13.
  • the second control unit 13 operates when the overcurrent detection unit 11 detects that the current flowing through the predetermined portion (current detection resistor 45 in FIG. 3) exceeds the limit value i oc .
  • the drive circuit 3 receives the drive signal (N Drive ) from the control mode selection unit 14 and sends a signal to the power conversion switch 42 of the power conversion circuit 4.
  • FIG. 4 is a flowchart showing processing of the control device 1 of FIG.
  • the process of FIG. 4 may be performed, for example, every io sampling cycle, may be performed a plurality of times in one switching cycle, or may be performed once in a plurality of switching cycles.
  • FIGS. 5A, 5 ⁇ / b> B, and 5 ⁇ / b> C are operation explanatory diagrams when the control mode shifts from the constant voltage mode to the current limit mode in the control device 1 of FIG. 3.
  • the operation of the control device 1 shown in FIG. 3 will be described with reference to FIGS. It is assumed that the control device 1 is operating in the constant voltage mode with the output voltage setting value as eo_1 .
  • FIG. 5A, 5 ⁇ / b> B, and 5 ⁇ / b> C are operation explanatory diagrams when the control mode shifts from the constant voltage mode to the current limit mode in the control device 1 of FIG. 3.
  • the operation of the control device 1 shown in FIG. 3 will be described with
  • the load resistance is R o , and based on a dynamic characteristic calculation formula in which the deviation between the output voltage eo and the first output voltage set value e o — 1 is zero. Be controlled.
  • the control mode selection unit 14 selects a signal from the first control unit 12.
  • the first control unit 12 detects the output voltage e o, determine the control amount T On_PID corresponding to the output voltage preset value e O_1, the driving circuit is sent to the drive circuit as a controlled variable N PID can be processed (S110) .
  • the first control unit 12 includes at least the output voltage e o of the power conversion circuit 4 generates a control signal N PID in the normal mode based on the dynamic characteristic arithmetic expression that depend on time.
  • Output current detector 22 detects the output current i o of the power conversion circuit 4 (S120).
  • the overcurrent detection unit 11 receives the detection value of the output current i o from the output current detection unit 22, and whether or not the output current i o exceeds the limit value i o_oc_A (i o ⁇ i o_oc_A or i o ⁇ i o_oc_A ) Is determined (S130).
  • the process returns to S120, and the output current i o is detected.
  • the control mode selection unit 14 selects the signal from the second control unit 13. Then, the control shifts from the constant voltage mode to the current limit mode.
  • the output voltage detection unit 21 detects the output voltage e o (S140), the load impedance detector 131 calculates the load resistor Ro (R o_oc in FIG 5) (S150).
  • the control amount calculation unit 132 sets the output current preset value io_set (S160).
  • the output current preset value io_set can exhibit characteristics as shown in FIGS. 5 (A), (B), and (C).
  • FIG. 5A shows a case where the output current preset value i o_set exhibits a constant current characteristic
  • FIG. 5B shows a case where the output current preset value i o_set exhibits a drooping characteristic
  • FIG. The case where the output current preset value i o_set shows the foldback characteristic (“F” characteristic) is shown.
  • control amount T on_oc in the current limiting mode Ask for.
  • Control amount T On_oc when the load resistance is R O_oc, a control amount of the output voltage e o is the voltage e O_2 corresponding to the output current preset value i O_set, as a drive circuit can process controlled variable N oc To the drive circuit 3 (Sl70).
  • S180 it is determined whether the control has returned to the constant voltage mode (S180). This determination can be made by the CPU of the control device 12 or the like.
  • the process returns to S110.
  • the constant voltage mode when returning to the current control mode is maintained) (“NO” in S180)
  • the process returns to S140.
  • the control shifts to the current limit mode II.
  • the output current i o is controlled based on a static characteristic calculation formula that becomes the output current preset value i o_set .
  • the output current preset value is i o_set , and the output voltage corresponding to i o_set is e o_2 .
  • the output current preset value is set to be larger than the limit value i o_oc, but may be set to the same value i o_oc_A as the limit value i o_oc .
  • the output current preset value can be set to a value io_set_d that is smaller than the limit value io_oc_A (the output electric voltage at this time is indicated by eo_2_d ).
  • An appropriate method is employed for maintaining the current limit mode II and returning from the current limit mode II to the constant voltage mode I. For example, when the control amount N PID in the first control unit 12 is larger than the control amount N oc in the second control unit 13 (N PID > N oc ), the current control mode II is maintained, but in the first control unit 12 When the control amount N PID becomes equal to or less than the control amount N oc in the second control unit 13 (N PID ⁇ N oc ), the control mode selection unit 14 returns from the current limiting mode II to the constant voltage mode I. You can
  • N oc Digital value of on-time after overcurrent detection T s : Switching period N Ts : Digital value corresponding to switching period R o : Load resistance e o [n]: Digital value of output voltage i o [n]: Digital value of output current E i [n]: Digital value of input voltage A eo : Amplification factor of preamplifier of output voltage detector A io : Amplification factor of preamplifier of output current detector A Ei : Input voltage detection amplification factor G eo parts preamplifier: a-D gain G io of the output voltage: a-D gain G Ei of the output current: a-D gain r of the input voltage: converter loss R s: i o detection of resistance L: reactance
  • the second control unit 13 estimated by calculating the impedance of the load Ro connected to the power conversion circuit 4 (the load resistance R o_oc), the value of the im
  • FIG. 6 shows the output voltage e o , output current i o , drive signal N Drive , and control amount T on of the power conversion circuit 4.
  • N PID number of control quantities
  • T on_PID time controlled variable
  • the output current i o of the power conversion circuit 4 exceeds the limit value i O_oc
  • the control shifts to the current limit mode the output current i o and the output voltage e o do not vibrate, and the output current i o quickly changes to the output current preset value i o_set and the output voltage e o It converges to a predetermined voltage eo_2 .
  • the control device for a power conversion circuit in which the overshoot hardly occurs and the output current quickly converges to a preset value, and thus an excessive current due to load fluctuations constitutes the power conversion circuit. It is possible to prevent a situation in which the constituent member is destroyed by flowing through a switching element such as a transistor, a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, and a diode.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing a second embodiment of the control device of the present invention.
  • the power conversion circuit 5 includes a power source 51 (voltage E i ), a power conversion switch 52 (“Tr”), a transformer 53, a first diode 54, and second and third diodes 551. 552, a reactor 56, a capacitor 57, and a current detection resistor (“R s ”) 58.
  • the power conversion circuit 4 is an insulated forward DC / DC converter.
  • One end of the power conversion switch 52 and the anode terminal of the first diode 54 are connected to the negative terminal of the power source 51 (voltage E i ).
  • the other end of the power conversion switch 52 (“Tr”) is connected to one end of the primary winding of the transformer 53, and the anode terminal of the first diode 54 is connected to the other end of the primary winding of the transformer 53. Yes.
  • the transformer 53 is provided with an intermediate tap, and the positive terminal of the power source 51 is connected to the intermediate tap.
  • a second diode 551 is connected to one end of the secondary winding of the transformer 53.
  • the second diode 551 is arranged so that the anode faces one end of the transformer 53.
  • a third diode 552 is connected to the other end (ground) of the secondary winding of the transformer 53 and the cathode of the second diode 551.
  • the cathode of the third diode 552 is arranged so as to face the cathode of the second diode 551.
  • a connection point between the second diode 551 and the third diode 552 is connected to the reactor (L) 56, and a capacitor (C) 57 is connected to the output side terminal of the reactor 56 and the ground.
  • a current detection resistor (R s ) 58 is connected between the connection point of the reactor 56 and the capacitor 57 and the output terminal of the power conversion circuit.
  • the vibration generated in the output current and the output voltage can be suppressed and the output current and the output voltage can be quickly converged to a predetermined value.
  • a control device for a power conversion circuit in which the overshoot hardly occurs and the output current quickly converges to a preset value, and thus an excessive current due to load fluctuations constitutes the power conversion circuit. It is possible to prevent a situation in which the constituent member is destroyed by flowing through a switching element such as a transistor, a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, and a diode.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing a third embodiment of the control device of the present invention.
  • the power conversion circuit 4 is substantially the same as the power conversion circuit 4 shown in FIG. However, in the power conversion circuit 4 illustrated in FIG. 3, the output current is detected by the current detection resistor (“R s ”) 45, but in the power conversion circuit 4 in FIG. 8, the current detection resistor (“R Tr ”) 47 detects the switch current iTr .
  • an output voltage detection unit 21, a switch current detection unit 24, and an input voltage detection unit 23 are provided in the previous stage of the control device 1.
  • the switch current detection unit 24 includes a preamplifier 241, an AD converter 242, and an integration circuit 243.
  • the switch current detection unit 24 detects the current flowing through the switch 47 (switch current i Tr ) as an equivalent voltage e Tr by the preamplifier 241 and the AD converter 242.
  • the integration circuit 243 starts integration in response to the integration start timing signal IST from the first control unit 12 and outputs an integration end signal when the integration value V rc reaches the threshold value V th .
  • the overcurrent detection unit 11 receives an integral value of the switch current iTr and detects an overcurrent.
  • FIG. 9 is a flowchart showing processing of the control device 1 shown in FIG.
  • the process of FIG. 9 may be performed, for example, every iTr sampling cycle, may be performed a plurality of times in one switching cycle, or may be performed once in a plurality of switching cycles.
  • FIG. 10 is a waveform diagram when the control mode shifts from the normal mode to the current limit mode in the control device 1 shown in FIG. 8, and
  • FIG. 10A is a waveform diagram in the constant voltage mode (normal mode).
  • FIG. 10B is a waveform diagram when the current limit mode is entered.
  • the operation of the control device 1 in FIG. 8 will be described with reference to FIGS. 9 and 10. It is assumed that the control device 1 is operating in the constant voltage mode.
  • the control mode selection unit 14 selects a signal from the first control unit 12.
  • the first control unit 12 detects the output voltage Zhuang e o, determine the control amount T On_PID corresponding to the output voltage preset value e O_1, and sends to the drive circuit (S210).
  • the first control unit 12 calculates a first time amount T1 based on PID control, starts integration by the integration circuit 243 at a predetermined timing, and measures an integration value (voltage) V rc .
  • the first time amount T1 is a value obtained by adding an appropriate delay time to the PID control amount generated by the first control unit 12.
  • the first control unit 12 may obtain the first amount of time T1 based on PD control or PI control. The time until the integrated value V rc reaches the threshold value V th after the integration of the current by the integrating circuit 243 is added to the first time amount T1 as the second time amount T cs , thereby performing the first control.
  • the unit 12 calculates the on-time of the power conversion switch (shown as “sw” in FIGS. 10A and 10B).
  • the overcurrent detection unit 11 monitors the second amount of time Tcs (S220). When the second amount of time T cs is longer than the set time T csr (T cs > T csr ), the process returns to S220 (“NO” in S230). As shown in FIG.
  • Output voltage detection unit 21 detects the output voltage e o
  • the switch current detection unit 24 detects the switch current i Tr (S240).
  • the load impedance detection unit 131 calculates the load resistance Ro_oc (S250).
  • the load resistance is R o_oc ⁇ e o / i Tr Can be obtained as That is, the load impedance detector 131 detects the output voltage e o of the power conversion circuit 4, the impedance of the load based on the current i Tr that can be regarded as equal to the output current.
  • the control amount calculation unit 132 sets the output current preset value io_set (S260).
  • the second control unit 23 controls the control amount T on_oc (on / off signal S Ton in the current limit mode). Of the digital value).
  • Control amount T On_oc the load resistance when the R O_oc, a control amount of the output voltage e o is the voltage e O_2 corresponding to the output current preset value i O_set, are sent to the drive circuit 3 (S270).
  • S280 it is determined whether the control has returned to the constant voltage mode (S280). This determination can be made by the CPU of the control device 12 or the like.
  • an appropriate method is employed for maintaining the current limit mode II and returning from the current limit mode II to the constant voltage mode I. For example, when the control amount N PID in the first control unit 12 is larger than the control amount NOC in the second control unit 13 (N PID > N oc ), the current control mode II is maintained, but the control in the first control unit 12 is performed. When the amount N PID becomes equal to or less than the control amount N oc in the second control unit 13 (N PID ⁇ N oc ), the current limit mode II can return to the constant voltage mode I.
  • the control device for a power conversion circuit in which the overshoot hardly occurs and the output current quickly converges to a preset value, and thus an excessive current due to load fluctuations constitutes the power conversion circuit. It is possible to prevent a situation in which the constituent member is destroyed by flowing through a switching element such as a transistor, a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, and a diode.
  • FIG. 11 is an explanatory view showing a fourth embodiment of the control apparatus of the present invention.
  • the power conversion circuit 5 in FIG. 11 is the same as the power conversion circuit 5 shown in FIG.
  • the operation of the control device 1 of the fourth embodiment is substantially the same as the operation of the control device 1 of the third embodiment.
  • the static characteristic calculation formula used for the control in the fourth embodiment is described below.
  • the control device for a power conversion circuit in which the overshoot hardly occurs and the output current quickly converges to a preset value, and thus an excessive current due to load fluctuations constitutes the power conversion circuit. It is possible to prevent a situation in which the constituent member is destroyed by flowing through a switching element such as a transistor, a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, and a diode.
  • a switching element such as a transistor, a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, and a diode.
  • the predetermined position through which the current for detecting whether or not the overcurrent detection unit exceeds the limit value is the output terminal of the power conversion circuit 4 or the switch 42 constituting the power conversion circuit 4.
  • Other positions such as a reactor, a capacitor, a resistor, a transformer, or a diode constituting the circuit may be used.

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Abstract

【課題】制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に振動が生じずかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束する電力変換回路の制御装置を提供する。 【解決手段】制御装置１は、出力電流ｉｏが制限値を超えたことを検出する過電流検出部１１、通常モードでの制御信号を生成する第１制御部１２、電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部１３、第１制御部１２が生成する制御信号と第２制御部１３が生成する制御信号を選択する制御信号選択部を備えている。第１制御部は、電力変換回路４の出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき通常モードでの制御信号を生成し、第２制御部は、負荷抵抗を検出し、抵抗の値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき電流制限モードでの制御信号を生成する。

Description

電力変換回路の制御装置
　本発明は、通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の電力変換回路の制御装置に関する。
　従来、電力変換回路の構成部材を保護するために、スイッチ電流を積分器により監視する制御技術が知られている。
　特許文献１に記載の制御技術では、通常は定電圧モードで電力変換回路を制御するが、スイッチ電流の積分値が所定時間内に所定の値に達したときに保護回路を動作させる。
　特許文献２に記載の制御技術では、電力変換回路の構成部材を保護するために、定電流制御を行うことで、当該構成部材の保護を行う技術が開示されている。
特願平４－２７９００６号公報 特願平７－７２２９２号公報
　上記の従来技術は、何れもアナログ制御装置に適用されるものであるが、デジタル制御装置においても、構成部材を保護するために、スイッチ電流を監視し、過電流を検出したときに制限制御を行うことが想起される。
　図１は電力変換回路の従来の制御装置を示す図である。
　図１において、電力変換回路９は、電源９１側のスイッチ（図１では、トランジスタ）９２と、スイッチ９２に直列接続されたリアクトル９３と、スイッチ９２とリアクトル９３との接続点とグランドＧとの聞に接続されたフライホイールダイオード９４と、リアクトル９３に直列に接続された電流検出用抵抗９５と、リアクトル９４の出力端子とグランドＧとの聞に接続されたキャパシタ９６とからなる。電力変換回路９の出力端子には負荷ＲＯが接続されている。
　制御装置８は、比較回路８１と、制御モード決定部８２と、制御信号生成部８３とを備えており、比較回路８１は電流検出用抵抗９５により生成された電圧ｅｓを取得し、これをプリセット電圧Ｖｓｅｔと比較する。
　制御モード決定部８２は、ｅｓ＜Ｖｓｅｔのときは定電圧モードを選択し、ｅｓ≧Ｖｓｅｔのときは、電流制限モードを選択する。制御信号生成部８３は、ドライブ回路ＤＲＶに駆動信号ＮＤＲＶを送出し、ドライブ回路ＤＲＶはスイッチ９２にオン・オフ信号ＳＴｏｎを出力する。
　図２に示すように、制御モードが定電圧モードから電流制限モードに移行した場合にフィードバックゲインが大きいとｅｏやｉＬに振動が生じ、フィードパックゲインが小さいとｅｏやｉＬが収束するまでの時聞が長くなる。
　したがって、図１に示した制御装置では、安定性が高い設計を行うことが困難となる。
　本発明の目的は、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束する電力変換回路の制御装置を提供することである。
　本発明に係る電力変換回路の制御装置は以下のような特徴を有する。
（１）
　通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の制御装置であって、
　前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを検出する過電流検出部と、
　前記通常モードでの制御信号を生成する第１制御部と、
　前記電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部と、
　前記所定部位を流れる電流が前記制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出していないときは、前記第１制御部が生成する制御信号を選択し、前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出したときは、前記第２制御部が生成する制御信号を選択する制御信号選択部と、
を備え、
　前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき前記通常モードでの制御信号を生成し、
　前記第２制御部は、前記電力変換回路に接続された負荷のインピーダンスを検出または推定し、前記インピーダンスの値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき前記電流制限モードでの制御信号を生成する、
電力変換回路の制御装置。
　ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。
　また、「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。
　制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。
 
　「時間に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。
（２）
　（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記所定部位が、前記電力変換回路の出力端子、前記電力変換回路を構成する素子である、
電力変換回路の制御装置。
　電力変換回路を構成する素子は、具体的には、電力変換用スイッチ（トランジスタ・サイリスタ等）またはリアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードである。
（３）
　（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
　前記負荷インピーダンス検出部は、
　前記電力変換回路の出力電圧と出力電流とに基づき前記負荷のインピーダンスを検出し、または、
　前記電力変換回路の出力電圧と、前記出力電流と同一とみなせる電流に基づき前記負荷のインピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。
（４）
　前記所定部位が電力変換用スイッチである（２）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　さらに、前記電力変換回路の出力電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記電力変換回路の電力変換用スイッチの電流値を検出するスイッチ電流検出部を備え、
　前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
　前記負荷インピーダンス検出部は、前記電力変換回路の出力電圧値とスイッチ電流値に基づき前記負荷インピーダンスを検出する、
電力変換回路の制御装置。
（５）
　（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記負荷のインピーダンスの値が当該インピーダンスの絶対値である、
電力変換回路の制御装置。
　負荷インピーダンスが抵抗である場合には負荷インピーダンスの値は抵抗値であるが、負荷インピーダンスが容量性または誘導性である場合には、負荷インピーダンスの値はインピーダンスの絶対値とすることができる。
（６）
　（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧に基づき、
　前記第２制御部は、さらに前記電力変換回路の入力電圧をパラメータとする、
電力変換回路の制御装置。
（７）
　（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記制御信号が、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量である、
電力変換回路の制御装置。
（８）
　前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ－Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
（９）
　前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（６）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ－Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
（１０）
　前記所定部位が電力変換用スイッチである（１）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記電力変換用スイッチを流れる電流を積分する積分回路を備え、
　前記第１制御部はＰＩＤ制御、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づく第１時間量Ｔ１に、前記積分回路による前記電流の積分が開始してから積分値が所定値（しきし値）に達するまでの第２時間量を付加することで電力変換用スイッチのオンタイムを算出し、
　過電流検出部は、前記第２時間量が所定値を下回ったときに、前記電力変換用スイッチを流れる電流が制限値を超えたと判断する、
電力変換回路の制御装置。
（１１）
　前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
（１２）
　前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである（１０）に記載の電力変換回路の制御装置において、
　前記第２制御部による制御が、次の演算式により行われる、
電力変換回路の制御装置。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
　本発明によれば、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。
電力変換回路の従来の制御装置の説明図である。 図２は、図１の制御装置により電流制限を行う場合の出力電圧と出力電流を示す波形図である。 図３は、本発明の第１実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。 図４は、図３の制御装置の処理を示すフローチャートである。 図５は、図３に示した制御装置において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。　図５（Ａ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔが定電流特性を示す場合を示している。　図５（Ｂ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがドルーピング特性を示す場合を示している。　図５（Ｃ）は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがフォールバック特性を示す場合を示している。 図６は、図３に示した制御装置により電流制限を行う場合の、電力変換回路の出力電圧および出力電流、ならびに制御回路が生成するドライブ信号および制御量を示す図である。 図７は、本発明の第２実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。 図８は本発明の第３実施形態の制御装置および電力変換回路を示す機能ブロック図である。 図９は、図８に示した制御装置の処理を示すフローチャートである。 図１０は、図８に示した制御装置において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図である。　図１０（Ａ）は定電圧モード（本発明における通常モード）における波形図である。　図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。 図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。
《第１実施形態》
　図３は本発明の制御装置の第１実施形態を示す説明図である。
　図３において、電力変換回路４は、電源４１（電圧Ｅｉ）と、電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）と、リアクトル（「Ｌ」）４３と、フライホイールダイオード（「ＤＦ」）４４と、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５と、キャパシタ４６とからなる。この電力変換回路４は、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
　電源４１（電圧Ｅｉ）は直流電源であり、電源４１には電力変換用スイッチ４２（「Ｔｒ」）が直列接続されている。電力変換用スイッチ４２にはリアクトル（「Ｌ」）４３が直列接続され、電力変換用スイッチ４２とリアクトル４３との接続点とグランドＧとの聞にフライホイールダイオード（「ＤＦ」）４４が接続されている。電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５は、リアクトル４３に直列に接続されている。たキャパシタ４６は、リアクトル４３の出力側の端子とグランドＧとの聞に接続されている。電力変換回路４の出力端子には負荷抵抗（本発明における負荷インピーダンスに相当する）Ｒｏが接続されている。
　図３において、制御装置１は、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２のスイッチング制御（オンタイム制御、オフタイム制御またはオンタイム・オフタイム制御）を行う。
　制御装置１は、過電流検出部１１と、第１制御部１２と、第２制御部１３と、制御モード選択部１４とを備えている。
　制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、出力電流検出部２２と、入力電圧検出
部２３とが備えられている。
　出力電圧検出部２１は、前置増幅器２１１とＡ－Ｄ変換器２１２とからなり、電力変換回路４の出力電圧ｅｏを検出する。
　出力電流検出部２２は、前置増幅器２２１とＡ－Ｄ変換器２２２とからなり、電力変換回路４の出力電流ｉｏを相当電圧ｅｓとして検出する。
　入力電圧検出部２３は、前置増幅器２３１とＡ－Ｄ変換器２３２とからなり電力変換回路４の入力電圧Ｅｉを検出する。
　過電流検出部１１は、電力変換回路４の出力端子を流れる電流（すなわち出力電流ｉｏ）が制限値を超えたか否かを検出する。
　第１制御部１２は、時間経過に依存する関数に基づく通常モード（本実施形態では定電圧モード）での制御を行う。つまり、第１制御部１２は、通常モードでの制御信号を生成する。
　第２制御部１３は、負荷インピーダンス検出部１３１と、制御量計算部１３２とからなり、電流制限モードでの制御を行う。つまり、第２制御部１３は、電流制限モードでの制御信号を生成する。
　ここで、「通常モード」は、換言すると、定常状態または安定状態における制御モードである。「電流制限モード」は、所定部位に所定値以上の電流が流れたときに、当該電流を出力電流プリセット値に収束させる制御モードである。第１制御部１２および第２制御部１３が生成する制御信号は、電力変換回路を構成する電力変換用スイッチの、オンタイム、オフタイムまたはオン・オフタイムの時間長に係るものである。制御信号は、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量であってもよい。
　また、「時間（経過）に依存する」とは、いわゆる動特性や過渡特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を少なくともひとつ含むことである。逆に、「時間に依存しない」とは、いわゆる静特性あるいは定常特性と言われるもので、制御演算式（制御関数）に時間「×ｔ」、「ｄ／ｄｔ」、「∫ｄｔ」等を含まないことである。
　負荷インピーダンス検出部１３１は、出力電圧検出部２１の検出結果（電力変換回路４の出力電圧ｅｏ）と、出力電流検出部２２の検出結果（電力変換回路４の出力電流ｉｏ）とに基づき、電力変換回路４の負荷インピーダンスＲｏを検出する。なお、負荷インピーダンス検出部１３１が検出する負荷インピーダンスＲｏは、複素インピーダンスの絶対値である。なお、本実施例では、負荷が抵抗性であるので、負荷インピーダンスはＲｏで表されている。
　制御量計算部１３２は、負荷インピーダンスＲｏの値と、電力変換回路４の出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔとをパラメータとし、時間経過に依存しない関数に基づく定電流制御を行う。
　制御モード選択部１４は、過電流検出部１１が電力変換回路４の所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉｏｃを超えたか否かにより、第１制御部１２または第２制御部１３からの信号を選択する。つまり、制御モード選択部１４は、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出していないときは、第１制御部１２が生成する制御信号を選択し、所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを過電流検出部１１が検出したときは、第２制御部１３が生成する制御信号を選択する制御信号選択部として機能している。
　すなわち、第２制御部１３は、過電流検出部１１が所定部位（図３では電流検出用抵抗４５）を流れる電流が制限値ｉｏｃを超えたことを検出したときに動作する。
　ドライブ回路３は制御モード選択部１４からのドライブ信号（ＮＤｒｉｖｅ）を受け取り、電力変換回路４の電力変換用スイッチ４２に信号を送出する。
　図４は、図３の制御装置１の処理を示すフローチャートである。
　図４の処理は、たとえばｉｏのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
　図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図３の制御装置１において、制御モードが定電圧モードから電流制限モードへの移行する場合の動作説明図である。
　図４および図５により、図３の制御装置１の動作を説明する。
　制御装置１が、出力電圧設定値をｅｏ＿１として定電圧モードで動作しているものとする。
　図５に示されるように、定電圧モードＩにおいては、負荷抵抗がＲｏであり、出力電圧ｅｏと第１出力電圧設定値ｅｏ＿１との偏差がゼロとなる動特性演算式に基づいて制御される。
　この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電圧ｅｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅｏ＿１に対応する制御量Ｔｏｎ＿ＰＩＤを求め、ドライブ回路が処理可能な制御量ＮＰＩＤとしてドライブ回路に送出する（Ｓ１１０）。このように、第１制御部１２は、電力変換回路４の少なくとも出力電圧ｅｏを含む、時間に依存する動特性演算式に基づき通常モードでの制御信号ＮＰＩＤを生成する。
　出力電流検出部２２は、電力変換回路４の出力電流ｉｏを検出している（Ｓ１２０）。過電流検出部１１は、出力電流検出部２２から、出力電流ｉｏの検出値を受け取り、出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えたか否か（ｉｏ≧ｉｏ＿ｏｃ＿Ａかｉｏ＜ｉｏ＿ｏｃ＿Ａ）を判定する（Ｓ１３０）。
　出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えないときは（Ｓ１３０の「ＮＯ」）処理はＳ１２０に戻され、出力電流ｉｏの検出が行われる。
　制御装置１は、過電流検出部１１が、出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えたときは（Ｓ１３０の「ＹＥＳ」）、制御モード選択部１４は、第２制御部１３からの信号を選択し、制御は定電圧モードから電流制限モードに移行する。
　電流制限モードにおいては、出力電圧検出部２１が出力電圧ｅｏを検出し（Ｓ１４０）、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒｏ（図５のＲｏ＿ｏｃ）を計算する（Ｓ１５０）。
　なお、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃは、
　Ｒｏ＿ｏｃ＝ｅｏ／ｉｏ
により求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅｏと出力電流ｉｏとに基づき負荷のインピーダンスを検出している。
　制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔを設定する（Ｓ１６０）。
　出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔは、図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示すような特性を示すことができる。
　図５（Ａ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔが定電流特性を示す場合を示し、図５（Ｂ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがドルーピング特性を示す場合を示し、図５（Ｃ）は出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔがフォールドバック特性（「フ」の字特性」）を示す場合を示している。
　そして、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔと、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔｏｎ＿ｏｃ（オン・オフ信号ＳＴｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔｏｎ＿ｏｃは、負荷抵抗がＲｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに対応する電圧ｅｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路が処理可能な制御量Ｎｏｃとして、ドライブ回路３に送られる（Ｓｌ７０）。
　ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ１８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
　定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ１８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ１１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ１８０の「ＮＯ」）、処理をＳ１４０に戻す。
　図５（Ａ）に示されるように、出力電流がｉｏ＿ｏｃ＿Ａを超えると、制御が電流制限モードＩＩに移行する。
　電流制限モードＩＩでは、出力電流ｉｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔとなる静特性演算式に基づいて制御される。
　図５（Ａ）において、出力電流プリセット値はｉｏ＿ｓｅｔであり、ｉｏ＿ｓｅｔでに対応する出力電電圧はｅｏ＿２である。なお、図５（Ａ）では、出力電流プリセット値は、制限値ｉｏ＿ｏｃよりも大きく設定してあるが、制限値ｉｏ＿ｏｃと同じ値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａに設定することもできる。
　また、図５（Ｃ）に示すように出力電流プリセット値を制限値ｉｏ＿ｏｃ＿Ａよりも小さい値ｉｏ＿ｓｅｔ＿ｄに設定することもできる（このときの出力電電圧をｅｏ＿２＿ｄで示す）。
　電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
　たとえば、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃより大きいとき（ＮＰＩＤ＞Ｎｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃ以下になったとき（ＮＰＩＤ＜＝Ｎｏｃ）に、制御モード選択部１４において、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。
　第１実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
Ｇｉｏ：出力電流のＡ－Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
　このように、第２制御部１３は、電力変換回路４に接続された負荷Ｒｏのインピーダンス（負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃ）を計算により推定し、インピーダンスの値と出力電流プリセット値（ｉｏ＿ｓｅｔ）を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき電流制限モードでの制御信号を生成する。
　図６に電力変換回路４の出力電圧ｅｏ、出力電流ｉｏ、ドライブ信号ＮＤｒｉｖｅ、制御量Ｔｏｎを示す。
　図６からわかるように、本発明では、通常モードでの稼動中に（数値制御量：ＮＰＩＤ、時間制御量：Ｔｏｎ＿ＰＩＤ）、電力変換回路４の出力電流ｉｏが制限値ｉｏ＿ｏｃを超えたとする。
　この場合、制御が電流制限モードに移行したときに、出力電流ｉｏや出力電圧ｅｏに振動が生じず、かつ速やかに出力電流ｉｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに、出力電圧ｅｏが所定電圧ｅｏ＿２に収束する。
　このように、本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
《第２実施形態》
　図７は、本発明の制御装置の第２実施形態を示す説明図である。
　図７において、電力変換回路５は、電源５１（電圧Ｅｉ）と、電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）と、トランス５３、第１のダイオード５４と、第２および第３のダイオード５５１，５５２と、リアクトル５６と、キャパシタ５７と、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）５８とからなる。この電力変換回路４は、絶縁型のフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである。
　電源５１（電圧Ｅｉ）のマイナス端子には、電力変換用スイッチ５２の一端と第１のダイオード５４のアノード端子が接続されている。
　電力変換用スイッチ５２（「Ｔｒ」）の他端は、トランス５３の一次巻線の一端に接続され、第１のダイオード５４のアノード端子は、トランス５３の一次巻線の他端に接続されている。トランス５３には中間タップが設けられており、この中間タップには電源５１のプラス端子が接続されている。
　トランス５３の二次巻線の一端には第２のダイオード５５１が接続されている。第２のダイオード５５１は、アノードがトランス５３の一端を向くように配置されている。
　トランス５３の二次巻線の他端（グランド）と、第２のダイオード５５１のカソードとの聞には第３のダイオード５５２が接続されている。第３のダイオード５５２のカソードは、第２のダイオード５５１のカソードを向くように配置されている。
　第２のダイオード５５１と第３のダイオード５５２との接続点は、リアクトル（Ｌ）５６に接続され、リアクトル５６の出力側端子とグランドどの聞にはキャパシタ（Ｃ）５７が接続されている。
　また、リアクトル５６とキャパシタ５７の接続点と電力変換回路の出力端子との間には電流検出用抵抗（Ｒｓ）５８が接続されている。
　第２実施形態の制御装置１の動作は、第１実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
　第２実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ｔｓ：スイッチング周期
ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
Ｇｉｏ・出力電流のＡ－Ｄゲイン
ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
　本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
《第３実施形態》
　図８は、本発明の制御装置の第３実施形態を示す説明図である。
　図８において、電力変換回路４は、図３に示した電力変換回路４と概ね同じである。
　ただし、図３に示した電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「Ｒｓ」）４５により出力電流を検出しているが、図８の電力変換回路４では、電流検出用抵抗（「ＲＴｒ」）４７によりスイッチ電流ｉＴｒを検出している。
　これに対応して、図８の電力変換回路４では、制御装置１の前段には、出力電圧検出部２１と、スイッチ電流検出部２４と、入力電圧検出部２３とが備えられている。
　スイッチ電流検出部２４は、前置増幅器２４１とＡ－Ｄ変換器２４２と積分回路２４３とからなる。
　スイッチ電流検出部２４は、スイッチ４７を流れる電流（スイッチ電流ｉＴｒ）を相当電圧ｅＴｒとして前置増幅器２４１とＡ－Ｄ変換器２４２により検出する。
　積分回路２４３は、第１制御部１２からの積分開始タイミング信号ＩＳＴにより積分を開始し、積分値Ｖｒｃがしきい値Ｖｔｈに達したときに積分終了信号を出力する。過電流検出部１１は、スイッチ電流ｉＴｒの積分値を入力し、過電流を検出している。
　図９は、図８に示した制御装置１の処理を示すフローチャートである。
　図９の処理は、たとえばｉＴｒのサンプリングサイクルごとに行ってもよいし、１回のスイッチング周期に複数回行ってもよいし、複数回のスイッチング周期に１回行ってもよい。
　図１０は、図８に示した制御装置１において、制御モードが通常モードから電流制限モードへの移行する場合の波形図であり、図１０（Ａ）は定電圧モード（通常モード）における波形図であり、図１０（Ｂ）は電流制限モードへの移行したときの波形図である。
　図９および図１０により、図８の制御装置１の動作を説明する。
　制御装置１が、定電圧モードで動作しているものとする。
　この場合、制御モード選択部１４は、第１制御部１２からの信号を選択する。第１制御部１２は、出力電庄ｅｏを検出し、出力電圧プリセット値ｅｏ＿１に対応する制御量Ｔｏｎ＿ＰＩＤを求め、ドライブ回路に送出する（Ｓ２１０）。
　図１０（Ａ）に示すように、第１制御部１２はＰＩＤ制御に基づく第１時間量Ｔ１を計算し、所定タイミングで積分回路２４３による積分を開始し、積分値（電圧）Ｖｒｃを測定する。本実施形態では第１時間量Ｔ１は第１制御部１２が生成したＰＩＤ制御量に適宜のディレイ時間を加算した値である。第１制御部１２は、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づいて第１時間量Ｔ１を求めてもよい。
　積分回路２４３による前記電流の積分が開始してから積分値Ｖｒｃがしきい値Ｖｔｈに達するまでの時間を第２時間量Ｔｃｓとして第１時間量Ｔ１に付加することで、第１制御部１２は電力変換用スイッチのオンタイム（図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）では「ｓｗ」で示す）を算出している。
　過電流検出部１１は、第２時間量Ｔｃｓを監視している（Ｓ２２０）。
　第２時間量Ｔｃｓが設定時間Ｔｃｓｒより長いとき（Ｔｃｓ＞Ｔｃｓｒ）は処理をＳ２２０に戻す（Ｓ２３０の「ＮＯ」）。
　図１０（Ｂ）に示すように、第２時間量Ｔｃｓが設定時間Ｔｃｓｒより短いときは、電力変換用スイッチ４２を流れる電流ｉＴｒが制限値ｉＴｒ＿ｏｃを超えたと判断し、処理を電流制限モードに移行する（Ｓ２３０の「ＹＥＳ」）。
　出力電圧検出部２１は出力電圧ｅｏを検出し、スイッチ電流検出部２４はスイッチ電流ｉＴｒを検出する（Ｓ２４０）。
　そして、負荷インピーダンス検出部１３１は、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃを計算する（Ｓ２５０）。
　なお、負荷抵抗は、
　Ｒｏ＿ｏｃ≒ｅｏ／ｉＴｒ
として求めることができる。つまり、負荷インピーダンス検出部１３１は、電力変換回路４の出力電圧ｅｏと、出力電流と同一とみなせる電流ｉＴｒに基づき負荷のインピーダンスを検出する。
　制御量計算部１３２は、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔを設定する（Ｓ２６０）。
　第２制御部２３は、負荷抵抗Ｒｏ＿ｏｃと、出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔと、入力電圧検出部２３により検出した入力電圧Ｅｉとから、電流制限モードにおける制御量Ｔｏｎ＿ｏｃ（オン・オフ信号ＳＴｏｎのディジタル値）を求める。制御量Ｔｏｎ＿ｏｃは、負荷抵抗がＲｏ＿ｏｃのときに、出力電圧ｅｏが出力電流プリセット値ｉｏ＿ｓｅｔに対応する電圧ｅｏ＿２になる制御量であり、ドライブ回路３に送られる（Ｓ２７０）。
　ついで、制御が定電圧モードに復帰したかが判断される（Ｓ２８０）。この判断は、制御装置１２のＣＰＵ等が行うことができる。
　定電圧モードに復帰しているときには（Ｓ２８０の「ＹＥＳ」）処理をＳ２１０に戻し、定電圧モードに復帰していないとき（電流制御モードが維持されているとき）は（Ｓ２８０の「ＮＯ」）、処理をＳ２４０に戻す。
　第３実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 ｅｏ：出力電圧のデジタル値
ｉｏ：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
　本実施形態でも、電流制限モードＩＩの維持、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへの復帰には、適宜の手法が採用される。
　たとえば、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量ＮＯＣより大きいとき（ＮＰＩＤ＞Ｎｏｃ）は電流制御モードＩＩを維持するが、第１制御部１２における制御量ＮＰＩＤが、第２制御部１３における制御量Ｎｏｃ以下になったとき（ＮＰＩＤ＜＝Ｎｏｃ）に、電流制限モードＩＩから定電圧モードＩへ復帰するようにできる。
　本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
《第４実施形態》
　図１１は本発明の制御装置の第４実施形態を示す説明図である。
　図１１の電力変換回路５は、図７に示した電力変換回路５と同じである。
　第４実施形態の制御装置１の動作は、第３実施形態の制御装置１の動作と概ね同じである。
　第４実施形態における制御に用いられる静特性演算式を以下に記す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 ｅｏ：出力電圧のデジタル値
ｉｏ：出力電流のデジタル値
ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
τ：積分回路の時定数
Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
Ｔｓ：スイッチング周期
Ｒｏ：負荷抵抗
Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
ｒ：コンバータの損失
Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
Ｌ：リアクタンス
　本実施形態では、電力変換回路の所定部位を流れる電流が制限値を超え、制御が通常モードから電流制限モードに移行したときに、出力電流や出力電圧に生じる振動を抑制しかつ出力電流や出力電圧が速やかに所定値に収束させることができる。つまり、オーバーシュートがほとんど発生せず、かつ出力電流が速やかにプリセット値に収束する電力変換回路の制御装置を実現でき、これにより、負荷の変動に起因して過大電流が電力変換回路を構成するトランジスタ等のスイッチング素子、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランス、ダイオードを流れ、これにより当該構成部材が破壊される、といった事態が予防できる。
　上述の各実施形態は、単なる例示であり、本発明はこれらに限定されない。たとえば、過電流検出部が制限値を超えるか否かを検出する電流が流れる所定位置としては、電力変換回路４の出力端子、あるいは、電力変換回路４を構成するスイッチ４２としているが、電力変換回路を構成するリアクトル、キャパシタ、抵抗、トランス、または、ダイオードなどの他の位置であってもよい。
１　制御装置
３　ドライブ回路
４，５　電力変換回路
１１　過電流検出部
１２　第１制御部
１３　第２制御部
１４　制御モード選択部
２１　出力電圧検出部
２２　出力電流検出部
２３　入力電圧検出部
２４　スイッチ電流検出部
４１，５１　電源
４２，５２　電力変換用スイッチ
４３　リアクトル
４４　フライホイールダイオード
４５　電流検出用抵抗
４６　キャパシタ
５３　トランス
５４　第１のダイオード
５５１　第２のダイオード
５５２　第３のダイオード
５６　リアクトル
５７　キャパシタ
５８　スイッチ電流検出用抵抗
１３１　負荷インピーダンス検出部
１３２　制御量計算部
２１１，２２１，２３１，２４１　前置増幅器
２１２，２２２，２３２，２４２　Ａ－Ｄ変換器
２４３　積分回路

Claims (12)

  1. 　通常モードでの動作中に所定部位を流れる電流が制限値を超えたときに、電流制限モードでの動作に移行する電力変換回路の制御装置であって、
    　前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを検出する過電流検出部と、
    　前記通常モードでの制御信号を生成する第１制御部と、
    　前記電流制限モードでの制御信号を生成する第２制御部と、
    　前記所定部位を流れる電流が前記制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出していないときは、前記第１制御部が生成する制御信号を選択し、前記所定部位を流れる電流が制限値を超えたことを前記過電流検出部が検出したときは、前記第２制御部が生成する制御信号を選択する制御信号選択部と、
    を備え、
    　前記第１制御部は、前記電力変換回路の少なくとも出力電圧を含む、時間に依存する動特性演算式に基づき前記通常モードでの制御信号を生成し、
    　前記第２制御部は、前記電力変換回路に接続された負荷のインピーダンスを検出または推定し、前記インピーダンスの値と出力電流プリセット値を含む、時間に依存しない静特性演算式に基づき前記電流制限モードでの制御信号を生成する、
    電力変換回路の制御装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記所定部位が、前記電力変換回路の出力端子、前記電力変換回路を構成するスイッチ、リアクトル、キャパシ夕、抵抗、トランスまたはダイオードである、
    電力変換回路の制御装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
    　前記負荷インピーダンス検出部は、
    　前記電力変換回路の出力電圧と出力電流とに基づき前記負荷のインピーダンスを検出し、または、
    　前記電力変換回路の出力電圧と、前記出力電流と同一とみなせる電流に基づき前記負荷のインピーダンスを検出する、
    電力変換回路の制御装置。
  4. 　前記所定部位が電力変換用スイッチである請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　さらに、前記電力変換回路の出力電圧値を検出する出力電圧検出部と、前記電力変換回路の電力変換用スイッチの電流値を検出するスイッチ電流検出部を備え、
    　前記第２制御部が、負荷インピーダンス検出部を備え、
    　前記負荷インピーダンス検出部は、前記電力変換回路の出力電圧値と前記電力変換用スイッチの電流値に基づき前記負荷インピーダンスを検出する、
    電力変換回路の制御装置。
  5. 　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記負荷のインピーダンスの値が当該インピーダンスの絶対値である、
    電力変換回路の制御装置。
  6. 　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記時間に依存しない静特性演算式が、前記インピーダンスの値と前記出力電流プリセット値の他、さらに前記電力変換回路の入力電圧を含む、
    電力変換回路の制御装置。
  7. 　請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記制御信号が、オン時間、オフ時間、スイッチング周期またはこれらの組み合わせに係る時間制御量である、
    電力変換回路の制御装置。
  8. 　前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
    電力変換回路の制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
    ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
    ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
    Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
    Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
    Ｔｓ：スイッチング周期
    ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
    Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
    Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
    ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
    Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
    Ｇｉｏ・出力電流のＡ－Ｄゲイン
    ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
    ｒ：コンバータの損失
    Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
    Ｌ：リアクタンス
  9. 　前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項６に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
    電力変換回路の制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
    ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
    ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
    Ｅｉ［ｎ］：入力電圧のデジタル値
    Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
    Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
    Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
    Ｔｓ：スイッチング周期
    ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
    Ａｅｏ：出力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
    Ａｉｏ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
    ＡＥｉ：入力電圧検出部の前置増幅器の増幅率
    Ｇｅｏ：出力電圧のＡ－Ｄゲイン
    Ｇｉｏ・出力電流のＡ－Ｄゲイン
    ＧＥｉ：入力電圧のＡ－Ｄゲイン
    ｒ：コンバータの損失
    Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
    Ｌ：リアクタンス
  10. 　前記所定部位が電力変換用スイッチである請求項１に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記電力変換用スイッチを流れる電流を積分する積分回路を備え、
    　前記第１制御部はＰＩＤ制御、ＰＤ制御またはＰＩ制御に基づく第１時間量Ｔ１に、前記積分回路による前記電流の積分が開始してから積分値が所定値に達するまでの第２時間量を付加することで電力変換用スイッチのオンタイムを算出し、
    　過電流検出部は、前記第２時間量が所定値を下回ったときに、前記電力変換用スイッチを流れる電流が制限値を超えたと判断する、
    電力変換回路の制御装置。
  11. 　前記電力変換回路が降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項１０に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
    電力変換回路の制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
     ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
    ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
    ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
    Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
    Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
    τ：積分回路の時定数
    Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
    Ｔｓ：スイッチング周期
    ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
    Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
    ｒ：コンバータの損失
    Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
    Ｌ：リアクタンス
  12. 　前記電力変換回路がフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項１０に記載の電力変換回路の制御装置において、
    　前記第２制御部による制御が、次の静特性演算式により行われる、
    電力変換回路の制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
     ｅｏ［ｎ］：出力電圧のデジタル値
    ｉｏ［ｎ］：出力電流のデジタル値
    ｉｏ＿ｓｅｔ：出力電流のプリセット値
    Ｅｉ：入力電圧のデジタル値
    Ｖｔｈ：積分回路の電圧しきい値
    τ：積分回路の時定数
    Ｎｏｃ：過電流検出後のオン時間のデジタル値
    Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
    Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
    Ｔｓ：スイッチング周期
    ＮＴｓ：スイッチング周期に対応するデジタル値
    Ｒｏ：負荷抵抗
    Ａｃ：出力電流検出部の前置増幅器の増幅率
    ｒ：コンバータの損失
    Ｒｓ：ｉｏの検出抵抗
    Ｌ：リアクタンス
     
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