WO2015189896A1 - 回転電機、回転電機の制御装置、回転電機の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機の体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保する。 【解決手段】回転電機１は、固定子２と回転子３を備える。固定子２は、軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる凹部３２が形成された複数のティース１８を備えた固定子鉄心５を有する。ティース１８は、円筒状のヨーク１５より内周側に突出するように設けられた本体部１８ａと、本体部１８ａの内周側先端に位置し円周方向の寸法が本体部１８ａよりも拡大された拡幅部１８ｂとを有する。凹部３２は、本体部１８ａの円周方向の両側面において同じ半径方向位置となるように形成される。

Description

回転電機、回転電機の制御装置、回転電機の制御方法

　開示の実施形態は、回転電機、回転電機の制御装置、及び回転電機の制御方法に関する。

　特許文献１には、位置及び速度センサを用いずに交流電動機のトルク制御、速度制御、位置制御を行う交流電動機の制御装置が記載されている。

特開２０１０－１７２０８０号公報

　上記従来技術の制御装置は、交流電動機に高周波電圧信号を付与し、その際のインダクタンスの変化を利用してモータの回転角度を推定する。このようなモータにおいて、モータの体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保したい場合には、装置構成のさらなる最適化が要望される。

　本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保することが可能な回転電機及び回転電機の制御装置を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、固定子と回転子を備えた回転電機であって、軸方向に貫通する貫通孔、及び、軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる凹部、の少なくとも一方が形成された複数のティースを備えた固定子鉄心を有する回転電機が適用される。

　また、本発明の別の観点によれば、位置及び速度センサを用いずに上記回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御装置であって、回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与するように構成された高周波電圧付与部と、前記ｑ軸に負荷電流を付与するように構成された負荷電流付与部と、を有する回転電機の制御装置が適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、位置及び速度センサを用いずに上記回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御方法であって、回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与することと、前記ｑ軸に負荷電流を付与することと、を有する回転電機の制御方法が適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、固定子と回転子を備えた回転電機であって、円周方向に複数の磁極部を備えた回転子鉄心と、固定子巻線が巻回される複数のティースを備えた固定子鉄心と、前記固定子巻線の無通電状態において前記磁極部と半径方向に対向した前記ティースを実質的に磁気飽和させる手段と、を有する回転電機が適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、軸方向に貫通する貫通孔、及び、軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる凹部、の少なくとも一方が形成された複数のティースを備えた固定子鉄心を有する回転電機と、前記回転電気の回転軸心より回転子鉄心の磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与し、前記ｑ軸に負荷電流を付与する制御装置と、を有する回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記貫通孔は、前記ティースの円周方向中心位置に形成される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記凹部は、前記ティースの円周方向両側に同じ半径方向位置となるように形成される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記ティースは、円筒状のヨークより内周側に向けて突出した本体部と、前記本体部の内周側先端に位置し、円周方向の寸法が前記本体部より拡大された拡幅部と、を有し、前記貫通孔又は前記凹部は、前記本体部に形成される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記拡幅部は、隣り合う前記ティース同士で相互に連結されており、前記固定子鉄心は、円筒状に連結された前記拡幅部が前記ヨークの内周に固定されて構成される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、円周方向に複数の磁極部を備えた回転子鉄心と、前記回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石と、前記ティースに巻回される固定子巻線と、をさらに有し、前記貫通孔又は前記凹部は、前記固定子巻線の無通電状態において、前記磁極部と半径方向に対向した前記ティースが前記貫通孔又は前記凹部の形成位置において前記永久磁石により実質的に磁気飽和するように、前記円周方向の寸法を設定される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記永久磁石は、前記回転子鉄心の内部に設けられる回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記回転子鉄心は、シャフトに固定され前記複数の磁極部が外周に配置される円筒部を有しており、前記永久磁石は、前記回転子鉄心の前記磁極部相互間において、前記円筒部の外周近傍から前記回転子鉄心の外周近傍まで半径方向に沿って配置される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、前記固定子巻線は、前記ティースに集中巻きにより巻回される回転電機の制御システムが適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、位置及び速度センサを用いずに回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御方法であって、回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与するステップと、前記ｑ軸に負荷電流を付与するステップと、を有する回転電機の制御方法が適用される。

　また、本発明のさらに別の観点によれば、位置及び速度センサを用いずに回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御装置であって、回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与する高周波電圧付与部と、前記ｑ軸に負荷電流を付与する負荷電流付与部と、を有する回転電機の制御装置が適用される。

　本発明によれば、体格を大型化することなく、高負荷時でも突極比を確保することができる。

第１実施形態の回転電機の全体概略構成を表す軸方向断面図である。 図１のＩＩ－ＩＩに沿う回転電機の横断面図である。 センサレス制御を行う制御システム及び制御装置の機能構成例を表すブロック図である。 軸方向直交断面における固定子及び回転子それぞれの磁極配置について説明する図である。 軸方向直交断面における固定子及び回転子それぞれの磁束の発生分布を表す図である。 一般的な電磁鋼板のＢ－Ｈ曲線を表す図である。 無負荷状態にある第１実施形態の磁束分布を表す図である。 無負荷状態にある比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流５０％状態にある第１実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流５０％状態にある比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流１００％状態にある第１実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流１００％状態にある比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流１５０％状態にある第１実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流１５０％状態にある比較例の磁束分布を表す図である。 負荷電流２００％状態にある第１実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流２００％状態にある比較例の磁束分布を表す図である。 第１実施形態において探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスの実測結果を表す図である。 比較例において探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスの実測結果を表す図である。 無負荷状態にある第２実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流５０％状態にある第２実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流１００％状態にある第２実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流１５０％状態にある第２実施形態の磁束分布を表す図である。 負荷電流２００％状態にある第２実施形態の磁束分布を表す図である。 第２実施形態において探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスの実測結果を表す図である。 固定子鉄心の隣り合う拡幅部どうしの先端が接触せずに離間している変形例の回転電機の横断面図である。 制御装置のハードウェア構成例を表すブロック図である。

　＜１．第１実施形態＞
　以下、第１実施形態について図面を参照しつつ説明する。

　　（１－１．回転電機の全体構成）
　まず、図１及び図２を用いて、第１実施形態に係る回転電機１の構成について説明する。図１に示すように、回転電機１は、固定子２と、回転子３とを備え、例えば回転子３を固定子２の内側に備えたインナーロータ型のモータとして構成される。また当該回転電機１は、エンコーダなどの機械的なセンサを用いずに、電気的な処理によってその磁極位置を検出、制御するいわゆるセンサレス制御用の例えば３相交流モータである（センサレス制御については、後の図３で詳述する）。固定子２は、回転子３と径方向に対向するようにフレーム４の内周面に円筒状のヨーク１５を介して設けられている。この固定子２は、固定子鉄心５と、固定子鉄心５に装着されたボビン６と、ボビン６に巻回されたコイル線７（固定子巻線の一例）とを有している。ボビン６は、固定子鉄心５とコイル線７とを電気的に絶縁するために、絶縁性材料で構成されている。ボビン６の軸方向一方側（図１中左側）には基板８が設けられており、この基板８に設けられた回路とボビン６に巻き回されたコイル線７とが、角棒状の２つのピン端子９を介して電気的に接続されている。コイル線７の巻き始め及び巻き終わりの端部７ａは、対応するピン端子９に巻き付けられ、図示を省略する半田等によって固定されている。なお、基板を用いずにコイル線７の端部７ａを結線処理してもよい。

　回転子３は、シャフト１０の外周面に設けられている。シャフト１０は、フレーム４の負荷側（図１中右側）に設けられた負荷側ブラケット１１に外輪が嵌合された負荷側軸受１２と、フレーム４の反負荷側（負荷側の反対側。図１中左側）に設けられた反負荷側ブラケット１３に外輪が嵌合された反負荷側軸受１４とにより回転自在に支持されている。また、図２に示すように回転子３は、回転子鉄心２０と、回転子鉄心２０に複数設けられてシャフト１０を中心として放射状に配置された永久磁石２１と、を備えている。

　　（１－２．固定子鉄心の構成）
　固定子鉄心５は、円筒状のヨーク１５と、このヨーク１５の内周側に等間隔に配置された複数（図示する例では１２個）のティース１８を備え、固定子鉄心５全体は、この例ではいわゆる電磁鋼板からなる。各ティース１８は、円筒状のヨーク１５より内周側に突出するように設けられた本体部１８ａと、その本体部１８ａの内周側先端に位置し円周方向の寸法が本体部１８ａよりも拡大された拡幅部１８ｂと、を有する。拡幅部１８ｂは、隣り合うティース１８同士で相互に連結されている。つまり、固定子鉄心５は、円筒状のヨーク１５と、拡幅部１８ｂが連結されることにより円筒状に連結された複数のティース１８とが、分離するように構成される。固定子２は、コイル線７が集中巻きで巻回されたボビン６が各ティース１８に装着された円筒状の複数のティース１８が、ヨーク１５の内周に固定されることで組立てられる。このとき、図２に示すように、それぞれのティース１８に装着したボビン６のコイル線７の巻回層は、相対する側部同士が間隙１９を空けて配置される。上記円筒状の複数のティース１８をヨーク１５に固定することにより組み立てられた固定子２は、フレーム４の内周面に取り付けられる。その後、間隙１９内に樹脂が圧入され、ボビン６やコイル線７等が樹脂でモールドされる。

　また、ティース１８には、固定子鉄心５の軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる溝状の凹部３２が設けられている。凹部３２は、ティース１８の本体部１８ａの周方向の断面積を減少させるためのものであり、この例では本体部１８ａの円周方向の両側面において同じ半径方向位置となるように形成されている（後述の図４及び図５等も参照）。なお、本実施形態では、凹部３２の形状（軸方向から見た形状）を四角状に形成しているが、これに限定されるものではなく、ティース１８の強度を確保可能であれば円形や楕円形等、その他の形状としてもよい。

　　（１－３．回転子鉄心の構成）
　回転子鉄心２０は、図２に示すように、シャフト１０を囲む円筒部２０Ａと、円筒部２０Ａの半径方向外側に設けられた複数（図示する例では１０個）の磁極部２０Ｂと、永久磁石挿入用穴２０ｂと、漏洩磁束防止用穴２０ｄと、を有する。円筒部２０Ａは、その内周側にシャフト１０が貫通する中心穴２０ａを有する。

　永久磁石挿入用穴２０ｂは、円筒部２０Ａの半径方向外側における磁極部２０Ｂの相互間に軸方向（図１中左右方向）に沿って貫通して設けられ、永久磁石２１が軸方向に挿入されて接着剤により固定される。永久磁石挿入用穴２０ｂは、中心穴２０ａの中心を基準として放射状に延びている。永久磁石挿入用穴２０ｂの大きさ（軸方向から見た面積）は、永久磁石２１の大きさ（軸方向直交断面積）とほぼ同じである。このように本実施形態の例においては、回転子３は永久磁石２１が回転子鉄心２０の内部に埋め込まれた、いわゆるＩＰＭ型（Ｉｎｔｅｒｎａｌ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）で構成されている。また、各永久磁石２１は、回転子鉄心２０の磁極部２０Ｂの相互間において、円筒部２０Ａの外周近傍より回転子鉄心２０の外周近傍まで半径方向に沿って配置される、いわゆるＩ字型配置で設けられている。

　なお、回転子３は上記ＩＰＭ型に限定されるものではなく、永久磁石２１が回転子鉄心２０の表面に設けられた、いわゆるＳＰＭ型（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）としてもよい。また、永久磁石の配置構成は上記Ｉ字型に限定されるものではなく、例えばＶ字状に配置してもよい。

　漏洩磁束防止用穴２０ｄは、磁極部２０Ｂのうち、半径方向内側の部位において永久磁石挿入用穴２０ｂの相互間に設けられた、漏洩磁束防止用の空隙である。漏洩磁束防止用穴２０ｄは、永久磁石２１からの磁束が当該漏洩磁束防止用穴２０ｄよりも半径方向内側へと漏れるのを抑制し、回転トルクの発生に寄与する磁束の減少を防止する。

　なお、漏洩磁束防止用穴２０ｄは、半径方向外側に尖った横断面形状とするのが好ましい。このような形状とすることにより、その漏洩磁束防止用穴２０ｄの両側に位置する永久磁石２１からの磁束を、半径方向外側への尖り形状に沿ってそれぞれ円滑に回転子鉄心２０の外周側へと導くことができる。本実施形態では、漏洩磁束防止用穴２０ｄを略五角形とすることにより、上記効果を得ると共に、永久磁石２１の磁束発生面である側面と、当該側面と対向する漏洩磁束防止用穴２０ｄの面との間隙を狭くし、内周側への漏洩磁束の低減効果を高めることができる。

　　（１－４．センサレス制御の具体例）
　図３は、上記回転電機１に対してセンサレス制御により速度制御を行う回転電機の制御システム１００及び制御装置３００の構成の一例を表している。なお、図３に示す機能ブロック図は伝達関数形式で表記されている。この図３において、制御システム１００は、回転電機１と、制御装置３００とを有する。制御装置３００は、ｑ軸に負荷電流を付与し、ｄ軸に高周波電圧を付与する。以下、より具体的に機能ブロックで実装した例を説明する。

　制御装置３００は、減算器３２１と、ベクトル制御器３２２と、電圧制御器３２３と、電流検出器３２４と、矩形波電圧発生器３２５と、座標変換器３２６と、磁極位置演算器３２７と、速度演算器３２８とを備えている。

　この図３では示していない上位制御装置から、回転電機１の駆動を制御するための磁束指令値と速度指令値ωｒ＊が入力されている。速度指令値ωｒ＊は、減算器３２１により後述する速度推定値ωｒ＾との偏差が取られる。この偏差と磁束指令値がベクトル制御器３２２に入力される。ベクトル制御器３２２は、負荷状態によらず速度推定値ωｒ＾が速度指令値ωｒ＊に一致するようにモータ電流の磁束成分（ｄ軸成分）とトルク成分（ｑ軸成分）とを定めて、回転電機１の速度及び電流を制御するための電圧指令値を回転直交座標系（ｄ－ｑ軸座標系）における２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊，ΔＶｓｑ＊として出力する。電圧制御器３２３（負荷電流付与部の一例）は、入力された２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊，ΔＶｓｑ＊に基づいて、回転電機１に３相駆動電圧を出力する。これにより制御装置３００は、任意の速度とそれに対応するトルクで回転電機１を駆動制御できる（位置制御も行うが図示を省略）。

　また一方、図示していない上位制御装置から、磁極位置検出制御信号が矩形波電圧発生器３２５に入力される。磁極位置検出制御信号を入力された矩形波電圧発生器３２５（高周波電圧付与部の一例）は、任意に設定した時間周期の矩形波電圧（高周波電圧の一例）で電圧指令ΔＶｈと位相指令Δθｈを出力する。これら電圧指令ΔＶｈと位相指令Δθｈが、電圧制御器３２３内で上記の電圧指令値ΔＶｓｄ＊に重畳されることで、ｄ軸に高周波電圧が付与される。このようにして、電圧制御器３２３は回転電機１に出力する電圧の振幅と位相を操作する。

　電流検出器３２４は、回転電機１に入力される電流を３相ｉｕ，ｉｖ，ｉｗそれぞれで検出する。座標変換器３２６は、これら３相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、２相電流値ｉｓα、ｉｓβに変換する。これら２相電流値ｉｓα，ｉｓβは、ｕ相を基準軸のα軸としてそれに直交するβ軸との直交座標系における各軸の電流値である。ここで、回転電機１のｄ軸とｑ軸のそれぞれのインダクタンスに偏差がある場合、すなわち、当該回転電機１が磁気突極性を有する場合、この２相電流値ｉｓα，ｉｓβの振幅は磁極位置θの情報を含んでいる。磁極位置演算器３２７は、上記矩形波電圧発生器３２５から出力された電圧指令ΔＶｈを参照しつつ、２相電流値ｉｓα，ｉｓβに基づいて回転電機１の磁極位置θを演算し出力する。この磁極位置θの演算手法については、公知の手法に従って行えばよく（例えば特開２０１０－１７２０８０号公報参照）、ここでは詳細な説明を省略する。

　磁極位置演算器３２７が出力する磁極位置信号θは、電圧制御器３２３に入力されるとともに、速度演算器３２８にも入力される。速度演算器３２８は、磁極位置θを微分演算することで回転電機１の推定速度ωｒ＾を演算する。この速度推定値ωｒ＾は、上記減算器３２１で速度指令値ωｒ＊から減算して偏差を取ることで、速度フィードバック制御に利用される。そして、特に図示しないが、磁極位置θはＵ相を基準とした回転電機１の回転位置としてみなすことができ、上位制御装置内でこの磁極位置信号θを利用した位置フィードバック制御も行う。以上から、回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出するためには、回転電機１の磁気突極性が高いことが要求される。

　なお、上記では、探査信号である矩形波電圧をｄ軸（電圧指令値ΔＶｓｄ＊）に重畳し、ｑ軸成分だけに負荷交流電流を入力（ｄ軸成分には磁束成分だけ入力）したが、これに限定されない。負荷交流電流についてはｑ軸成分だけに入力すべきだが、探査信号はｑ軸あるいはｄ軸とｑ軸の両方に重畳入力してもよい。しかし、ｑ軸に高周波電圧信号を重畳すると駆動に必要な電圧の低下やトルク脈動を生じさせる原因となるため、できるだけｄ軸だけに探査信号を重畳入力するのが望ましい。また、上記回転電機１のｄ軸、ｑ軸インダクタンスは、基本波電流に対するインダクタンスではなく、高周波重畳電圧信号とそれに対応する電流から定義される高周波インダクタンスのことであり、以後の説明でも高周波インダクタンスを単にインダクタンスと呼ぶ。

　なお、上述した電圧制御器３２３、矩形波電圧発生器３２５等における処理等は、これらの処理の分担の例に限定されるものではなく、例えば、１つの処理部で処理されてもよく、また、更に細分化された処理部により処理されてもよい。また、制御装置３００は、矩形波電圧発生器３２５の回転電機１に駆動電力を給電する部分（インバータ等）のみ実際の装置により実装され、その他の機能は後述するＣＰＵ９０１（図２１参照）が実行するプログラムにより実装されてもよいし、電圧制御器３２３及び矩形波電圧発生器３２５の一部又は全部がＡＳＩＣやＦＰＧＡ９０７（図２１参照）、その他の電気回路等の実際の装置により実装されてもよい。

　　（１－５．回転電機の軸方向直交断面における磁極配置）
　次に、図４用いて軸方向直交断面における固定子２及び回転子３それぞれの磁極配置について説明する。なお、上記図２の軸方向直交断面における磁極配置はシャフト１０の回転軸心に関して１８０°で点対称の配置となるため、図４では、上方の半円部だけが図示され、下方の半円部は図示が省略されている（後述の図５、図７～図１１においても同様）。上述のように本実施形態の回転電機１は、固定子２全体に１２個のティース１８を備え、回転子３全体に１０個の磁極部２０Ｂを備えた、いわゆる１０Ｐ１２Ｓ（Ｐ：ポール＝磁極部数、Ｓ：スロット＝ティース数）のスロットコンビネーション構成となっている。従ってこの図４では、固定子２側の半円部で６個のティース１８が示され、回転子３側の半円部で６個の永久磁石２１に挟まれた５個の磁極部２０Ｂが示されている。

　まず固定子２側では、隣り合う２つのティース１８どうしがコイル線７をそれぞれ逆方向に巻回されている。そして、隣り合う２つのティース１８が一つの組となって同一の電流相に対応する。また各組の単位で時計方向順にＵ，Ｖ，Ｗの電流相が配置されている。つまりシャフト１０の回転軸心を原点とした機械的な静止座標において、配置が互いに６０°ずれて隣り合う２組のティース１８どうしは、電気的に１２０°ずれた位相差で交番磁界が発生する（但し、回転子３の回転に伴い後述するｄ軸とｑ軸の移動に応じて各相の振幅は変化する）。ティース１８を１２個（６組）備える本実施形態の固定子２においては、供給される３相交流の各相Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ２組のティース１８が対応し、それらの２組の間は機械角で１８０°ずれた位置に配置されている。

　次に回転子３側では、各永久磁石２１が、略円周方向に沿って、隣り合う２つの永久磁石２１どうしが互いに向かい合う方向（図中の矢印ブロックの方向）で着磁されている。これにより、Ｎ極どうしが向かい合う位置の磁極部２０Ｂは、半径方向外側にＮ極の磁極を向かわせるＮ型磁極部２０ＢＮとなる。また、Ｓ極どうしが向かい合う位置の磁極部２０Ｂは、半径方向外側にＳ極の磁極を向かわせるＳ型磁極部２０ＢＳとなる。これらＮ型磁極部２０ＢＮとＳ型磁極部２０ＢＳは５個ずつ存在し、回転子鉄心２０の円周方向に沿って交互に配置される。このように隣り合う２つの永久磁石２１から発生する磁束を１つの磁極部２０Ｂへ集中させることにより磁力を高め、磁極部２０Ｂとティース１８が対向した位置において、ティース１８を十分に磁気飽和させることが可能となる。

　以上の磁極配置において、隣り合うＳ型磁極部２０ＢＳからＮ型磁極部２０ＢＮへ向かう方向でそれぞれの円周方向中央位置を渡るようにｄ軸が配置される。つまり、シャフト１０の回転軸心よりＮ型磁極部２０ＢＮの中心方向に延びる軸がｄ軸となり、その磁極の中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とする。したがって、隣り合う３つの永久磁石２１の間の機械的な７２°の角度範囲が、電気的に直交するｄｑ軸座標における３６０°の電気角範囲に相当する。そして、ｄｑ軸座標は、静止座標において回転子３の回転中心に対し回転する回転直交座標として機能する。

　ここで上述したように、固定子２側における各相Ｕ，Ｖ，Ｗが機械的に６０°の間隔で配置され、回転子３側における各ｄｑ軸座標が７２°の間隔で配置されている。このように１０Ｐ１２Ｓの構成では、固定子２側と回転子３側との間に１２°に相当する設置間隔差が設けられている。

　　（１－６．回転電機の軸方向直交断面における磁束分布）
　図５は、以上のような磁極配置の回転電機１における、磁束の発生分布を表している。なお、回転子３が回転動作している最中のうち、１つのＮ型磁極部２０ＢＮの中心（及びそれを跨ぐｑ軸）がＶ相とＷ相の間の中間に位置するとともに、１つの永久磁石２１の中心（及びそれを跨ぐｄ軸）がＵ相の中央位置に一致している状態を示している（後述の図７～図１１においても同様）。また、三相交流モータでは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に互いに１２０°の位相差を持つ交流電流を印加するが、図５では、Ｕ相の電流瞬時値が０であり、Ｖ相からＷ相に瞬時電流が流れている状態の磁束分布を示している。

　以下、本発明の原理説明を図５の状態の磁束分布を用いて説明する。なお、図５に示すように、１相コイルに鎖交する磁石磁束が最大となる固定子２と回転子３の配置関係は機械角で１２°毎（電気角６０°毎）に現れるが、その間の位置関係に対しても同様に本発明の原理が適用できる。ここでは説明の簡単なため、図５の状態の磁束分布を用いる。

　まず固定子２側において、各相に対応する同一組の２つのティース１８に巻回するコイル線７に対応する相の交流電流を流した場合、その組の２つのティース１８の本体部１８ａとヨーク１５と隣り合う拡幅部１８ｂとを通過する経路で交番磁界（図中の細破線矢印参照）が循環するように発生する。ただし本実施形態の例では、上述したように本体部１８ａの周方向両側には凹部３２が形成されている。このため、上記交番磁界による生じる交番磁束は、本体部１８ａの２つの凹部３２の間を通過して循環する。

　また一方、回転子３側の各磁極部２０ＢＮ，２０ＢＳの外周側先端から半径方向に発生する一定磁束（図中の太実線矢印参照）が、半径方向に対向する各ティース１８を通過して循環する。この各磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳからの一定磁束が各ティース１８を通過する通過経路としては、主に２通りある。１つ目の通過経路は、隣り合う２つのティース１８の本体部１８ａとヨーク１５を循環するよう通過する本体部通過経路である。２つ目の通過経路は、１つのティース１８の拡幅部１８ｂだけを通過して漏れるように循環する拡幅部通過経路である。

　そして固定子２側の各ティース１８には、上述したように各コイル線７に流れる交流電流によって発生する交番磁束と、半径方向に対向する各磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳから流入する一定磁束とを合成した磁束が通過する。ここで、交流電流による交番磁束と永久磁石２１による一定磁束の方向が一致する場合には、ティース１８内の磁気飽和が強まる。また、交番磁束と一定磁束の方向が逆向きの場合には、ティース１８内の磁気飽和が弱まる。

　一方、瞬時電流値が０となっているＵ相に対応する１組のティース１８においては交番磁束が発生せず、当該Ｕ相の中央位置に一致する永久磁石２１の両隣の２つの磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳからの一定磁束だけがティース本体部１８ａの内部を通過する。ただし本実施形態の例では、上述したように本体部１８ａの周方向両側には凹部３２が形成されている。このため、上記磁極部２０ＢＮ、２０ＢＳからの一定磁束は、本体部１８ａの２つの凹部３２の間を通過して循環する。このように、当該Ｕ相の中央位置に一致する永久磁石２１を跨ぐ配置のｄ軸、つまり瞬時電流値が０となっている相に一致するｄ軸方向のティース本体部１８ａが、他のティース１８と比較して最も磁気飽和し易くなり、重畳電圧により発生する磁束が通りにくくなる。すなわち、ｄ軸インダクタンスが低下することとなる。

　一方、Ｖ相とＷ相の間の中間に位置するＮ型磁極部２０ＢＮからの一定磁束は、Ｖ相側とＷ相側に分岐し、さらにそれぞれ本体部通過経路と拡幅部通過経路に分岐する。ここで、当該Ｎ型磁極部２０ＢＮの両隣の２つの永久磁石２１は、それぞれの円周方向位置が拡幅部１８ｂの略中心位置に位置する。このため、Ｖ相側とＷ相側にそれぞれ分岐する一定磁束のうち、本体部通過経路よりも拡幅部通過経路の方に磁束が集中しやすくなる（漏れ磁束となる割合が大きい）。つまり、Ｖ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸周辺では、ティース１８全体のうち内周側の拡幅部１８ｂでは磁束密度が高くなり、本体部１８ａでは磁束密度が低くなる。

　また、Ｖ相側の本体部通過経路を通過する一定磁束については、Ｖ相で発生する交番磁束と通過方向が一致するため、ティース本体部１８ａ内の磁気飽和を強める傾向がある。

　また、Ｗ相側の本体部通過経路を通過する一定磁束については、Ｗ相で発生する交番磁束と通過方向が逆向きとなるため、ティース本体部１８ａ内の磁気飽和を弱める傾向がある。

　Ｖ相、Ｗ相の両方の各ティース拡幅部１８ｂにおいても、一定磁束と交番磁束の向きが一致する磁束を強める箇所１８ｂ１と、一定磁束と交番磁束の向きが逆向きとなる磁束を弱める箇所１８ｂ２が存在する。磁束を弱める箇所１８ｂ２は負荷電流が大きくなるほど、磁気飽和が緩和されて、重畳電圧により発生する磁束が通りやすくなる。すなわちｑ軸インダクタンスが増加する。

　以上を総合すると、ｄ軸方向のティース１８は一定磁束により本体部１８ａが全体的に磁気飽和し、重畳電圧により発生する磁束が通りにくくなる（ｄ軸インダクタンスが低下する）。一方、Ｖ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸近傍、すなわち、瞬時電流値が流れている２つの相の間を跨ぐｑ軸方向近傍のティース１８では、ティース本体部１８ａは磁気飽和せず拡幅部１８ｂのみが磁気飽和するため、重畳電圧により発生する磁束はｄ軸方向のティース１８よりも通りやすくなる（ｑ軸インダクタンスがｄ軸インダクタンスよりも大きくなる）。さらに、負荷電流をｑ軸に印加したとき、磁束を弱める箇所１８ｂ２が発生するため、重畳電圧により発生する磁束は負荷電流をｑ軸に印加しない場合に比べ、さらに通りやすくなる（ｑ軸インダクタンスが増加する）。

　　（１－７．凹部の形成による磁極突極比への影響）
　回転子３の磁極突極比（「磁気突極比」ともいう）をρ、ｑ軸のインダクタンスをＬｑ、ｄ軸のインダクタンスをＬｄとすると、
　ρ＝Ｌｑ／Ｌｄ　・・・（１）
の関係となる。上述したように、センサレス制御において回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出するためには、当該回転子３における磁極突極比ρが高いことが要求される。

　ここで、インダクタンスＬは、磁束φと電流ｉより、式（２）で定義され、電流に対する発生磁束が多いほどインダクタンスが大きくなる。
　φ＝Ｌｉ　・・・（２）
　また、電圧ｖ、電流ｉとインダクタンスＬの関係は式（３）で表されるため、一定の交流電圧に対して、インダクタンスが小さいほど交流電流の時間的偏差が大きくなる。
　ｖ＝ｄφ／ｄｔ＝Ｌｄｉ／ｄｔ　・・・（３）
　以上のインダクタンスの性質を利用し、センサレス制御では、矩形波電圧発生器３２５から出力される矩形波電圧（高周波電圧の一例）を２相電圧指令値ΔＶｓｄ＊，ΔＶｓｑ＊に重畳し、ｄ軸とｑ軸の間のインダクタンス偏差により生じる２相電流値ｉｓα，ｉｓβの振幅偏差に基づいて磁極位置θを推定する。

　本実施形態の例では、回転子３にｄ軸とｑ軸がそれぞれ５カ所配置されており、それぞれティース１８や交番磁束との配置関係によってインダクタンスが異なる。そのうち、瞬時電流値が０となっている相（図５に示す例ではＵ相）に一致するｄ軸方向のティース１８が最も磁気飽和し易く、すなわち最もインダクタンスの小さいｄ軸となる。また、瞬時電流値が流れている２つの相（図５に示す例ではＶ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸方向のティース１８が最も磁気飽和しにくく、すなわち最もインダクタンスの大きいｑ軸となる。回転子３全体におけるｄ軸インダクタンスＬｄ（（１）式の分母）とｑ軸インダクタンスＬｑ（（１）式の分子）は、それぞれ１２コイルによるｄ軸インダクタンスの総量、１２コイルによるｑ軸インダクタンスの総量となる。

　回転子３に回転トルクを与えるには、ｑ軸成分の負荷電流だけを印加させればよい（ｄ軸成分はトルクには影響しない）。しかし、ｑ軸成分の負荷電流を大きく増加すると、ロータコアの磁気飽和が大きくなり、ロータコア形状に起因する磁極突極比ρが低下する。すなわち、回転電機１の磁極位置θの検出精度が低下してしまう。

　これに対し、回転電機１の磁極突極比ρを高めるために、ティース１８の磁気飽和を利用することで、磁極突極比ρを高めることができる。すなわち、瞬時電流値が０となっている相（図５に示す例ではＵ相）に一致するｄ軸のインダクタンスをさらに小さくし、瞬時電流値が流れている２つの相（図５に示す例ではＶ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスをさらに大きくすればよい。

　このために本実施形態では、固定子２の各コイル線７の無通電状態（以下適宜「無負荷状態」ともいう）において、磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８が永久磁石２１からの一定磁束のみにより実質的に磁気飽和するよう、各ティース１８が構成される。その具体的な手段として、磁極部２０Ｂと対向したティース１８が実質的に磁気飽和するように、各ティース１８の本体部１８ａの円周方向両側に凹部３２が形成されている。これにより、ティース１８の凹部３２の形成部分における円周方向の幅Ｗ１（図７Ａ等参照）を小さくでき、断面積を減少させることができる。そして、凹部３２は、コイル線７の無通電状態において、磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８が凹部３２の形成位置において永久磁石２１により実質的に磁気飽和するように、円周方向の寸法を設定されている。これにより、コイル線７の無通電状態において磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８の凹部３２の形成部分における永久磁石２１による磁束密度を増大させ、実質的に磁気飽和させることが可能となる。これにより、ｄ軸インダクタンスを小さく抑えることができる。

　ここで、一般的にティース１８を構成する電磁鋼板は、図６のＢ－Ｈ曲線に示すような磁気飽和特性を有している。すなわち、電磁鋼板にかける磁界強度を０から次第に増加させた場合、磁界強度が低いうちはそれにほぼ比例するように磁束密度が上昇する。しかし、磁界強度をある程度以上に増加させると、磁束密度の上昇率は低下し、最後にはほとんど磁束密度が上昇しなくなる。本実施形態では、磁束密度が例えば１．９Ｔ（テスラ）以上となった状態を、「実質的に磁気飽和」した状態とする。なお、実質的に磁気飽和した状態の磁束密度はこの値に限定されるものではなく、ティース１８を構成する材質等に応じて適宜変更される。

　また、ティース１８と磁極部２０とが「半径方向に対向」した状態は、ティース１８のうち少なくともティース本体部１８ａが磁極部２０Ｂと半径方向に対向した状態を言う。具体的には、本体部１８ａが円周方向における磁極部２０の角度範囲内にあることを言う。

　これにより、瞬時電流値が０となっている相（図５に示す例ではＵ相）に一致するｄ軸では、対向するティース本体部１８ａが永久磁石２１からの一定磁束線だけでほぼ磁気飽和して（磁束の通過余裕をなくして）インダクタンスを最小にできる。すなわち、回転子３全体のｄ軸のインダクタンスの総量Ｌｄを小さくできる。また、瞬時電流値が流れている２つの相（図５に示す例ではＶ相、Ｗ相）の間を跨ぐ配置のｑ軸では、対向するティース本体部１８ａが磁気飽和を弱めてインダクタンスを増加できる（この点については後の図７～図１１で詳述する）。すなわち、回転子３全体のｑ軸のインダクタンスの総量Ｌｑを大きくできる。以上により、上記（１）式の右辺の分母（Ｌｄ）を小さくし、右辺の分子（Ｌｑ）を大きく取れるため、回転子３の磁極突極比ρを高めることができる。

　　（１－８．凹部のない比較例との負荷ごとの磁束分布の比較）
　図７～図１１それぞれのＡ図は、上述した凹部３２によるティース幅の変更による磁極突極比ρへの影響を具体的に示している。図７～図１１それぞれのＡ図は本実施形態に対応している。前述のように、各ティース本体部１８ａの円周方向両側には凹部３２が設けられ、凹部３２の形成位置におけるティース本体部１８ａの円周方向幅がＷ１に設定されている。Ｗ１は、無負荷状態において磁極部２０Ｂと対向したティース１８が永久磁石２１からの一定磁束のみにより実質的に磁気飽和するような値に設定されている。

　一方、図７～図１１それぞれのＢ図は比較例に対応しており、各ティース本体部１８ａには凹部３２が形成されていない。その結果、比較例におけるティース本体部１８ａの円周方向の幅は、実施形態におけるティース本体部１８ａの凹部３２の形成されていない部分の幅Ｗ２と同じ幅となっている。この比較例では、無負荷状態において磁極部２０Ｂと対向したティース１８は、永久磁石２１からの一定磁束のみによって実質的に磁気飽和しない。また、図７は固定子２に交流電流を全く供給していない無負荷状態の磁束分布を示し、図８はｑ軸成分（トルク成分）の負荷交流電流（負荷電流に相当）を定格の５０％供給した状態、図９は負荷交流電流を定格の１００％供給した状態、図１０は負荷交流電流を１５０％供給した状態、図１１は負荷交流電流を２００％供給した状態をそれぞれ示している。なお上記各図には、図５と同様にインダクタンスが最小となるｄ軸と、インダクタンスが最大となるｑ軸が示されている。

　上述したように比較例では、各ティース本体部１８ａの円周方向の幅寸法Ｗ２が比較的大きく、断面積が大きく設定されている（図７Ｂ～図１１Ｂ参照）。そのため、瞬時電流値が０となっているＵ相に一致するｄ軸では、磁極部２０ＢＮ，２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａが磁気飽和に至っておらず、さらに磁束が通過できる余裕がある。このため、負荷交流電流を増加した場合には、他のＶ相、Ｗ相の交番磁束から影響を受けてｄ軸のインダクタンスが変動する。つまり、上記（１）式中にある回転子３全体のｄ軸インダクタンスの総量Ｌｄが変動しやすくなる。

　これに対し、上述したように本実施形態では、各ティース本体部１８ａに凹部３２を設けることにより円周方向の幅寸法Ｗ１が小さく、ティース本体部１８ａの断面積が小さく設定されている（図７Ａ～図１１Ａ参照）。そのため、瞬時電流値が０となっているＵ相に一致するｄ軸では、磁極部２０ＢＮ，２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａがすでに永久磁石２１からの一定磁束線だけで実質的に磁気飽和している。つまり、さらなる磁束の通過余裕がないため、負荷交流電流を大きく増加させても他のＶ相、Ｗ相の交番磁束から影響を受けず、ｄ軸のインダクタンスは小さいまま維持される（磁束密度が大きいまま維持される）。つまり、負荷交流電流を増加させても、上記（１）式中にある回転子３全体のｄ軸インダクタンスの総量Ｌｄが小さいまま維持される。

　また一方、比較例では、負荷交流電流を０％から２００％に順次大きくすると、Ｖ相とＷ相の全体においても磁気飽和が進んでしまい、それらの間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスが総合的に低下する。

　これに対し、本実施形態では、負荷交流電流を０％から２００％に順次大きくすると、瞬時電流値が流れているＶ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスは次第に増加する。これは、負荷交流電流を大きくするに従い、図中のＰ１，Ｐ２，Ｐ３で示すティース拡幅部１８ｂの先端において磁気飽和を弱める効果が大きくなるためである。前述の図５に示すように、Ｐ１の箇所は、当該ｑ軸の周囲で拡幅部通過経路を通過する一定磁束（漏れ磁束）が交番磁束と逆向きになることで、磁気飽和が弱められる箇所である。また、Ｐ２の箇所は、当該ｑ軸の周囲でＷ相側の本体部通過経路及び拡幅部通過経路を通過する一定磁束が交番磁束と逆向きになることで、磁気飽和が弱められる箇所である。また、Ｐ３の箇所は、Ｗ相側の本体部通過経路を循環して磁極部２０ＢＳへ戻る一定磁束が交番磁束と逆向きになって磁気飽和が弱められる箇所である。このように、負荷交流電流を大きくするに従い、Ｖ相とＷ相の全体において磁気飽和が進むものの、上記Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の箇所では磁気飽和が大きく弱められるので、その結果当該ｑ軸におけるインダクタンスが総合的には増加する（図７Ａ～図１１Ａ参照）。これにより、上記（１）式中にある回転子３全体のｑ軸インダクタンスの総量Ｌｑを、負荷交流電流の増加に合わせて増大させることができる。

　なお、比較例においても、負荷交流電流を大きくするに従い上記Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対応する箇所において磁気飽和を弱める現象が見られる。しかし、本実施形態の場合は、各ティース本体部１８ａの円周方向の幅寸法Ｗ１が凹部３２を設けたことでＷ２よりも小さく、円周方向の断面積が小さく設定されている分だけ、ｄ軸方向のティース本体部１８ａで磁気飽和が進んでおり、ｄ軸磁束とｑ軸磁束による相互的な干渉を受けにくい。以上から、比較例では負荷交流電流を増加すると磁極突極比ρが低下しやすいが、本実施形態では負荷交流電流（モータ負荷）を増加しても磁極突極比ρを大きく取ることができる。

　なお、比較例においては、ティース１８の幅寸法が大きく、永久磁石２１による一定磁束のみでは、磁極部２０ＢＮ，２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａを実質的に磁気飽和させることができない。このような場合には、固定子２の各コイル線７にトルクに寄与しない正のｄ軸電流を流すことで、ｄ軸方向のティース１８を実質的に磁気飽和させることが可能となり、本実施形態と同様の磁極突極比が得ることが可能である。

　なお、本実施形態の凹部３２が、固定子巻線の無通電状態において磁極部と半径方向に対向したティースを実質的に磁気飽和させる手段の一例に相当する。

　　（１－９．第１実施形態の効果）
　以上説明したように、本実施形態の回転電機１は、固定子鉄心５が備える複数のティース１８の各々が、軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる凹部３２を有するので、次のような効果を奏する。

　すなわち、ティース１８に凹部３２を形成することにより、当該凹部３２の形成部分におけるティース１８の断面積を減少させることができる。これにより、コイル線７の無通電状態において磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８の上記形成部分における永久磁石２１による磁束密度を増大させ、実質的に磁気飽和させることが可能となる。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄを小さく抑えることができる。

　一方、ｑ軸方向のティース１８においては先端部のみが磁気飽和し、永久磁石２１による磁束と負荷交流電流による磁束の向きが一致する部位（図５に示す１８ｂ１）の磁気飽和が強くなるが、両磁束の向きが反対の部位（図５に示す１８ｂ２。図７～図１１に示すＰ１，Ｐ２，Ｐ３）は磁気飽和が弱くなる。磁気飽和が弱くなった部分においては重畳電圧による磁束が通りやすくなるので、インダクタンスが増加する。本実施形態では、負荷交流電流を大きくするとｑ軸方向にあるティース１８の先端部の磁気飽和を緩和することができるので、高負荷時にｑ軸インダクタンスＬｑを増加させることができる。

　以上により、高負荷時でも磁極突極比ρを確保することが可能となる。その結果、負荷トルクを大きくした場合でも精度の高い位置推定を行うことができる。また、高負荷時の回転子鉄心２０の磁気飽和を回避するために回転子３を大型化する必要もないので、回転電機１の体格の大型化を招くこともない。

　図１２は、本実施形態において、負荷電流をｑ軸に与えた状態（Ｖ相からＷ相に電流を印加した状態）で、探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスのシミュレーション結果を表している。なお、図の横軸は、ｄｑ軸座標の電気角範囲１８０°に渡る重畳電圧位相であり、０°がｄ軸、９０°がｑ軸に相当する。また図の縦軸は、高周波インダクタンスであり、高周波電圧信号により発生する高周波磁束の通りやすさに相当する。

　この図１２において、いずれの負荷（交流負荷電流の大きさ）で作動させた場合でも、ｄ軸の高周波インダクタンスは略正弦波状の曲線で変化し、それらの位相のずれは比較的少なく、ほぼ一致している。この正弦波のうちの最小値に対する最大値の比（最大値／最小値）が磁極突極比ρに相当する。つまり正弦波の振幅が大きいほど磁極突極比ρが高い。本実施形態の場合には、図示するように、無負荷時でも十分な磁極突極比ρを確保できる上、負荷が大きくなるほど磁極突極比ρが高くなることが分かる。

　これに対して図１３は、上述の比較例における同等の図である。この図１３においては、無負荷時の磁極突極比ρが低く、負荷を大きくしても本実施形態ほど高くならない。さらにこの比較例では、負荷が大きいほど正弦波の位相が大きくずれてしまう。これは、ｄ軸方向のティース１８が十分に磁気飽和しておらず、ｑ軸電流による磁束がｄ軸の磁束に影響を与えてしまうためである。このように、ｄ軸インダクタンスの正弦波曲線の位相が変動すると、回転電機１の磁極位置θの検出精度が大きく損なわれる。以上より、本実施形態の方が、比較例よりも磁極突極比ρを高く確保でき、回転電機１の磁極位置θを高い精度で検出できる。

　また、本実施形態によれば、次のような効果をも得る。例えば、予めティース１８の幅を小さく設計する場合には、その構成に特化した専用設計、使用部材及び生産設備等が必要となり、工数及びコストの大幅な増大を招く。本実施形態によれば、標準構造のティース１８に凹部３２を形成する追加加工を施すことで対応することが可能となるので、コストの増大を抑えることができる。

　さらに、上記のように予めティース１８の幅を小さく設計する場合、磁極突極比はそのティース幅に応じた値に固定される。一方、本実施形態によれば、凹部３２を形成する際にその寸法を調整することができるので、磁極突極比ρを調整することが可能となる。

　また、本実施形態では特に、凹部３２は、ティース１８の円周方向両側に同じ半径方向位置となるように形成される。これにより、ティース１８を円周方向に対称な形状とすることができるので、コギングを低減できる。

　また、本実施形態では特に、ティース１８は、円筒状のヨーク１５より内周側に向けて突出した本体部１８ａと、本体部１８ａの内周側先端に位置し、円周方向の寸法が本体部１８ａより拡大された拡幅部１８ｂと、を有し、凹部３２は、本体部１８ａに形成される。このように、ティース１８が円周方向の寸法を拡大した拡幅部１８ｂを有することにより、固定子２と回転子３とが対向する面積が増大され、固定子２と回転子３との間の磁束の流れを円滑にできる。

　また、本実施形態では特に、拡幅部１８ｂは、隣り合うティース１８同士で相互に連結されており、固定子鉄心５は、円筒状に連結されたティース１８がヨーク１５の内周に固定されて構成される。このように、拡幅部１８ｂが相互に連結されることで、ｑ軸方向のティース１８において永久磁石２１による磁束の向きと負荷交流電流による磁束の向きが反対となる部位（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３）での磁気飽和を弱める効果を高めることができる。これにより、高負荷時のｑ軸インダクタンスＬｑをより増加させることができるので、高負荷時でも磁極突極比を確保することができる。

　また、本実施形態では特に、永久磁石２１は、回転子鉄心２０の内部に設けられる。これにより、永久磁石２１が回転子鉄心２０の表面に設けられる場合に比べ、磁石トルクに加えてリラクタンス・トルクを回転力とすることが可能となるので、小型且つ高トルクの回転電機を実現できる。

　また、本実施形態では特に、回転子鉄心２０は、シャフト１０に固定され複数の磁極部２０Ｂが外周に配置される円筒部２０Ａを有しており、永久磁石２１は、回転子鉄心２０の磁極部相互間において、円筒部２０Ａの外周近傍から回転子鉄心２０の外周近傍まで半径方向に沿って配置され、いわゆるＩ字型配置で設けられている。これにより、永久磁石の投入量を増大し、磁束を磁極部２０Ｂに集中させることができる。

　また、本実施形態では特に、コイル線７は、ティース１８に集中巻きにより巻回される。一般に、磁極突極比ρを高くする場合には分布巻きが採用されるが、この場合には回転電機１の体格が大きくなる。本実施形態では、ティース１８に凹部３２を形成することにより磁極突極比ρを確保できるので、コイル線７に集中巻きを採用することが可能となり、回転電機１を小型化できる。

　また、本実施形態では特に、制御装置３００が、ｄ軸に高周波電圧を付与する矩形波電圧発生器３２５と、ｑ軸に負荷電流を付与する電圧制御器３２３とを有する。これにより、高周波電圧信号を付与した際のインダクタンスの変化を利用して、回転電機１の磁極位置θを推定することができる。そして、回転電機１は高負荷時でも磁極突極比ρを確保することができる。したがって、回転電機１の負荷トルクを大きくした場合でも精度の高いセンサレス制御を行うことが可能な制御装置３００及び制御システム１００を実現できる。

　＜２．第２実施形態＞
　次に、第２実施形態について図面を参照しつつ説明する。

　　（２－１．固定子鉄心の構成）
　図１４～図１８に示すように、本実施形態に係る回転電機１では、各ティース１８の本体部１８ａに、凹部３２の代わりに、軸方向に貫通する貫通孔３４が形成されている。その他の構成は第１実施形態と基本的に同様であるので、本実施形態に係る回転電機１を表す軸方向断面図や横断面図等は省略する。

　図１４～図１８において、貫通孔３４は、ティース１８の本体部１８ａの周方向の断面積を減少させるためのものであり、この例ではティース本体部１８ａの円周方向中心位置に形成されている。なお、本実施形態では、貫通孔３４の形状（軸方向から見た形状）を四角状に形成しているが、これに限定されるものではなく、ティース１８の強度を確保可能であれば円形や楕円形等、その他の形状としてもよい。

　貫通孔３４は、コイル線７の無通電状態において、磁極部２０Ｂと半径方向に対向したティース１８が貫通孔３４の形成位置において永久磁石２１により実質的に磁気飽和するように、円周方向の寸法を設定されている。この例では、本体部１８ａの貫通孔３４の両側の円周方向の幅がそれぞれＷ１／２とされ、貫通孔３４の形成部分における本体部１８ａの円周方向の幅がＷ１に設定されている。Ｗ１は、上記実施形態と同様の値である。

　　（２－２．負荷ごとの磁束分布）
　図１４は固定子２に交流電流を全く供給していない無負荷状態の磁束分布を示し、図１５はｑ軸成分（トルク成分）の負荷交流電流（負荷電流に相当）を定格の５０％供給した状態、図１６は負荷交流電流を定格の１００％供給した状態、図１７は負荷交流電流を１５０％供給した状態、図１８は負荷交流電流を２００％供給した状態をそれぞれ示している。なお上記各図のｄ軸、ｑ軸とティース１８の位置関係は図５と同様である。

　本実施形態では、各ティース本体部１８ａに貫通孔３４を設けることにより円周方向の幅寸法Ｗ１が小さく、ティース本体部１８ａの断面積が小さく設定されている。そのため、瞬時電流値が０となっているＵ相に一致するｄ軸では、磁極部２０ＢＮ，２０ＢＳに対向するティース本体部１８ａがすでに永久磁石２１からの一定磁束線だけで実質的に磁気飽和している。つまり、負荷交流電流を増加させても、上記（１）式中にある回転子３全体のｄ軸インダクタンスの総量Ｌｄが小さいまま維持される。

　また、本実施形態では、負荷交流電流を０％から２００％に順次大きくすると、瞬時電流値が流れているＶ相とＷ相の間を跨ぐ配置のｑ軸のインダクタンスは次第に増加する。これは、負荷交流電流を大きくするに従い、図中のＰ１，Ｐ２，Ｐ３で示すティース拡幅部１８ｂの先端において磁気飽和を弱める効果が大きくなるためである。このように、負荷交流電流を大きくするに従い、Ｖ相とＷ相の全体において磁気飽和が進むものの、上記Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３の箇所では磁気飽和が大きく弱められるので、その結果当該ｑ軸におけるインダクタンスが総合的には増加する（図１４～図１８参照）。これにより、上記（１）式中にある回転子３全体のｑ軸インダクタンスの総量Ｌｑを、負荷交流電流の増加に合わせて増大させることができる。

　以上から、本実施形態では負荷交流電流（モータ負荷）を増加しても、磁極突極比ρを低下させずに大きく取ることができる。

　なお、本実施形態の貫通孔３４が、固定子巻線の無通電状態において磁極部と半径方向に対向したティースを実質的に磁気飽和させる手段の一例に相当する。

　　（２－３．第２実施形態の効果）
　以上説明したように、本第２実施形態では、固定子鉄心５が備える複数のティース１８の各々が、軸方向に貫通する貫通孔３４を有するので、上記第１実施形態と同様な効果を奏する。

　図１９は、本実施形態において、負荷電流をｑ軸に与えた状態（Ｖ相からＷ相に電流を印加した状態）で、探査信号を重畳入力した場合の高周波インダクタンスのシミュレーション結果を表しており、前述の図１２に対応する図である。この図１９に示すように、いずれの負荷（交流負荷電流の大きさ）で作動させた場合でも、ｄ軸の高周波インダクタンスは略正弦波状の曲線で変化し、それらの位相のずれは比較的少なく、ほぼ一致している。また、図示のように、無負荷時でも十分な磁極突極比ρを確保できる上、負荷が大きくなるほど磁極突極比ρが高くなることが分かる。

　また、本実施形態では特に、貫通孔３４がティース１８の円周方向中心位置に形成される。これにより、ティース１８を円周方向に対称な形状とすることができるので、コギングを低減できる。

　＜３．変形例＞
　なお、以上説明した第１及び第２の実施形態は、その趣旨及び技術的思想を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。

　例えば、以上では、固定子鉄心５の隣り合うティース１８の拡幅部１８ｂ同士が円周方向で相互に連結された場合を一例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、上記図２に対応する図２０に示すように、固定子鉄心１０５の隣り合うティース１１８の拡幅部１１８ｂ同士が先端で離間するように構成されてもよい。この場合、隣り合うティース１１８間での漏れ磁束の低減効果をさらに高めることができる。これにより、ｄ軸の漏れインダクタンスが増大するのを防止できるので、磁極突極比ρを確保できる。

　また、以上では、ティース１８に凹部３２又は貫通孔３４のいずれか一方のみが形成された場合を一例として説明したが、ティース１８に凹部及び貫通孔の両方が形成されてもよい。また、凹部３２や貫通孔３４の数をさらに増やしてもよい。

　また例えば、上記実施形態では、１０Ｐ１２Ｓのスロットコンビネーション構成を一例として説明したが、この他のスロットコンビネーション構成でも各相Ｕ，Ｖ，Ｗどうしの配置間隔角度や各ｄｑ軸座標の配置間隔角度が変わるだけで、各相Ｕ，Ｖ，Ｗと各ｄｑ軸座標との間の配置関係性は変わらないので、同様の効果が得られる。

　また例えば、上記実施形態では、各ティース１８の凹部３２又は貫通孔３４の円周方向の寸法を適宜設定することで、無負荷時に磁極部２０Ｂと対向したティース１８が永久磁石２１からの磁束のみにより実質的に磁気飽和するようにしたが、これに限定されるものではない。例えば、回転子３が備える永久磁石２１の磁力を高める、あるいは、凹部３２又は貫通孔３４によるティース１８の幅寸法と永久磁石２１の磁力の両方を適宜に設定するなどの手法をとってもよい。

　また例えば、上記実施形態では、回転子鉄心５の円筒状のヨーク１５や複数のティース１８が各々一体に形成された場合を一例として説明したが、ヨーク１５及び複数のティース１８がティース１８ごとに分割可能に構成されてもよい。

　また例えば、上記実施形態では、回転電機１が回動型モータである場合を一例として説明したが、これに限定されない。例えば、特に図示しないが、固定子に対して可動子が直線的に移動する直動型モータ（いわゆるリニアモータ）に本実施形態の手法を適用してもよい。この場合には、固定子と可動子のいずれか一方が永久磁石による磁極部を備え、他方で磁界を発生するコイル線とティースを備えるが、いずれの場合でも無負荷時に磁極部と対向したティースが永久磁石からの磁束のみにより実質的に磁気飽和するように、凹部によるティースの可動方向の寸法幅を設定すればよい。

　また以上では、回転電機１がモータである場合を一例として説明したが、本実施形態は、回転電機が発電機である場合にも適用することができる。

　また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。その他、一々例示はしないが、上記実施形態や各変形例は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。

　＜４．制御装置のハードウェア構成例＞
　次に、図２１を参照しつつ、上記で説明したＣＰＵ９０１が実行するプログラムにより実装された電圧制御器３２３や矩形波電圧発生器３２５等による処理を実現する制御装置３００のハードウェア構成例について説明する。なお、図２１中では、制御装置３００の回転電機１に駆動電力を給電する機能に係る構成を適宜省略して図示している。

　図２１に示すように、制御装置３００は、例えば、ＣＰＵ９０１と、ＲＯＭ９０３、ＲＡＭ９０５と、ＡＳＩＣ又はＦＰＧＡ等の特定の用途向けに構築された専用集積回路９０７と、入力装置９１３と、出力装置９１５と、ストレージ装置９１７と、ドライブ９１９と、接続ポート９２１と、通信装置９２３とを有する。これらの構成は、バス９０９や入出力インターフェース９１１を介し相互に信号を伝達可能に接続されている。

　プログラムは、例えば、ＲＯＭ９０３やＲＡＭ９０５、ストレージ装置９１７等の記録装置に記録しておくことができる。

　また、プログラムは、例えば、フレキシブルディスクなどの磁気ディスク、各種のＣＤ・ＭＯディスク・ＤＶＤ等の光ディスク、半導体メモリ等のリムーバブル記憶媒体９２５に、一時的又は永続的に記録しておくこともできる。このようなリムーバブル記憶媒体９２５は、いわゆるパッケージソフトウエアとして提供することもできる。この場合、これらのリムーバブル記憶媒体９２５に記録されたプログラムは、ドライブ９１９により読み出されて、入出力インターフェイス９１９やバス９０９等を介し上記記録装置に記録されてもよい。

　また、プログラムは、例えば、ダウンロードサイト・他のコンピュータ・他の記録装置等（図示せず）に記録しておくこともできる。この場合、プログラムは、ＬＡＮやインターネット等のネットワークＮＷを介し転送され、通信装置９２３がこのプログラムを受信する。そして、通信装置９２３が受信したプログラムは、入出力インターフェイス９１９やバス９０９等を介し上記記録装置に記録されてもよい。

　また、プログラムは、例えば、適宜の外部接続機器９２７に記録しておくこともできる。この場合、プログラムは、適宜の接続ポート９２１を介し転送され、入出力インターフェイス９１９やバス９０９等を介し上記記録装置に記録されてもよい。

　そして、ＣＰＵ９０１が、上記記録装置に記録されたプログラムに従い各種の処理を実行することにより、上記の電圧制御器３２３や矩形波電圧発生器３２５等による処理（例えば、ｄ軸及びｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与するステップと、ｑ軸に負荷電流を付与するステップ等）が実現される。この際、ＣＰＵ９０１は、例えば、上記記録装置からプログラムを、直接読み出して実行してもよく、ＲＡＭ９０５に一旦ロードした上で実行してもよい。更にＣＰＵ９０１は、例えば、プログラムを通信装置９２３やドライブ９１９、接続ポート９２１を介し受信する場合、受信したプログラムを記録装置に記録せずに直接実行してもよい。

　また、ＣＰＵ９０１は、必要に応じて、例えばマウス・キーボード・マイク（図示せず）等の入力装置９１３から入力する信号や情報に基づいて各種の処理を行ってもよい。

　そして、ＣＰＵ９０２は、上記の処理を実行した結果を、例えば表示装置や音声出力装置等の出力装置９１５から出力してもよく、さらにＣＰＵ９０２は、必要に応じてこの処理結果を通信装置９２３や接続ポート９２１を介し送信してもよく、上記記録装置やリムーバブル記憶媒体９２５に記録させてもよい。

　１，１０１　　　　　　回転電機
　２　　　　　　　　　　固定子
　３　　　　　　　　　　回転子
　５，１０５　　　　　　固定子鉄心
　７　　　　　　　　　　コイル線（固定子巻線の一例）
　１０　　　　　　　　　シャフト
　１５　　　　　　　　　ヨーク
　１８，１１８　　　　　ティース
　１８ａ，１１８ａ　　　本体部
　１８ｂ，１１８ｂ　　　拡幅部
　２０　　　　　　　　　回転子鉄心
　２０Ａ　　　　　　　　円筒部
　２０Ｂ　　　　　　　　磁極部
　２１　　　　　　　　　永久磁石
　３２　　　　　　　　　凹部
　３４　　　　　　　　　貫通孔
　１００　　　　　　　　制御システム
　３００　　　　　　　　制御装置
　３２３　　　　　　　　電圧制御器（負荷電流付与部の一例）
　３２５　　　　　　　　矩形波電圧発生器（高周波電圧付与部の一例）

Claims (11)

1. 　固定子と回転子を備えた回転電機であって、
   　軸方向に貫通する貫通孔、及び、軸方向一端から他端まで軸方向に沿って延びる凹部、の少なくとも一方が形成された複数のティースを備えた固定子鉄心を有する
   ことを特徴とする回転電機。
2. 　前記貫通孔は、
   　前記ティースの円周方向中心位置に形成される
   ことを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
3. 　前記凹部は、
   　前記ティースの円周方向両側に同じ半径方向位置となるように形成される
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の回転電機。
4. 　前記ティースは、
   　円筒状のヨークより内周側に向けて突出した本体部と、
   　前記本体部の内周側先端に位置し、円周方向の寸法が前記本体部より拡大された拡幅部と、を有し、
   　前記貫通孔又は前記凹部は、
   　前記本体部に形成される
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の回転電機。
5. 　前記拡幅部は、
   　隣り合う前記ティース同士で相互に連結されており、
   　前記固定子鉄心は、
   　円筒状に連結された前記ティースが前記ヨークの内周に固定されて構成される
   ことを特徴とする請求項４に記載の回転電機。
6. 　円周方向に複数の磁極部を備えた回転子鉄心と、
   　前記回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石と、
   　前記ティースに巻回される固定子巻線と、をさらに有し、
   　前記貫通孔又は前記凹部は、
   　前記固定子巻線の無通電状態において、前記磁極部と半径方向に対向した前記ティースが前記貫通孔又は前記凹部の形成位置において前記永久磁石により実質的に磁気飽和するように、前記円周方向の寸法を設定される
   ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の回転電機。
7. 　前記永久磁石は、
   　前記回転子鉄心の内部に設けられる
   ことを特徴とする請求項６に記載の回転電機。
8. 　前記回転子鉄心は、
   　シャフトに固定され前記複数の磁極部が外周に配置される円筒部を有しており、
   　前記永久磁石は、
   　前記回転子鉄心の前記磁極部相互間において、前記円筒部の外周近傍から前記回転子鉄心の外周近傍まで半径方向に沿って配置される
   ことを特徴とする請求項７に記載の回転電機。
9. 　前記固定子巻線は、
   　前記ティースに集中巻きにより巻回される
   ことを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項に記載の回転電機。
10. 　位置及び速度センサを用いずに請求項１乃至９のいずれか１項記載の回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御装置であって、
    　回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、
    　前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与するように構成された高周波電圧付与部と、
    　前記ｑ軸に負荷電流を付与するように構成された負荷電流付与部と、
    を有する
    ことを特徴とする回転電機の制御装置。
11. 　位置及び速度センサを用いずに請求項１乃至９のいずれか１項記載の回転電機のトルク制御、速度制御、位置制御の少なくともいずれかを行う回転電機の制御方法であって、
    　回転軸心より前記磁極部の中心方向に延びる軸をｄ軸、前記中心方向と電気角において９０度ずれた方向に延びる軸をｑ軸とした場合に、
    　前記ｄ軸及び前記ｑ軸の少なくとも一方に高周波電圧を付与することと、
    　前記ｑ軸に負荷電流を付与することと、
    を有することを特徴とする回転電機の制御方法。

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