WO2016194837A1 - 直流ブラシレスモータ制御装置 - Google Patents

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WO2016194837A1
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brushless motor
current
voltage
magnetic pole
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信夫 中町
八十八 原
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日本電産株式会社
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    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Definitions

  • the present invention relates to a DC brushless motor control device.
  • the boosting operation mode corresponds to the mode “strong”, “medium”, and “weak” of the vacuum cleaner
  • the non-boosting operation mode corresponds to the mode “power” of the vacuum cleaner
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a small and inexpensive product in accordance with the actual usage of a user.
  • a DC brushless motor control device is a DC brushless motor control device that supplies a current to a stator winding of a three-phase DC brushless motor that rotates a negative pressure generating fan.
  • a rectifier that rectifies an alternating current that is less than or equal to volt; a booster that boosts the voltage of the current rectified by the rectifier to 360 volts or more; and a current that is boosted by the booster.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the appearance of the suction device according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the suction device according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a configuration of a three-phase bridge inverter unit and a three-phase DC brushless motor included in the suction device according to the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the structure of a three-phase DC brushless motor.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a voltage waveform of the three-phase bridge inverter unit.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the relationship between the rotational speed of the rotor controlled by the MCU and the target rotational speed.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the appearance of the suction device according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the suction device according to the present embodiment
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a period of movement of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating two operation modes of the MCU.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the configuration of the boosting unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the appearance of the suction device 1 according to the present embodiment.
  • the suction device 1 includes an operation switch 13.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the suction device 1 according to the present embodiment.
  • the suction device 1 includes an operation switch 13, a DC brushless motor control device 15, a three-phase DC brushless motor 20, a rectifier 29, a booster 30, a first DC-DC converter 31, and a second DC-DC converter 32. Is provided.
  • the suction device 1 generates a negative pressure by rotating a fan (not shown) for generating a negative pressure by a three-phase DC brushless motor 20.
  • the direct current brushless motor control device 15 includes a control unit 16 and a three-phase bridge inverter unit 40.
  • the control unit 16 includes an MCU (Micro Controller Unit) 17 and a driver 18.
  • MCU Micro Controller Unit
  • the MCU 17 includes an operation detection unit (not shown) that detects an operation on the operation switch 13.
  • the three-phase DC brushless motor 20 includes a magnetic pole position detection unit 25.
  • the DC brushless motor control device 15 supplies current to the stator windings 21, 22, and 23 of the three-phase DC brushless motor 20 that rotates the negative pressure generating fan.
  • the rectifier 29 rectifies alternating current having a voltage of 300 volts or less.
  • a commercial AC power supply is connected to the rectifying unit 29.
  • This commercial AC power supply includes a 100V power supply having a nominal voltage of 100V and a 230V power supply having a nominal voltage of 230V.
  • the rectifying unit 29 is connected to a 100V commercial AC power supply or a 230V commercial AC power supply.
  • the rectification unit 29 rectifies 100V AC or 230V AC.
  • the booster 30 boosts the voltage of the current rectified by the rectifier 29 to 360 volts or more.
  • the DC brushless motor control device 15 can control the three-phase bridge inverter unit 40 with a supply voltage of 360 volts or more.
  • the boosted voltage may be other than 360 volts.
  • the three-phase bridge inverter unit 40 supplies the current boosted by the booster unit 29 to each of a later-described winding 21, winding 22, and winding 23 included in the three-phase DC brushless motor 20.
  • the direct current brushless motor control device 15 includes a second DC-DC converter 32.
  • the second DC-DC converter 32 steps down the voltage of the current boosted by the booster 30 to 5 volts or less.
  • the second DC-DC converter 32 is an example of a step-down unit. In this example, the second DC-DC converter 32 steps down the voltage of the current boosted by the booster 30 to 3.3 volts, which is the operating voltage of the controller 16.
  • the control unit 16 operates by a current that the second DC-DC converter 32 steps down to 5 volts or less. Thereby, the DC brushless motor control device 15 can operate the MCU 17 and the magnetic pole position detection unit 25 included in the control unit 16 by the supply voltage stepped down by the second DC-DC converter 32. In this example, the control unit 16 operates with the current that the second DC-DC converter 32 steps down to 3.3 volts.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the configuration of the three-phase bridge inverter unit 40 and the three-phase DC brushless motor 20 included in the suction device 1 according to the present embodiment.
  • the three-phase bridge inverter unit 40 includes an arm 41, an arm 42, and an arm 43.
  • the arm 41 includes a field effect transistor 411 and a field effect transistor 412.
  • the arm 42 includes a field effect transistor 421 and a field effect transistor 422.
  • the arm 43 includes a field effect transistor 431 and a field effect transistor 432.
  • the three-phase DC brushless motor 20 includes a winding 21, a winding 22, a winding 23, a rotor 24, a magnetic pole position detector 25-1, a magnetic pole position detector 25-2, and a magnetic pole position detector 25. -3 and a permanent magnet 241.
  • the magnetic pole position detection unit 25 is a general term for the magnetic pole position detection unit 25-1, the magnetic pole position detection unit 25-2, and the magnetic pole position detection unit 25-3.
  • the magnetic pole position detection unit 25-1, the magnetic pole position detection unit 25-2, and the magnetic pole position detection unit 25-3 will be collectively referred to as the magnetic pole position detection unit 25 unless it is necessary to distinguish them.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the structure of the three-phase DC brushless motor 20.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a voltage waveform for controlling the field effect transistor 411, the field effect transistor 421, and the field effect transistor 431 by the three-phase bridge inverter unit 40.
  • Each of the field effect transistor 411, the field effect transistor 421, and the field effect transistor 431 is an example of a first switching element.
  • the field effect transistor 412, the field effect transistor 422, and the field effect transistor 432 are examples of the second switching element.
  • FIG. 5A is an example of a voltage waveform that the three-phase bridge inverter unit 40 controls the first switching element when the rotational speed of the rotor 24 included in the three-phase DC brushless motor 20 is equal to or higher than a predetermined rotational speed.
  • the rotational speed of the rotor 24 is calculated by the MCU 17 based on the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detector 25.
  • the three-phase bridge inverter unit 40 sequentially determines the energization state of the first switching element from the time when the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25 reaches the reference position.
  • Control is performed by a plurality of states including a first state S1, a second state S2, a third state S3, and a fourth state S4. That is, the control unit 16 controls the energization state of the three-phase bridge inverter unit 40 based on the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25 that detects the magnetic pole position of the rotor 24 of the three-phase DC brushless motor 20. The rotational speed of the rotor 24 is controlled.
  • both the first switching element and the second switching element are in the off state.
  • the first switching element is maintained in the on state and the second switching element is maintained in the off state.
  • both the first switching element and the second switching element are in the off state.
  • the fourth state S4 the first switching element is maintained in the off state and the second switching element is maintained in the on state.
  • the DC brushless motor control device 15 can reduce switching loss by one-pulse control.
  • FIG. 5B is an example of a voltage waveform that the three-phase bridge inverter unit 40 controls the first switching element when the rotational speed of the rotor 24 included in the three-phase DC brushless motor 20 is less than a predetermined rotational speed.
  • the predetermined rotational speed is 20000 [r / m] (revolution per minutes).
  • the three-phase bridge inverter unit 40 sequentially determines the energization state of the first switching element from the time when the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25 reaches the reference position.
  • Control is performed by a plurality of states including a first state S1, a fifth state S5, a third state S3, and a fourth state S4.
  • the fifth state S5 the first switching element is alternately switched between the on state and the off state while the second switching element is maintained in the off state.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the relationship between the rotational speed of the rotor 24 controlled by the MCU 17 by the three-phase bridge inverter unit 40 and the target rotational speed.
  • the MCU 17 controls the first switching element with the voltage waveform shown in FIG. 5B by the three-phase bridge inverter unit 40 while the calculated rotation speed of the rotor 24 is less than the predetermined rotation speed.
  • the MCU 17 controls the first switching element by the voltage waveform shown in FIG.
  • the DC brushless motor control device 15 can achieve both controllability and efficiency by performing PWM control with good controllability in the low speed range and one-pulse control with high efficiency in the high speed range.
  • the MCU 17 reads information indicating the target rotational speed at a level corresponding to the operation from the storage unit 12 based on the operation received by the operation switch 13. There are five levels of the target rotational speed, for example, level 1 to level 5. Each of these target rotational speed levels is associated with the suction power of the suction device 1 corresponding to each target rotational speed.
  • the MCU 17 causes the three-phase bridge inverter unit 40 to control the first switching element, and matches the read target rotational speed with the calculated rotational speed of the rotor 24.
  • the DC brushless motor control device 15 can control the three-phase DC brushless motor 20 at a rotation speed at a level suitable for the use state of the suction device 1.
  • the DC brushless motor control device 15 controls the three-phase DC brushless motor 20 at a rotation speed at a level suitable for floor conditions such as flooring, tatami mats, and carpets. can do.
  • the MCU 17 changes the duration of the second state in the one-pulse control according to the target rotational speed of the rotor 24 when changing the rotational speed of the rotor 24 according to the level of the target rotational speed.
  • the direct current brushless motor control device 15 can control the rotor rotational speed in the one-pulse control.
  • the duration time is a time that varies depending on the number of rotations of the rotor 24, and does not mean an absolute time. Further, when changing the duration time of the second state, the MCU 17 controls the first switching element without changing the second switching element.
  • the suction device 1 may include a battery as an operating power source for the three-phase DC brushless motor 20.
  • This battery may be, for example, a secondary battery such as a nickel-cadmium battery, a nickel-hydrogen battery, or a lithium ion battery.
  • the MCU 17 may change the target rotational speed of the rotor 24 based on the remaining power amount of the battery. Specifically, the MCU 17 controls the rotational speed of the rotor 24 by reducing the target rotational speed of the rotor 24 when the remaining power amount of the battery is less than a predetermined threshold value.
  • the predetermined threshold value may be a value indicating a specific remaining power amount or a predetermined ratio.
  • the predetermined threshold is a predetermined ratio.
  • the predetermined ratio is, for example, 20% of the battery capacity.
  • the DC brushless motor control device 15 can lengthen the usable time of the suction device 1 when the remaining power amount of the secondary battery is small.
  • the MCU 17 may perform other processing such as holding the target rotation number at a predetermined value when the remaining power amount of the battery is less than a predetermined threshold value. By configuring in this way, the DC brushless motor control device 15 can extend the usable time of the suction device 1 when the remaining power amount of the secondary battery is small.
  • the MCU 17 may perform control to switch the target rotational speed of the rotor 24 depending on whether the remaining power amount of the battery is greater than or equal to a predetermined threshold value or less than the predetermined threshold value. Specifically, the MCU 17 controls the rotation speed of the rotor 24 without changing the target rotation speed of the rotor 24 when the remaining power amount of the battery is equal to or greater than a predetermined threshold value. Further, the MCU 17 controls the rotational speed of the rotor 24 by reducing the target rotational speed of the rotor 24 when the remaining power amount of the battery is less than a predetermined threshold value.
  • the direct current brushless motor control device 15 maintains a predetermined suction force when the remaining power amount of the battery is equal to or greater than a predetermined threshold, and the remaining power amount of the battery When it is less than the threshold value, the operation time can be lengthened. That is, the direct current brushless motor control device 15 can switch, for example, between the power maintenance mode and the energy saving mode according to the remaining power amount of the battery.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of the period of movement of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25.
  • the MCU 17 determines whether or not to acquire a signal indicating the magnetic pole position supplied from the magnetic pole position detection unit 25 as a signal used for the determination of the magnetic pole position based on the period of movement of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25. Judgment.
  • the time required for one electrical angle cycle changes according to the change in the rotational speed of the rotor 24. Specifically, the time required for one cycle of the electrical angle is shorter when the rotor 24 rotates at a high speed than when the rotor 24 rotates at a low speed.
  • the change in time required for one electrical angle cycle is also within the predetermined range. That is, as an example, if the rotor 24 rotating at a high speed of about 20000 [r / m] or more is within a minute time such that the rotor 24 rotates several times, the change in time required for one cycle of electrical angle is extremely small. Therefore, the MCU 17 can estimate the width of the time required for one electrical angle cycle after a lapse of a minute time from the calculated timing by calculating the time required for one electrical angle cycle. That is, the MCU 17 can estimate at which timing the signal indicating the magnetic pole position is generated.
  • the MCU 17 determines that the signal indicating the magnetic pole position generated at the timing within the time width required for one period of the estimated electrical angle among the signals indicating the magnetic pole position is not noise. The MCU 17 determines that a signal indicating the magnetic pole position determined not to be noise is acquired as a signal used for determining the magnetic pole position. Further, the MCU 17 determines that a signal indicating the magnetic pole position generated at a timing outside the time required for one period of the estimated electrical angle among the signals indicating the magnetic pole position is noise. The MCU 17 determines that a signal indicating the magnetic pole position determined to be noise is not acquired as a signal used for determination of the magnetic pole position.
  • the MCU 17 can also feedback control the rotational speed of the rotor 24 based on the period of movement of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detector 25 and the target rotational speed of the rotor 24.
  • the MCU 17 operates in one of the two operation modes illustrated in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating two operation modes of the MCU 17.
  • the two operation modes are, for example, a current holding mode and a rotation speed holding mode.
  • the MCU 17 controls the rotation speed of the rotor 24 by feedback of the current value supplied to each of the winding 21, the winding 22, and the winding 23.
  • the current value supplied to the winding 21, the winding 22, and the winding 23 is detected by a current sensor (not shown).
  • the MCU 17 supplies the winding 21, the winding 22, and the winding 23 based on the difference between the current value of the winding 21, the winding 22, and the winding 23 detected by the current sensor and the target current value.
  • the current value to be calculated is calculated.
  • the MCU 17 supplies the current having the calculated current value to the winding 21, the winding 22, and the winding 23.
  • the MCU 17 controls the rotation speed of the rotor 24 by feedback of the rotation speed of the rotor 24.
  • the MCU 17 calculates the rotation speed of the rotor 24 based on the change period of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection unit 25. Further, the MCU 17 calculates a voltage waveform to be supplied to the winding 21, the winding 22, and the winding 23 based on the difference between the calculated rotation speed of the rotor 24 and the target rotation speed. Further, the MCU 17 supplies the current having the calculated voltage waveform to the winding 21, the winding 22, and the winding 23. The MCU 17 controls the rotation speed when the rotation speed of the rotor 24 indicated by the period of movement of the magnetic pole position detected by the magnetic pole position detection section 25 exceeds the target rotation speed corresponding to the operation detected by the operation detection section. To do.
  • the DC brushless motor control device 15 can suppress heat generation due to unintentionally increasing the rotational speed of the rotor 24 from the target rotational speed that is the target upper limit value by feedback. Further, when the rotational speed of the rotor 24 changes, the frequency of the sound generated by the rotation of the rotor 24 changes. In general, when the frequency of the sound generated by the suction device 1 changes, the sound is more audible than when the frequency is constant.
  • the DC brushless motor control device 15 can suppress fluctuations in the rotational speed of the rotor 24 by performing rotational speed feedback or current feedback control. For this reason, the DC brushless motor control device 15 can suppress a change in the frequency of the sound generated by the suction device 1. Therefore, the direct current brushless motor control device 15 can reduce the degree to which the sound generated by the suction device 1 becomes annoying.
  • the operation detected by the operation detection unit is an operation of selecting the level of the suction force of the suction device in this example.
  • the storage unit stores information indicating the target rotational speed of the rotor 24 at a plurality of stages corresponding to the stage of the suction force of the suction device 1 indicated by the operation detected by the operation detection unit. It is memorized by being separated.
  • the MCU 17 reads information indicating the target rotational speed at the stage corresponding to the stage of the suction force corresponding to the operation detected by the operation detection unit from the storage unit 12.
  • the MCU 17 matches the rotational speed of the rotor 24 with the read target rotational speed. Thereby, the DC brushless motor control device 15 can provide the user with the operation of the suction device 1 based on the suction force.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the configuration of the booster 30.
  • the step-up unit 30 includes a step-up coil, a step-up capacitor, a switch element, and a switch control element.
  • the booster 30 further includes a detection coil and a voltage dividing resistor.
  • the switch control element monitors the voltage change of the detection coil and the voltage change of the voltage dividing resistor, and switches between the on state and the off state of the switch element.
  • the booster 30 boosts the voltage of the current supplied from the rectifier 29 by the switch control element switching between the ON state and the OFF state of the switch element and repeating charging and discharging of the booster coil and booster capacitor.
  • the component ratings relating to the current values of the boost coil, boost capacitor, and switch element are the first component rating when the AC voltage input to the rectifier 29 is less than a predetermined voltage, and the AC input to the rectifier 29.
  • the component rating is one of the second component ratings when the voltage is equal to or higher than a predetermined voltage.
  • the predetermined voltage is 200 volts.
  • the component ratings relating to the current values of the boost coil, the boost capacitor, and the switch element include a 100V component rating and a 230V component rating.
  • the component rating relating to the current value of the switch control element is the first component rating.
  • a relatively large current flows through the step-up coil, step-up capacitor, and switch element as compared with other components of the step-up unit 30.
  • the output voltage of the booster 30 is constant regardless of the power supply voltage during the boosting operation of the booster 30, the current flowing through the booster coil, the boost capacitor, and the switch element is larger as the power supply voltage is lower.
  • the power supply voltage is a 100V system
  • the current flowing through the booster coil, the boost capacitor, and the switch element is larger than the current flowing through these parts when the power supply voltage is a 230V system. Therefore, parts rated for 100V parts are designed to allow a larger current to flow than parts rated for 230V parts.
  • parts rated for 100V parts are generally larger and more expensive than parts rated for 230V parts. Therefore, in a device that operates with a 100V power supply voltage and a device that operates with a 230V power supply voltage, the component ratings of the boost coil, boost capacitor, and switch element are set to component ratings corresponding to the respective power supply voltages. It is desirable. Specifically, a booster coil, a boost capacitor, and a switch element with a 100V system component rating are selected for the booster unit 30 of the device that operates with a 100V system power supply voltage. A booster coil, a boost capacitor, and a switch element having a 230V system component rating are selected for the booster 30 of the device that operates with a 230V power supply voltage. As a result, the booster 30 can be made smaller and less expensive than the case where a booster coil, boost capacitor, and switch element rated for 100V components are selected for the booster 30 of a device that operates with a 230V power supply voltage. be able to.
  • the same components are selected for the 100V system and the 230V system for components in which the change in flowing current is relatively small even if the power supply voltage changes.
  • the switch control element and the detection coil of the booster 30 have a smaller flowing current than the boost coil, the boost capacitor, and the switch element.
  • the switch control element and the detection coil have a relatively small difference in flowing current between the case where the power supply voltage is 100V system and the case where the power supply voltage is 230V system. Therefore, among the components of the booster 30, the common components for the switch control element and the detection coil are selected when the power supply voltage is a 100V system and when the power supply voltage is a 230V system.
  • the direct current brushless motor control device 15 can reduce the price of the entire device by reducing both the price reduction by selecting inexpensive parts and the price reduction by sharing the parts.
  • the suction device 1 is an example of a suction device.

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Abstract

負圧発生ファンを回転させる三相直流ブラシレスモータの固定子の巻線に対して電流を供給する直流ブラシレスモータ制御装置であって、電圧が３００ボルト以下の交流を整流する整流部と、整流部が整流した電流の電圧を、３６０ボルト以上に昇圧する昇圧部と、昇圧部が昇圧した電流を、三相直流ブラシレスモータの巻線に供給する三相ブリッジインバータ部と、三相直流ブラシレスモータのロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部が検出する磁極位置に基づいて、三相ブリッジインバータ部の通電状態を制御することにより、ロータの回転数を制御する制御部と、を備える。

Description

直流ブラシレスモータ制御装置
　本発明は、直流ブラシレスモータ制御装置に関する。
　従来、昇圧運転モードと昇圧動作させない非昇圧運転モードとが選択自由に切替えられるコンバータ回路を搭載した電気掃除機が知られている。（例えば、特許文献１）。これにより、必要な場合のみ昇圧させることが可能となるため、電気掃除機の１回の充電当たりの電池使用時間を長くもたせることができるとしている。つまり、省エネを効果として謳っている。
　なお、昇圧運転モードは、電気掃除機のモード「強」「中」「弱」に対応し、非昇圧運転モードは、電気掃除機のモード「パワー」に対応している。
日本国公開公報：特開２００３－１３５３４５号
　しかしながら、実際に掃除をする時には、常に強い吸引力を発生させ続けることが多く、当該特許文献１で言えば、常に「パワー」モードを選択し続けることが多い。その場合、昇圧運転モードと非昇圧運転モードとを切替可能なコンバータ回路が意味をなさなくなる、という問題があった。
　また、省エネという観点も大切だが、小型且つ安価な製品も市場では求められている。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、実際のユーザの使い方に即して、小型且つ安価な製品を提供していくことを目的とする。
　本発明の実施形態における直流ブラシレスモータ制御装置は、負圧発生ファンを回転させる三相直流ブラシレスモータの固定子の巻線に対して電流を供給する直流ブラシレスモータ制御装置であって、電圧が３００ボルト以下の交流を整流する整流部と、前記整流部が整流した電流の電圧を、３６０ボルト以上に昇圧する昇圧部と、前記昇圧部が昇圧した電流を、前記三相直流ブラシレスモータの前記巻線に供給する三相ブリッジインバータ部と、前記三相直流ブラシレスモータのロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部が検出する前記磁極位置に基づいて、前記三相ブリッジインバータ部の通電状態を制御することにより、前記ロータの回転数を制御する制御部と、を備える。
　本発明の実施形態によれば、汎用性およびコストダウン効果の高い直流ブラシレスモータ制御装置を提供することができる。
図１は、本実施形態に係る吸引装置の外観の一例を示す図である。 図２は、本実施形態に係る吸引装置の機能構成の一例を示す図である。 図３は、本実施形態に係る吸引装置が備える三相ブリッジインバータ部、及び三相直流ブラシレスモータの構成の一例を示す図である。 図４は、三相直流ブラシレスモータの構造の一例を示す図である。 図５は、三相ブリッジインバータ部の電圧波形の一例を示す図である。 図６は、ＭＣＵが制御するロータの回転数と、目標回転数との関係の一例を示す図である。 図７は、磁極位置検出部が検出する磁極位置の移動の周期の一例を示す図である。 図８は、ＭＣＵの２つの動作モードを例示する図である。 図９は、昇圧部の構成の一例を示す図である。
　以下、図面を参照し、本発明の実施形態に係る吸引装置１について説明する。
　図１は、本実施形態に係る吸引装置１の外観の一例を示す図である。吸引装置１は、操作スイッチ１３を備える。
　図２は、本実施形態に係る吸引装置１の機能構成の一例を示す図である。
　吸引装置１は、操作スイッチ１３と、直流ブラシレスモータ制御装置１５と、三相直流ブラシレスモータ２０と、整流部２９と、昇圧部３０と、第１ＤＣ－ＤＣコンバーター３１と、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２を備える。吸引装置１は、三相直流ブラシレスモータ２０によって負圧発生用のファン（不図示）を回転させることにより、負圧を発生させる。直流ブラシレスモータ制御装置１５は、制御部１６と、三相ブリッジインバータ部４０を備える。制御部１６は、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）１７と、ドライバー１８を備える。ＭＣＵ１７は、操作スイッチ１３に対する操作を検出する図示しない操作検出部を備える。三相直流ブラシレスモータ２０は、磁極位置検出部２５を備える。直流ブラシレスモータ制御装置１５は、負圧発生ファンを回転させる三相直流ブラシレスモータ２０の固定子の巻線２１、２２、２３に対して電流を供給する。
　整流部２９は、電圧が３００ボルト以下の交流を整流する。具体的には、整流部２９には、商用交流電源が接続される。この商用交流電源には、公称電圧が１００Ｖである１００Ｖ系の電源と、公称電圧が２３０Ｖである２３０Ｖ系の電源とが含まれる。例えば、整流部２９には、１００Ｖ系の商用交流電源、又は２３０Ｖ系の商用交流電源が接続される。この場合、整流部２９は、１００Ｖ系の交流、又は２３０Ｖ系の交流を整流する。
　昇圧部３０は、整流部２９が整流した電流の電圧を、３６０ボルト以上に昇圧する。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、３６０ボルト以上の供給電圧によって三相ブリッジインバータ部４０を制御することができる。ただし、昇圧後の電圧は３６０ボルト以外でもよい。
　三相ブリッジインバータ部４０は、昇圧部２９が昇圧した電流を、三相直流ブラシレスモータ２０が備える後述する巻線２１、巻線２２、及び巻線２３のそれぞれに供給する。
　直流ブラシレスモータ制御装置１５は、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２を備える。第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２は、昇圧部３０が昇圧した電流の電圧を５ボルト以下に降圧する。第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２は、降圧部の一例である。この一例において、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２は、昇圧部３０が昇圧した電流の電圧を、制御部１６の動作電圧である３．３ボルトに降圧する。
　制御部１６は、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２が５ボルト以下に降圧した電流により動作する。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２により降圧された供給電圧により、制御部１６が備えるＭＣＵ１７及び磁極位置検出部２５を動作させることができる。この一例において、制御部１６は、第２ＤＣ－ＤＣコンバーター３２が３．３ボルトに降圧した電流により動作する。
　図３は、本実施形態に係る吸引装置１が備える三相ブリッジインバータ部４０、及び三相直流ブラシレスモータ２０の構成の一例を示す図である。
　三相ブリッジインバータ部４０は、アーム４１と、アーム４２と、アーム４３を備える。アーム４１は、電界効果トランジスタ４１１と、電界効果トランジスタ４１２を備える。アーム４２は、電界効果トランジスタ４２１と、電界効果トランジスタ４２２を備える。アーム４３は、電界効果トランジスタ４３１と、電界効果トランジスタ４３２を備える。
　三相直流ブラシレスモータ２０は、巻線２１と、巻線２２と、巻線２３と、ロータ２４と、磁極位置検出部２５－１と、磁極位置検出部２５－２と、磁極位置検出部２５－３と、永久磁石２４１を備える。なお、前述の磁極位置検出部２５は、磁極位置検出部２５－１と、磁極位置検出部２５－２と、磁極位置検出部２５－３との総称である。以下、磁極位置検出部２５－１と、磁極位置検出部２５－２と、磁極位置検出部２５－３とを区別する必要が無い限り、まとめて磁極位置検出部２５と称して説明する。
　図４は、三相直流ブラシレスモータ２０の構造の一例を示す図である。
　図５は、三相ブリッジインバータ部４０による電界効果トランジスタ４１１と、電界効果トランジスタ４２１と、電界効果トランジスタ４３１とを制御する電圧波形の一例を示す図である。なお、電界効果トランジスタ４１１と、電界効果トランジスタ４２１と、電界効果トランジスタ４３１とはそれぞれ、第１スイッチング素子の一例である。また、電界効果トランジスタ４１２と、電界効果トランジスタ４２２と、電界効果トランジスタ４３２とはそれぞれ、第２スイッチング素子の一例である。
　以下、電界効果トランジスタ４１１と、電界効果トランジスタ４２１と、電界効果トランジスタ４３１とを区別する必要が無い限り、まとめて第１スイッチング素子と称して説明する。以下、電界効果トランジスタ４１２と、電界効果トランジスタ４２２と、電界効果トランジスタ４３２とを区別する必要が無い限り、まとめて第２スイッチング素子と称して説明する。
　図５（Ａ）は、三相直流ブラシレスモータ２０が備えるロータ２４の回転数が所定の回転数以上の場合に三相ブリッジインバータ部４０が第１スイッチング素子を制御する電圧波形の一例である。なお、ロータ２４の回転数は、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置に基づいてＭＣＵ１７により算出される。ロータ２４の回転数が所定の回転数以上の場合、三相ブリッジインバータ部４０は、第１スイッチング素子の通電状態を、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置が基準位置に達した時点から順に、第１状態Ｓ１と、第２状態Ｓ２と、第３状態Ｓ３と、第４状態Ｓ４と、を含む複数の状態によって制御する。すなわち、制御部１６は、三相直流ブラシレスモータ２０のロータ２４の磁極位置を検出する磁極位置検出部２５が検出する磁極位置に基づいて、三相ブリッジインバータ部４０の通電状態を制御することにより、ロータ２４の回転数を制御する。
　第１状態Ｓ１では、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とがいずれもオフ状態である。第２状態Ｓ２では、第１スイッチング素子がオン状態に維持され第２スイッチング素子がオフ状態に維持される。第３状態Ｓ３では、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とがいずれもオフ状態である。第４状態Ｓ４では、第１スイッチング素子がオフ状態に維持され第２スイッチング素子がオン状態に維持される。以下、図５（Ａ）に示した電圧波形による第１スイッチング素子の制御を、ワンパルス制御と称する。直流ブラシレスモータ制御装置１５は、ワンパルス制御により、スイッチングロスを低減することができる。
　図５（Ｂ）は、三相直流ブラシレスモータ２０が備えるロータ２４の回転数が所定の回転数未満の場合に三相ブリッジインバータ部４０が第１スイッチング素子を制御する電圧波形の一例である。所定の回転数は、この一例において、２００００［ｒ／ｍ］（revolution per minutes）である。ロータ２４の回転数が所定の回転数未満の場合、三相ブリッジインバータ部４０は、第１スイッチング素子の通電状態を、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置が基準位置に達した時点から順に、第１状態Ｓ１と、第５状態Ｓ５と、第３状態Ｓ３と、第４状態Ｓ４とを含む複数の状態によって制御する。第５状態Ｓ５では、第２スイッチング素子がオフ状態に維持されつつ、第１スイッチング素子がオン状態とオフ状態とを交互に切り替えられる。以下、図５（Ｂ）に示した電圧波形による第１スイッチング素子の制御を、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御と称する。
　図６は、ＭＣＵ１７が三相ブリッジインバータ部４０により制御するロータ２４の回転数と、目標回転数との関係の一例を示す図である。ＭＣＵ１７は、算出したロータ２４の回転数が所定の回転数未満の間、三相ブリッジインバータ部４０により第１スイッチング素子を、図５（Ｂ）に示した電圧波形によって制御させる。一方、ＭＣＵ１７は、算出したロータ２４の回転数が所定の回転数以上の場合、三相ブリッジインバータ部４０により第１スイッチング素子を、図５（Ａ）に示した電圧波形によって制御させる。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、低速域は制御性がよいＰＷＭ制御、高速域は効率がよいワンパルス制御を行うことにより、制御性と効率とを両立させることができる。
　ＭＣＵ１７は、操作スイッチ１３により受け付けられた操作に基づいて、記憶部１２から当該操作に応じたレベルの目標回転数を示す情報を読み出す。目標回転数のレベルは、例えば、レベル１～レベル５の５段階である。これらの目標回転数のレベルのそれぞれは、各目標回転数に応じた吸引装置１の吸込仕事率と対応付けられている。ＭＣＵ１７は、三相ブリッジインバータ部４０に第１スイッチング素子を制御させ、読み出した目標回転数と、算出したロータ２４の回転数とを一致させる。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、吸引装置１の使用状況に適したレベルの回転数で三相直流ブラシレスモータ２０を制御することができる。例えば、吸引装置１が掃除機である場合には、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、フローリングや畳、絨毯等の床面の状況にそれぞれ適したレベルの回転数で三相直流ブラシレスモータ２０を制御することができる。
　ＭＣＵ１７は、ロータ２４の回転数を目標回転数のレベルに応じて変化させる際、ワンパルス制御における第２状態の継続時間を、ロータ２４の目標回転数に応じて変化させる。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、ワンパルス制御において、ロータ回転数を制御することができる。なお、ここでいう継続時間とは、ロータ２４の回転数に応じて変化する時間であり、絶対的な時間を意味していない。また、ＭＣＵ１７は、第２状態の継続時間を変化させる際には、第１スイッチング素子を可変させ、第２スイッチング素子を可変させずに制御する。
　なお、吸引装置１は、三相直流ブラシレスモータ２０の動作電源としての電池を備えていてもよい。この電池は、例えば、ニッケル－カドミウム電池、ニッケル－水素電池、又はリチウムイオン電池などの二次電池であってもよい。三相直流ブラシレスモータ２０が電池によって動作している場合には、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量に基づいて、ロータ２４の目標回転数を変更してもよい。
　具体的には、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量が所定のしきい値未満の場合、ロータ２４の目標回転数を低減して、ロータ２４の回転数を制御する。所定のしきい値は、特定の残存電力量を示す値であってもよく、所定の割合であってもよい。この一例において、所定のしきい値は、所定の割合である。所定の割合とは、例えば、電池の容量の２０％である。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、二次電池の残存電力量が少ない場合に、吸引装置１の使用可能な時間を長くすることができる。また、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量が所定のしきい値未満の場合、目標回転数を所定値に保持する等の他の処理を行ってもよい。このように構成することにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、二次電池の残存電力量が少ない場合に、吸引装置１の使用可能な時間を長くすることができる。
　また、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量が所定のしきい値以上か、所定のしきい値未満かによって、ロータ２４の目標回転数を切り換える制御を行なってもよい。具体的には、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量が所定のしきい値以上の場合には、ロータ２４の目標回転数を変更せずにロータ２４の回転数を制御する。また、ＭＣＵ１７は、電池の残存電力量が所定のしきい値未満の場合には、ロータ２４の目標回転数を低減してロータ２４の回転数を制御する。このように構成することにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、電池の残存電力量が所定のしきい値以上の場合には、所定の吸引力を維持し、電池の残存電力量が所定のしきい値未満の場合には、動作時間を長くすることができる。すなわち、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、電池の残存電力量に応じて、例えば、パワー維持モードと省エネモードとの切り替えをすることができる。
　図７は、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置の移動の周期の一例を示す図である。ＭＣＵ１７は、磁極位置検出部２５から供給される磁極位置を示す信号を、磁極位置の判定に用いる信号として取得するか否かを、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置の移動の周期に基づいて判定する。この図において、電気角１周期に要する時間は、ロータ２４の回転数の変化に応じて変化する。具体的には、電気角１周期に要する時間は、ロータ２４が高速回転する場合、低速回転する場合に比べて短い。また、ロータ２４の回転数の変化速度が所定範囲内であれば、電気角１周期に要する時間の変化も所定範囲内である。つまり、一例として、２００００［ｒ／ｍ］程度以上で高速回転しているロータ２４が数回転する程度の微小な時間内であれば、電気角１周期に要する時間の変化は、極めて小さい。したがって、ＭＣＵ１７は、電気角１周期に要する時間を算出することにより、算出したタイミングから微小な時間経過後における、電気角１周期に要する時間の幅を推定することができる。つまり、ＭＣＵ１７は、磁極位置を示す信号が、どのタイミングで発生するのかを推定することができる。ＭＣＵ１７は、磁極位置を示す信号のうち、推定した電気角１周期に要する時間の幅内のタイミングで発生した磁極位置を示す信号を、ノイズではないと判定する。ＭＣＵ１７は、ノイズではないと判定した磁極位置を示す信号を、磁極位置の判定に用いる信号として取得すると判定する。また、ＭＣＵ１７は、磁極位置を示す信号のうち、推定した電気角１周期に要する時間の幅外のタイミングで発生した磁極位置を示す信号を、ノイズであると判定する。ＭＣＵ１７は、ノイズであると判定した磁極位置を示す信号を、磁極位置の判定に用いる信号として取得しないと判定する。
　また、ＭＣＵ１７は、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置の移動の周期と、ロータ２４の目標回転数とに基づいて、ロータ２４の回転数をフィードバック制御することもできる。例えば、ＭＣＵ１７は、図８に示した２つの動作モードのいずれかの動作モードによって動作する。図８は、ＭＣＵ１７の２つの動作モードを例示する図である。２つの動作モードは、例えば、電流保持モードと回転数保持モードである。ＭＣＵ１７の動作モードが電流保持モードの場合、ＭＣＵ１７は、巻線２１、巻線２２、巻線２３のそれぞれに供給される電流値のフィードバックによりロータ２４の回転数を制御する。具体的には、巻線２１、巻線２２、巻線２３に供給される電流値は、電流センサ（不図示）により検出される。この場合、ＭＣＵ１７は、電流センサが検出する巻線２１、巻線２２、巻線２３の電流値と、目標電流値との差分に基づいて、巻線２１、巻線２２、巻線２３に供給する電流値を算出する。また、ＭＣＵ１７は、算出した電流値の電流を巻線２１、巻線２２、巻線２３に供給する。
　また、ＭＣＵ１７の動作モードが回転数保持モードの場合、ＭＣＵ１７は、ロータ２４の回転数のフィードバックにより、ロータ２４の回転数を制御する。具体的には、ＭＣＵ１７は、磁極位置検出部２５により検出された磁極位置の変化周期に基づいて、ロータ２４の回転数を算出する。また、ＭＣＵ１７は、算出したロータ２４の回転数と、目標回転数との差分に基づいて、巻線２１、巻線２２、巻線２３に供給する電圧波形を算出する。また、ＭＣＵ１７は、算出した電圧波形の電流を巻線２１、巻線２２、巻線２３に供給する。ＭＣＵ１７は、これらの回転数の制御を、磁極位置検出部２５が検出する磁極位置の移動の周期が示すロータ２４の回転数が、操作検出部が検出する操作に対応する目標回転数を超える場合に行う。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、フィードバックにより、ロータ２４の回転数が目標上限値である目標回転数から意図せずに上昇してしまうことによる発熱を抑制することができる。
　また、ロータ２４の回転数が変化すると、ロータ２４の回転により発生する音の周波数が変化する。一般に、吸引装置１が発する音の周波数が変化すると、周波数が一定である場合に比べて、音が耳障りに聞こえやすくなる。この直流ブラシレスモータ制御装置１５は、回転数フィードバック又は電流フィードバック制御を行うことによりロータ２４の回転数の変動を抑制することができる。このため、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、吸引装置１が発する音の周波数の変化を抑制することができる。したがって、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、吸引装置１が発する音が耳障りになる程度を低減することができる。
　ここで、操作検出部が検出する操作は、この一例において、吸引装置の吸引力の段階を選択する操作である。記憶部には、図６に示したように、ロータ２４の目標回転数を示す情報が、操作検出部が検出する操作が示す吸引装置１の吸引力の段階に対応する複数の段階の回転数に区切られて記憶されている。ＭＣＵ１７は、操作検出部が検出した操作に応じた吸引力の段階に対応する段階の目標回転数を示す情報を記憶部１２から読み出す。ＭＣＵ１７は、ロータ２４の回転数を、読み出した目標回転数に一致させる。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、吸引力に基づく吸引装置１の操作をユーザに提供することができる。
　図９は、昇圧部３０の構成の一例を示す図である。昇圧部３０は、昇圧コイルと、昇圧コンデンサと、スイッチ素子と、スイッチ制御素子を備える。本実施形態においては、昇圧部３０は、さらに検出コイルと、分圧抵抗と、を備える。スイッチ制御素子は、検出コイルの電圧変化と、分圧抵抗の電圧変化とを監視し、スイッチ素子のオン状態とオフ状態とを切り換える。昇圧部３０は、スイッチ素子のオン状態及びオフ状態をスイッチ制御素子が切り換えて昇圧コイル及び昇圧コンデンサの充放電を繰り返すことによって、整流部２９から供給される電流の電圧を昇圧する。
　これら昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子を構成する部品には、昇圧動作中に流れる電流値に応じた定格の部品が選択される。昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子の電流値に関する部品定格は、整流部２９に入力される交流電圧が所定の電圧未満である場合の第１の部品定格と、整流部２９に入力される交流電圧が所定の電圧以上である場合の第２の部品定格とのいずれかの部品定格である。なお、本実施形態においては、所定の電圧は、２００ボルトである。具体的には、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子の電流値に関する部品定格には、１００Ｖ系の部品定格と、２３０Ｖ系の部品定格とがある。スイッチ制御素子の電流値に関する部品定格は、第１の部品定格である。
　ここで、昇圧部３０の昇圧動作中において、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子には、昇圧部３０の他の部品に比べて、比較的大きな電流が流れる。また、昇圧部３０の昇圧動作中において、昇圧部３０の出力電圧が電源電圧に依らず一定であれば、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子に流れる電流は、電源電圧が低いほど大きい。例えば、電源電圧が１００Ｖ系の場合に、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子に流れる電流は、電源電圧が２３０Ｖ系の場合に、これら各部に流れる電流に比べて大きい。よって、１００Ｖ系の部品定格の部品は、２３０Ｖ系の部品定格の部品に比べて、より大きな電流を流せるように設計されている。したがって、１００Ｖ系の部品定格の部品は、２３０Ｖ系の部品定格の部品に比べて、一般的に大型であり、価格も高価である。よって、１００Ｖ系の電源電圧で動作する装置と、２３０Ｖ系の電源電圧で動作する装置とでは、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子の部品定格を、それぞれの電源電圧に応じた部品定格にすることが望ましい。具体的には、１００Ｖ系の電源電圧で動作する装置の昇圧部３０には、１００Ｖ系の部品定格の昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子を選定する。２３０Ｖ系の電源電圧で動作する装置の昇圧部３０には、２３０Ｖ系の部品定格の昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子を選定する。これにより、２３０Ｖ系の電源電圧で動作する装置の昇圧部３０に、１００Ｖ系の部品定格の昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子を選定する場合に比べて、昇圧部３０を小型且つ安価にすることができる。
　一方で、部品を共通化すると、大量生産の効果等により価格が低減する。そこで、昇圧部３０を構成する部品のうち、電源電圧が変化しても、流れる電流の変化が比較的小さい部品については、１００Ｖ系と２３０Ｖ系とで同じ部品を選定する。例えば、昇圧部３０のスイッチ制御素子や検出コイルは、昇圧コイル、昇圧コンデンサ、及びスイッチ素子に比べて、流れる電流が小さい。このため、スイッチ制御素子や検出コイルは、電源電圧が１００Ｖ系である場合と、２３０Ｖ系である場合とで、流れる電流の差が比較的小さい。そこで、昇圧部３０の部品のうち、スイッチ制御素子や検出コイルは、電源電圧が１００Ｖ系である場合と、２３０Ｖ系である場合とで共通の部品を選定する。
　すなわち、昇圧部３０を構成する部品のうち、大きな電流が流れる部品については、電源電圧に応じた部品定格の部品を選定し、小さい電流が流れる部品については、電源電圧に依らず共通の部品定格の部品を選定する。これにより、直流ブラシレスモータ制御装置１５は、安価な部品を選定することによる価格低減と、部品を共通化することによる価格低減とを両立させて、装置全体の価格を低減することができる。なお、吸引装置１は、吸引装置の一例である。
１…吸引装置、１２…記憶部、１３…操作スイッチ、１５…直流ブラシレスモータ制御装置、１６…制御部、１７…ＭＣＵ、１８…ドライバー、２０…三相直流ブラシレスモータ、２１、２２、２３…巻線、２４…ロータ、２５、２５－１、２５－２、２５－３…磁極位置検出部、２９…整流部、３０…昇圧部、３１…第１ＤＣ－ＤＣコンバーター、３２…第２ＤＣ－ＤＣコンバーター、４０…三相ブリッジインバータ部、２４１…永久磁石、４１１、４１２、４２１、４２２、４３１、４３２…電界効果トランジスタ

 
 

Claims (4)

  1. 　負圧発生ファンを回転させる三相直流ブラシレスモータの固定子の巻線に対して電流を供給する直流ブラシレスモータ制御装置であって、
    　電圧が３００ボルト以下の交流を整流する整流部と、
    　前記整流部が整流した電流の電圧を、３６０ボルト以上に昇圧する昇圧部と、
    　前記昇圧部が昇圧した電流を、前記三相直流ブラシレスモータの前記巻線に供給する三相ブリッジインバータ部と、
    　前記三相直流ブラシレスモータのロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部が検出する前記磁極位置に基づいて、前記三相ブリッジインバータ部の通電状態を制御することにより、前記ロータの回転数を制御する制御部と、
    　を備える、直流ブラシレスモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載の直流ブラシレスモータ制御装置であって、
    　前記昇圧部は、昇圧コイルと、昇圧コンデンサと、スイッチ素子と、スイッチ制御素子とを備え、前記スイッチ素子のオン状態及びオフ状態を前記スイッチ制御素子が切り換えて前記昇圧コイル及び前記昇圧コンデンサの充放電を繰り返すことによって昇圧するものであり、前記昇圧コイル、前記昇圧コンデンサ、及び前記スイッチ素子の電流値に関する部品定格が、前記整流部に入力される交流電圧が所定の電圧未満である場合の第１の部品定格と、前記整流部に入力される交流電圧が所定の電圧以上である場合の第２の部品定格とのいずれかの部品定格であり、前記スイッチ制御素子の電流値に関する部品定格が、前記第１の部品定格である。
  3. 　請求項２に記載の直流ブラシレスモータ制御装置であって、
    　前記所定の電圧は、２００ボルトである。
  4. 　請求項１から請求項３のいずれかに記載の直流ブラシレスモータ制御装置であって、
    　前記昇圧部が昇圧した電流の電圧を５ボルト以下に降圧する降圧部を備え、
    　前記制御部は、前記降圧部が５ボルト以下に降圧した電流により動作する。

     
     
PCT/JP2016/065782 2015-05-29 2016-05-27 直流ブラシレスモータ制御装置 WO2016194837A1 (ja)

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