WO2016163066A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that performs AC-DC-AC conversion using a plurality of power converters composed of semiconductor switching elements, and relates to a technique applicable to, for example, an uninterruptible power supply.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the uninterruptible power supply described in Patent Document 1.
  • the uninterruptible power supply 100 includes an AC-DC conversion converter 102 connected to a three-phase AC power supply 200 via an input filter 101.
  • the uninterruptible power supply 100 includes a DC-AC conversion inverter 105 connected to a converter 102 via a DC intermediate circuit 104 having a series circuit of capacitors 103a and 103b.
  • the uninterruptible power supply 100 includes an output filter 106 connected between the AC output side of the inverter 105 and the load 300.
  • the uninterruptible power supply 100 also includes a voltage detector 107 that detects an AC input voltage, a current detector 108 that detects an AC input current, and a current detector 109 that detects the current of a DC voltage source 120 such as a storage battery. And a voltage detector 110 that detects the voltage of the DC voltage source 120.
  • the uninterruptible power supply 100 includes a chopper 111 for DC-DC conversion, a voltage detector 112 that detects the voltages of the capacitors 103a and 103b, a power failure detection circuit 113 that detects a power failure of the three-phase AC power source 200, And a control circuit 114 that controls the semiconductor switching elements in the converter 102, the inverter 105, and the chopper 111 based on the outputs of the detectors 107 to 110, 112 and the power failure detection circuit 113.
  • FIG. 5 is a specific configuration diagram of the converter 102 and the inverter 105 of FIG. 4, both of which are configured by a three-level circuit.
  • the three-level circuit is a power converter that can mutually convert a DC voltage and an AC voltage that changes to three voltage levels by the operation of the semiconductor switching element.
  • 102R, 102S, and 102T are the respective phase arm portions of the converter 102
  • 105U, 105V, and 105W are the respective phase arm portions of the inverter 105
  • P is the positive potential point of the DC bus
  • N is the negative potential point
  • M is Indicates a neutral point (intermediate potential point).
  • the converter 102 and the inverter 105 are constituted by a three-level circuit, and these three-level circuits are connected via the positive and negative potential points P and N and the neutral point M of the DC intermediate circuit, a capacitor
  • the voltages of the capacitors 103a and 103b may become unbalanced due to differences in the capacitances of the capacitors 103a and 103b and the characteristics of the switching elements.
  • this voltage imbalance occurs, not only the voltage and current according to the command value cannot be output from the inverter 105 to the load 300, but also an overvoltage is applied to the switching element, and in the worst case, the device may be destroyed. .
  • the control circuit 114 shown in FIG. 4 performs balance control by adjusting the zero-phase voltage according to the voltage deviation of the capacitors 103 a and 103 b during the operation of the converter 102.
  • the chopper 111 includes an arm part 111a including four semiconductor switching elements Q 1 to Q 4 and a reactor 111b, and the voltage of the capacitors 103a and 103b is set at the time of a power failure of the AC power supply 200. Accordingly, the balance elements are controlled by controlling the switching elements Q 1 to Q 4 .
  • Patent Document 2 A technique for performing balance control by adjusting the zero-phase voltage as described above is also described in Patent Document 2.
  • the three-level circuit can be configured as shown in FIG. This circuit is described in Patent Document 3, for example. That is, in the three-level circuit for one phase, the semiconductor switching elements S 1 and S 2 are connected in series between the positive potential point P and the negative potential point N of the DC power supply, and the series connection point is used as the AC terminal U. , between the intermediate potential point M of the DC power source and the AC terminal U, which are connected to the bidirectional switch S 3 consisting of antiparallel circuit of two reverse blocking type IGBT (RB-IGBT).
  • RB-IGBT reverse blocking type IGBT
  • positive potential P of the DC power supply by turning on the switching element S 1 is a negative potential N of the DC power supply by turning on the switching element S 2 is an intermediate potential M of the DC power supply by turning on the bidirectional switch S 3 is, Each will appear at the AC terminal U.
  • Japanese Patent No. 5463289 (FIG. 1, FIG. 2, FIG. 4, paragraphs [0029] to [0039], etc.)
  • Japanese Patent No. 2888104 (FIGS. 1 to 3, paragraphs [0036] to [0039], etc.) JP 2013-240252 A (FIG. 1 etc.)
  • a plurality of devices may be connected in parallel between the AC power supply 200 and the load 300 and used.
  • FIG. 8 shows an example in which two uninterruptible power supply devices 100A and 100B are connected in parallel, the number of parallel units may be two or more.
  • the configuration of uninterruptible power supply 100A, 100B is the same as that of uninterruptible power supply 100 shown in FIG. 4, and only the main part is shown in FIG. As shown in FIG.
  • the common mode circulating current needs to be reduced because it may cause a reduction in device efficiency and power supply quality.
  • the chopper 111 is always operated.
  • a method of performing balance control can be considered.
  • the chopper 111 for supporting the three-level circuit needs to be configured by four semiconductor switching elements Q 1 to Q 4 like the arm portion 111a shown in FIG. 6, and this chopper 111 is always operated.
  • the balance control is performed, there is a problem in that losses in the switching elements Q 1 to Q 4 and the reactor 111b increase to cause a reduction in device efficiency.
  • the problem to be solved by the present invention is to control the balance of capacitors in a series intermediate circuit when a plurality of power conversion units that perform AC-DC-AC conversion are connected in parallel between an AC power source and a load. Is to provide a power converter capable of reducing the common mode circulating current.
  • one aspect of a power conversion device is a first power converter capable of mutually converting a DC voltage and an AC voltage changing to three voltage levels by the operation of a semiconductor switching element.
  • a second power converter a first capacitor connected between a positive potential point and an intermediate potential point formed between the first power converter and the second power converter, a negative potential point and an intermediate point
  • a DC intermediate circuit composed of a series circuit of a second capacitor connected between the potential points and a DC voltage between the potential points in the DC intermediate circuit and a DC voltage of the DC voltage source by the operation of the semiconductor switching element.
  • a third power converter capable of mutual conversion, the first power converter supplied with AC power, a DC intermediate circuit, a second power converter for supplying AC voltage to the load, and a third 1 unit with power converter
  • a power conversion unit is configured, and a plurality of power conversion units are connected in parallel between the AC power supply and the load.
  • the power conversion unit includes a first power converter, a second power converter, and And a control circuit for controlling each of the third power converters, wherein the control circuit of at least one power conversion unit has a predetermined value of a zero-phase current flowing through either the first power converter or the second power converter.
  • the zero-phase voltage of the first power converter is changed based on the voltage deviation of the first capacitor and the second capacitor to suppress the potential fluctuation at the neutral point.
  • the operation of the third power converter is controlled to suppress the potential fluctuation at the neutral point.
  • the first power converter when the zero-phase current flowing through the first or second power converter is small, the first power converter performs balance control by changing the zero-phase voltage, and when the zero-phase current is large. Balance control is performed by the third power converter. For this reason, a loss can be reduced compared with the case where balance control is always performed using a third power converter made of, for example, a chopper, and a highly efficient power converter can be provided. Further, when balance control is performed by the third power converter, the voltage source through which the zero-phase current flows is equivalently removed from the circuit, so that the common mode circulating current can be reduced.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the power conversion unit in embodiment of this invention. It is a block diagram of the circulating current detection circuit in FIG. It is principle explanatory drawing of embodiment of this invention. It is a lineblock diagram of the uninterruptible power supply indicated in patent documents 1. It is a block diagram of the converter and inverter in FIG. It is a block diagram of the chopper in FIG. It is a circuit diagram which shows the other structural example of a 3 level circuit. It is a block diagram of a system in which two uninterruptible power supply devices are connected in parallel.
  • an AC-DC-AC conversion power conversion unit including a converter 102, an inverter 105, and a chopper 111 between a three-phase AC power supply 200 and a load 300.
  • a plurality of units (corresponding to the uninterruptible power supply devices 100A and 100B in FIG. 8) are connected in parallel, and the converter 102 and the inverter 105 are all configured by a three-level circuit.
  • the converter 102 corresponds to a first power converter
  • the inverter 105 corresponds to a second power converter
  • the chopper 111 corresponds to a third power converter.
  • FIG. 1 specifically shows a converter 102, a chopper 111, and their control circuits in a power conversion unit according to an embodiment of the present invention, and parts having the same functions as those in FIG. Therefore, the description will be omitted, and in the following, the description will focus on parts different from FIG.
  • the voltage between the terminals of the capacitor of the input filter 101 is detected as the input voltage detection values V R , V S , and V T of the converter 102 by the input voltage detector DV0.
  • the output current of the input filter 101 is input current detection value I R by the input current detecting unit DI, I S, is detected as I T.
  • the voltage between the terminals of the capacitors 103a and 103b of the DC intermediate circuit 104 is detected as the voltage detection values E dp and E dn between the terminals by the voltage detectors DV1 and DV2.
  • the adder 11 adds the detected voltage values E dp and E dn of the capacitors 103 a and 103 b of the DC intermediate circuit 104 detected by the voltage detectors DV 1 and DV 2.
  • a subtractor 12 calculates a deviation between the added value (E dp + E dn ) output from the adder 11 and the DC voltage target value E * .
  • the multiplier 14 outputs the output of the regulator 13 that operates so that the voltage deviation becomes zero and the input voltage detection values V R , V S , and V T of the converter 102 detected by the voltage detection unit DV0 for each phase. Multiply. As a result, input current command values It R , It S and It T for each phase of converter 102 are generated.
  • the correction command value V 0 * is added to the input voltage command value of each phase output from the adder 17 in the previous stage, so that the voltage command values V R * , V S * , V of each phase are added. T * is generated.
  • These voltage command values V R * , V S * , and V T * control the input / output voltage of the converter 102 to a predetermined value, and make the voltages E dp and E dn of the capacitors 103 and 104 equal by balance control.
  • the adder 11, the subtracter 12, the adjuster 13, the multiplier 14, the subtracter 15, the adjuster 16 and the adder 17 constitute a command value calculation circuit 35.
  • the PWM circuit 21 performs PWM calculation according to the voltage command values V R * , V S * , and V T * , and generates a drive signal (gate signal) for controlling on / off of the semiconductor switching element of the converter 102. Output.
  • an abnormality detection flag that is a high level signal is output from the abnormality detection circuit 22.
  • the balance control by the converter 102 is stopped and the converter 102 is gate-blocked.
  • the control of the chopper 111 is different between when the three-phase AC power supply 200 is abnormal and when it is normal.
  • the abnormality of the three-phase AC power supply 200 is a concept including not only a power failure but also a significant voltage drop (voltage fluctuation), and the abnormality detection circuit 22 described below may be considered as an abnormality detection circuit of the AC power supply 200. good.
  • the normally open switch 28 is turned on by the abnormality detection flag output from the abnormality detection circuit 22, and the normally closed switch 26 is turned off.
  • the first DC power supply voltage control circuit 27 operates so that the DC voltage (E dp + E dn ) matches the target value E * , and the output of the first DC power supply voltage control circuit 27 via the normally open switch 28 and the adder 29 The result is input to each end of the subtractor 33.
  • the correction command value V 0 * output from the second neutral point potential control circuit 30 is Input to the other ends of the adder 32 and the subtractor 33.
  • the outputs of the adder 32 and subtracter 33 are input to the PWM circuit 34 as voltage command values V 103 * and V 104 * of the capacitors 103 and 104 .
  • the second neutral point potential control circuit 30 is configured in the same manner as the first neutral point potential control circuit 18.
  • the normally closed switch 19, the normally open switch 31, and the OR gate 24 constitute a selection unit 40.
  • the PWM circuit 34 performs PWM calculation according to the input voltage command values V 103 * and V 104 * , and generates and outputs a drive signal (gate signal) for controlling on / off of the semiconductor switching element of the chopper 111. . Thereby, balance control is performed while making the DC voltage (E dp + E dn ) coincide with the target value E * .
  • the charging current of the DC voltage source 120 is reduced to a predetermined value or less by the second DC power supply voltage control circuit 25 to which the voltage detection value V bat and the current detection value I bat of the DC voltage source 120 are input. A voltage command value for controlling charging while being suppressed is generated. At this time, as shown in FIG.
  • the PWM circuit 34 switches only the switching elements Q 1 and Q 4 in FIG. 6 to increase the efficiency of the chopper 111, and the remaining switching elements Q 2 , the Q 3 operates to the gate block state.
  • the normally closed switch 19 is turned off and the normally open switch 31 is turned on by the output of the OR gate 24. As a result, converter 102 enters a state where balance control is not performed.
  • voltage command values V 103 * and V 104 * obtained by adding and subtracting the correction command value V 0 * from the second neutral point potential control circuit 30 to the output of the second DC power supply voltage control circuit 25 are changed to the PWM circuit 34. Is input.
  • the PWM circuit 34 operates so as to switch all the switching elements Q 1 to Q 4 in FIG. 6, and the chopper 111 performs balance control.
  • Whether the balance control is performed by the converter 102 or the chopper 111 is determined by the abnormality detection circuit 22 and the circulating current detection circuit 23 provided on the input side of the OR gate 24.
  • the abnormality detection circuit 22 does not detect an abnormality due to a power failure or a significant voltage drop of the AC power supply 200, and the common mode circulating current detected by the circulating current detection circuit 23 is smaller than a predetermined value, it is always on.
  • the balance control is performed by the converter 102 using the correction command value V 0 * output from the first neutral point potential control circuit 18 via the normally closed switch 19, and the chopper 111 performs the balance control under other conditions. Do.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the circulating current detection circuit 23.
  • This circulating current detecting circuit 23 each phase (R, S, T phase) current detection value I R in, I S, common mode circulating current (zero-phase current by adding the I T adders 23a, at 23b ) And the absolute value is calculated by the absolute value calculator 23c. Further, the circulating current detection circuit 23 supplies the output of the absolute value calculator 23c to the comparator 23e through a low-pass filter 23d for preventing unnecessary false detection due to noise. Then, the circulating current detection circuit 23 outputs a circulating current detection flag that becomes a high level signal to the OR gate 24 when the output of the low-pass filter 23d is equal to or higher than the upper limit level in the comparator 23e.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of this embodiment.
  • the converters 102 of the power conversion units (uninterruptible power supply devices) 100A and 100B connected in parallel perform power conversion. Since it operates, a circulation path of the common mode circulation current is formed through the switching elements of both converters 102. For this reason, the normally open switch 140 shown in FIG. 3 is turned on and the voltage source 150 for supplying the zero-phase current is connected to the circuit, so that the converter 102 adjusts the zero-phase voltage.
  • the chopper 111 mainly performs balance control
  • the converter 102 does not perform power conversion and zero-phase voltage adjustment. For this reason, the circulation path of the common mode circulating current is not formed, and the voltage source 150 is removed from the circuit by turning off the normally open switch 140, whereby the common mode circulating current can be reduced.
  • the converter 102 when the AC power supply 200 is normal and the common mode circulating current is less than a certain value, the converter 102 causes the DC voltages E dp and E dn of the capacitors 103a and 103b of the DC intermediate circuit 104 to be used. Adjust the balance.
  • the chopper 111 when the AC power supply 200 is normal and the common mode circulating current is greater than or equal to a certain value and when the AC power supply 200 is abnormal, the chopper 111 causes the DC voltages E dp and E of the capacitors 103a and 103b of the DC intermediate circuit 104 to be Adjust dn balance.
  • the balance control of the capacitor of the series intermediate circuit 104 is realized with high efficiency and the balance control is performed by the chopper 111, the voltage source for flowing the common mode circulating current is equivalently removed from the circuit.
  • the common mode circulating current can be reduced.
  • loss can be reduced and a highly efficient power conversion device can be provided as compared with the case where balance control is always performed using the chopper 111.
  • the circulating current detection circuit 23 need not be provided in both the power conversion units (uninterruptible power supply) 100A and 100B, and may be provided in either one. Further, since the first neutral point potential control circuit 18 and the second neutral point potential control circuit 30 have the same configuration, if the correction command value V 0 * to be output is the same value, the second neutral point potential control circuit 18 and the second neutral point potential control circuit 30 have the same configuration.
  • the point potential control circuit 30 is omitted, a normally open switch 31 is provided in parallel with the normally closed switch 19 on the output side of the first neutral point potential control circuit 18, and the adders 32 and 33 are connected via this state switch 31. May be supplied with a correction command value (zero-phase voltage command value) V 0 * .
  • the present invention is not limited to the case where the present invention is applied to an uninterruptible power supply, and the present invention is applied to another power conversion unit including a first power converter, a second power converter, and a third current converter. Can do.
  • the parallel number of power conversion units can be set arbitrarily.

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Abstract

　直列コンデンサのバランス制御を行う電力変換器を使い分けて高効率の電力変換装置を提供すると共に、コモンモード循環電流を低減する。３レベル回路であるコンバータ(１０２)及びインバータ(１０５)と、コンデンサ（１０３ａ），（１０３ｂ）を含む直流中間回路（１０４）と、チョッパ（１１１）とからなる電力変換ユニットを、三相交流電源（２００）と負荷（３００）との間に複数台並列に接続する。制御回路が、交流電源が正常で且つコンバータ（１０２）またはインバータ（１０５）に流れる零相電流が所定値未満である時は、コンデンサ（１０３ａ），（１０３ｂ）の電圧偏差に基づきコンバータ（１０２）の零相電圧を変化させてバランス制御を行い、交流電源が異常または零相電流が所定値以上である時は、チョッパ（１１１）の動作を制御してバランス制御を行う。

Description

電力変換装置
　本発明は、半導体スイッチング素子からなる電力変換器を複数用いて交流－直流－交流変換を行う電力変換装置に関し、例えば無停電電源装置等に適用可能な技術に関するものである。
　従来の技術を、無停電電源装置を例に挙げて説明する。
　図４は、特許文献１に記載された無停電電源装置の構成図である。この無停電電源装置１００は、三相交流電源２００に入力フィルタ１０１を介して接続された交流－直流変換用のコンバータ１０２を備えている。また、無停電電源装置１００は、コンバータ１０２にコンデンサ１０３ａ，１０３ｂの直列回路を有する直流中間回路１０４を介して接続された直流－交流変換用のインバータ１０５を備えている。さらに、無停電電源装置１００は、インバータ１０５の交流出力側と負荷３００との間に接続された出力フィルタ１０６を備えている。また、無停電電源装置１００は、交流入力電圧を検出する電圧検出器１０７と、交流入力電流を検出する電流検出器１０８と、蓄電池等の直流電圧源１２０の電流を検出する電流検出器１０９と、直流電圧源１２０の電圧を検出する電圧検出器１１０とを備えている。さらに、無停電電源装置１００は、直流－直流変換用のチョッパ１１１と、コンデンサ１０３ａ，１０３ｂの電圧を検出する電圧検出器１１２と、三相交流電源２００の停電を検出する停電検出回路１１３と、各検出器１０７～１１０，１１２及び停電検出回路１１３の出力に基づいてコンバータ１０２、インバータ１０５及びチョッパ１１１内の半導体スイッチング素子を制御する制御回路１１４と、を備えている。
　図５は、図４のコンバータ１０２及びインバータ１０５の具体的な構成図であり、これらは何れも３レベル回路によって構成されている。ここで、３レベル回路とは、半導体スイッチング素子の動作により、直流電圧と３つの電圧レベルに変化する交流電圧とを相互に変換可能な電力変換器である。
　図５において、１０２Ｒ，１０２Ｓ，１０２Ｔはコンバータ１０２の各相アーム部、１０５Ｕ，１０５Ｖ，１０５Ｗはインバータ１０５の各相アーム部、Ｐは直流母線の正電位点、Ｎは同じく負電位点、Ｍは中性点（中間電位点）を示す。
　図５に示すように、コンバータ１０２及びインバータ１０５を３レベル回路により構成し、これらの３レベル回路を、直流中間回路の正負電位点Ｐ，Ｎ及び中性点Ｍを介して接続する場合、コンデンサ１０３ａ，１０３ｂの容量やスイッチング素子の特性の違い等に起因してコンデンサ１０３ａ，１０３ｂの電圧がアンバランスになることがある。この電圧アンバランスが発生すると、インバータ１０５から負荷３００へ指令値通りの電圧、電流を出力できなくなるだけでなく、スイッチング素子に過電圧が印加され、最悪の場合には装置の破壊に至るおそれもある。
　従って、何らかの方法により、コンデンサ１０３ａ，１０３ｂが分担する直流電圧を等しくして中性点Ｍの電位変動を抑制する制御（以下では、単にバランス制御という）を行うことが必要である。
　そこで、特許文献１においては、図４に示した制御回路１１４が、コンバータ１０２の運転中にコンデンサ１０３ａ，１０３ｂの電圧偏差に応じて零相電圧を調整することにより、バランス制御を行っている。また、チョッパ１１１を、図６に示すように４個の半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４からなるアーム部１１１ａ及びリアクトル１１１ｂにて構成し、交流電源２００の停電時には、コンデンサ１０３ａ，１０３ｂの電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御することにより、バランス制御を行っている。
　上記のように零相電圧を調整してバランス制御を行う技術は、特許文献２にも記載されている。
　なお、３レベル回路は、図７に示すように構成することも可能である。この回路は、例えば特許文献３に記載されている。
　すなわち、一相分の３レベル回路は、直流電源の正電位点Ｐと負電位点Ｎとの間に半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列に接続してその直列接続点を交流端子Ｕとし、直流電源の中間電位点Ｍと交流端子Ｕとの間に、２個の逆阻止形ＩＧＢＴ（ＲＢ－ＩＧＢＴ）の逆並列回路からなる双方向スイッチＳ３を接続して構成される。
　この回路では、スイッチング素子Ｓ１のオンにより直流電源の正電位Ｐが、スイッチング素子Ｓ２のオンにより直流電源の負電位Ｎが、双方向スイッチＳ３のオンにより直流電源の中間電位Ｍが、それぞれ交流端子Ｕに現れることになる。
特許第５４６３２８９号公報（図１，図２，図４、段落[００２９]～[００３９]等） 特許第２８８８１０４号公報（図１～図３、段落[００３６]～[００３９]等） 特開２０１３－２４０２５２号公報（図１等）
　さて、無停電電源装置では、信頼性向上や容量増加を目的として、図８に示すように、交流電源２００と負荷３００との間に複数台の装置を並列に接続して使用することがある。図８では、２台の無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂを並列接続した例を示しているが、並列台数は２以上になる場合もある。
　ここで、無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂの構成は図４に示した無停電電源装置１００と同一であり、図８では主要部のみを表わしている。
　図８に示すように、複数台の無停電電源装置を並列に接続したシステムにおいて、コンバータ１０２がバランス制御を行っている時に負荷急変等の過渡現象が発生すると、いわゆるコモンモード循環電流が流れることがある。このコモンモード循環電流は、一方の無停電電源装置１００Ａの零相電圧と他方の無停電電源装置１００Ｂの零相電圧とが逆位相になり、コンバータ１０２及びインバータ１０５を有する２台の無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂからなるループ内に零相電圧源が形成されることによるものである。
　上記のコモンモード循環電流は、装置効率の低下や電源品質の低下を招くおそれがあるため、低減する必要があり、例えば、コンバータ１０２による零相電圧の制御に代えて、チョッパ１１１を常に動作させることによりバランス制御を行う方法が考えられる。
　しかし、３レベル回路に対応させるためのチョッパ１１１は、図６に示したアーム部１１１ａのように４個の半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４によって構成する必要があり、このチョッパ１１１を常に動作させてバランス制御を行うと、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４やリアクトル１１１ｂにおける損失が増大して装置効率の低下を招くという問題がある。
　そこで、本発明の解決課題は、交流－直流－交流変換を行う電力変換ユニットを交流電源と負荷との間に複数台、並列に接続して使用する場合に、直列中間回路のコンデンサのバランス制御を高効率にて実現すると共に、コモンモード循環電流を低減可能とした電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置の一態様は、半導体スイッチング素子の動作により、直流電圧と３つの電圧レベルに変化する交流電圧とを相互に変換可能な第１電力変換器及び第２電力変換器と、第１電力変換器及び第２電力変換器の相互間に形成される正電位点と中間電位点との間に接続された第１コンデンサと、負電位点と中間電位点との間に接続された第２コンデンサの直列回路からなる直流中間回路と、半導体スイッチング素子の動作により、直流中間回路における各電位点の間の直流電圧と直流電圧源の直流電圧とを相互に変換可能な第３電力変換器と、を備え、交流電源が供給される前記第１電力変換器と、直流中間回路と、負荷に交流電圧を供給する第２電力変換器と、第３電力変換器と、により１台の電力変換ユニットを構成し、電力変換ユニットを、前記交流電源と前記負荷との間に複数台並列に接続した構成を有し、電力変換ユニットは、第１電力変換器、第２電力変換器及び第３電力変換器をそれぞれ制御するための制御回路を備え、少なくとも１つの電力変換ユニットの前記制御回路は、第１電力変換器及び第２電力変換器の何れかに流れる零相電流が所定値未満である時は、第１コンデンサ及び第２コンデンサの電圧の偏差に基づき第１電力変換器の零相電圧を変化させて中性点の電位変動を抑制し、零相電流が所定値以上である時は、第３電力変換器の動作を制御して中性点の電位変動を抑制する。
　本発明の一態様によれば、第１または第２電力変換器に流れる零相電流が小さい時には第１電力変換器により零相電圧を変化させてバランス制御を行い、前記零相電流が大きいときには第３電力変換器によりバランス制御を行う。このため、例えばチョッパ等からなる第３電力変換器を常時使用してバランス制御を行う場合に比べて、損失を低減することができ、高効率の電力変換装置を提供することができる。また、第３電力変換器によりバランス制御を行う場合には、等価的に、零相電流を流す電圧源が回路から除去されるため、コモンモード循環電流を低減することができる。
本発明の実施形態における電力変換ユニットを示す図である。 図１における循環電流検出回路の構成図である。 本発明の実施形態の原理説明図である。 特許文献１に記載された無停電電源装置の構成図である。 図４におけるコンバータ及びインバータの構成図である。 図４におけるチョッパの構成図である。 ３レベル回路の他の構成例を示す回路図である。 無停電電源装置を２台並列に接続したシステムの構成図である。
　次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
　また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
　以下、本発明の一の実施の形態に係る電力変換装置について図面を参照して説明する。本実施形態では、電力変換装置として無停電電源装置を例にとって説明する。　以下、本発明の実施形態について図面を伴って説明する。
　なお、この実施形態は、図８に示したように、三相交流電源２００と負荷３００との間に、コンバータ１０２、インバータ１０５及びチョッパ１１１を備えた交流－直流－交流変換用の電力変換ユニット（図８における無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂに相当する）が複数台、並列に接続され、コンバータ１０２及びインバータ１０５が何れも３レベル回路によって構成されている電力変換装置を対象とするものである。
　ここで、コンバータ１０２は請求項における第１電力変換器に、インバータ１０５は第２電力変換器に、チョッパ１１１は第３電力変換器に、それぞれ相当している。
　図１は、本発明の実施形態における電力変換ユニットについて、コンバータ１０２及びチョッパ１１１とこれらの制御回路を具体的に示したものであり、図８と同一機能を有する部分については同一の符号を付して説明を省略し、以下では図８と異なる部分を中心に説明する。
　図１において、入力フィルタ１０１のコンデンサの端子間電圧が入力電圧検出部ＤＶ０によってコンバータ１０２の入力電圧検出値ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとして検出される。また、入力フィルタ１０１の出力電流が入力電流検出部ＤＩによって入力電流検出値ＩＲ，ＩＳ，ＩＴとして検出される。さらに、直流中間回路１０４の各コンデンサ１０３ａ，１０３ｂの端子間電圧が電圧検出部ＤＶ１，ＤＶ２によって端子間電圧検出値Ｅｄｐ，Ｅｄｎとして検出される。
　電圧検出部ＤＶ１，ＤＶ２で検出された直流中間回路１０４のコンデンサ１０３ａ，１０３ｂの電圧検出値Ｅｄｐ，Ｅｄｎが加算器１１により加算される。この加算器１１から出力される加算値（Ｅｄｐ＋Ｅｄｎ）と直流電圧目標値Ｅ＊との偏差が減算器１２により算出される。この電圧偏差が零になるように動作する調節器１３の出力と電圧検出部ＤＶ０で検出されたコンバータ１０２の入力電圧検出値ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとを相ごとに乗算器１４にて乗算する。これにより、コンバータ１０２の各相の入力電流指令値ＩｔＲ，ＩｔＳ，ＩｔＴが生成される。
　次に、これらの入力電流指令値ＩｔＲ，ＩｔＳ，ＩｔＴと入力電流検出値ＩＲ，ＩＳ，ＩＴとの偏差が減算器１５によって相ごとに算出される。この減算器１５から出力される各相の電流偏差を零にするように比例制御又は比例積分制御動作する調節器１６の出力と入力電圧検出値ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとを加算器１７にてそれぞれ加算することにより、コンバータ１０２の各相の入力電圧指令値が演算される。
　また、コンデンサ１０３，１０４の電圧検出値Ｅｄｐ，Ｅｄｎが第１中性点電位制御回路１８に入力され、両検出値の電圧偏差に応じてＥｄｐ，Ｅｄｎを等しくするための補正指令値（零相電圧指令値）Ｖ０ ＊が生成される。この補正指令値Ｖ０ ＊は、交流電源２００の正常時（健全時）にオン状態である常閉スイッチ１９を介して加算器２０に入力される。
　加算器２０において、前段の加算器１７から出力される各相の入力電圧指令値に補正指令値Ｖ０ ＊をそれぞれ加算することにより、各相の電圧指令値ＶＲ ＊，ＶＳ ＊，ＶＴ ＊が生成される。これらの電圧指令値ＶＲ ＊，ＶＳ ＊，ＶＴ ＊は、コンバータ１０２の入出力電圧を所定値に制御し、かつ、バランス制御によってコンデンサ１０３，１０４の電圧Ｅｄｐ，Ｅｄｎを等しくするための指令値である。ここで、加算器１１、減算器１２、調節器１３、乗算器１４、減算器１５、調節器１６及び加算器１７で指令値算出回路３５が構成されている。
　ＰＷＭ回路２１は、上記の電圧指令値ＶＲ ＊，ＶＳ ＊，ＶＴ ＊に従ってＰＷＭ演算を行い、コンバータ１０２の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するための駆動信号（ゲート信号）を生成して出力する。
　なお、三相交流電源２００の異常時（停電時）には、異常検出回路２２からハイレベル信号となる異常検出フラグが出力される。この異常検出フラグによってオアゲート２４を介して常閉スイッチ１９をオフすることにより、コンバータ１０２によるバランス制御を停止すると共に、コンバータ１０２をゲートブロックする。
　次に、チョッパ１１１の制御は、三相交流電源２００の異常時と正常時とで異なっている。ここで、三相交流電源２００の異常とは、停電だけでなく大幅な電圧低下（電圧変動）も含む概念であり、下記の異常検出回路２２は、交流電源２００の異常検出回路と考えても良い。
　交流電源２００の停電時又は大幅な電圧低下時には、異常検出回路２２から出力される異常検出フラグにより常開スイッチ２８がオンし、常閉スイッチ２６がオフする。また、直流電圧（Ｅｄｐ＋Ｅｄｎ）が目標値Ｅ＊に一致するように第１直流電源電圧制御回路２７が動作し、その出力が常開スイッチ２８及び加算器２９を介して加算器３２及び減算器３３の各一端にそれぞれ入力される。
　このとき、常開スイッチ３１は、異常検出回路２２の異常検出フラグを通すオアゲート２４の出力によりオンしているので、第２中性点電位制御回路３０から出力される補正指令値Ｖ０ ＊が加算器３２及び減算器３３の各他端に入力される。そして、これらの加算器３２及び減算器３３の出力がコンデンサ１０３，１０４の電圧指令値Ｖ１０３ ＊，Ｖ１０４ ＊としてＰＷＭ回路３４へ入力されることになる。
　ここで、第２中性点電位制御回路３０は、第１中性点電位制御回路１８と同様に構成されている。また、常閉スイッチ１９、常開スイッチ３１及びオアゲート２４で選択部４０が構成されている。
　ＰＷＭ回路３４は、入力された電圧指令値Ｖ１０３ ＊，Ｖ１０４ ＊に従ってＰＷＭ演算を行い、チョッパ１１１の半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するための駆動信号（ゲート信号）を生成して出力する。これにより、直流電圧（Ｅｄｐ＋Ｅｄｎ）を目標値Ｅ＊に一致させながらバランス制御を行う。
　交流電源２００の正常時には、直流電圧源１２０の電圧検出値Ｖｂａｔ及び電流検出値Ｉｂａｔが入力されている第２直流電源電圧制御回路２５により、直流電圧源１２０の充電電流を規定値以下に抑制しながら充電制御するための電圧指令値が生成される。このとき、図１に示すように、常閉スイッチ２６はオン、常開スイッチ２８，３１はオフであるため、上記電圧指令値はそのまま電圧指令値Ｖ１０３ ＊＝Ｖ１０４ ＊としてＰＷＭ回路３４に入力される。このため、チョッパ１１１によるバランス制御は行なわない。
　ここで、チョッパ１１１がバランス制御を行わない場合は、チョッパ１１１の高効率化のため、ＰＷＭ回路３４は、図６におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のみをスイッチングさせ、残りのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をゲートブロック状態とするように動作する。
　一方、後述する循環電流検出回路２３により一定値以上のコモンモード循環電流が検出されるとオアゲート２４の出力により常閉スイッチ１９がオフし、常開スイッチ３１がオンする。これにより、コンバータ１０２がバランス制御を行わない状態となる。これと同時に、第２直流電源電圧制御回路２５の出力に第２の中性点電位制御回路３０からの補正指令値Ｖ０ ＊を加減算した電圧指令値Ｖ１０３ ＊，Ｖ１０４ ＊がＰＷＭ回路３４へ入力される。この場合、ＰＷＭ回路３４は、図６における全てのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をスイッチングさせるように動作し、チョッパ１１１がバランス制御を行う。
　バランス制御をコンバータ１０２とチョッパ１１１とのどちらで行うかについては、オアゲート２４の入力側に設けられた異常検出回路２２と循環電流検出回路２３とによって判断する。なお、異常検出回路２２により交流電源２００の停電や大幅な電圧低下による異常を検出せず、かつ循環電流検出回路２３により検出されるコモンモード循環電流が所定値より小さい場合には、常時オン状態にある常閉スイッチ１９を介して、第１中性点電位制御回路１８から出力される補正指令値Ｖ０ ＊を用いてコンバータ１０２によりバランス制御を行い、その他の条件ではチョッパ１１１がバランス制御を行う。
　図２は、循環電流検出回路２３の構成図である。この循環電流検出回路２３では、各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）の電流検出値ＩＲ，ＩＳ，ＩＴを加算器２３ａ，２３ｂにて加算することによりコモンモード循環電流（零相電流）を求め、その絶対値を絶対値演算器２３ｃにより演算する。更に、循環電流検出回路２３は、絶対値演算器２３ｃの出力を、ノイズによる無用な誤検出を防止するためのローパスフィルタ２３ｄに通してコンパレータ２３ｅに供給する。そして、循環電流検出回路２３は、ローパスフィルタ２３ｄの出力がコンパレータ２３ｅにおける上限レベル以上である時にハイレベル信号となる循環電流検出フラグをオアゲート２４へ出力する。
　なお、循環電流が上限レベル以上である状態から上限レベル未満に減少した場合に直ちにコンバータ１０２によるバランス制御を開始すると、前述した過渡現象が終わっていない可能性もある。このため、コンパレータ２３ｅの出力側にオフディレー回路２３ｆを設け、このオフディレー回路２３ｆにより一定時限を経過した後に循環電流検出フラグをローレベル信号となるように解除することが望ましい。
　次に、図３は、この実施形態の原理を説明するための図である。
　本実施形態において、交流電源２００が正常であって、コンバータ１０２が主体的にバランス制御を行う場合は、並列に接続された電力変換ユニット（無停電電源装置）１００Ａ及び１００Ｂのコンバータ１０２が電力変換動作することから、両コンバータ１０２のスイッチング素子を通じてコモンモード循環電流の循環経路が形成される。このため、図３に示す常開スイッチ１４０がオンとなって零相電流を流す電圧源１５０が回路に接続された状態となることにより、コンバータ１０２が零相電圧を調整する状態となる。これに対し、チョッパ１１１が主体的にバランス制御を行う場合は、コンバータ１０２による電力変換及び零相電圧の調整を行わない。このため、コモンモード循環電流の循環経路が形成されず、常開スイッチ１４０をオフすることで電圧源１５０が回路から除去された状態となり、これによってコモンモード循環電流を低減することができる。
　このように、上記実施形態によると、交流電源２００が正常であり、コモンモード循環電流が一定値未満であるときには、コンバータ１０２によって直流中間回路１０４のコンデンサ１０３ａ及び１０３ｂの直流電圧Ｅｄｐ及びＥｄｎのバランス調整を行う。一方、交流電源２００が正常であり、コモンモード循環電流が一定値以上であるとき及び交流電源２００が異常であるときには、チョッパ１１１によって直流中間回路１０４のコンデンサ１０３ａ及び１０３ｂの直流電圧Ｅｄｐ及びＥｄｎのバランス調整を行う。
　したがって、直列中間回路１０４のコンデンサのバランス制御を高効率にて実現すると共に、チョッパ１１１でバランス制御を行なう場合には、等価的に、コモンモード循環電流を流す電圧源が回路から除去されるので、コモンモード循環電流を低減することができる。しかも、チョッパ１１１を常時使用してバランス制御を行なう場合に比べて、損失を低減することができ、高効率の電力変換装置を提供することができる。
　以上、本発明の一実施形態について説明してきたが、本発明はこれに限定されずに種々の変更、改良を行うことができる。
　例えば、循環電流検出回路２３は、電力変換ユニット（無停電電源装置）１００Ａ及び１００Ｂの双方に設ける必要はなく何れか一方に設けるようにすればよい。
　また、第１中性点電位制御回路１８及び第２中性点電位制御回路３０は同一構成を有するので、出力する補正指令値Ｖ０ ＊が同じ値である場合には、第２の中性点電位制御回路３０を省略して、第１の中性点電位制御回路１８の出力側に常閉スイッチ１９と並列に常開スイッチ３１を設け、この状態スイッチ３１を介して加算器３２及び３３に補正指令値（零相電圧指令値）Ｖ０ ＊を供給するようにしてもよい。
　さらに、本発明は、無停電電源装置に適用する場合に限らず、第１電力変換器、第２電力変換器及び第３電流変換器を備えた他の電力変換ユニットに本発明を適用することができる。また、電力変換ユニットの並列数は任意に設定することができる。
１１，１７，２０，２９，３２：加算器
１２，１５，３３：減算器
１３，１６：調節器
１４：乗算器
１８，３０：中性点電位制御回路
１９，２６，２８，３１：スイッチ
２１，３４：ＰＷＭ回路
２２：停電検出回路
２３：循環電流検出回路
２３ａ，２３ｂ：加算器
２３ｃ：絶対値演算器
２３ｄ：ローパスフィルタ
２３ｅ：コンパレータ
２３ｆ：オフディレー回路
２４：オアゲート
２５，２７：直流電源電圧制御回路
３５：指令値算出回路
４０：選択回路
１００Ａ，１００Ｂ：電力変換ユニット（無停電電源装置）
１０１：入力フィルタ
１０２：コンバータ（第１の電力変換器）
１０３ａ，１０３ｂ：コンデンサ
１０４：直流中間回路
１０５：インバータ（第２の電力変換器）
１０６：出力フィルタ
１１１：チョッパ（第３の電力変換器）
１１１ａ：アーム部
１１１ｂ：リアクトル
１２０：直流電圧源（蓄電池）
１４０：スイッチ
１５０：電圧源
２００：三相交流電源
３００：負荷

Claims (4)

  1. 　半導体スイッチング素子の動作により、直流電圧と３つの電圧レベルに変化する交流電圧とを相互に変換可能な第１電力変換器及び第２電力変換器と、
    　前記第１電力変換器及び第２の電力変換器の相互間に形成される正電位点と中間電位点との間に接続された第１コンデンサと、負電位点と前記中間電位点との間に接続された第２コンデンサの直列回路からなる直流中間回路と、
    　半導体スイッチング素子の動作により、前記直流中間回路における各電位点の間の直流電圧と直流電圧源の直流電圧とを相互に変換可能な第３電力変換器と、を備え、
    　交流電源が供給される前記第１電力変換器と、前記直流中間回路と、負荷に交流電圧を供給する前記第２電力変換器と、前記第３電力変換器と、により１台の電力変換ユニットを構成し、前記電力変換ユニットを、前記交流電源と前記負荷との間に複数台並列に接続して構成され、
    　前記電力変換ユニットは、前記第１電力変換器、第２電力変換器及び第３電力変換器をそれぞれ制御するための制御回路を備え、
    　少なくとも１つの前記電力変換ユニットの前記制御回路は、
    　前記第１電力変換器及び前記第２電力変換器の何れかに流れる零相電流が所定値未満である時は、前記第１コンデンサ及び第２コンデンサの電圧の偏差に基づき前記第１電力変換器の零相電圧を変化させて前記中性点の電位変動を抑制し、前記零相電流が所定値以上である時は、前記第３電力変換器の動作を制御して前記中性点の電位変動を抑制することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載した電力変換装置において、
    　前記第３電力変換器は、
    　前記第１コンデンサに並列に接続された第１半導体スイッチング素子及び第２半導体スイッチング素子の直列回路と、
    　前記第２コンデンサに並列に接続された第３半導体スイッチング素子及び第４半導体スイッチング素子の直列回路と、
    　前記第１半導体スイッチング素子及び第２半導体スイッチング素子同士の直列接続点から前記直流電圧源を介して前記第３半導体スイッチング素子及び第４半導体スイッチング素子同士の直列接続点に至る経路に接続されたリアクトルと、を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記交流電源が正常であり、且つ前記零相電流が所定値未満である時は前記第１半導体スイッチング素子及び第４半導体スイッチング素子をスイッチングさせ、前記交流電源が異常または前記零相電流が所定値以上である時は、前記第１半導体スイッチング素子～第４半導体スイッチング素子を全てスイッチングさせることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載した電力変換装置において、
    　前記制御回路は、前記交流電源に異常が発生した時に前記第３電力変換器の動作を制御して前記中性点の電位変動を抑制することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　前記電力変換ユニットの入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
    　前記電力変換ユニットの入力電流を検出する電流検出部と、
    　前記直流中間回路の第１コンデンサ及び第２コンデンサの端子間電圧を検出する直流中間電圧検出部と、
    　前記入力電圧検出部で検出した入力電圧に基づいて交流電源の異常を検出する交流電源異常検出回路と、
    　前記電流検出部で検出した入力電流に基づいて零相循環電流を検出する循環電流検出回路とを備え、
    　前記制御回路は、入力電圧検出部で検出した入力電圧と、前記電流検出部で検出した入力電流とに基づいて電流指令値を算出する指令値算出回路と、
    　前記直流電圧検出部で検出した端子間電圧に基づいて零相電圧補正値を算出する中性点電位制御回路と、
    　前記指令値算出回路の電流指令値と前記中性点電位制御回路の零相電圧補正値との加算値に基づいて前記第１電力変換器のスイッチング素子に対する駆動信号を形成する第１ＰＷＭ回路と、
    　前記直流電圧検出部で検出した端子間電圧に基づいて前記直流電源に対する直流電圧指令値を算出する直流電源電圧制御回路と、
    　前記直流電源電圧制御回路の直流電圧指令値と前記中性点電位制御回路の零相電圧補正値との加算値に基づいて前記第３電力変換器のスイッチング素子に対する駆動信号を形成する第２ＰＷＭ回路と、
    　前記電源異常検出回路で電源正常を検出し、且つ前記循環電流検出回路で検出した循環電流が一定値未満であるときに、前記中性点電位制御回路の零相電圧補正値を前記第１ＰＷＭ回路に供給し、前記電源異常検出回路で電源異常を検出したとき及び前記循環電流検出回路で検出した循環電流が一定値以上であるときに、前記中性点電位制御回路の零相電圧補正値を前記第２ＰＷＭ回路に供給する選択回路と、
    を備えていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
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